JPH1187049A - 高周波加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 カレントトランスの出力を受け、機器制御回
路２５内のマイクロコンピューター４３を用いて負帰還
制御をホトカプラーを介してインバータ制御部を制御す
る場合、変換関数部がが困難であった。帰還信号が小さ
い時それを大きし、一方、帰還信号が大きい時それを小
さくする制御をしていたため、制御応答を最適化するこ
とは困難であった。 【解決手段】 本発明は、変換関数部４０の入力に複数
の範囲群を設け基準値３９との差異の大きさに応じて出
力値に各々重み付けをしているため、制御対象となる帰
還信号と高周波出力を決定する基準値３９との差異の大
きさの情報が加味され、負帰還制御の関係で生じるオー
バーシュートが短時間で収束し、かつハンチングを抑制
し高周波出力の振動を回避するという制御安定性の向上
が可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はマグネトロンを用い
た高周波加熱装置に関し、特にマグネトロンの駆動用電
源の電力制御に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の高周波加熱装置は図９に示される
ように、一石式電圧共振型回路と呼ばれる回路構成を用
いている。１は商用電源、２は全波整流からなるダイオ
ードブリッジで商用電源を整流して直流電源を構成す
る。チョークコイル３は電流の変動を平滑し、平滑コン
デンサ４は電圧の変動を平滑する。これらのインダクタ
とキャパシタによるローパスフィルター回路から構成さ
れる整流フィルター部５は単方向電圧を後段の回路に供
給する構成なっている。この整流フィルター部５からリ
ーケージ型の昇圧トランス７の巻線にエネルギーが蓄積
される。昇圧ランス７の１次巻線２８とそれに並列に配
された共振コンデンサ６はタンク回路を構成し昇圧トラ
ンス７の巻線に蓄積されたエネルギーで共振する。半導
体スイッチング素子８とそれに並列に配されたダイオー
ド９からなるスイッチング手段は前記タンク回路に直列
に接続される。ここで示したタンク回路、スイッチング
手段によって構成されるインバータ１１によって商用周
波数の交流電源は高周波電源に変換される。

【０００３】昇圧トランス７の２次側は、２次巻線２９
と３次巻線３０を具備している。２次巻線２９に誘起さ
れた電圧はコンデンサ１４、１５とダイオード１２、１
３からなる全波倍電圧整流回路の機能を果たす高圧回路
１６によって直流高圧電圧に変換され、のアノード−カ
ソードに−４ｋＶ程度の高電圧を印加する構成となって
いる。このようにしてインバータ電源回路１８は構成さ
れている。

【０００４】カレントトランス１７はマグネトロン２４
に流れるアノード電流やその他の高圧回路１６の各枝路
に流れる電流をその２次側両端に発生する電圧として検
出し、インバータを制御するインバータ制御部１１に伝
送する。

【０００５】ここでカレントトランスは機器シャーシに
結合されて構成されるシャーシアース２６をアース電位
とする高圧回路１６とトランジスタ８のエミッタライン
で構成されるアース２７をアース電位にもつインバータ
制御部１１を電気的に絶縁して信号を伝達する働きをに
なっている。カレントトランス１７の１次側の検出電流
としては数百mA程度の平均電流が流れる。

【０００６】インバータ制御部１１はカレントトランス
１７の２次側からの信号が一定になるようにトランジス
タ８のオン時間をコントロールしてインバータ部１０か
ら昇圧トランス７の２次側に伝達する電力を制御してい
る。

【０００７】さらに機器制御回路２５から伝送される信
号はホトカプラー１９を用いてインバータ制御部１１と
電気的に絶縁されている。

【０００８】図１０はカレントトランス１７を整流フィ
ルター５に入力される入力電流を検出する構成とした。
この場合カレントトランス１７はインバータ電源回路１
８に入力される電流をその２次側両端に発生する電圧と
して検出し、インバータを制御するインバータ制御部１
１に伝送する。

【０００９】ここでカレントトランス１７は電源の入力
ラインとトランジスタ８のエミッタラインで構成される
アース２７をアース電位にもつインバータ制御部１１を
電気的に絶縁して信号を伝達する働きをになっている。
カレントトランス１７の１次側の検出電流としては数Ａ
〜十数Ａ程度の平均電流が流れる。

【００１０】一方、図１１は高圧回路１６のダイオード
１３に流れる電流をカレントトランス１７を介して検出
している。このカレントトランス１７の２次側出力の両
端の電圧は第１のコネクタ２１を介して機器制御回路２
５に伝送される。

【００１１】ここで機器制御回路２５はインバータ制御
部１１と同様のアルゴリズムの制御則でカレントトラン
ス１７の２次側出力の両端の電圧すなわちダイオード１
３の電流が一定になるように制御する。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
図９、図１０のインバータ電源回路１８においては、電
力制御をインバータ制御部１１のみでで自己完結すると
いうのが一般的で、機器制御回路２５からは高周波出力
設定とインバータ電源１８の停止／動作という開ループ
の制御指令信号しか伝送されていなかった。

【００１３】従って、インバータ制御部１１で完全に自
己完結的にインバータ電源回路１８の電力制御を実行す
る必要があり、制御回路の規模が大きくならざるをえな
かった。

【００１４】しかし、図１１では機器制御回路２５に帰
還をかけた、閉ループの負帰還電力制御を機器制御回路
２５を介在して実現しているため、機器制御回路２５に
制御作業の部分的分担を行うことによってインバータ制
御部１１の機能及び回路規模を縮小できる可能性があ
る。

【００１５】しかし、マイクロコンピューターで負帰還
制御を行う場合、制御対象となる帰還信号と高周波出力
を決定する基準値との大小関係を判定し、帰還信号が小
さい時それを大きくするような一つの信号、一方、帰還
信号が大きい時それを小さくするもう一方の信号の２値
操作信号を帰還していた。そのため、制御対象となる帰
還信号と高周波出力を決定する基準値との差異の大きさ
の情報が加味されていなかったため、高周波出力の設定
変更の際の変化の大きさに応じて制御応答を最適化する
ことは困難であった。

【００１６】例えば、高周波出力を低出力から高出力に
設定変更する場合、その差異が大きい時は応答が遅く、
目標制御値に達するまでに時間がかかりきめ細かな時間
管理に基づく調理加熱パターンを実現する時の障害にな
っていた。一方、それを回避するため操作信号の量を大
きくすると、インバータ制御部１１の制御応答とマイク
ロコンピューターで負帰還制御の関係でオーバーシュー
トが長く続き安定までに時間がかかったり、ハンチング
をおこし高周波出力に振動が発生した状態が維持される
というような、制御安定性という点で大きな課題が有っ
た。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、マイクロコンピューターを含む回路で構成
され、カレントトランスの２次側の出力を一定に制御し
た結果としてインバータ制御部にマグネトロンのマイク
ロ波出力の制御指令信号を送りかつ高周波加熱装置全体
の制御を司る機器制御回路を有し、そのマイクロコンピ
ューターの中に、カレントトランスの出力をアナログ値
からデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部と、高周波出力
を設定する基準値と、Ａ／Ｄ変換部の出力を基準値から
減じた値を引数として所定の引数範囲群に応じて負帰還
制御がかかるように各々所定の補正値を導出する変換関
数部と、変換関数部の出力を累積加算する積分部の出力
をパルス幅変調信号に変換するＰＷＭ信号部を設け、Ｐ
ＷＭ信号部でＰＷＭ信号に変換された操作信号でインバ
ータ制御部を制御するものである。

【００１８】上記発明によれば、Ａ／Ｄ変換部の出力を
基準値から減じた値の大きさに複数の範囲群を設け、そ
の大きさに応じて各々異なった補正値を積分部で累積加
算することができるため、制御対象となる帰還信号（カ
レントトランスの２次側の出力）と高周波出力を決定す
る基準値との差異の大きさの情報を加味した補正値の創
出が可能になり制御応答の最適化及び安定性の確保を実
現することができる。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明は、マイクロ波を放射しア
ノードは機器シャーシと同電位としたマグネトロンと、
商用電源を全波整流しかつ高周波成分を除去して直流電
源に変換する整流フィルター部と、少なくとも１個の半
導体スイッチング素子をオン／オフして直流電源を高周
波化するインバータ部と、インバータ部の高周波電力を
昇圧する昇圧トランスと、昇圧トランスの出力を整流ま
たは逓倍電圧整流して高圧直流電圧に変換しマグネトロ
ンに高圧直流電圧を印加する高圧回路と、高圧回路の枝
路に流れる電流もしくは入力電流を検出するカレントト
ランスと、半導体スイッチング素子をオン／オフ制御す
るインバータ制御部と、カレントトランスの２次側の出
力を一定に制御した結果としてインバータ制御部にマグ
ネトロンのマイクロ波出力の制御指令信号を送りかつ高
周波加熱装置全体の制御を司るマイクロコンピューター
を含む回路で構成された機器制御回路と、機器制御回路
の制御指令信号を電気的に絶縁してインバータ制御部に
送るためのホトカプラーとを備え、機器制御回路はマイ
クロコンピューターにてカレントトランスの出力をアナ
ログ値からデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換部と、高周
波出力を設定する基準値と、Ａ／Ｄ変換部の出力を基準
値から減じた値を引数として所定の引数範囲群に応じて
負帰還制御がかかるように所定の補正値を導出する変換
関数部と、変換関数部の出力を累積加算する積分部と、
積分部の出力をパルス幅変調信号に変換するＰＷＭ信号
部を有するものである。

【００２０】そして、Ａ／Ｄ変換部の出力を基準値から
減じた値の大きさに複数の範囲群を設け、その大きさに
応じて各々異なった補正値を積分部で累積加算すること
ができるため、制御対象となる帰還信号（カレントトラ
ンスの２次側の出力）と高周波出力を決定する基準値と
の差異の大きさの情報を加味した補正値の創出が可能に
なり制御応答の最適化及び安定性の確保を実現すること
ができる。

【００２１】また、Ａ／Ｄ変換部の出力を基準値から減
じた引数値の絶対値が大きい引数範囲群程補正値を大き
くする変換関数部を有するものである。

【００２２】そうすることによって、Ａ／Ｄ変換部の出
力を基準値から減じた引数値の絶対値が大きいとき、即
ち制御対象と基準値が大きくずれているときには早く基
準値にて安定させるために負帰還量たる補正値を大きし
て、素早い制御応答性を得ることができる。さらに、基
準値に値に近づいてくると、逆に補正量を小さくしてオ
ーバーシュート、ハンチングという不安定な制御を回避
することができる。

【００２３】また、Ａ／Ｄ変換部の出力を基準値から減
じた引数値が正の場合補正値を小さくしかつ引数値が負
の場合補正値を大きくする変換関数部を有するものであ
る。

【００２４】そうすることによって、制御対象たるＡ／
Ｄ変換部の出力（高周波出力に匹敵）が大きい時には補
正量を大きくして素早く出力を絞ることが可能になり、
万一過剰出力状態に陥った場合にもいち早くその状態か
ら低出力の状態に復帰、回避できる。

【００２５】一方で、Ａ／Ｄ変換部の出力が小さい時、
即ち高周波出力が低いときには補正量を小さめにして比
較的ゆっくりと出力を上げていき、オーバーシュート、
ハンチングという不安定な制御を回避することができ
る。

【００２６】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。

【００２７】（実施例１）図１は本発明の実施例のマグ
ネトロン駆動用電源の回路図である。図９、Ｂ、Ｃにお
いて同一機能、同一部品については番号を統一し説明を
省く。従来例と異なる所は高圧回路１６のダイオード１
３の電流を検出するカレントトランス１７と並列に負荷
抵抗３２が配置されていることを明記している。この両
端の電圧はカレントトランス１７の１次側に流れる電流
の交流成分に一致する電圧波形を示す。これをダイオー
ドブリッジ１９で全波整流し、抵抗３４とコンデンサ３
５で形成されるローパスフィルター３６で高周波成分を
除去した円滑な平均値波形がコンデンサ３５両端に得ら
れる。ちなみに、放電抵抗３７はコンデンサ３６の充電
電荷を放電するものである。

【００２８】コンデンサ３６の両端の電圧は第２のコネ
クター２１に結合され機器制御回路２５に入力される。
ここで(b)端子は信号。(c)端子は基線となり機器制御回
路２５のGNDラインに結合される。(a)端子は機器制御回
路２５で信号処理され、ホトカプラー１９を介してイン
バータ制御部１１を駆動する制御信号線である。

【００２９】ここで、機器制御回路２５は(b)信号がほ
ぼ内部に存在する基準値と一致するように負帰還制御を
行い電力制御する。機器制御回路２５は機器全体の制御
を司る制御部で、その機能の一つとして本電力制御を担
っている。

【００３０】昨今においてはマイクロコンピューターに
よる制御が主流化し、本発明においてもマイクロコンピ
ューターを用いた制御を実施例に置く。そうすることに
よって、電力制御機能全体がマイクロコンピューターの
内部にプログラムとして包含されるためインバータ制御
部１１の機能を機器制御回路２５に移すことによって全
く回路規模（実装面積）は増加することがないという画
期的効果が見出せる。

【００３１】まず、マイクロコンピューターを含む機器
制御回路２５における本発明の電力制御を図２を用いて
説明する。

【００３２】カレントトランス１７に流れる交流電流は
２次巻線の両端の抵抗３２に所定のゲインをもって電圧
に変換される。ローパスフィルター３６と放電抵抗３８
でリップルの高周波成分は除去され電源周期の変動を持
った電圧が機器制御回路２５内に存在するマイクロコン
ピューター４３のＡ／Ｄ変換部３８に入力され、その信
号の平均値を読みとる。Ａ／Ｄ変換部３８の出力をＶｉ
ａｄとする。

【００３３】一方、マイクロ波出力の大きさを決定する
基準値３９はＶｒｅｆとして表現される。マイクロコン
ピューター４３は（Ｖｆｅｆ−Ｖｉａｄ）の演算を行
い、その演算結果は変換関数部４０に入力される。変換
関数部４０は（Ｖｆｅｆ−Ｖｉａｄ）から微少変動値dD
を演算、変換し出力する。積分の時間分解能はＶｉａｄ
が平均値を読み、かつＡ／Ｄ変換部３８の入力が電源周
期の１／２の周期をもっていることから半電源周期ごと
に演算する。演算結果Ｉｄｄ（∫ｄＤdt）はＰＷＭ信号
部４２でＩｄｄに応じたデューティー比τを持った信号
に変換される。

【００３４】ここで示したτと機器としてのふるまいを
表したものが図３である。（ａ）図は積分部４１の出力
である積分出力ＩｄｄとＰＷＭ信号部４２の出力である
ＰＷＭ信号のデューティー比τの関係を示した図で比例
関係にある。次に（ｂ）図はＰＷＭ信号のデューティー
比τと制御対象となる電流（高圧回路の枝路に流れる電
流や入力電流）の関係を表したものである。これについ
ても比例関係にある。従って、積分部４１の出力に比例
して電流、すなわちインバータ電源回路１８が扱う電力
（高周波出力）が変化することになる。

【００３５】例えば、（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）が正であ
れば変換関数部３８の出力ｄＤが＋１、（Ｖｒｅｆ−Ｖ
ｉａｄ）が負であれば−１、そして正負の間に０という
変化しない領域も設けている。このような従来の変換関
数を用いた場合のマイクロコンピューター４３内の時系
列的な各パラメーターの変化が図５である。

【００３６】（ａ）図のようにＶｒｅｆが低レベルから
高レベルに変化した時（ｃ）図に示すように補正量ｄＤ
はしばらく＋１の増加状態が続き、（ｄ）図に示すよう
に積分出力Ｉｄｄは単調増加で上昇していく。この積分
出力Ｉｄｄと比例関係にあるＰＷＭ信号のデューティー
比τも（ｄ）図に見られるように単調増加で上昇してい
く。本来ならインバータ制御部１１、インバータ電源回
路１８で時間遅れが生じるものの制御対象であるＡ／Ｄ
変換部３８の出力Ｖｉａｄも（b）図も基準値Ｖｒｅｆ
に達するとそこで安定する。

【００３７】一方、図４は変換関数部３８の入出力の関
係を表した図である。（ａ）図は（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａ
ｄ）という引数に対して複数の範囲群を設けている。引
数が−２以下の場合、関数出力ｄＤは−２、引数が−２
〜−１の場合は−１、引数が−１〜＋１の場合は０、引
数が＋１〜＋２の場合は＋１、引数が＋２以上の場合は
＋２に設定している。このように範囲群に対して各々出
力値に重み付けをしている。この変換関数を用いた場合
のマイクロコンピューター４３内の時系列的な各パラメ
ーターの変化が図６である。あるタイミングで高周波出
力を決定する基準値３９のＶｒｅｆが変化する時、それ
にしたがって各パラメーターがどのように変化するかを
示すものである。（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）が大きい場合
負帰還量が大きくなるため高周波出力を代表するパラメ
ーターＶｉａｄは図５の場合に比べて速やかに目標値に
接近し安定化していることがわかる。

【００３８】（実施例２）さらに、図４の変換関数部３
８の入出力の関係を表した図において（ｂ）図に示すよ
うな変換関数を用いた場合について述べる。（ｂ）図が
（ａ）図と顕著に異なる特徴は、（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａ
ｄ）という引数に対して設けている複数の範囲群におい
て、引数が大きい部分。（ｂ）図でいうと（Ｖｒｅｆ−
Ｖｉａｄ）が−４以下及び＋４以上という大きく基準値
とＶｉａｄがかけ離れている場合補正値ｄＤを極端に大
きくしている点である。

【００３９】この変換関数を用いた場合のマイクロコン
ピューター４３内の時系列的な各パラメーターの変化を
説明する。図７がそれであるが、あるタイミングで高周
波出力を決定する基準値３９のＶｒｅｆが変化する時、
それにしたがって各パラメーターがどのように変化する
かを示す。

【００４０】（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）が大きくなればな
るほど負帰還量が大きくなるため高周波出力を代表する
パラメーターＶｉａｄは図５や図６の場合に比べてより
速やかに目標値に接近し安定化していることがわかる。
また、基準値に収束するに従って補正値ｄＤを小さくす
るというグラデュエーションをもっているため、オーバ
ーシュートやハンチングという制御上の不具合は一切発
生しないような構成となっている。

【００４１】（実施例３）さらに、図４の変換関数部３
８の入出力の関係を表した図において（ｃ）図に示すよ
うな変換関数を用いた場合について述べる。（ｃ）図が
（ａ）図、（b）図と顕著に異なる特徴は、（Ｖｒｅｆ
−Ｖｉａｄ）という引数に対して設けている複数の範囲
群において、引数がマイナス、すなわちＶｉａｄ（高周
波出力）が大きいときには速やかに戻す。一方、プラス
の場合すなわちＶｉａｄ（高周波出力）が小さいときに
はにはゆっくりと戻している。このような非対象な変換
関数パターンにすることによって、万一、過渡的な現象
として高周波出力が入りすぎるような事態が生じた場合
その高出力状態が長く維持することなく速やかに低下す
る。逆に、低出力から高出力に移行するときは慎重にゆ
っくりと上昇させる構成としている。すなわち高出力か
ら低出力には速く、低出力から高出力にはゆっくりとい
うフェールセーフの挙動をする。

【００４２】この変換関数を用いた場合のマイクロコン
ピューター４３内の時系列的な各パラメーターの変化を
説明する。図８がそれであるが、（イ）点で高周波出力
を決定する基準値３９のＶｒｅｆが高いレベルから低い
レベルに変化する時、速やかに低出力に移行するように
（ｃ）図のごとく最初は大きく下げ、そして基準値に近
づくにつれ下げ量を減らす動きをし、速やかにかつオー
バーシュートやハンチングという制御上の不具合が発生
しないような工夫を施している。

【００４３】次に（ロ）点で高周波出力を決定する基準
値３９のＶｒｅｆが低いレベルから高いレベルに変化す
る時、ゆっくりと高出力に移行するように（ｃ）図のご
とく小さい補正値ｄＤで（ｄ）図に示すように基準値に
近づく。それにともなって上げ量を減らす動きをし、ゆ
っくりかつオーバーシュートやハンチングという制御上
の不具合が発生しないように移行させている。

【００４４】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、マイクロ
波を放射しアノードは機器シャーシと同電位としたマグ
ネトロンと、商用電源を全波整流しかつ高周波成分を除
去して直流電源に変換する整流フィルター部と、少なく
とも１個の半導体スイッチング素子をオン／オフして直
流電源を高周波化するインバータ部と、インバータ部の
高周波電力を昇圧する昇圧トランスと、昇圧トランスの
出力を整流または逓倍電圧整流して高圧直流電圧に変換
しマグネトロンに高圧直流電圧を印加する高圧回路と、
高圧回路の枝路に流れる電流もしくは入力電流を検出す
るカレントトランスと、半導体スイッチング素子をオン
／オフ制御するインバータ制御部と、カレントトランス
の２次側の出力を一定に制御した結果としてインバータ
制御部に前記マグネトロンのマイクロ波出力の制御指令
信号を送りかつ高周波加熱装置全体の制御を司るマイク
ロコンピューターを含む回路で構成された機器制御回路
と、その機器制御回路の制御指令信号を電気的に絶縁し
てインバータ制御部に送るためのホトカプラーとを備
え、機器制御回路はマイクロコンピューターにてカレン
トトランスの出力をアナログ値からデジタル値に変換す
るＡ／Ｄ変換部と、高周波出力を設定する基準値と、Ａ
／Ｄ変換部の出力を基準値から減じた値を引数として所
定の引数範囲群に応じて負帰還制御がかかるように所定
の補正値を導出する変換関数部と、変換関数部の出力を
累積加算する積分部と、積分部の出力をパルス幅変調信
号に変換するＰＷＭ信号部からなる構成としているの
で、Ａ／Ｄ変換部の出力を基準値から減じた値の大きさ
に複数の範囲群を設け、その大きさに応じて各々異なっ
た補正値を積分部で累積加算することができるため、制
御対象となる帰還信号（カレントトランスの２次側の出
力）と高周波出力を決定する基準値との差異の大きさの
情報を加味した補正値の創出が可能になり制御応答の最
適化及び安定性の確保の実現を容易にすることができ
る。

【００４５】そして、Ａ／Ｄ変換部の出力を基準値から
減じた引数値の絶対値が大きい引数範囲群程補正値を大
きくする変換関数部を有しているので、Ａ／Ｄ変換部の
出力を基準値から減じた引数値の絶対値が大きいとき、
即ち制御対象と基準値が大きくずれているときには早く
基準値にて安定させるために負帰還量たる補正値を大き
して、素早い制御応答性を得ることができる。さらに、
基準値に値に近づいてくると、逆に補正量を小さくして
オーバーシュート、ハンチングという不安定な制御を回
避することができる。一方、Ａ／Ｄ変換部の出力が小さ
い時、即ち高周波出力が低いときには補正量を小さめに
して比較的ゆっくりと出力を上げていき、オーバーシュ
ート、ハンチングという不安定な制御を回避することが
できる。

【００４６】そして、Ａ／Ｄ変換部の出力を基準値から
減じた引数値が正の場合補正値を小さくしかつ引数値が
負の場合補正値を大きくする変換関数部としているの
で、制御対象たるＡ／Ｄ変換部の出力（高周波出力に匹
敵）が大きい時には補正量を大きくして素早く出力を絞
ることが可能になり、万一過剰出力状態に陥った場合に
もいち早くその状態から低出力の状態に復帰、回避でき
るという効果を有する。

【００４７】一方で、Ａ／Ｄ変換部の出力が小さい時、
即ち高周波出力が低いときには補正量を小さめにして比
較的ゆっくりと出力を上げていき、オーバーシュート、
ハンチングという不安定な制御を回避することができる
という効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の高周波加熱装置のインバー
タ電源回路の回路図

【図２】同機器制御回路における制御構成を示すブロッ
ク図

【図３】（ａ）同ＰＷＭ信号のデューティー比と積分出
力の関係を示す図 （ｂ）同制御対象電流とＰＷＭ信号のデューティー比の
関係を示す図

【図４】（ａ）同補正値ｄＤと（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）
の時間推移を示すタイミングチャートの一実施例を示す
図 （ｂ）同補正値ｄＤと（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）の時間推
移を示すタイミングチャートの他の実施例を示す図 （ｃ）同補正値ｄＤと（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）の時間推
移を示すタイミングチャートの他の実施例を示す図

【図５】（ａ）基準値Ｖｒｅｆの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｂ）従来のＡ／Ｄ変換部の出力Ｖｉａｄの時間推移を
示すタイミングチャート （ｃ）同変換関数部の出力ｄＤの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｄ）同積分部の出力Ｉｄｄの時間推移を示すタイミン
グチャート （ｅ）同ＰＷＭ信号部の出力τの時間推移を示すタイミ
ングチャート

【図６】（ａ）基準値Ｖｒｅｆの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｂ）実施例１のＡ／Ｄ変換部の出力Ｖｉａｄの時間推
移を示すタイミングチャート （ｃ）同変換関数部の出力ｄＤの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｄ）同積分部の出力Ｉｄｄの時間推移を示すタイミン
グチャート （ｅ）同ＰＷＭ信号部の出力τの時間推移を示すタイミ
ングチャート

【図７】（ａ）基準値Ｖｒｅｆの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｂ）実施例２のＡ／Ｄ変換部の出力Ｖｉａｄの時間推
移を示すタイミングチャート （ｃ）同変換関数部の出力ｄＤの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｄ）同積分部の出力Ｉｄｄの時間推移を示すタイミン
グチャート （ｅ）同ＰＷＭ信号部の出力τの時間推移を示すタイミ
ングチャート

【図８】（ａ）基準値Ｖｒｅｆの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｂ）実施例３のＡ／Ｄ変換部の出力Ｖｉａｄの時間推
移を示すタイミングチャート （ｃ）同変換関数部の出力ｄＤの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｄ）同積分部の出力Ｉｄｄの時間推移を示すタイミン
グチャート （ｅ）同ＰＷＭ信号部の出力τの時間推移を示すタイミ
ングチャート

【図９】従来の高周波加熱装置のインバータ電源回路の
回路図

【図１０】従来のその他の高周波加熱装置のインバータ
電源回路の回路図

【図１１】従来のその他の高周波加熱装置のインバータ
電源回路の回路図

【符号の説明】

１ 商用電源 ２ ダイオードブリッジ ５ 整流フィルター部 ７ 昇圧トランス ８ 半導体スイッチング素子 １０ インバータ部 １１ インバータ制御部 １６ 高圧回路 １７ カレントトランス １９ ホトカプラー ２４ マグネトロン ２５ 機器制御回路 ３８ Ａ／Ｄ変換部 ３９ 基準値 ４０ 変換関数部 ４１ 積分部 ４２ ＰＷＭ信号部 ４３ マイクロコンピューター ４４ 積分器出力変換部

フロントページの続き (72)発明者 安井 健治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 石尾 嘉朗 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】マイクロ波を放射しアノードは機器シャー
   シと同電位としたマグネトロンと、商用電源を全波整流
   しかつ高周波成分を除去して直流電源に変換する整流フ
   ィルター部と、少なくとも１個の半導体スイッチング素
   子をオン／オフして直流電源を高周波化するインバータ
   部と、前記インバータ部の高周波電力を昇圧する昇圧ト
   ランスと、前記昇圧トランスの出力を整流または逓倍電
   圧整流して高圧直流電圧に変換し前記マグネトロンに高
   圧直流電圧を印加する高圧回路と、前記高圧回路の枝路
   に流れる電流もしくは入力電流を検出するカレントトラ
   ンスと、前記半導体スイッチング素子をオン／オフ制御
   するインバータ制御部と、前記カレントトランスの２次
   側の出力を一定に制御した結果として前記インバータ制
   御部に前記マグネトロンのマイクロ波出力の制御指令信
   号を送りかつ高周波加熱装置全体の制御を司るマイクロ
   コンピューターを含む回路で構成された機器制御回路
   と、前記機器制御回路の制御指令信号を電気的に絶縁し
   て前記インバータ制御部に送るためのホトカプラーとを
   備え、前記機器制御回路は前記マイクロコンピューター
   にて前記カレントトランスの出力をアナログ値からデジ
   タル値に変換するＡ／Ｄ変換部と、高周波出力を設定す
   る基準値と、前記Ａ／Ｄ変換部の出力を前記基準値から
   減じた値を引数として所定の引数範囲群に応じて負帰還
   制御がかかるように所定の補正値を導出する変換関数部
   と、前記変換関数部の出力を累積加算する積分部と、前
   記積分部の出力をパルス幅変調信号に変換するＰＷＭ信
   号部からなる構成とした高周波加熱装置。
2. 【請求項２】Ａ／Ｄ変換部の出力を基準値から減じた引
   数値の絶対値が大きい引数範囲群程補正値を大きくする
   変換関数部を備えた請求項１記載の高周波加熱装置。
3. 【請求項３】Ａ／Ｄ変換部の出力を基準値から減じた引
   数値が正の場合補正値を小さくしかつ引数値が負の場合
   補正値を大きくする変換関数部を備えた構成とした請求
   項１または請求項２記載の高周波加熱装置。