JPH11503888A - 二重ポートｆｍ変調器用固定中継等化 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 標準二重ポート周波数変調器の高周波数ポートと低周波数ポートとの位相差によって引き起こされる不所望の効果を除去するための二重ポート周波数変調器及び方法。周波数変調器は、変調信号の高周波数成分を処理するための第１の高周波数ポート処理経路及び変調信号の低周波数成分を処理するための第２の低周波数ポート処理経路を含む変調器段の入力に結合された逆フィルタ段を含む。高周波数経路及び低周波数経路の出力は、電圧制御発振器の別々のポートに結合されている。逆フィルタのインパルス応答は、変調段のインパルス応答の逆に設計されている。フィルタは、二重ポート周波数変調器の全応答が顕著に改善される様に、変調器段の高及び低周波数処理経路内の遅延の差によって引き起こされた不所望の効果を打ち消す様に機能する。

Description

【発明の詳細な説明】 二重ポートＦＭ変調器用固定中継等化 発明の分野 本発明は、一般的に二重ポート変調器、及び、特に、二重ポート変調器におけ る歪を減少するためのシステムに関係する。 発明の背景 信号処理の分野において、ＤＣ（直流）に近い周波数は変調するのが困難であ ることが知られている。この問題を解決するための従来の回路は、二重ポート周 波数変調器である。この二重ポート変調器はゼロ周波数以上の周波数で変調する 様に設計されている。 この従来の二重ポート周波数変調器は、２つのデータ経路、変調信号の高周波 数成分で変調するための高周波数処理経路、及び低周波数成分で変調するための 低周波数処理経路を含んでいる。高周波数処理経路は、典型的には、バッファ及 びゲイン可変増幅器を含んでおり、それぞれ、高周波数処理経路と低周波数処理 経路との間の周波数偏移及びゲインアンバランスの原因と成っている。他方、低 周波数処理経路は、より低い周波数信号で変調とするために必要とされる追加の 信号処理にために、高周波数処理経路よりもかなり多くの信号成分を含んでいる 。このより周波数の低い方の経路は、直列接続温度制御水晶発振器（ＴＣＸＯ） 、２つの周波数カウンタ、第１の位相検出器、及びループフィルタをしばしば含 んでいる。高周波数経路及び低周波経路の出力は両方とも電圧制御発振器（ＶＣ Ｏ）の別の入力に接続されている。このＶＣＯは、２つの入力信号を効果的に加 えて、所望の周波数変調された信号を出力する。 上述の変調器の設計の主な欠点は、高周波数処理経路と低周波数処理経路とが 異なる構造を有するために、システムが、変調入力とＶＣＯ入力との間に異なる 時間遅延を有することにある。この時間遅延差は、高周波数経路と低周波数経路 との間の位相遅延差に等しく、上述の二重ポート変調器用のループフィルタカッ トオフ周波数付近で、非線形位相応答を結果する。この非線形位相応答のために 、ループフィルタカットオフ周波数の付近の信号は、略同じ振幅を有するが、異 なった位相を有する。結果として、位相がズレた信号は、相殺され、何からの減 衰 が変調器の出力信号で生じ、これに、変調器のインパルス応答（即ち、ゲイン及 び振幅応答）が影響される。インパルス応答が影響されるのは、「ディップ」ル ープフィルタ周波数の領域内の変調器のゲインによってである。振幅応答は、今 度は、変調指数に影響し、特に、従来の変調器の周波数偏移対時間応答の関係を 悪化する。 発明の要約 本発明は、二重ポート周波数変調器内の高周波数ポート／低周波数ポート位相 差によって引き起こされる不所望の効果を除去する方法及びシステムを提供する 。本発明は、変調信号を、固定中継等化器と呼ばれる「逆フィルタ」で、二重ポ ート変調器の入力に結合される以前に、事前に歪ませることによって達成される 。この逆フィルタは、非理想二重ポート変調器のインパルス応答の本質的に逆で ある振幅及び位相応答（即ち、インパルス応答）を有している。特に、逆フィル タは、減衰が非理想変調応答で生じる領域内で位相遅延が補償されたインパルス 応答を与える。本発明の或る実施の形態において、逆フィルタは、パルス整形フ ィルタの様な前置事前フィルタリングに組み込まれる。この様な方法だと、本発 明の改良された変調器を実現するために、ハードウエアを殆ど又は全く追加する 必要がない。 図面の簡単な説明 図１は、二重ポート周波数変調器を示している。 図２は、従来の二重ポート周波数変調器の低周波数ポート及び高周波数ポート の各々に対する位相応答、従来の二重ポート周波数変調器の複合位相応答、及び 二重ポート周波数変調器に対する理想位相応答を示している。 図３は、従来の二重ポート周波数変調器の典型的な振幅応答を示している。 図４Ａは、従来の変調器のｈ＝０.０５でのＧＭＳＫに対する理想アイ（ｅｙ ｅ）図を示している。 図４Ｂは、従来の二重ポート周波数変調器のアイ図での位相歪の効果を示して いる。 図５は、前置歪段を含む本発明の改良された二重ポート変調器を示している。 図６は、本発明の固定中継等化器の振幅応答を示している。 図７は、図５に示される二重入力変調器のｈ＝０.５０でのＧＭＳＫに対する 実際のアイ図を示している。 詳細な説明 図１は、従来の二重ポート周波数変調器を示している。二重ポート周波数変調 器の入力は、通常ＧＭＳＫ帯域幅リミタに接続されている。このリミタは、先ず 、変調信号を特定の周波数範囲に帯域制限する様に機能する。次に、この帯域制 限された入力信号は、バッファ１１を通過する。このバッファは、変調器の全体 の周波数偏移を調節する様に機能する。このことが達成されると、変調入力信号 のピークピーク電圧が、標準偏移周波数（ｆ_d）に対応することが補償される。 典型的には、偏移周波数は、例えば、１.００ボルトピークピーク電圧が４.８ｋ Ｈｚの偏移周波数に対応する様に、調節される。バッファ１１からの出力信号は 、変調器内の２つの信号処理経路、即ち、高周波数処理経路及び低周波数経路に 結合されている。 低周波数経路は、より低いスペクル周波数成分で変調することの責務を負って いる。この経路は、１０ＭＨｚ領域の基準周波数を発生する温度補償水晶発振器 １２（ＴＣＸＯ）を含む。この基準周波数は、周波数カウンタ１３によって１０ −５０ｋＨｚ領域のより低い周波数に分周される。この基準周波数信号は位相検 出器１４の第１の入力に結合されている。位相検出器１４は、第１の入力に結合 された基準周波数と第２の入力に結合された信号との間の位相差に比例する電圧 信号を出力する様に機能する。位相検出器の出力信号は、ループフィルタカット オフ周波数(f_{loop cut-off})以下の全周波数成分を濾波するループフィルタ１５ を通過する。濾波された信号は次に電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６の第１の入力 に結合される。ＶＣＯ１６は、高周波数経路及び低周波数経路の各々からの２つ の信号を基本的に加算し、入力信号の電圧に比例する周波数を有する信号を出力 する。 高周波数経路は、より高いスペクトル周波数成分で変調することの責務を負っ ている。この経路は、バッファ１７及びゲイン可変増幅器１８を含んでいる。バ ッファ１７は、高周波数経路と低周波数経路との間の周波数偏移のバランスを取 る様に機能し、増幅器１８は、第１の信号処理経路と第２の信号処理経路との間 でゲインのバランスを取る様に、第２のバッファの出力信号の大きさを決める様 に機能する。増幅器１８の出力は、ＶＣＯ１６の第２のポートに結合されている 。ＶＣＯの第２のポートは、ループフィルタカットオフ周波数以上の周波数成分 のみが、このポートからＶＣＯに影響を及ぼす様に、高周波数信号処理経路から の高周波数信号の帯域を有効に制限する。ＶＣＯ１６の出力は、周波数カウンタ １９を介して位相検出器１４の第２の入力にフィードバックされる。 図２は、図１に示される従来技術の二重ポート変調器の複合位相応答２２を示 している。図２において、位相応答２０が、高周波数経路に対して示されており 、位相応答２１が、低周波数経路に対して示されている。低周波数経路が、ｆ_{lo op cut-off} 以下のみに意味のある振幅を有する信号に寄与するので、ｆ_{loop cut -off} 以下の位相応答２２の周波数成分（セクションＡ）は、低周波数経路応答２ １と同じ位相応答を有することが分かる。同様に、高周波数経路は、ｆ_{loop cut -off} 以上のみに意味のある振幅を有する信号に寄与するので、ｆ_{loop cut-off}以 上の位相応答２２の周波数成分（セクションＣ）は、高周波数経路応答２０と同 じ位相応答を有することが分かる。しかしながら、ｆ_{loop cut-off}付近の周波数 の周波数応答（セクションＢ）は、高周波数経路及び低周波数経路の両方から発 生される複合信号によって決められる。この複合信号は、セクションＢ内の周波 数に対して位相応答２２を非線形にし、その周波数領域内に位相歪を結果する。 上述された位相遅延歪のために、ｆ_{loop cut-off}付近の周波数の高周波数経路 及び低周波数経路の各々からの信号は略同じ振幅を有するが、異なる位相を有す る。結果として、位相がズレた信号の或るものを相殺し、変調器の振幅応答に減 衰を生じる。 図３は、約３.６ｋＨｚのループカットオフ周波数（即ち、ｆ_{loop cut-off}＝ ３.６ｋＨｚ）を有する従来の変調器の振幅応答での減衰効果を示している。図 ３に示される様に、ゲインの「ディップ」（３０によって示される）が約３.６ ｋＨｚで発生し、ゲインの減衰を示している。同様に、ループカットオフ周波数 付近の信号の或るものが、一緒に加算され、ピーク３１を結果し、ゲインの増大 を示している。 この減衰は以下の方法で数学的に記述することが出来る。ＶＣＯ１６からの出 力電圧、Ｓ(t)は２つの信号ｖ₁(t)及びｖ₂(t)の和として表すことが出来る。 ｖ₁(t)及びｖ₂(t)は、同じ信号の低域通過濾波及び高域通過濾波信号であるので 、Ｓ(t)は以下の様に表現することが出来る。 式１ Ｓ(t)＝ｖ₁(t)＋ｖ₂(t)＝ｍ(t)ｈ_lp(t)＋ｍ(t)ｈ_hp(t) ここで、ｍ(t)は変調入力信号であり、ｈ_lp(t)及びｈ_hp(t)は、それぞれ低周 波数ポート及び高周波数ポートのインパルス応答関数である。低周波数では、信 号Ｓ(t)は、基本的に、低域通過応答と変調信号ｍ(t)とのコンボリューションの 結果である。換言すると、式１においてｍ(t)ｈ_hp(t)＠０であり、Ｓ(t)＝ｍ(t) ｈ_lp(t)である。高周波数では、信号Ｓ(t)は、基本的に、高域通過応答と変調信 号ｍ(t)とのコンボリューションの結果である（即ち、ｍ(t)ｈ_hp(t)＠０、Ｓ(t) ＝ｍ(t)ｈ_hp(t)）。 しかしながら、ｆ_{loop cut-off}では、ｖ₁及びｖ₂の両方は信号Ｓ（ｔ）に寄与 する。従って、ｆ_{loop cut-off}でのＳ（ｔ）は、ｍ(t)＝cos(f_ct)及びｈ_lp(t)＝ ｈ_hp(t)＝０.５０を使用して以下の様に表現することが出来る。 式２ Ｓ(t) ＝ｖ₁(t)＋ｖ₂(t) ＝０.５０ cos(f_ct)＋０.５０ cos(f_ct ＋Ｆ) ＝０.５０｛cos(f_ct)＋cos（f_ct ＋Ｆ）｝ ＝０.５０｛cos(f_ct)＋cos(f_ct)cos(Ｆ)−sin(f_ct)sin(Ｆ)｝ ＝０.５０ cos(f_ct){１＋cos(Ｆ)}−０.５０ sin(f_ct)sin(Ｆ)} Ｆが小さく、sin(Ｆ)＠０だと、上記表現を次の様に近似することが出来る。 式３ Ｓ(t) ＝０.５０ cos(f_ct)｛１＋cos(Ｆ)｝ ＝ cos(f_ct)cos²(F/2) ２つの経路内信号の位相差がゼロである場合、コーナー周波数で信号ｍ(t)に ゲインの減衰はないであろう。しかしながら、２つの信号の間の位相差がゼロで ない場合、cos²(F/2)＜１.０であり、ｆ_{loop cut-off}で減衰があるであろう。例 えば、高周波数ポート経路と低周波数ポート経路との間の４０度の位相差がコー ナー周波数で約１.０８ｄＢの減衰を結果する。上述の様に、２つの経路間の時 間遅延の差のために、従来の変調器の高周波数経路と低周波数経路との間に位相 差が結果され、cos²(F/2)＜１.０である。 振幅応答の減衰の効果は変調器の周波数偏移対時間応答の悪化を引き起こす。 特に、変調指数に誤差を生じる。図４Ａは、０.５０に等しい変調指数を有する 変調器の理想周波数偏移対時間アイ図を示している。図４Ｂは、典型的な従来の 変調器の周波数偏移対時間アイ図を示している。図４Ｂに示される様に、従来の 変調器の位相歪は、周波数偏移軸に沿った変動（即ち、変調度誤差）を引き起こ すのみでなく、図４Ｂに示される様に時間軸に沿った変動（即ち、位相ジッター ）も引き起こす。 本発明に従う図５は、二重ポート変調器５０及び固定中継等化器５１を含むシ ステムを示している。このシステムは、固定中継等化器５１を、変調器５０の入 力に結合する以前の変調信号に加えることによって、変調器５０によって全体と して改良されたインパルス応答を与える。等化器は逆フィルタとして機能し、変 調器５０の振幅応答での不所望の偏移を基本的に打ち消す様に変調信号を事前に 歪ませる。図５に示される様に、変調器５０はＨ（ｗ）であり、等化器５１の応 答はＨ^-1（ｗ）である。換言すると、固定中継等化器５１は、変調器５０とは反 対の応答を与える様に設計されている。信号処理の分野では、特定の応答を与え る回路をどの様にして実現するかは良く知られている。例えば、ステレオ等化器 は、ゲインが特定の周波数に対して手動で変化出来て、聴取者に所望の応答を与 える様に設計される。所定の応答を与える様に設計された他の例の回路は、デー タモデムである。このモデムでは、固定中継等化器は、電話チャンネルの振幅及 び位相歪を補償するために使用される。 図６は、図３に示される振幅応答を有する変調器と共に使用される様に設計さ れた本発明によって記述される様な固定中継等化器の振幅応答を示している。図 示される様に、等化器の振幅応答は、図３に示される変調器振幅応答がディップ を生じるのと同じ周波数でピーク（６０で示される）を生じる。換言すると、等 化器５１は、変調器５０振幅応答で減衰が生じる周波数に対してゲインを増大す る。等化器５０は図３で示されるピーク３１を生じる様に設計されることが理解 出来る。図６に示される様に、ピーク３１（図３）が変調器で生じるのと同じ周 波数で等化器応答がディップ（６１で示される）を生じる。 図７は、ｈ＝０.５０の本発明の改良された変調器に対する実際の周波数偏移 対時間アイ図を示す。図７に示される様に、高周波数変調経路及び低周波数変調 経路の間の位相遅延差による（図４Ｂで見られる様な）全ての悪影響が除去され る。 本発明の一つの形態では、逆応答は、二重ポート変調器の入力と結合される前 置送信機パルス整形フィルタの応答とコンボリューションすることが出来る。従 って、本発明は、（例え、あっても）極めて少ない部品を加えることにより、本 発明を実現することが出来る。 前述においては、二重ポート周波数変調器において高周波数ポート／低周波数 ポートの位相差によって引き起こされる不所望の効果を除去するための方法及び システムが記述された。本記述においては、本発明を完全に理解するために、特 定の周波数及び変調指数の様な多数の特定の詳細事項が記述されていた。しかし ながら、当業者にとっては、これら特定な詳細事項は、本発明を実施するために 採用する必要なないものであることは明らかであろう。他の例では、本発明の不 必要に不明瞭とすることを避けるために、周知の信号処理理論が詳細には記述さ れていない。 従って、本発明の要素は、或る実施の形態と関連して記述されたが、本発明は 種々の別の方法で実現することが出来ることが理解される。結果として、実例に よって図示され且つ記述された特定の実施の形態を、限定と考えることは全く意 図していないことが理解されるべきである。この実施の形態を参照することは、 請求の範囲を制限することであるとは意図されず、請求の範囲は、それ自体発明 の本質であると見なされる特徴のみを記載している。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】１９９７年５月１４日 【補正内容】 (1) 出願時の請求項１乃至６を別紙の通り訂正し、出願時の請求項７を削除す る。 (2) 明細書第２頁５行と６行との間に以下の文章を挿入する。 「 特開平７−３０３３２号は、ＦＭ変調信号の完全にフラットな振幅周波数 を可能とするＦＭ変調器を提供する。このＦＭ変調器は、フラットな高周波数及 び低周波数領域を、この目的のためのＶＣＯ及び標準ＶＣＯを使用して、ＶＣＯ の両側に作りだすことによって、ＦＭ変調を可能にする。 送信出力信号を発生するＶＣＯ、この送信出力信号の一部を分周する分周 器、この分周器の出力周波数信号の標準周波数間の位相差に対応する直流電圧を 与える位相比較器、前記直流電圧に含まれる高周波数成分等を除去するループフ ィルタ、このループフィルタとＶＣＯとの間に接続されたシンセサイザ、減衰器 を介してＦＭ変調を受けるべき信号を入力するために使用される入力端子から成 り、前記減衰器は、シンセサイザ及び標準ＶＣＯの調整のために使用され、端子 と減衰器との間の変調周波数領域の低域通過濾波成分を主に補償する補償回路を 含む。 米国特許４２４２６４９号は、ループ内の２つの別の箇所で変調信号をル ープ信号と加算することにより、拡張された周波数範囲に渡って周波数変調を提 供する位相ロックループを記述している。変調信号は電圧制御発振器の制御入力 端子に直接加えられる。更に、変調信号は、ループ成分の転送機能を補償するた めに処理される。そして、処理された信号は、位相検出器とループの低域通過フ ィルタの出力端子間の加算点で、ループ信号と加算される。変調信号の処理は、 信号の事前整形から成り、電圧制御発振器と加算接続との間に位置するループ回 路の転送機能を補償する。」 請求の範囲 １．２つの経路（１，２）と関連している２つの入力変調ポートを有する二重ポ ート周波数変調器が、基準信号を変調信号で変調し、関連するインパルス応答を 有している変調手段（５０）、及び前記変調信号を濾波し、前記変調手段の入力 に結合されている濾波手段（５１）、から成り、 前記濾波手段が、前記変調手段の振幅及び位相特性の両方が補償されるよう な関連するインパルス応答を有することを特徴とする二重ポート周波数変調器。 ２．前記変調手段（５０）が、前記変調信号の高周波数成分を処理するための第 １の信号処理経路（１）、前記変調信号の低周波数成分を処理するための第２の 信号処理経路（２）、及び電圧制御発振器（１６）を含み、前記第１及び第２の 処理経路が、前記濾波手段に結合された入力と前記電圧制御発振器に結合された 出力を有する請求項１記載の二重ポート周波数変調器。 ３．前記濾波手段が、パルス整形フィルタである請求項１記載の二重ポート変調 器。 ４．前記変調手段の前記関連するインパルス応答が非線形であり、前記二重ポー ト変調器の全体のインパルス応答が本質的に線形である請求項１記載の二重ポー ト変調器。 ５．変調信号が入力ポートに結合される二重ポート周波数変調器の不所望の変調 器応答を除去する方法であり、前記変調信号が、第１の関連する遅延を有する第 １の信号処理経路（１）及び第２の関連する遅延を有する第２の信号処理経路（ ２）を通して処理され、第１及び第２の信号処理経路の出力が電圧制御発振器（ １６）に結合されており、前記第１の遅延及び前記第２の遅延が等しくないこと が、不所望の変調器インパルス応答を引き起こし、前記方法が、前記変調信号を 、これが前記入力ポートに接続される以前に、事前に歪ませて、関連する事前歪 インパルス応答を有する事前歪信号を発生し、更に、前記事前歪インパルス応答 を、変調器インパルス応答の振幅及び位相特性が補償される様に、設定すること を特徴とする方法。 ６．前記事前歪インパルス応答が、パルス整形フィルタに組み込まれていること を特徴とする請求項５記載の方法。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．基準信号を変調信号で変調する手段であり、関連するインパルス応答を有す る変調手段、 前記変調信号を濾波する手段であり、前記濾波手段が前記変調手段の入力に 結合され、前記変調手段の前記関連するインパルス応答の逆である関連するイン パルス応答を有する濾波手段、から成る二重ポート周波数変調器。 ２．前記変調手段が、前記変調信号の高周波数成分を処理するための第１の信号 処理経路、前記変調信号の低周波数成分を処理するための第２の信号処理経路、 及び電圧制御発振器を含み、前記第１及び第２の信号処理経路が前記濾波手段に 結合された入力及び前記電圧発振器に結合された出力を有する請求項１に記載の 二重ポート周波数変調器。 ３．前記濾波手段がパルス整形フィルタである請求項１に記載の二重ポート変調 器。 ４．前記変調手段の前記関連するインパルス応答が非線形であり、前記二重ポー ト周波数変調器の全体のインパルス応答が本質的に線形である請求項１記載の二 重ポート変調器。 ５．変調信号が入力ポートに結合されており、前記変調信号が第１の関連する遅 延を有する第１の信号処理経路及び第２の関連する遅延を有する第２の信号処理 経路を通過して処理され、前記第１及び第２の信号処理経路の出力が電圧制御発 振器に結合されており、前記第１の遅延及び第２の遅延が等しくないことが、不 所望の変調器インパルス応答を引き起こす二重ポート周波数変調器において、前 記不所望の変調器インパルス応答を除去する方法が、 前記変調信号をそれが入力ポートに結合する前に事前に歪ませて、関連する 事前歪インパルス応答を有する事前歪信号を発生する段階、 前記事前歪インパルス応答を、前記不所望の変調器インパルス応答の逆に等 しく設定する段階、から成る方法。 ６．前記事前歪インパルス応答がパルス整形フィルタに組み込まれている請求項 ５記載の方法。 ７．アナログ信号を処理するための第１の手段であり、この第１の手段が、関連 するインパルス応答を有し且つ第１の遅延関連する遅延時間を有する第１の処理 経路と第２の関連する遅延時間を有する第２の処理経路を含み、前記第１及び第 ２の遅延が等しくなく、前記第１及び第２の遅延が等しくないことが前記第１の 手段の前記インパルス応答を非線形とする第１の手段、 前記アナログ信号を前記第１の手段によって処理される以前に濾波する手段 であり、この手段が、前記第１の手段の前記インパルス応答の逆であるインパル ス応答を有する濾波手段、から成る装置。