JPS6398233A - 等化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　　要〕 本願は、ＦＭ変調方式、Ｎ値のＦＳＸ変調方式、Ｎ（ａ
ＰＳＫ変調方式又はＮ値のＣＡＭ変調方弐方式る通信回
線において搬送波周波数帯で生しる伝送路特性歪を等化
するため、その歪量と同−又は−足部分数の歪量を被変
調搬送波に別途含ませることにより、その歪を補償する
等化回路を開示したものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、等化回路に関し、特に変調された搬送波の伝
送路特性歪を通信する等化回路に関するものである。

ＦＭ変調方式、ＦＳＫ変調方式等を用いた通信回線では
、高品質な伝送特性が要求される。このため、通信回線
の品質を良好に保つ等化回路が必要となる。

〔従来の技術〕

かかる従来の等化回路が第２３図に示されており、変調
回路１００で変調された搬送波は伝送路１０１で歪を発
生するが、その歪を等化回路１０２で補償（等化）する
ものである。この場合の等化回路１０２としては、群遅
延等化回路、振幅等化回路がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このような従来の等化回路１０２では、例えば伝送路１
０１のフィルタ等で発生する振幅歪、群遅延歪等は高次
の成分まで含むため、等化段数が増えるとともに歪を発
生するフィルタ等の非線形回路の逆特性を求めることも
極めて難しいという意味で歪等化が充分満足に行えない
という問題点があった。

従って、本発明の口約は、伝送路特性で生じた歪を充分
に補償できる等化回路を実現することである。

〔問題点を解決するための手段〕 第１図は上記の問題点を解決するための本願第１の発明
の等化回路を概略的に示した図で、１は伝送路の特性回
路によって歪を受けた被変調搬送波の２倍波を発生する
２逓倍波発生回路、２は被変調搬送波が受けた歪量と同
一の歪量を発生する歪発生回路、３は２逓倍波発生回路
１の出力信号と歪発生回路２の出力１３号とを混合して
変調度を復元し歪を打ち消すミキサー、である。

第２図は上記の問題点を解決するための本願第２の発明
の等化回路を概略的に示した図で、この第２の発明では
、伝送路の特性回路によって歪を受けた被変調搬送波の
周波数を低減させる周波数変換回路４を加え、この周波
数変換回路４の出力の２倍波を発生ずる２逓倍波発生回
路１の出力信号と、被変調搬送波が受けた歪量と同一の
歪量を発生する歪発生回路２の出力信号とをミキサー３
で混合して差をとっている。

第３図は上記の問題点を解決するための本願第３の発明
の等化回路を概略的に示した図で、この第３の発明は、
伝送路の特性回路によって歪を受けた被変調搬送波をＭ
／Ｎ分周する分周回路５と、この分周回路５に対し、被
変調搬送波が受けた歪量の（Ｍ−Ｎ）７Ｍの歪量を与え
る歪発生回路２と、この歪発生回路２の出力信号と被変
調搬送波とを混合して差をとるミキサー３と、ミキサー
３の出力をＭ／（Ｍ−Ｎ）逓倍する逓倍回路６と、で構
成されている。

〔作　　　用〕

第１の発明を示す第１図において、変調された搬送波は
まず２逓倍波発生回路１で周波数とともに変調度及びそ
の被変ｉ１１１％送波が伝送路特性で受けた歪量が２逓
倍される。一方、その被変調搬送波が伝送路で受けた歪
量と同一の歪量を発生することができる歪発生回路２に
被変調搬送波を通ずことにより２倍の歪量を含むことに
なる。従って、これら両回路１及び２の出力信号をミキ
サー３に送ることにより両者の差である信号、即ち、変
調度が復元して歪量が打ち消された信号がミキサー３か
ら出力される。

第２の発明を示す第２図において、変調された搬送波は
周波数変換回路４で低い周波数に変換され、この出力信
号を２逓倍波発生回路１で周波数とともに変調度及び伝
送路特性で受けた歪量を２倍にする。一方、その被変ｉ
Ｊｌ　１１送波が伝送路特性で受けた歪量と同一の歪量
を発生することができる歪発生回路２に被変調搬送波を
通すことにより２倍の歪量を含んだ信号を得る。そして
、２逓倍波発生回路１の出力と歪発生回路２の出力との
差をミキサー３でとることにより変調度が復元して歪量
が打ち消された信号がミキサー３から出力される。

第３の発明を示す第３図において、変調された搬送波は
分周回路５でＭ／Ｎ分周され、その被変調搬送波が伝送
路特性で受けた歪量の（Ｍ−Ｎ）７Ｍの歪量を発生する
ことができる歪発生回路２にその分周信号を通ずことに
より２倍の歪量を含んだ信号を得る。この２倍の歪量を
含んだ信号と、伝送路からの被変調搬送波自体と、をミ
キサー３に入力して差をとり、更にＭ／（Ｍ−Ｎ）逓倍
回路６を通すことにより変調度が復元され歪量が低減さ
れた信号を得ることができる。

〔実　施　例〕

以下、本発明の詳細な説明する。

第４図は、第１図に概念的に示した第１の発明の等化回
路の実施例を示すもので、この等化回路は、変調信号を
入力して搬送波を変調する変調回路１００と、変調回路
１００の被変ｊｊｌ搬送波出力信号を所定の伝送特性で
伝送する伝送路１０１と、伝送路１０１からの被変調搬
送波の２（＠波を発生する２逓倍波発生回路１と、被変
調搬送波が伝送路特性で受けた歪量と同一の歪量を発生
する歪発生回路２と、この歪発生回路２の出力周波数を
低減させるための周波数変換回路７と、この周波数変換
回路７の出力信号と２逓倍波発生回路１の出力信号とを
混合して変調度を復元し歪を打ち消すミキサー３と、で
構成されている。尚、周波数変換回路７は歪発生回路２
に含めて考えることができるが、ミキサー３での同一周
波数出力によるローカルリークを避け、ミキサー３の後
に通常設けられるバンドパスフィルタ（図示せず）で選
別し易くするためのものであり、図示の如く、ミキサー
７１と局部発振器７２とを含んでいる。

次に、第４図の実施例の動作について、伝送路特性回路
１０１で生じた歪がどのようにして等化されるかを数式
を用いて説明する。

まず、例えばＦＭ変調信号をＡ、ｓｉｎω、ｔ。

被変調搬送波をｓｉｎω。ｔとすると、変調回路１００
から出力される被変調搬送波■は、 ■＝ｓｉｎ（ω６ｔ＋Ａ、ｌ３１ｎω、１）となり、伝
送路特性回路１０１で歪を受けた被変調搬送波■は、 ■＝ｓｉｎ（ω。ｔ＋＾、％ｓ４ｎω、ｔ＋　ｇ　（ｔ
））となる。ただし、ｇ（ｔ）は受けた歪量を表してお
り、これは伝送路特性回路に用いるフィルタ等の特性を
知ることにより予め決定することができる。

ここで被装１ＩＩＢ送波■は二手に分かれ、一方は２逓
倍波発生回路１で次の波形■になる。

■＝ｓｉｎ（２ωｏ　ｔ　＋　２Ａ＋＋ｓ＋ｎωＩｌｔ
＋２ｇ（ｔ））また、他方は、歪発生回路２で波形■に
なる。

■−５ｉｎ（ωｏｊ＋Ａ＋＋Ｓｊｎω、ｔ＋ｇ（ｔ）＋
ｇ’（ｔ））ただし、ｇ’（０は歪発生回路２で発生さ
れる歪量を表す。波形■は更に周波数変換回路７で、■
＝　ｃｏｓ　（ω。（＋ω２ｔ＋＾、ｌ５ｉｎω、、ｌ
ｔ＋ｇ（ｔ）　＋ｇ’　（ｔ））となる。ただし、局部
発振器７２はｓｉｎ　ω２ｔなる信号を発生するものと
する。

これらの波形■と■とをミキサー３で混合すると、■＝
■×■であるから、 ■−＝ｓｉｎ（ωｏｔ−ωｚｔ＋Ａ、ｓｉｎωＩＩｔ＋
ｇ（ｔ）　−ｇ’　（ｔ））となる。

従って、ｇ（ｔ）＝ｇ”ｍなる関係の歪発生回路２を用
いればよいことになる。このとき、ミキサー３の出力■
は、 ■＝ｓｉｎ（ω。ｔ　−ωｚｔ＋Ａ、ｓｉｎω、ｔ）と
なる。この場合、周波数変換回路７を特に用いなければ
、ω２はＯであり、周波数シフトは行われない。

以上より明らかなように、波形■では被変調搬送波の変
調度と歪量が２倍になり、波形■では歪量だけが２倍と
なって、波形■で変調度が復元されるとともに歪量は打
ち消されることになる。

以上、ＦＭ変調信号を例にとり説明を行ったが、本発明
によればＰＳＫ等他の変調方式においても同様に等化を
行うことができる。

このような歪発生回路２の一例が第５図に示されており
、図中、２１は減衰器、２２は遅延回路、２３はリミッ
タ、２４は遅延回路、である。

減衰器２１では、被変調搬送波の振幅を減衰させ、遅延
回路２２はＦＭ変調された搬送波のＡＭ成分を発生させ
、リミッタ２３でＡＭ−ＰＭ変換を行って遅延回路２２
で発生されたＡＭ成分を位相回転量に変換して伝送路の
振幅歪成分を等化し、そして、遅延回路２４では遅延回
路２２で発生した遅延特性を補償して伝送路の群遅延歪
を等化するフラットな遅延特性を与えている。

この歪発生回路は、特に、被変調搬送波がＲＦ帯帯幅幅
器により歪んだ場合に有効な補償方式である。

遅延回路２２．２４としては第６図に示すような遅延特
性■及び■を有する回路として第７図に示す回路例が挙
げられる。従って、両遅延回路２２．２４により第８図
に示すような遅延特性が得られる。

また、リミッタとしては、良く知られた第９図に示すよ
うな電圧形のものと、第１０図に示すような電流形のも
のを用いればよい。尚、図中、Ｔｒｌ、Ｔｒ２はトラン
ジスタ、Ｒ１−Ｒ６は抵抗、Ｄｌ、Ｄ２はダイオード、
である。

更に、ＡＭ−ＰＭ変換回路として第１１図に示す回路を
用いることができる。これは、バッファＢ１と８２を抵
抗Ｒで接続し、バッファＢ２の入力信号Ｖを、バラクタ
ダイオードＣを介したバイアス信号■にバッファＢ２の
入力信号を重畳した信号で位相回転させるもので、伝達
関数Ｈ（ｊω）＝　１　／（１＋ｊ　ωｃＲ）で表され
、電圧（Ｖ　＋　ｖ）が変わることによりバラクタダイ
オードＣの容量が変わり、θ−ｔａｎ−’ωＣＲで位相
回転する。

また、歪発生回路２としては、第１２図に示すものも用
いることができる。この歪発生回路２は、被変調搬送波
が通る伝送路特性回路１０１において非直線増幅器が多
段に接続されているような場合には、伝送路特性回路１
０１で発生する高次歪波信号が基本波信号として扱われ
、基本波の歪量として発生されてしまうのを補償するた
め、図示の如く、１次高調波成分の伝送歪特性を発生す
る回路ＴＣＩ、２次高調波成分の伝送歪特性を発生する
回路ＴＣ２，３次高調波成分の伝送歪特性を発生する回
路ＴＣ３、・・・ｎ次高調波成分の伝送歪特性を発生す
る回路ＴＣｎ、というように設け、逓倍器ＭＬ２〜ＭＬ
ｎでそれぞれ周波数を逓倍しそれに対応する歪を各伝送
歪特性回路ＴＣＩ〜ＴＣｎで与え、ミキサーＭＩＸ２〜
ＭＩＸｎで１次分前の高調波成分と混合して差をとり基
本波成分に変換した上で、減衰器、増幅器等から成る周
知の選択合成回路ＳＹＮで合成信号を発生して高次歪に
よる基本波信号の歪等化を行うものである。

その他、歪発生回路２としては、第１３図に示すチェビ
シェフ型バンドパスフィルタ、バタワース型或いはトム
ソン型バンドパスフィルタ等、第１４図に示す振幅等化
器と遅延等他界とを組み合わせた回路、並びに第１５図
に示すようなトランスバーサルフィルタ型の回路を用い
て遅延・振幅特性を等化してもよい。

また、伝送路特性回路１０１の遅延歪のみの等化器を発
生する歪発生回路２として第１６図に示す回路が挙げら
れる。図中、３１はバッファアンプ、３２はミキサー、
３３は遅延回路、３４はミキサー、３５は電圧制御発振
器（ＶＣＯ）であり、これら−組で一段の遅延回路を構
成し、これがＮ段直列に設けられる。

各遅延回路は第１７図に示すような中心周波数（ｆｌ・
・・ｆｎ）を持った対周波数遅延特性を存している。

更に、振幅歪のみを等化するためには、第１８図に示す
ように、第１６図の遅延回路３３の代わりに振幅等化回
路３６を用いて振幅特性を可変にする。この場合の各振
幅歪回路の対周波数振幅特性は第１９図に示す通りであ
る。

第２０図は、本願第２の発明の実施例を示すブロック図
で、第４図に示した第１の発明の実施例と同様にこの等
化回路は、変調回路１００で変調信号を入力して搬送波
を変調し、伝送路特性回路１０１でその被変調搬送波出
力信号を所定の伝送特性で伝送し、被変調搬送波が伝送
路特性回路１０１の特性で受けた歪量と同一の歪量を発
生する歪発生回路２を通すとともに、被変調搬送波の周
波数を周波数変換回路４で低減させた後、その出力の２
倍波を２逓倍波発生回路１で発生させる。

ミキサー３では、歪発生回路２の出力信号と２逓倍波発
生回路１の出力信号とを混合して変調度を復元し歪を打
ち消す。

周波数変換回路４は、局部発振器４１とミキサー４２と
で構成することができる。また、２逓倍波発生回路１は
、第２１図に示す如く、バンドパスフィルタ２ａを用い
ることによっても２逓倍波を直接得ることができる。

この第２の発明では、第１の発明と同様に、まず例えば
ＦＭ変調信号をＡ、ｓｉｎω、ｔ、被変調搬送波をｓｉ
ｎω。ｔとすると、変調回路１００から出力される被変
調搬送波■は、 ■＝ｓｉｎ（ωｏｔ＋Ａｌ１１ｓｔｎω、１）となり、
伝送路特性回路１０１で歪を受けた被変調搬送波■は、 ■−５ｉｎ（ωｅｔ＋Ａ＋、１ｓｉｎ（Ｊ）、ｔ＋　ｇ
　（ｔ））となる（ただし、ｇ（ｔ）は伝送路で受けた
歪量を表す）。

ここで被変調搬送波■は二手に分かれ、一方は歪発生回
路２で波形■′になる。

■’　＝ｓｉｎ（ωｏｔ＋Ａｓ５ｉｎω１１ｔ＋　ｇ　
（ｔ）　＋　ｇ’（ｔ））ただし、ｇ’（ｔ）は歪発生
回路２で発生される歪量を示す、また、他方は周波数変
換回路４で、■’　＝ｃｏｓ（ω６ｔ＋　ωｚｔ＋ａｍ
ｓｔｎω＋ｍｔ＋ｇ（ｔ））となる、ただし、局部発振
器４１はｓｉｎω２ｔなる信号を発生するものとする。

そして、波形■′は、２逓倍波発生回路１で次の波形■
′になる。

■’　＝ｃｏｓ（２ωａｔ＋２ωｚｔ＋２Ａ＊ｓｉｎω
ｍｔ＋２ｇ　（ｔ））これらの波形■°と■°とをミキ
サー３で混合すると、■＝■゛×■゛であるから、 ■’＝ｓｉｎ（ωｏｔ−ω２ｔ＋Ａ、ｓｉｎωＩＩｔ　
＋ｇ（ｔ）　−ｇ’　（ｔ））となる。

従って、ｇ（ｔ）＝ｇ”（１）なる関係の歪発生回路２
を用いればよいことになる。このとき、ミキサー３の出
力■゛は、 ■’　＝ｓｉｎ（ωｏｔ−ω２ｔ＋Ａ、ｌ５ｉｎω１１
１）となって第１の発明と同様の結果が得られる。

この第２の発明では、被装３Ｊｉｌ　搬送波の周波数が
高い場合に一旦周波数変換回路４で周波数を低減させて
いるので、後の逓倍動作が行い易いという利点がある。

尚、第２の発明においても、歪発生回路２の具体例とし
ては、第１の発明に関して第５図から第１９図で説明し
た回路を全く同様に用いることができる。

次に、第３の発明の実施例を第２２図について説明する
。

この第３の発明においても、第４図に示した第１の発明
の実施例と同様にこの等化回路は、変調回路１００で変
調信号を入力して搬送波を変調し、伝送路特性回路１０
１でその被変調搬送波出力信号を所定の伝送特性で伝送
する。そして一方では、分周回路５で被変調搬送波をＭ
／Ｎ　（Ｍ＜Ｎ）分周し、この分周出力に対し、被変調
搬送波が伝送路特性で受けた歪量と同一の歪量を歪発生
回路２が与えるとともに、この歪発生回路２の出力信号
を周波数変換回路７で低い周波数に変換してから、この
信号と被変調搬送波とをミキサー３で混合し、更に、ミ
キサー３の出力を逓倍回路６でＮ／（Ｎ−Ｍ）逓倍して
いる。尚、この第３の発明においても、周波数変換回路
７を歪発生回路２に内包させて考えてもよい。

第２２図の回路において、第１の発明及び第２の発明と
同様にＦＭ弯４ｍ信号をＡｓ５ｎω、１、被変調搬送波
をｓｉｎω。ｔとすると、変調回路１００から出力され
る被変調搬送波■は、 ■＝ｓｉｎ（ωｏｔ＋Ａａｓｉｎω、ｔ）となり、伝送
路１０１で歪を受けた。被変調搬送波■は、 ■ｗｓｔｎ（ωｏｔ＋Ａ、ｓｉｎω、ｔ＋　ｇ　（ｔ）
）となる（ただし、ｇ（ｔ）は伝送路で受けた歪量を表
す）。

ここで被変調搬送波■は二手に分かれ、一方はそのまま
ミキサー３に送られる。

他方は、分周回路５で次の波形■°°になる。

■”−５ｉｎ　（（８７Ｍ）ωｏｔ”　（８７Ｍ）Ａ＋
ｍｓ＋ｎωａｔ＋　（８７Ｍ）　ｇ　（ｔ）１ そして、歪発生回路２で波形■゛ニなる。

■”　　＝ｓｉｎ　　（（８７Ｍ）　ω＠（＋　（Ｎ７
Ｍ）Ａ、ｌ５ｉｎωａｔ＋　（８７Ｍ）　ｇ　（ｔ）　
＋　ｇ　’　（ｔ）　）ただし、ｇ’（ｔ）は歪発生回
路２で発生される歪量を表す。波形■°゛は更に周波数
変換回路７で、■”＝ｃｏｓ　（（Ｎ／門）ωｏｔ−ω
ｔｔ＋（８７Ｍ）Ａｓ５ｎω、ｔ＋　（８７Ｍ）　ｇ　
（ｔ）　＋　ｇ　’　（ｔ）　１となる。ただし、局部
発振器７２はｓｉｎω、ｔなる信号を発生するものとす
る。

これらの波形■と■°°とをミキサー３で混合すると、
■−〇×■１であるから、 ■”　＝ｓｉｎ　［（１−８７Ｍ）ωｏｔ＋ω２ｔ”（
１−８７Ｍ）Ａ−ｓｉｎωＪ”（１−８７Ｍ）ｇ（ｔ）
　　ｇ’（ｔ）３となる。

そして、更に逓倍回路６を通すことにより、■＝ｓｉｎ
　ＣωＯｔ＋　（？Ｉ／（Ｍ−Ｎ））　ω２ｔ”Ａｓ５
ｉｎω、ｔ＋ｇ（ｔ）−（Ｍ／（Ｍ−Ｎ）ｌ　ｇ’（０
１となる。

従って、ｇ（ｔ）−団／（Ｍ−Ｎ）ｌ　ｇ’（ｔ）なる
関係の歪発生回路２を用いれば歪は低減されることとな
る。例えば、Ｎ−１、Ｍ＝２では、ｇ（ｔ）　＝　２　
ｇ’　（ｔ）となり、上述した歪発生回路２の等化回路
段数を伝送路特性回路１０１のフィルタ等の段数の半分
に削減することができることになる。尚、この場合も、
周波数変換回路７を特に用いなければ、ω２は０であり
、周波数シフトは行われない。

上記の第３の発明の詳細な説明において、変調度（Δθ
）及び歪量（Δδ）にのみ着目して考えると、伝送路１
０１から出力される被変調搬送波の変調度及び歪量をそ
れぞれ“１”とすれば、分周回路５を経由した被装１１
搬送波の変調度及び歪量は８７Ｍとなり、歪発生回路２
を経ることにより変調度は変わらないが、歪量はΔδ／
（Ｍ／　Ｎ）十Δδ゛（ただし、Δδ゛は歪発生回路２
で発生された歪量）となる。周波数変換回路７を通して
も変調度と歪量には影響がないので、ミキサー３から再
入力信号の差として出力される被変調搬送波の変調度は
、（Ｍ−Ｎ）／Ｍ、歪量はΔδ（Ｍ−Ｎ）／Ｍ−Δδ゛
となる。そしてミキサー３の出力信号を逓倍回路６でＭ
／（Ｍ−Ｎ）逓倍することにより変調度は＋（Ｍ−Ｎ）
／Ｍ）　Ｘ　（Ｍ／（Ｍ−Ｎ））＝１に復元し、歪量は
、［（（Ｍ−Ｎ）／Ｍｌ　Δδ−Δδ’］　Ｘ　ｆＭ／
（Ｍ−Ｎ）ｌ　＝Δδ−Δδ’　　（Ｍ／（Ｍ−Ｎ））
となり、歪発生回路２の歪量Δδ″が伝送路１０１の（
Ｍ　−Ｎ）／Ｍであれば、歪が打ち消されることが分か
る。

尚、第３の発明においても、歪発生回路２の具体例とし
ては、第１の発明に関して第５図から第１９図で説明し
た回路を全く同様に用いることができる。

また、本発明の等化回路は伝送路そのものではない伝送
路特性回路に擬似させた回路を有するので予等化として
送信側に置いてもよく、又は受信側に置いても（ｎわな
い。

〔発明の効果〕

以上のように、本願の等化回路によれば、第１の発明で
は、被変調１１送波の２倍波をつくるとともに伝送路の
歪と同一の歪量を発生させ、これらの信号の差をとるこ
とにより変調度を復元し歪量を打ち消したので、伝送路
の複雑な逆特性を有する等化回路によらずに予め分かっ
ている伝送路の歪量を求めておくことにより伝送路特性
回路と同一の素子を用いるだけで等化回路を構成できる
。

また、第２の発明では、２倍波をつくる時に周波数を一
旦下げてから行うようにしたのでかかる場合においてや
はり回路構成が簡易なものとなる。

更に第３の発明では、やはり被変調搬送波の周波数が高
い場合に、一旦分周してから伝送路の歪量のＭ／　（Ｍ
−Ｎ）の歪量を発生させるだけでよいので、歪発生回路
の構成が非常に簡単になるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本願第１の発明に係る等化回路の原理ブロック
図− 第２図は本願第２の発明に係る等化回路の原理ブロック
図、 第３図は本願第３の発明に係る等化回路の原理ブロック
図、 第４図は第１図に示された第１の発明の等化回路の一実
施例を示すブロック図、 第５図は本願発明に用いられる歪発生回路の一実施例を
示すブロック図、 第６図は第５図に示す遅延回路の遅延特性を示すグラフ
図、 第７図は第５図に示す遅延回路の一実施例を示す回路図
、 第８図は第５図の２つの遅延回路による合成遅延特性を
示すグラフ図、 第９図は第５図に示すリミッタの電圧型回路を示す図、 第１０図は第５図に示すリミッタの電流型回路を示す図
、 第１１図は第５図に示すリミッタのＡＭ−ＰＭ変換動作
を行う回路を示した図、 第１２図は本願発明に用いられる歪発生回路の別の実施
例を示すブロック図、 第１３図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１４図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１５図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１６図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１７図は第１６図に示された遅延回路の遅延特性を示
すグラフ図、 第１８図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１９図は第１８図に示された振幅歪回路の振幅特性を
示すグラフ図、 第２０図は第２図に示された第２の発明の等化回路の一
実施例を示すブロック図、 第２１図は第２図に示された第２の発明の等化回路の別
の実施例を示すブロック図、 第２２図は第３図に示された第３の発明の等化回路の一
実施例を示すプロ、り図、 第２３図は従来の等化回路系統を示すブロック図、であ
る。 第１図乃至第５図において、 １は２逓倍波発生回路、 ２は歪発生回路、 ３はミキサー、 ４．７は周波数変換回路、 ５は分周回路、 ６は逓倍回路、 ２１は減衰器、 ２２．２４は遅延回路、 ２３はリミッタ、である。 尚、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。 特　作出願人　　冨　士　通　株式会社代理人弁理士　
　森　１）寛　（外１名）弄シン図 第４図 本願発明に升通な歪光住回巡の一実施例を示を開光５図 ｆｏ　　周波数（ＭＨｚ〕 ↓ 第５図の遅延回路の−例芝示″Ｔ囮路図第７図 兜５図の専延憫性の合成特性を示を７ 第８図 范１１図 第１２図 第１４図 歪発生回路の更に別の失角諧辰示す７ 第１５図 正発生回路の更し＝別の笑珈例走ボす図第１６図 第１６図の遅足回路狩性Ｅ示す図 兜１７図 第１ａ図の板幅歪回路の粘性図 第１９図 第２のぞ明のイ也の実施例を示Ｔ図 濱ち２１　図 第２２図

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. （１）伝送路の特性回路によって歪を受けた被変調搬送
   波の２倍波を発生する２逓倍波発生回路（１）と、 前記受けた歪量と同一の歪量を発生する歪発生回路（２
   ）と、 前記２逓倍波発生回路（１）の出力信号と前記歪発生回
   路（２）の出力信号とを混合して差をとるミキサー（３
   ）と、 を備えたことを特徴とする等化回路。
2. （２）前記歪発生回路（２）が、前記ミキサー（３）で
   の入力信号が出力信号への干渉を無くすための周波数変
   換回路（７）を含んでいる特許請求の範囲第１項記載の
   等化回路。
3. （３）前記歪発生回路（２）が、減衰器（２１）と、Ａ
   Ｍ成分を発生する第１の遅延回路（２２）と、ＡＭ−Ｐ
   Ｍ変換を行って伝送路の特性回路の振幅歪成分に等化さ
   せるリミッタ（２３）と、第１の遅延回路（２２）で発
   生した遅延特性を補償して伝送路の特性回路群遅延歪を
   等化するフラットな遅延特性を与える第２の遅延回路（
   ２４）と、で構成されている特許請求の範囲第１項記載
   の等化回路。
4. （４）前記歪発生回路（２）が、Ｎ次の高調波成分によ
   る歪を等化するものである特許請求の範囲第１項記載の
   等化回路。
5. （５）伝送路の特性回路によって歪を受けた被変調搬送
   波の周波数を低減させる周波数変換回路（４）と、 前記周波数変換回路（４）の出力の２倍波を発生する２
   逓倍波発生回路（１）と、 前記受けた歪量と同一の歪量を発生する歪発生回路（２
   ）と、 前記２逓倍波発生回路（１）の出力信号と前記歪発生回
   路（２）の出力信号とを混合して差をとるミキサー（３
   ）と、 を備えたことを特徴とする等化回路。
6. （６）前記２逓倍波発生回路（１）に、バンドパスフィ
   ルタ（２ａ）を用いた特許請求の範囲第５項に記載の等
   化回路。
7. （７）前記２逓倍波発生回路（１）に、逓倍器を用いた
   特許請求の範囲第５項に記載の等化回路。
8. （８）前記歪発生回路（２）が、減衰器（２１）と、Ａ
   Ｍ成分を発生する第１の遅延回路（２２）と、ＡＭ−Ｐ
   Ｍ変換を行うリミッタ（２３）と、第１の遅延回路（２
   ２）で発生した遅延特性を補償する第２の遅延回路（２
   ４）と、で構成されている特許請求の範囲第５項記載の
   等化回路。
9. （９）前記歪発生回路（２）が、Ｎ次の高調波成分によ
   る歪を等化するものである特許請求の範囲第５項記載の
   等化回路。
10. （１０）伝送路の特性回路によって歪を受けた被変調搬
    送波をＭ／Ｎ分周する分周回路（５）と、前記受けた歪
    量の（Ｍ−Ｎ）／Ｍの歪量を前記分周回路（５）の出力
    に与える歪発生回路（２）と、 該歪発生回路（２）の出力信号と前記被変調搬送波とを
    混合するミキサー（３）と、 前記ミキサー（３）の出力をＭ／（Ｍ−Ｎ）逓倍する逓
    信回路（６）と、 を備えたことを特徴とする等化回路。
11. （１１）前記歪発生回路（２）が、減衰器（２１）と、
    ＡＭ成分を発生する第１の遅延回路（２２）と、ＡＭ−
    ＰＭ変換を行うリミッタ（２３）と、第１の遅延回路（
    ２２）で発生した遅延特性を補償する第２の遅延回路（
    ２４）と、で構成されている特許請求の範囲第１０項記
    載の等化回路。
12. （１２）前記歪発生回路（２）が、Ｎ次の高調波成分に
    よる歪を等化するものである特許請求の範囲第１０項記
    載の等化回路。
13. （１３）前記歪発生回路（２）が、前記ミキサー（３）
    での入力信号が出力信号への干渉を無くすための周波数
    変換回路（７）を含んでいる特許請求の範囲第１０項記
    載の等化回路。