JPS6398225A - 等化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　　要〕 本願は、ＦＭ変調方式又はＦＳＸＳＸ変調方法る通信回
線において搬送波周波数帯で生じる伝送路特性歪を等化
するため、送信側での変調信号又は受信側での、よりき
れいな復調信号を用いて変調された信号を作り、これに
伝送路特性の歪量と同一の歪量を与え伝送路での歪を受
けた被変１１＠送波と混合することによりその歪を補償
する等化回路を開示したものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、等化回路に関し、特に変調された搬送波の伝
送路特性歪を補償する等化回路に関するものである。

ＦＭ変調方式、ＦＳＸ変調方式等を用いた通信回線では
、高品質な伝送特性が要求される。このため、通信回線
の品質を良好に保つ等化回路が必要となる。

〔従来の技術〕

かかる従来の等化回路が第２６図に示されており、変調
回路１００で変調された搬送波はフィルタ等で構成され
た伝送特性回路１０１で歪を発生するが、その歪を等化
回路１０２で補償（等化）するものである、この場合の
等化回路１０２としては、群遅延等化回路、振幅等化回
路がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このような従来の等化回路１０２では、例えば伝送特性
回路１０１のフィルタ等で発生する振幅歪、群遅延歪等
は高次の成分まで含むため、等化段数が増えるとともに
歪を発生するフィルタ等の非線形回路の逆特性を求める
ことも極めて難しいという意味で歪等化が充分満足に行
えないという問題点があった。

従って、本発明の目的は、簡易な構成で伝送路特性で生
じた歪を充分に補償できる等化回路を実現することであ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

第１図は上記の問題点を解決するための本願第１の発明
の等化回路を概略的に示した図で、１は送信側の変調信
号又は受信側の復調信号によって変調を行う変調器、２
は変調器ｌから出力信号に伝送路の特性回路によって原
信号である被変調搬送波が受けた歪量と同一の歪量のみ
を変調器１の出力に与える歪発生回路、３は被変調搬送
波と歪発生回路２の出力信号とを混合して差をとるミキ
サー、である。

第２図は上記の問題点を解決するための本願第２の発明
の等化回路を概略的に示した図で、この発明では、第１
の発明に加えて、変調器１の発振周波数を、伝送路の特
性回路によって歪を受けた原信号である被変１Ｊ１ｓ送
波の中心周波数に追随させる周波数安定化回路４を設け
ている。

〔作　　　用〕

第１の発明を示す第１図において、送信側の変調信号又
は受信側の復調信号によって変調された変調器１からの
被変調信号は歪発生回路２においてその変調波成分が取
り除かれるとともに原信号である被変調搬送波が伝送路
の特性回路で受ける歪量と同じ歪量が加わり、この歪発
生回路２の出力と被変ｉＰＩ搬送波とをミキサー３で混
合することにより歪のみが打ち消された形で無歪出力を
得る。

第２の発明を示す第２図において、第１図の第１の発明
のように被変調搬送波から歪を除去するに際し、この第
２の発明では、周波数安定化回路４において変調器１の
発振周波数を被変調搬送波の周波数に追随させるように
している。

〔実　施　例〕

以下、本発明の詳細な説明する。

第３図は、第１図に概念的に示した第１の発明の等化回
路の実施例を示すもので、この等化回路は、送信側の変
調信号又は受信側の復調信号によって変調される変調器
１と、変調器１から出力される変調波成分を打ち消すと
ともに伝送路の特性回路によって原信号である被変調搬
送波が受けた歪量と同一の歪量のみを変調器１の出力に
与える歪発生回路１と、変調信号を入力して搬送波を変
調する変調回路１００の被変調搬送波出力信号を所定の
伝送特性で伝送する伝送特性回路１０１に接続されたミ
キサー３で伝送特性回路１０１の歪を受けた被変調搬送
波と歪発生回路２の出力信号とを混合して差をとってい
る。

歪発生回路２は、変調器１の出力周波数を変換する周波
数変換回路７と、前記の被変調搬送波が受けた歪量と同
一の歪量を変調器１の出力に与える擬似伝送回路８と、
これら周波数変換回路７と擬似伝送回路８との出力を混
合して変調器１から出力される変調波成分を打ち消して
歪量のみ残すミキサー９と、で構成されており、周波数
変換回路７は更に局部発振器７１とミキサー７２とで構
成されている。

尚、変調器１の局部発振源は例えば電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）であり、その入力信号は送信側における変調信号
又は受信側における復調信号のいずれでもよい。即ち、
伝送特性回路１０１は伝送路そのものではないため、本
発明の等化回路は予め送信側に設置して歪を発生させて
おく予等化方式として用いてもよいし、受信側で得られ
る復調信号を用いるため受信側に設置してもよい。この
場合、復調信号はフィードバック信号として用いるので
歪を受けた被変調搬送波信号よりは歪の少ないよりきれ
いな信号になっており、本発明ではこれに着目して歪を
除去しようとするものである。

次に、第３図の実施例の動作について、伝送特性回路１
０１で生じた歪がどのようにして等化されるかを数式を
用いて説明する。

まず、例えばＦＭ変調信号をＡいｓｉｎωｌｌｔ％被変
８Ｊ１搬送波をｓｉｎω。ｔとすると、変調回路１００
から出力される被変調搬送波■は、 ■＝ｓｉｎ（ω６ｔ＋Ａｓ５ｉｎω、１）となり、伝送
特性回路１０１で歪を受けた被変調搬送波■は、 ■＝ｓｉｎ（ω６ｔ＋Ａ、ｓｉｎω、を十ｇ　（ｔ））
となる。ただし、ｇ　（ｔ）は受けた歪量を表しており
、これは伝送特性回路に用いるフィルタ等の特性を知る
ことにより予め決定することができる。

一方、自己の発振周波数ｓｉｎωＩｔを有する変調器１
を経た変調信号又は復調信号は次の波形■になる。

■−５ｉｎ（ω＋ｔ＋Ａｓ５ｉｎωａｔ）この波形■は
二手に分かれ、一方は周波数変換回路７で次の波形■と
なる。

■＝ｓｉｎ（ａ＋＋ｔ−ω、ｔ＋Ａ、ｓｉｎω、ｔ）た
だし、局部発振器７１はｓｉｎω２ｔなる信号を発生す
るものとする。

また、他方は、擬似伝送回路８で波形■になる。

■＝ｓｔｎ（ω１ｔ＋Ａ１１ｓｉｎ６）＝ｔ＋　ｇ　’
　（ｔ））ただし、ｇ’（ｔ）は擬似伝送回路８で発生
される歪量を表す。波形■は更にミキサー９で、■＝　
ｃｏｓ　（ω２ｔ＋ｇ’（ｔ））となる。

これらの波形■と■とをミキサー３で混合すると、■−
〇×■であるから、 ■−５ｉｎ（ω、１−ω、ｊ＋Ａ、ｓｉｎω＊ｔ＋ｇ（
ｔ）　−ｇ＋　（ｔ））となる。

従って、ｇ（ｔ）　＝ｇ’　（ｔ）なる関係の擬似伝送
回路８を用いればよいことになる。このとき、ミキサー
３の出力■は、 ■禦５ｉｎ（ω。ｔ−ω２を十へ、ｓｉｎω、１）とな
る、この場合、周波数変換回路７を特に用いなければ、
ω２は０であり、周波数シフトは行われない。

以上より明らかなように、波形■で被変調信号が得られ
、波形■では歪量だけが加わり、波形■では変調波成分
が除去されたため、ミキサー出力■は被変ｉ１Ｍ搬送波
の歪だけが除去された形になる。

このような擬似伝送回路８の一例が第４図に示されてお
り、図中、２１は減衰器、２２は遅延回路、２３はリミ
ッタ、２４は遅延回路、である。

減衰器２１では、被変調搬送波の振幅を減衰させ、遅延
回路２２は変調された搬送波のＡＭ成分を発生させ、リ
ミッタ２３でＡＭ−ＰＭ変換を行って遅延回路２２で発
生されたＡＭ成分を位相回転に変換して伝送路の特性回
路の振幅歪成分を等化し、そして、遅延回路２４では遅
延回路２２で発生した遅延特性を補償して伝送路の特性
回路の群遅延歪を等化するフラットな遅延特性を与えて
いる。

この擬似伝送回路は、特に、被変調搬送波がＲＦ帯帯幅
幅器により歪んだ場合に有効な補償方式遅延回路２２．
２４としては第５図に示すような遅延特性Ｉ及び■を有
する回路として第６図に示す回路例が挙げられる。従っ
て、両遅延回路２２．２４により第７図に示すような遅
延特性が得られる。

また、リミッタとしては、良く知られた第８図に示すよ
うな電圧形のものと、第９図に示すような電流形のもの
を用いればよい。尚、図中、Ｔｒｌ、Ｔｒ２はトランジ
スタ、Ｒ１−Ｒ６は抵抗、Ｄｌ、Ｂ２はダイオード、で
ある。

更に、上記のＡＭ−ＰＭ変換回路として第１０図に示す
回路を用いることができる。これは、バッファＢ１とＢ
２を抵抗Ｒで接続し、バッファＢ２の入力信号を、バラ
クタダイオードＣを介したバイアス信号とバッファＢ２
の入力信号により位相回転させるもので、伝達関数Ｈ（
ｊω）＝１／（１＋ｊωＣＲ）で表され、電圧Ｖが変わ
ることによりバラクタダイオードＣの容量が変わり、θ
＝ｊａｎ−’ωＣＲで位相回転する。

また、擬似伝送回路８としては、第１１図に示すものも
用いることができる。この歪発生回路２は、被変調搬送
波が通る伝送路１０１において非直線増幅器が多段に接
続されているような場合には、伝送路１０１で発生する
高次歪波信号が基本波信号として扱われ、基本波の歪量
として発生されてしまうのを補償するため、図示の如く
、１次高調波成分の伝送歪特性を発生する回路ＴＣＩ、
２次高調波成分の伝送歪特性を発生する回路ＴＣ２，３
次高調波成分の伝送歪特性を発生する回路ＴＣ３、・・
・ｎ次高調波成分の伝送歪特性を発生する回路ＴＣｎ、
というように設け、逓倍器ＭＬ２〜ＭＬｎでそれぞれ周
波数を逓倍しそれに対応する歪を各伝送歪特性回路ＴＣ
Ｉ〜ＴＣｎで与え、ミキサーＭＴＸ２〜ＭＩＸｎで１次
分前の高調波成分と混合して差をとり基本波成分に変換
した上で、減衰器、増幅器等から成る周知の選択合成回
路ＳＹＮで合成信号を発生して高次歪による基本波信号
の歪等化を行うものである。

その他、擬似伝送回路８としては、第１２図に示すチェ
ビシェフ型バンドパスフィルタ、第１３図に示す振幅等
化器と遅延等他界とを組み合わせた回路、並びに第１４
図に示すようなトランスバーサルフィルタ型の回路を用
いて遅延・振幅特性を等化してもよい。

また、伝送路の特性回路１０１の遅延歪のみの等化器を
発生する擬似伝送回路８として第１５図に示す回路が挙
げられる。図中、３１はバッファアンプ、３２はミキサ
ー、３３は遅延回路、３４はミキサー、３５は電圧制御
発振器（ＶＣＯ）であり、これら−組で一段の遅延回路
を構成し、これがＮ段直列に設けられる。

各遅延回路は第１６図に示すような周波数（ｆｌ・・・
ｆｎ）で発振する対周波数遅延特性を有し、直列Ｎ段で
遅延特性を可変するようにしている。

更に、振幅歪のみを等化するためには、第１７図に示す
ように、第１５図の遅延回路３３の代わりに振幅等化回
路３６を用いて振幅特性を可変にする。この場合の各振
幅歪回路の対周波数振幅特性は第１８図に示す通りであ
る。

尚、上記の第１の発明の実施例においては、変調器ｌと
しての電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数（中心周
波数）を変調回路１００の発振周波数と同一にすると変
調回路１００と変調器１とは同一回路構成が使用でき、
歪の発生に関し類似性が保たれ、より歪等化の完全性が
期待できる。

また、第３図に示した実施例に加えて第１９図に示すよ
うに、伝送路の特性回路１０１とミキサー３との間に周
波数変換回路４０　（ミキサー４０ａと局部発振器４０
ｂとで構成される）とバンドパスフィルタ４１とを設け
てもよい。

これは、ミキサー３からバンドパスフィルタ（図示せず
）を介して出力される被変調搬送波の中心周波数が選別
し易くなるように、特性回路１０１の被変調搬送波出力
を周波数変換回路４０で周波数変換しバンドパスフィル
タ４１で高域部分を抽出するようにしたものである。

また、第２０図に示すように変調器１として電圧制御発
振器に加えて、その前に減衰器４３を設け、これを調整
することによって電圧制御発振器の入力レベルを変化さ
せ出力信号周波数の偏移を制御してもよい、この場合に
は、減衰器４３を調整することによって振幅歪量をより
微調整することができることとなる。

次に、第２の発明の実施例を第２１図について説明する
。

この第２の発明においても、第３図に示した第■の発明
の実施例と同様にこの等化回路は、変調回路１００で変
調信号を入力して搬送波を変調し、伝送特性回路１０１
でその被変調搬送波出力信号を所定の伝送特性で伝送す
る。他方、送信側の変調信号又は受信側の復調信号によ
って変調器ｌの搬送波が変調され、この変調器１の発振
周波数を、周波数安定化回路４により被変調搬送波の中
心周波数に追随させる。変調器１からの出力は歪発生回
路２において変調波成分が打ち消されるとともに被変調
搬送波が受けた歪量と同一の歪量が付加される。そして
、被変調搬送波と歪発生回路２の出力信号とをミキサー
３で混合して差をとることにより、歪が除去された被変
調搬送波が得られる。

この実施例では、周波数安定化回路４は、被変１１搬送
波と変調器１の出力との差周波数をとるミキサー４１と
、この差周波数信号と基準周波数信号源４２の基準信号
との誤差周波数をとるミキサー４３と、該誤差周波数の
低周波数成分を取り出すフィルタ４４と、で構成されて
いる。また、歪発生回路２は、第３図に示した第１の発
明と同様に、変調器１の出力周波数を変換する周波数変
換回路７と、被変調搬送波が受けた歪量と同一の歪量を
変調器１の出力に与える擬似伝送回路８と、これら周波
数変換回路７と擬似伝送回路８との出力を混合して変調
器１から出力される変調波成分を打ち消して歪量のみ残
すミキサー９と、で構成されている。

従って、この第２の発明での歪発生と変調波成分の除去
並びにその発生された歪による被変調搬送波の歪の打ち
消し動作は上述した第１の発明の場合と同様である。

即ち、第２の発明では周波数安定化回路４を設けた点に
特徴があり、第２１図の実施例では、ミキサー４１が、
伝送路の特性回路１０１からの被変調搬送波と、変調器
１の局部発振源としての電圧制御発振器からの出力信号
と、の周波数差をとり、この周波数差が一定に保たれる
ように、即ち、被変調搬送波に変調器ｌの出力が追随す
るように基準発振器４２からの基準周波数信号と、その
周波数差信号とをミキサー４３で比較して差をとり、ロ
ーパスフィルタ４４を通すことにより周波数ずれを検出
して電圧制御発振器を制御している。

これにより、入力される被変調搬送波の周波数ドリフト
による歪の変化に対応した等化が行えることとなる。

第２２図は、第２の発明における周波数安定化回路４の
別の実施例を示す図で、この実施例では、基準発振器４
２として電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用い、その制御信
号を発生するものとしてバイアス回路４５を設けたもの
である。

この実施例では、このバイアス回路４５を調整すること
により、ミキサー３の後のバンドパスフィルタ（図示せ
ず）の出力を復調した信号を観察しながら、その歪を“
０″にすることができる。

これは、被変ｍ搬送波の周波数と変調器１の周波数とに
開きがあるとき、両者間に一定の周波数差を設け、然も
それが歪の無いときに対応するように制御するという点
で効果的である。

第２３図は第２の発明の更に別の実施例を示すもので、
ここでは、周波数を安定にするため、変調器１としての
電圧制御発振器の入出力間にＡＦＣ（自動周波数制御！
’ｌｌ）回路５０を設けている。

尚、第２の発明においても、第１の発明に関して第４図
から第１８図並びに第１９及び２０図で説明した実施例
を全く同様に用いることができることは言うまでもない
。

〔発明の効果〕

以上のように、本願の等化回路によれば、第１の発明で
は、被変調搬送波の発生に際しての送信側における変調
信号又は受信側におけるフィードバックされたよりきれ
いな復調信号を使ってその変調波成分を除去し被変調搬
送波が伝送路の特性回路で受ける歪量と同じ歪量のみを
発生させ、この発生させた歪量によって被変１ＪｉＩ！
Ｉｌ送波自体の歪を打ち消したので、伝送路の複雑な逆
特性を有する等化回路によらずに予め分かっている伝送
路の歪量を求めておくことにより充分な等化が可能とな
る。

更に第２の発明では、第１の発明に加えて周波数を安定
化する回路を設けたので、上記の効果に加えて周波数の
変動にも容易に対処できるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本願筒１の発明に係る等化回路の原理ブロック
図、 第２図は本願筒２の発明に係る等化回路の原理ブロック
図、 第３図は第１図に示された第１の発明の等化回路の一実
施例を示すブロック図、 第４図は本願発明に用いられる歪発生回路の一実施例を
示すブロック図、 第５図は第４図に示す遅延回路の遅延特性を示すグラフ
図、 第６図は第４図に示す遅延回路の一実施例を示す回路図
、 第７図は第４図の２つの遅延回路による合成遅延特性を
示すグラフ図、 第８図は第４図に示すリミッタの電圧型回路を示す図、 第９図は第４図に示すリミッタの電流型回路を示す図、 第１０図は第４図に示すリミッタと同様のＡＭ−ＰＭ変
換動作を行う回路を示した閏、第１１図は本願発明に用
いられる歪発生回路の別の実施例を示すブロック図、 第１２図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１３図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１４図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１５図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１６Ｕ！Ｊは第１５図に示された遅延回路の遅延特性
を示すグラフ図、 第１７図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１８図は第１７図に示された振幅歪回路の振幅特性を
示すグラフ図、 第１９図は本願発明に共通の一実施例を示すブロック図
、 第２０図は本願発明に共通の他の実施例を示すブロック
図、 第２１図は第２図に示された第２の発明の等化回路の一
実施例を示すブロック図、 第２２図は第２の発明の等化回路の別の実施例を示すブ
ロック図、 第２３図は第２の発明の等化回路の更に別の実施例を示
すブロック図、 第２４図は従来の等化回路系統を示すブロック図、であ
る。 第１図乃至第４図並びに第２０乃至２２図において、 １は変調器、 ２は歪発生回路、 ３．９．１２．４１．４３はミキサー、４は周波数安定
化回路、 ７．１１は周波数変換回路、 ８は擬似伝送回路、 ２１．４３は減衰器、 ２２．２４は遅延回路、 ２３はリミッタ、 ４２は基準周波数信号源、 ４４はローパスフィルタ、 ４５はバイアス回路、である。 尚、図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。 特　許出願人　　富　士　通　株式会社代理人弁理士　
　森　１）　寛（外１名）第１の完日月１こ係ろ等化回
路の擺さ図第１図 第２の発明にイ糸る等化回路の湘見含国策２図 第１の発明の一実施イ列を示す図 第５図 第４図の遅延回路の一例を示す回路図 第６図 第４図の遍延特柱の合成特性を示す国 情７図 電圧型リミッタの回路図 第８図 電圧型リミッタの回路図 第９図 ７壬 ＡＭ−ＰＭ変換回路を示す図 歪発生回路の更（二別の実ＴＮ１列を示す国情１２図 歪発生回路の更に別の実施例を示す国 連１４図 ｊ９ 歪発生口銘の更に別の実施例区示す図 第１５図 第１６図 歪発生回路の更に別０莢施例Ｅ示す図 第１７図 第１７図の振幅歪回路の特注図 第１８図 各発明共通の別の実売例乞示す図 第２０図 第２の発明の一実施例乞示す図 第２１図 第２の発明の別の実施例と示す図 第２２図

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信側の変調信号又は受信側の復調信号によって
   変調を行う変調器（１）と、 該変調器（１）からの出力信号が入力され、伝送路の特
   性回路によって原信号である被変調搬送波が受けた歪量
   と同一の歪量のみを前記変調器（１）の出力信号に加え
   て出力する歪発生回路（２）と、 前記被変調搬送と前記歪発生回路（２）の出力信号とを
   混合して差をとるミキサー（３）と、 を備えたことを特徴とする等化回路。
2. （２）前記変調器（１）の出力信号と前記被変調搬送波
   の中心周波数を同一にした特許請求の範囲第１項記載の
   等化回路。
3. （３）前記変調器（１）が周波数変調を行うための電圧
   制御発振器である特許請求の範囲第１項記載の等化回路
   。
4. （４）前記変調器（１）が周波数変調を行い、減衰器（
   ４３）と、これに接続された電圧制御発振器（４４）と
   、で構成されている特許請求の範囲第１項記載の等化回
   路。
5. （５）前記歪発生回路（１）が、前記変調器（１）の出
   力周波数を変換する周波数変換回路（７）と、前記被変
   調搬送波が受けた歪量と同一の歪量を前記変調器（１）
   の出力に与える擬似伝送回路（８）と、これら周波数変
   換回路（７）と擬似伝送回路（８）との出力を混合して
   前記変調器（１）から出力される変調波成分を打ち消し
   て前記歪量のみ残すミキサー（９）と、で構成されてい
   る特許請求の範囲第１項記載の等化回路。
6. （６）前記擬似伝送回路（８）が、減衰器（２１）と、
   ＡＭ成分を発生する第１の遅延回路（２２）と、ＡＭ−
   ＰＭ変換を行って伝送路の振幅歪成分に等化させるリミ
   ッタ（２３）と、第１の遅延回路（２２）で発生した遅
   延特性を補償して伝送路の群遅延歪を等化するフラット
   な遅延特性を与える第２の遅延回路（２４）と、で構成
   されている特許請求の範囲第５項記載の等化回路。
7. （７）前記擬似伝送回路（８）が、Ｎ次の高調波成分に
   よる歪を等化するものである特許請求の範囲第５項記載
   の等化回路。
8. （８）送信側の変調信号又は受信側の復調信号によって
   変調を行う変調器（１）と、 該変調器（１）の発振周波数を、伝送路の特性回路によ
   って歪を受けた原信号である被変調搬送波の中心周波数
   に追随させる周波数安定化回路（４）と、 前記変調器（１）からの出力信号が入力され、前記受け
   た歪量と同一の歪量を前記変調器（１）の出力信号に加
   えて出力する歪発生回路（２）と、 前記被変調搬送波と前記歪発生回路（２）の出力信号と
   を混合して差をとるミキサー（３）と、 を備えたことを特徴とする等化回路。
9. （９）前記周波数安定化回路（４）が、前記被変調搬送
   波の中心周波数と前記変調器（１）の出力の中心周波数
   との差周波数をとるミキサー（４１）と、該差周波数信
   号と基準周波数信号源（４２）との誤差周波数をとるミ
   キサー（４３）と、該誤差周波数の低周波数成分を取り
   出すフィルタ（４４）と、で構成されている特許請求の
   範囲第８項記載の等化回路。
10. （１０）前記周波数安定回路（４）が、前記被変調搬送
    波の中心周波数と前記変調器（１）の出力の中心周波数
    との差周波数をとるミキサー（４１）と、該差周波数信
    号と基準周波数信号源（４２）からの基準信号との誤差
    周波数をとるミキサー（４３）と、該誤差周波数の低周
    波数成分を取り出すフィルタ（４４）と、前記基準周波
    数信号源（４２）の制御信号を発生して前記被変調搬送
    波の出力歪を無くすための調整用バイアス回路（４５）
    と、で構成されている特許請求の範囲第８項記載の等化
    回路。
11. （１１）前記歪発生回路（１）が、前記変調器（１）の
    出力周波数を変換する周波数変換回路（７）と、前記被
    変調搬送波が受けた歪量と同一の歪量を前記変調器（１
    ）の出力に与える擬似伝送回路（８）と、これら周波数
    変換回路（７）と擬似伝送回路（８）との出力を混合し
    て前記変調器（１）から出力される変調波成分を打ち消
    して前記歪量のみ残すミキサー（９）と、で構成されて
    いる特許請求の範囲第８項記載の等化回路。
12. （１２）前記擬似伝送回路（８）が、減衰器（２１）と
    、ＡＭ成分を発生する第１の遅延回路（２２）と、ＡＭ
    −ＰＭ変換を行つて伝送路の振幅歪成分に等化させるり
    ミッタ（２３）と、第１の遅延回路（２２）で発生した
    遅延特性を補償して伝送路の群遅延歪を等化するフラッ
    トな遅延特性を与える第２の遅延回路（２４）と、で構
    成されている特許請求の範囲第１１項記載の等化回路。
13. （１３）前記擬似伝送回路（８）が、Ｎ次の高調波成分
    による歪を等化するものである特許請求の範囲第１１項
    記載の等化回路。
14. （１４）前記変調器（１）が電圧制御発振器である特許
    請求の範囲第８項記載の等化回路。
15. （１５）前記変調器（１）が、減衰器（４３）と、これ
    に接続された電圧制御発振器（４４）と、で構成されて
    いる特許請求の範囲第８項記載の等化回路。