JPH0650828B2 - 等化回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔概 要〕 本願は、ＦＭ変調方式、Ｎ値のＦＳＫ変調方式、Ｎ値Ｐ
ＳＫ変調方式又はＮ値のＱＡＭ変調方式による通信回線
において搬送波周波数帯で生じる伝送路特性歪を等化す
るため、その歪量と同一又は一定部分数の歪量を被変調
搬送波に別途含ませることにより、その歪を補償する等
化回路を開示したものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、等化回路に関し、特に変調された搬送波の伝
送路特性歪を補償する等化回路に関するものである。

ＦＭ変調方式、ＦＳＫ変調方式等を用いた通信回線で
は、高品質な伝送特性が要求される。このため、通信回
線の品質を良好に保つ等化回路が必要となる。

〔従来の技術〕

かかる従来の等化回路が第２３図に示されており、変調
回路１００で変調された搬送波は伝送路１０１で歪を発
生するが、その歪を等化回路１０２で補償（等化）する
ものである。この場合の等化回路１０２としては、群遅
延等化回路、振幅等化回路がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このような従来の等化回路１０２では、例えば伝送路１
０１のフィルタ等で発生する振幅歪、群遅延歪等は高次
の成分まで含むため、等化段数が増えるとともに歪を発
生するフィルタ等の非線形回路の逆特性を求めることも
極めて難しいという意味で歪等化が充分満足に行えない
という問題点があった。

従って、本発明の目的は、伝送路特性で生じた歪を充分
に補償できる等化回路を実現することである。

〔問題点を解決するための手段〕

第１図は上記の問題点を解決するための本願第１の発明
の等化回路を概略的に示した図で、１は伝送路の特性回
路によって歪を受けた被変調搬送波の２倍波を発生する
２逓倍波発生回路、２は被変調搬送波が受けた歪量と同
一の歪量を発生する歪発生回路、３は２逓倍波発生回路
１の出力信号と歪発生回路２の出力信号とを混合して変
調度を復元し歪を打ち消すミキサー、である。

第２図は上記の問題点を解決するための本願第２の発明
の等化回路を概略的に示した図で、この第２の発明で
は、伝送路の特性回路によって歪を受けた被変調搬送波
の周波数を低減させる周波数変換回路４を加え、この周
波数変換回路４の出力の２倍波を発生する２逓倍波発生
回路１の出力信号と、被変調搬送波が受けた歪量と同一
の歪量を発生する歪発生回路２の出力信号とをミキサー
３で混合して差をとっている。

第３図は上記の問題点を解決するための本願第３の発明
の等化回路を概略的に示した図で、この第３の発明は、
伝送路の特性回路によって歪を受けた被変調搬送波をＭ
／Ｎ分周する分周回路５と、この分周回路５に対し、被
変調搬送波が受けた歪量の（Ｍ−Ｎ）/Ｍの歪量を与え
る歪発生回路２と、この歪発生回路２の出力信号と被変
調搬送波とを混合して差をとるミキサー３と、ミキサー
３の出力をＭ/（Ｍ−Ｎ）逓倍する逓倍回路６と、で構
成されている。

〔作 用〕

第１の発明を示す第１図において、変調された搬送波は
まず２逓倍波発生回路１で周波数とともに変調度及びそ
の被変調搬送波が伝送路特性で受けた歪量が２逓倍され
る。一方、その被変調搬送波が伝送路で受けた歪量と同
一の歪量発生することができる歪発生回路２に被変調搬
送波を通すことにより２倍の歪量を含むことになる。従
って、これら両回路１及び２の出力信号をミキサー３に
送ることにより両者の差である信号、即ち、変調度が復
元して歪量が打ち消された信号がミキサー３から出力さ
れる。

第２の発明を示す第２図において、変調された搬送波は
周波数変換回路４で低い周波数に変換され、この出力信
号を２逓倍波発生回路１で周波数とともに変調度及び伝
送路特性で受けた歪量を２倍にする。一方、その被変調
搬送波が伝送路特性で受けた歪量と同一の歪量を発生す
ることができる歪発生回路２に被変調搬送波を通すこと
により２倍の歪量を含んだ信号を得る。そして、２逓倍
波発生回路１の出力と歪発生回路２の出力との差をミキ
サー３でとることにより変調度が復元して歪量が打ち消
された信号がミキサー３から出力される。

第３の発明を示す第３図において、変調された搬送波は
分周回路５でＭ／Ｎ分周され、その被変調搬送波が伝送
路特性で受けた歪量の（Ｍ−Ｎ）/Ｍの歪量を発生する
ことができる歪発生回路２にその分周信号を通すことに
より２倍の歪量を含んだ信号を得る。この２倍の歪量を
含んだ信号と、伝送路からの被変調搬送波自体と、をミ
キサー３に入力して差をとり、更にＭ/(Ｍ−Ｎ）逓倍回
路６を通すことにより変調度が復元され歪量が低減され
た信号を得ることができる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を説明する。

第４図は、第１図に概念的に示した第１の発明の等化回
路の実施例を示すもので、この等化回路は、変調信号を
入力して搬送波を変調する変調回路１００と、変調回路
１００の被変調搬送波出力信号を所定の伝送特性で伝送
する伝送路１０１と、伝送路１０１からの被変調搬送波
の２倍波を発生する２逓倍波発生回路１と、被変調搬送
波が伝送路特性で受けた歪量と同一の歪量を発生する歪
発生回路２と、この歪発生回路２の出力周波数を低減さ
せるための周波数変換回路７と、この周波数変換回路７
の出力信号と２逓倍波発生回路１の出力信号とを混合し
て変調度を復元し歪を打ち消すミキサー３と、で構成さ
れている。尚、周波数変換回路７は歪発生回路２に含め
て考えることができるが、ミキサー３での同一周波数出
力によるローカルリークを避け、ミキサー３の後に通常
設けられるバンドパスフィルタ（図示せず）で選別し易
くするためのものであり、図示の如く、ミキサー７１と
局部発振器７２とを含んでいる。

次に、第４図の実施例の動作について、伝送路特性回路
１０１で生じた歪がどのようにして等化されるかを数式
を用いて説明する。

まず、例えばＦＭ変調信号をA_msinω_mt 、 被変調搬送波をsinω₀tとすると、変調回路１００から
出力される被変調搬送波は、 ＝sin(ω₀t＋A_msinω_mt) となり、伝送路特性回路１０１で歪を受けた被変調搬送
波は、 ＝sin(ω₀t＋A_msinω_mt＋ｇ(t)) となる。ただし、ｇ(t) は受けた歪量を表しており、こ
れは伝送路特性回路に用いるフィルタ等の特性を知るこ
とにより予め決定することができる。

ここで被変調搬送波は二手に分かれ、一方は２逓倍波
発生回路１で次の波形になる。

＝sin(2ω₀t＋2A_msinω_mt＋2g(t)) また、他方は、歪発生回路２で波形になる。

＝sin(ω₀t＋A_msinω_mt＋ｇ(t)＋ｇ′(t)) ただし、ｇ′(t)は歪発生回路２で発生される歪量を表
す。波形は更に周波数変換回路７で、 ＝cos(ω₀t＋ω₂t＋A_msinω_mt＋g(t)＋g′(t)) となる。ただし、局部発振器７２はsin ω₂tなる信号を
発生するものとする。

これらの波形ととをミキサー３で混合すると、＝
×であるから、 ＝sin(ω₀t−ω₂t＋A_msinω_mt＋g(t)−g′(t)) となる。

従って、g(t)＝g′(t) なる関係の歪発生回路２を用い
ればよいことになる。このとき、ミキサー３の出力
は、 ＝sin(ω₀t−ω₂t＋A_msinω_mt) となる。この場合、周波数変換回路７を特に用いなけれ
ば、ω₂は０であり、周波数シフトは行われない。

以上より明らかなように、波形では被変調搬送波の変
調度と歪量が２倍になり、波形では歪量だけが２倍と
なって、波形で変調度が復元されるとともに歪量は打
ち消されることになる。

以上、ＦＭ変調信号を例にとり説明を行ったが、本発明
によればＰＳＫ等他の変調方式においても同様に等化を
行うことができる。

このような歪発生回路２の一例が第５図に示されてお
り、図中、２１は減衰器、２２は遅延回路、２３はリミ
ッタ、２４は遅延回路、である。

減衰器２１では、被変調搬送波の振幅を減衰させ、遅延
回路２２はＦＭ変調された搬送波のＡＭ成分を発生さ
せ、リミッタ２３でＡＭ−ＰＭ変換を行って遅延回路２
２で発生されたＡＭ成分を位置回転量に変換して伝送路
の振幅歪成分を等化し、そして、遅延回路２４では遅延
回路２２で発生した遅延特性を補償して伝送路の群遅延
歪を等化するフラットな遅延特性を与えている。

この歪発生回路は、特に、被変調搬送波がＲＦ帯増幅器
等により歪んだ場合に有効な補償方式である。

遅延回路２２、２４としては第６図に示すような遅延特
性Ｉ及びIIを使用する回路として第７図に示す回路例が
挙げられる。従って、両遅延回路２２、２４により第８
図に示すような遅延特性が得られる。

また、リミッタとしては、良く知られた第９図に示すよ
うな電圧形のものと、第１０図に示すような電流形のも
のを用いればよい。尚、図中、Ｔｒ１、Ｔｒ２はトラン
ジスタ、Ｒ１〜Ｒ６は抵抗、Ｄ１、Ｄ２はダイオード、
である。

更に、ＡＭ−ＰＭ変換回路として第１１図に示す回路を
用いることができる。これは、バッファＢ１とＢ２を抵
抗Ｒで接続し、バッファＢ２の入力信号ｖを、バラクタ
ダイオードＣを介したバイアス信号ＶにバッファＢ２の
入力信号を重畳した信号で位相回転させるもので、伝達
関数Ｈ（jω）＝１/(１＋jωCR）で表され、電圧（Ｖ＋
ｖ）が変わることによりバラクタダイオードＣの容量が
変わり、θ＝tan^-1ωCRで位相回転する。

また、歪発生回路２としては、第１２図に示すものも用
いることができる。この歪発生回路２は、被変調搬送波
が通る伝送路特性回路１０１において非直線増幅器が多
段に接続されているような場合には、伝送路特性回路１
０１で発生する高次歪波信号が基本波信号として扱わ
れ、基本波の歪量として発生されてしまうのを補償する
ため、図示の如く、１次高調波成分の伝送歪特性を発生
する回路ＴＣ１、２次高調波成分の伝送歪特性を発生す
る回路ＴＣ２、３次高調波成分の伝送歪特性を発生する
回路ＴＣ３、…ｎ次高調波成分の伝送歪特性を発生する
回路ＴＣｎ、というように設け、逓倍器ＭＬ２〜ＭＬｎ
でそれぞれ周波数を逓倍しそれに対応する歪を各伝送歪
特性回路ＴＣ１〜ＴＣｎで与え、ミキサーＭＩＸ２〜Ｍ
ＩＸｎで１次分前の高調波成分と混合して差をとり基本
波成分に変換した上で、減衰器、増幅器等から成る周知
の選択合成回路ＳＹＮで合成信号を発生して高次歪によ
る基本波信号の歪等化を行うものである。

その他、歪発生回路２としては、第１３図に示すチェビ
シェフ型バンドパスフィルタ、バタワース型或いはトム
ソン型バンドパスフィルタ等、第１４図に示す振幅等化
器と遅延等化器とを組み合わせた回路、並びに第１５図
に示すようなトランスバーサルフィルタ型の回路を用い
て遅延・振幅特性を等化してもよい。

また、伝送路特性回路１０１の遅延歪のみの等化歪を発
生する歪発生回路２として第１６図に示す回路が挙げら
れる。図中、３１はバッファアンプ、３２はミキサー、
３３は遅延回路、３４はミキサー、３５は電圧制御発振
器（ＶＣＯ）であり、これら一組で一段の遅延回路を構
成し、これがＮ段直列に設けられる。

各遅延回路は第１７図に示すような中心周波数（ｆ１…
ｆｎ）を持った対周波数遅延特性を有している。

更に、振幅歪のみを等化するためには、第１８図に示す
ように、第１６図の遅延回路３３の代わりに振幅等化回
路３６を用いて振幅特性を可変にする。この場合の各振
幅歪回路の対周波数振幅特性は第１９図に示す通りであ
る。

第２０図は、本願第２の発明の実施例を示すブロック図
で、第４図に示した第１の発明の実施例と同様にこの等
化回路は、変調回路１００で変調信号を入力して搬送波
を変調し、伝送路特性回路１０１でその被変調搬送波出
力信号を所定の伝送特性で伝送し、被変調搬送波が伝送
路特性回路１０１の特性で受けた歪量と同一の歪量を発
生する歪発生回路２を通すとともに、被変調搬送波の周
波数を周波数変換回路４で低減させた後、その出力の２
倍波を２逓倍波発生回路１で発生させる。ミキサー３で
は、歪発生回路２の出力信号と２逓倍波発生回路１の出
力信号とを混合して変調度を復元し歪を打ち消す。

周波数変換回路４は、局部発振器４１とミキサー４２と
で構成することができる。また、２逓倍波発生回路１
は、第２１図に示す如く、バンドパスフィルタ２ａを用
いることによっても２逓倍波を直接得ることができる。

この第２の発明では、第１の発明と同様に、まず例えば
ＦＭ変調信号をA_msinω_mt、被変調搬送波をsinω₀tとす
ると、変調回路１００から出力される被変調搬送波
は、 ＝sin(ω₀t＋A_msinω_mt) となり、伝送路特性回路１０１で歪を受けた被変調搬送
波は、 ＝sin(ω₀t＋A_msinω_mt＋ｇ(t)) となる（ただし、ｇ(t) は伝送路で受けた歪量を表
す。） ここで被変調搬送波は二手に分かれ、一方は歪発生回
路２で波形′になる。

′＝sin(ω₀t＋A_msinω_mt＋ｇ(t)＋ｇ′(t)) ただし、ｇ′(t)は歪発生回路２で発生される歪量を示
す。また、他方は周波数変換回路４で、 ′＝cos(ω₀t＋ω₂t＋A_msinω_mt＋g(t)) となる。ただし、局部発振器４１はsin ω₂tなる信号を
発生するものとする。

そして波形′は、２逓倍波発生回路１で次の波形′
になる。

′＝cos(2ω₀t＋2ω₂t＋2A_msinω_mt＋2g(t)) これらの波形′と′とをミキサー３で混合すると、
＝′×′であるから、 ′＝sin(ω₀t−ω₂t＋A_msinω_mt＋g(t)−g′(t)) となる。

従って、g(t)＝g′(t) なる関係の歪発生回路２を用い
ればよいことになる。このとき、ミキサー３の出力′
は、 ′＝sin(ω₀t−ω₂t＋A_msinω_mt) となって第１の発明と同様の結果が得られる。

この第２の発明では、被変調搬送波の周波数が高い場合
に一旦周波数変換回路４で周波数を低減させているの
で、後の逓倍動作が行い易いという利点がある。

尚、第２の発明においても、歪発生回路２の具体例とし
ては、第１の発明に関して第５図から第１９図で説明し
た回路を全く同様に用いることができる。

次に、第３の発明の実施例を第２２図について説明す
る。

この第３の発明においても、第４図に示した第１の発明
の実施例と同様にこの等化回路は、変調回路１１０で変
調信号を入力して搬送波を変調し、伝送路特性回路１０
１でその被変調搬送波出力信号を所定の伝送特性で伝送
する。そして一方では、分周回路５で被変調搬送波をＭ
／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）分周し、この分周出力に対し、被変調搬
送波が伝送路特性で受けた歪量と同一の歪量を歪発生回
路２が与えるとともに、この歪発生回路２の出力信号を
周波数変換回路７で低い周波数に変換してから、この信
号と被変調搬送波とをミキサー３で混合し、更に、ミキ
サー３の出力を逓倍回路６でＮ/（Ｎ−Ｍ）逓倍してい
る。尚、この第３の発明においても、周波数変換回路７
を歪発生回路２に内包させて考えてもよい。

第２２図の回路において、第１の発明及び第２の発明と
同様にＦＭ変調信号をA_msinω_mt 、 被変調搬送波をsinω₀tとすると、変調回路１００から
出力される被変調搬送波は、 ＝sin(ω₀t＋A_msinω_mt) となり、伝送路１０１で歪を受けた被変調搬送波は、 ＝sin(ω₀t＋A_msinω_mt＋ｇ(t)) となる（ただし、ｇ(t) は伝送路で受けた歪量を表
す）。

ここで被変調搬送波は二手に分かれ、一方はそのまま
ミキサー３に送られる。

他方は、分周回路５で次の波形″になる。

″＝sin {(N/M)ω₀t＋(N/M)A_msinω_mt＋(N/M)ｇ(t)} そして、歪発生回路２で波形″になる。

″＝sin {(N/M)ω₀t＋(N/M)A_msinω_mt＋(N/M)ｇ(t)＋ｇ′(t)} ただし、ｇ′(t)は歪発生回路２で発生される歪量を表
す。波形″は更に周波数変換回路７で、 ″＝cos {(N/M)ω₀t−ω₂t＋(N/M)A_msinω_mt＋(N/M)ｇ(t)＋ｇ′(t)} となる。ただし、局部発振器７２はsinω₂tとなる信号
を発生するものとする。

これらの波形と″とをミキサー３で混合すると、
＝×″であるから、 ″＝sin [(1-N/M) ω₀t＋ω₂t＋(1-N/M)A_msinω_mt＋(1-N/M)ｇ(t)−ｇ′(t)] となる。

そして、更に逓倍回路６を通すことにより、 ＝sin [ω₀t＋ {M/(M-N)} ω₂t＋A_msin ω_mt＋ｇ(t)− {M/(M-N)} ｇ′(t)] となる。

従って、g(t)＝ {M/(M-N)} g′(t) なる関係の歪発生回
路２を用いれば歪は低減されることとなる。例えば、Ｎ
＝１、Ｍ＝２では、g(t)＝2g′(t)となり、上述した歪
発生回路２の等化回路段数を伝送路特性回路１０１のフ
ィルタ等の段数の半分に削減することができることにな
る。尚、この場合も、周波数変換回路７を特に用いなけ
れば、ω₂は０であり、周波数シフトは行われない。

上記の第３の発明の実施例の説明において、変調度（Δ
θ）及び歪量（Δδ）にのみ着目して考えると、伝送路
１０１から出力される被変調搬送波の変調度及び歪量を
それぞれ“１”とすれば、分周回路５の経由した被変調
搬送波の変調度及び歪量はＮ／Ｍとなり、歪発生回路２
を経ることにより変調度は変わらないが、歪量はΔδ/
（Ｍ/ Ｎ）＋Δδ′（ただし、Δδ′は歪発生回路２で
発生された歪量）となる。周波数変換回路７を通しても
変調度と歪量には影響がないので、ミキサー３から両入
力信号の差として出力される被変調搬送波の変調度は、
（Ｍ−Ｎ）／Ｍ、歪量はΔδ（Ｍ−Ｎ）／Ｍ−Δδ′と
なる。そしてミキサー３の出力信号を逓倍回路６でＭ/
（Ｍ−Ｎ）逓倍することにより変調度は {(Ｍ−Ｎ）／
Ｍ｝×｛Ｍ/（Ｍ−Ｎ）｝＝１に復元し、歪量は、
［｛（Ｍ−Ｎ）/Ｍ｝Δδ−Δδ′］×｛Ｍ/（Ｍ−
Ｎ）｝＝Δδ−Δδ′｛Ｍ/(Ｍ−Ｎ)｝となり、歪発生
回路２の歪量Δδ′が伝送路１０１の(Ｍ−Ｎ)/Ｍであ
れば、歪が打ち消されることが分かる。

尚、第３の発明においても、歪発生回路２の具体例とし
ては、第１の発明に関して第５図から第１９図で説明し
た回路を全く同様に用いることができる。

また、本発明の等化回路は伝送路そのものではない伝送
路特性回路に擬似させた回路を有するので予等化として
送信側に置いてもよく、又は受信側に置いても構わな
い。

〔発明の効果〕

以上のように、本願の等化回路によれば、第１の発明で
は、被変調搬送波の２倍波をつくるとともに伝送路の歪
と同一の歪量を発生させ、これらの信号の差をとること
により変調度を復元し歪量を打ち消したので、伝送路の
複雑な逆特性を有する等化回路によらずに予め分かって
いる伝送路の歪量を求めておくことにより伝送路特性回
路と同一の素子を用いるだけで等化回路を構成できる。

また、第２の発明では、２倍波をつくる時に周波数を一
旦下げてから行うようにしたのでかかる場合においてや
はり回路構成が簡易なものとなる。

更に第３の発明では、やはり被変調搬送波の周波数が高
い場合に、一旦分周してから伝送路の歪量のＭ／（Ｍ−
Ｎ）の歪量を発生させるだけでよいので、歪発生回路の
構成が非常に簡単になるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本願第１の発明に係る等化回路の原理ブロック
図、 第２図は本願第２の発明に係る等化回路の原理ブロック
図、 第３図は本願第３の発明に係る等化回路の原理ブロック
図、 第４図は第１図に示された第１の発明の等化回路の一実
施例を示すブロック図、 第５図は本願発明に用いられる歪発生回路の一実施例を
示すブロック図、 第６図は第５図に示す遅延回路の遅延特性を示すグラフ
図、 第７図は第５図に示す遅延回路の一実施例を示す回路
図、 第８図は第５図の２つの遅延回路による合成遅延特性を
示すグラフ図、 第９図は第５図に示すリミッタの電圧型回路を示す図、 第１０図は第５図に示すリミッタの電流型回路を示す
図、 第１１図は第５図に示すリミッタのＡＭ−ＰＭ変換動作
を行う回路を示した図、 第１２図は本願発明に用いられる歪発生回路の別の実施
例を示すブロック図、 第１３図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１４図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１５図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１６図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１７図は第１６図に示された遅延回路の遅延特性を示
すグラフ図、 第１８図は本願発明に用いられる歪発生回路の更に別の
実施例を示すブロック図、 第１９図は第１８図に示された振幅歪回路の振幅特性を
示すグラフ図、 第２０図は第２図に示された第２の発明の等化回路の一
実施例を示すブロック図、 第２１図は第２図に示された第２の発明の等化回路の別
の実施例を示すブロック図、 第２２図は第３図に示された第３の発明の等化回路の一
実施例を示すブロック図、 第２３図は従来の等化回路系統を示すブロック図、であ
る。 第１図乃至第５図において、 １は２逓倍波発生回路、 ２は歪発生回路、 ３はミキサー、 ４、７は周波数変換回路、 ５は分周回路、 ６は逓倍回路、 ２１は減衰器、 ２２、２４は遅延回路、 ２３はリミッタ、である。 尚、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】伝送路の特性回路によって歪を受けた被変
   調搬送波の２倍波を発生する２逓倍波発生回路（１）
   と、 前記受けた歪量と同一の歪量を発生する歪発生回路
   （２）と、 前記２逓倍波発生回路（１）の出力信号と前記歪発生回
   路（２）の出力信号とを混合して差をとるミキサー
   （３）と、 を備えたことを特徴とする等化回路。
2. 【請求項２】前記歪発生回路（２）が、前記ミキサー
   （３）での入力信号が出力信号への干渉を無くすための
   周波数変換回路（７）を含んでいる特許請求の範囲第１
   項記載の等化回路。
3. 【請求項３】前記歪発生回路（２）が、減衰器（21）
   と、ＡＭ成分を発生する第１の遅延回路（22）と、ＡＭ
   −ＰＭ変換を行って伝送路の特性回路の振幅歪成分に等
   化させるリミッタ（23）と、第１の遅延回路（22）で発
   生した遅延特性を補償して伝送路の特性回路群遅延歪を
   等化するフラットな遅延特性を与える第２の遅延回路
   （24）と、で構成されている特許請求の範囲第１項記載
   の等化回路。
4. 【請求項４】前記歪発生回路（２）が、Ｎ次の高調波成
   分による歪を等化するものである特許請求の範囲第１項
   記載の等化回路。
5. 【請求項５】伝送路の特性回路によって歪を受けた被変
   調搬送波の周波数を低減させる周波数変換回路（４）
   と、 前記周波数変換回路（４）の出力の２倍波を発生する２
   逓倍波発生回路（１）と、 前記受けた歪量と同一の歪量を発生する歪発生回路
   （２）と、 前記２逓倍波発生回路（１）の出力信号と前記歪発生回
   路（２）の出力信号とを混合して差をとるミキサー
   （３）と、 を備えたことを特徴とする等化回路。
6. 【請求項６】前記２逓倍波発生回路（１）に、バンドパ
   スフィルタ（２ａ）を用いた特許請求の範囲第５項に記
   載の等化回路。
7. 【請求項７】前記２逓倍波発生回路（１）に、逓倍器を
   用いた特許請求の範囲第５項に記載の等化回路。
8. 【請求項８】前記歪発生回路（２）が、減衰器（21）
   と、ＡＭ成分を発生する第１の遅延回路（22）と、ＡＭ
   −ＰＭ変換を行うリミッタ（23）と、第１の遅延回路
   （22）で発生した遅延特性を補償する第２の遅延回路
   （24）と、で構成されている特許請求の範囲第５項記載
   の等化回路。
9. 【請求項９】前記歪発生回路（２）が、Ｎ次の高調波成
   分による歪を等化するものである特許請求の範囲第５項
   記載の等化回路。
10. 【請求項１０】伝送路の特性回路によって歪を受けた被
    変調搬送波をＭ／Ｎ分周する分周回路（５）と、 前記受けた歪量の（Ｍ−Ｎ）/Ｍの歪量を前記分周回路
    （５）の出力に与える歪発生回路（２）と、 該歪発生回路（２）の出力信号と前記被変調搬送波とを
    混合するミキサー（３）と、 前記ミキサー（３）の出力をＭ/（Ｍ−Ｎ）逓倍する逓
    倍回路（６）と、 を備えたことを特徴とする等化回路。
11. 【請求項１１】前記歪発生回路（２）が、減衰器（21）
    と、ＡＭ成分を発生する第１の遅延回路（22）と、ＡＭ
    −ＰＭ変換を行うリミッタ（23）と、第１の遅延回路
    （22）で発生した遅延特性を補償する第２の遅延回路
    （24）と、で構成されている特許請求の範囲第10項記載
    の等化回路。
12. 【請求項１２】前記歪発生回路（２）が、Ｎ次の高調波
    成分による歪を等化するものである特許請求の範囲第10
    項記載の等化回路。
13. 【請求項１３】前記歪発生回路（２）が、前記ミキサー
    （３）での入力信号が出力信号への干渉を無くすための
    周波数変換回路（７）を含んでいる特許請求の範囲第10
    項記載の等化回路。