JPH114183A - 多チャネルエコー除去方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 適応フィルタの係数値がエコーパスのインパ
ルス応答によって正しい値に収束し、音質も良好な多チ
ャネルエコー除去方法及び装置を提供する。 【解決手段】 前処理回路３００によって受信信号２を
処理して得られた前処理信号と受信信号２とを時間多重
した信号を代りに使用する。受信信号２または前処理信
号のいずれかを入力信号として適応フィルタ１２２、１
２４が動作することになり、受信信号２だけを入力信号
として用いた場合の２倍の数の条件式を用いて適応フィ
ルタ係数を求めることができる。このため、適応フィル
タ係数の不定を回避し、正しい値に収束させることがで
きる。さらに、元の受信信号と補助信号の多重化パラメ
ータによって生じる音像移動を、入力信号に対する振幅
補正処理で相殺するため、直接スピーカに供給されて受
聴される受信信号の音質劣化が抑圧され、良好な音質を
保つことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数の受信信号と
単数または複数の送信信号を有するシステムにおける、
エコー除去方法及び装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】複数の受信信号と単数または複数の送信
信号を有するシステムにおいて、受信信号が空間音響経
路を伝搬することによって生じるエコーを除去する多チ
ャネルエコー除去方法あるいは装置に関しては、電子情
報通信学会技術研究報告Ｖｏｌ．８４，Ｎｏ．３３０，
ｐｐ．７−１４，ＣＳ−８４−１７８（以下「文献１」
という）において、縦続接続型及び線形結合型の２種類
の装置が提案されている。文献１によれば、縦続接続型
はその構成による制約から、線形結合型よりもエコー抑
圧能力が劣る。そこで、従来例の線形結合型多チャネル
エコー除去装置（エコーキャンセラ）について受信信
号、送信信号ともに２チャネルのシステムに適用した場
合について説明する。

【０００３】図１７は、従来例の線形結合型多チャネル
エコーキャンセラを示す図である。第１の受信信号１が
第１のスピーカ３で再生され、空間音響経路を経て第１
のマイク９に至って生じる第１のエコー５と、第２の受
信信号２が第２のスピーカ４で再生され、空間音響経路
を経て第１のマイク９に至って生じる第２のエコー６
と、第１のマイク９に至った話者１１の発する音声であ
る第１の送信信号１２が加算されて、第１の混在信号１
４となる。同様に、第１の受信信号１が第１のスピーカ
３で再生され、空間音響経路を経て第２のマイク１０に
至って生じる第３のエコー７と、第２の受信信号２が第
２のスピーカ４で再生され、空間音響経路を経て第２の
マイク１０に至って生じる第４のエコー８と、第２のマ
イク１０に至った話者１１の発する音声である第２の送
信信号１３が加算されて、第２の混在信号１５となる。

【０００４】第１の混在信号１４に混入したエコーを除
去するために、第１の適応フィルタ１２１に第１の受信
信号１を入力して第１のエコー５に対応したエコーレプ
リカ１２５を生成し、第２の適応フィルタ１２２に第２
の受信信号２を入力して第２のエコー６に対応したエコ
ーレプリカ１２６を生成する。第１の減算器１２９で、
第１の混在信号１４から第１及び第２のエコー５、６に
対応したエコーレプリカ１２５、１２６を差し引く。第
１及び第２の適応フィルタ１２１、１２２では、第１の
減算器１２９の出力が最小になるように制御する。第１
の減算器１２９の出力が、エコーキャンセラ１２０の第
１の出力信号１６となる。

【０００５】第２の混在信号１５に混入したエコーを除
去するために、第３の適応フィルタ１２３に第１の受信
信号１を入力して第３のエコー７に対応したエコーレプ
リカ１２７を生成し、第４の適応フィルタ１２４に第２
の受信信号２を入力して第４のエコー８に対応したエコ
ーレプリカ１２８を生成する。第２の減算器１３０で、
第２の混在信号１５から第３及び第４のエコー７、８に
対応したエコーレプリカ１２７、１２８を差し引く。第
３及び第４の適応フィルタ１２３、１２４は、第２の減
算器１３０の出力が最小になるように制御する。第２の
減算器１３０の出力が、エコーキャンセラ１２０の第２
の出力信号１７となる。

【０００６】多チャネルエコー除去の主要な応用分野の
一つである多チャネルテレビ会議システムにおいては、
複数のマイクで話者の音声を収録するため、各マイクで
収録される受信信号は、近似的に、話者と各マイクの距
離に応じた減衰量と時間遅れを持った信号とみなすこと
ができる。従って、異なったチャネルにおける受信信号
の相互相関は非常に高くなる。

【０００７】以下、第１の受信信号１を遅延させたもの
に相当する第２の受信信号２、非巡回型フィルタとして
近似できるエコーパス、適応非巡回型フィルタを用いた
線形結合型エコーキャンセラを仮定する。

【０００８】時刻ｎにおける第１及び第２の受信信号
１、２をｘ1（ｎ）、ｘ2（ｎ）、第１の混在信号１４に
混入するエコーをｄ（ｎ）とする。第１及び第２の受信
信号１、２の間の時間差をｎd（自然数）サンプルとす
ると、 ｘ2（ｎ）＝ｘ1（ｎ−ｎd） （１） と表すことができる。簡単のため、第１及び第２のスピ
ーカ３、４から第１及び第２のマイク９、１０に至る全
ての空間音響経路のインパルス応答長が等しいと仮定
し、それをＮとする。また、スピーカ３からマイク９に
至る空間音響経路のインパルス応答標本値をｈ1,i、ス
ピーカ４からマイク９に至る空間音響経路のインパルス
応答標本値をｈ2,iとする。ここに、ｉは０からＮ−１
の整数値をとる。混在信号１４に混入したエコーｄ
（ｎ）は、エコー５とエコー６の和として、

【数１】 で与えられる。式（１）を式（２）に代入してｘ2
（ｎ）を消去すると、

【数２】 となる。適応フィルタ１２１、１２２によって生成され
るエコーレプリカｄ（ｎ）ハットは、適応フィルタ１２
１、１２２のｉ番目のフィルタ係数をそれぞれｗ1,i
（ｎ）、w2,i（ｎ）とすると、

【数３】 で与えられる。式（１）を式（４）に代入してｘ2
（ｎ）を消去すると、

【数４】 となる。残留エコーｅ（ｎ）は、

【数５】 となる。式（６）より、エコーを完全に消去するための
条件は、

【数６】 である。式（７）より、

【外１】 は一意に定まるが、

【外２】 の解には、無限の組み合わせが存在することがわかる。
特に、

【外３】 の解はｎdの値に依存しており、話者位置の移動によっ
てｎdの値が変化すると、解も変化する。これは、エコ
ーパスの変動がない場合でも、エコー消去能力が低下す
ることを意味しており、実環境における使用に障害とな
る。以上、混在信号１４に混入するエコーを除去するた
めに用いられる適応フィルタ１２１、１２２について検
討したが、適応フィルタ１２３、１２４に関しても、同
様の議論が成立する。

【０００９】この問題を解決するために、１つの受信信
号を入力とし、混在信号と１対１に対応する適応フィル
タでエコーレプリカを生成することにより、１つの音源
から複数の経路を伝搬して生じたエコーをチャネルあた
り１つの適応フィルタで推定する多チャネルエコー除去
方法が、アイイーイーイー・プロシーディングス・オブ
・インターナショナルカンファレンス・オン・アクース
ティックス・スピーチ・アンド・シグナルプロセシング
（ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆＩｎｔｅｒ
ｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃ
ｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ
Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）第２巻、１９９４年、２４５
〜２４８ページ（以下「文献２」という）において、提
案されている。

【００１０】文献２で提案されている多チャネルエコー
除去方法では、１つのチャネルにおいて生じるエコーを
１つの適応フィルタで除去するため、解が不定となると
いう問題は起こらない。従って、適応フィルタの係数
は、一意に定まる最適値に収束する。しかしながら文献
２では、話者の声を収録するマイクロフォンの配置など
の使用環境によって定められるパラメータがある範囲に
収まらないときにエコー除去性能が劣化することが、評
価結果として述べられている。従って、あらゆる環境で
使用できることを前提とすれば、線形結合型の多チャネ
ルエコーキャンセラを使用せざるを得ない。

【００１１】この前提に基づき、線形結合型多チャネル
エコーキャンセラにおいて受信信号を遅延させて遅延信
号を発生し、この遅延信号を受信信号と相互に連続して
切替えて新たな受信信号とすることにより、適応フィル
タの係数を一意に定めることができる方法が、電子情報
通信学会技術研究報告９６巻、４２４号、１７〜２４ペ
ージ（以下「文献３」という）において、提案されてい
る。文献３で提案されている多チャネルエコー除去方法
では、適応フィルタの係数を算出するために用いる条件
式の数が、遅延した受信信号の導入で増加しており、解
が不定となるという問題は起こらない。従って、適応フ
ィルタの係数は、一意に定まる最適値に収束する。しか
しながら、同時に文献３で提案されている方法では、受
信信号と遅延受信信号を切替える際に折り返し歪みが発
生ることが指摘されており、音質の劣化は避けられな
い。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】以上、図１７を用いて
詳細に説明したように、従来の多チャネルエコー除去方
法び装置では、適応フィルタ係数の解が不定であり、エ
コーパスのインパルス応答によって一意に定められる解
に一致することが保証されないという問題があった。ま
た、文献３で提案されている方法では、折り返し歪みに
よる音質劣化が避けられない。

【００１３】（発明の目的）本発明の目的は、適応フィ
ルタの係数値がエコーパスのインパルス応答によって一
意に定められる正しい値に収束し、さらに音質も良好な
多チャネルエコー除去方法及び装置を提供することにあ
る。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の多チャネルエコ
ー除去装置は、一つの受信信号を処理したものを新たな
受信信号として用いる。

【００１５】具体的には、受信信号２を前処理してから
適応フィルタ１２２、１２４、ディジタルーアナログ変
換器（ＤＡＣ）１９に供給する前処理回路（図１の２０
０）を有する。

【００１６】また、本発明の多チャネルエコー除去装置
は、一つの受信信号を処理したものを新たな受信信号と
して用いると同時に、他の入力信号に対して振幅補正を
実施する。

【００１７】具体的には、受信信号２を前処理してから
適応フィルタ１２２、１２４、ディジタルーアナログ変
換器１９に供給する前処理回路（図１３の２００）と、
受信信号１に対して振幅補正を実施してから適応フィル
タ１２１、１２３、ディジタルーアナログ変換器１８に
供給する振幅補正回路（図１３の３００）を有する。

【００１８】（作用）本発明の多チャネルエコー除去方
法及び装置は、１つの受信信号をフィルタ処理して補助
信号を作成し、元の受信信号と作成された補助信号を時
間多重して得られる新たな受信信号を用いて適応フィル
タを動作させる。１つの信号源から複数の経路を伝搬し
て生じたエコーを複数の適応フィルタで推定するため
に、適応フィルタ係数を求める際の条件式数が増加し、
解が不定となるという問題を解消することができる。従
って、適応フィルタの係数は、一意に定まる最適値に収
束する。

【００１９】さらに、本発明の多チャネルエコー除去方
法及び装置は、元の受信信号と補助信号の多重化パラメ
ータを受信信号の性質に基づいて制御すると同時に補助
信号の導入によって生じる音像移動を、入力信号に対す
る振幅補正処理で相殺するため、直接スピーカに供給さ
れて受聴される受信信号の音質劣化が抑圧され、良好な
音質を保つことができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】図１から図１６を用いて、本発明
の実施の形態を詳細に説明する。説明にあたっては、第
１及び第２の受信信号と、第１及び第２の混在信号を有
する場合、すなわち、２チャネルの場合で、受信信号が
スピーカから空間音響経路を伝搬して、マイクで収録さ
れることによって生じる音響エコーを除去するための音
響エコーキャンセラを仮定する。

【００２１】図１に、本発明の多チャネルエコーキャン
セラにおいて受信信号及び送信信号の数がそれぞれ２で
ある場合の実施の形態を示す。図１７に示した線形結合
型との違いは、適応フィルタ１２２、１２４に供給され
る受信信号２が、前処理回路２００によって前処理され
ている点である。第１及び第２の混在信号１４、１５
は、図１７に示した線形結合型と同様にして生成され
る。受信信号２は、前処理回路２００で処理され、その
出力である前処理信号は、適応フィルタ１２２、１２
４、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１９に供給さ
れる。

【００２２】図２は、前処理回路２００の構成例を示す
ブロック図である。入力端子２０１に供給された受信信
号２は、スイッチ２１０の一方の入力端子とフィルタ２
１３に供給される。フィルタ２１３は、供給された受信
信号２をフィルタ処理してから、スイッチ２１０のもう
一方の入力端子に供給する。すなわち、スイッチ２１０
の２つの入力端子には、受信信号２と受信信号２をフィ
ルタ２１３でフィルタ処理した信号が供給される。スイ
ッチ２１０には、分周回路２１２から制御信号が供給さ
れる。この制御信号は、クロック信号発生回路２１１か
ら供給されるクロック信号を分周して、作成される。ク
ロック信号としては、受信信号２の標本化周期Ｔに等し
い周期の矩形パルスが発生される。

【００２３】なお、クロック信号発生回路２１１は説明
の便宜上図２に記載されており、実際には前処理回路２
００内に独立のクロック信号発生回路を有することは稀
である。この場合、システム全体に共通のクロック信号
を前処理回路２００外から、分周回路２１２に供給す
る。分周回路２１２が、入力信号の周期を１／Ｍにする
１／Ｍ分周回路であると仮定すると、分周回路２１２は
ＭＴ／２周期で”１”と”０”のレベルを交互に出力
し、スイッチ２１０を制御する。スイッチ２１０は、分
周回路２１２から供給される矩形パルスの立ち上がりに
同期して、受信信号２とフィルタ２１３の出力信号を切
り替え、これを出力端子２０２へ伝達する。以上の手順
で前処理された信号が、前処理信号として出力端子２０
２から出力される。

【００２４】図３（ａ）は、フィルタ２１３の構成例を
示すブロック図である。ここでは、フィルタ２１３とし
てＬタップＦＩＲフィルタを仮定しているが、ＩＩＲフ
ィルタに代表されるその他の構造であっても良い。図３
（ａ）の入力端子２１３０には、図１の受信信号２が供
給される。図３（ａ）の出力端子２１３４において得ら
れる信号は、図２のスイッチ２１０へ供給される。入力
端子２１３０に供給された信号は、遅延素子２１３１1
及び係数乗算器２１３２0に伝達される。遅延素子２１
３１1、２１３１2、…、２１３１L-1はそれぞれ入力信
号サンプルを１サンプル遅延させて出力する単位遅延素
子であり、縦続に接続されてＬタップのタップ付き遅延
線を構成している。係数乗算器２１３２0、２１３２1、
…、２１３２L-1はそれぞれ係数ｃ0、ｃ1、…、ｃL-1を
有する。いま、例としてＬ＝２、ｃ0＝０、ｃ1＝１の場
合を考えると、フィルタ２１３は遅延素子２１３１1だ
けから構成され、図３（ｂ）に示す回路で表される。さ
らに、Ｍ＝１、すなわち図１の分周回路２１２が分周し
ない場合には、図３（ｂ）に示した設定は、従来法の一
つである、文献３に開示された方法に一致する。このよ
うな場合に適応フィルタ係数が一意に定められること
は、文献３に解析的に示されている。

【００２５】ここで、Ｍ＞１の場合を考えてみると、適
応フィルタ係数を求めるための条件式数が、Ｍ＝１の場
合と比較して変化しないことは明らかである。従って、
この場合も適応フィルタ係数が一意に定められる。フィ
ルタ２１３がＬ＝２、ｃ0＝０、ｃ1＝１で表されない一
般的な場合についても、同様に扱うことができる。フィ
ルタ２１３の出力が入力信号と全く同一になる場合、す
なわち、Ｌ＝１、ｃ0＝１で表される場合を除き、前処
理回路２００の出力はスイッチ２１０の状態により異な
ったものとなる。従って、適応フィルタ係数を求めるた
めの条件式数は、フィルタ２１３がＬ＝２、ｃ0＝０、
ｃ1＝１で表される場合と等しくなり、適応フィルタ係
数を一意に定めることができる。

【００２６】本発明ではまた、折り返し歪みによる音質
劣化も軽減することができる。音質劣化の軽減について
さらに考察するために、図４（ａ）に示す前処理回路２
００の等価回路について考える。この等価回路を、図４
（ｂ）に示す。

【００２７】図４（ｂ）に示された乗算器１１４６、１
１４７、１１４９、矩形パルス発生回路１１４８、加算
器１１５０が、図４（ａ）のスイッチ２１０、クロック
信号発生回路２１１と分周回路２１２に対応する。図４
（ｂ）において、受信信号２は、フィルタ２１３及び乗
算器１１４７に供給される。フィルタ２１３から出力さ
れた信号は乗算器１１４６に伝達される。一方、矩形パ
ルス発生回路１１４８は、周波数ｆ0／Ｍの矩形パルス
を発生し、乗算器１１４７及び１１４９に供給する。こ
こにｆ0＝１／Ｔは、受信信号２の標本化周波数とす
る。矩形パルス発生回路１１４８の発生するパルスは、
Ｍ／２ｆ0＝ＭＴ／２の間振幅１を維持し、これに続く
Ｍ／２ｆ0の間振幅０を維持する。乗算器１１４９は、
矩形パルス発生回路１１４８から供給された信号に−１
を乗算し、乗算器１１４６に伝達する。従って、乗算器
１１４６と乗算器１１４７に供給される矩形パルスは、
位相が１８０度ずれた関係となる。すなわち、片方の矩
形パルスが振幅１のときに、他方は振幅０となる。乗算
器１１４６と乗算器１１４７の出力信号は、共に加算器
１１５０に供給されて加算されるが、どちらか一方が常
にゼロになるので、等価的にスイッチによる切替え動作
が実現されることになる。すなわち、図４（ｂ）の回路
は、図４（ａ）の等価回路になっている。ここで、乗算
器１１４７において受信信号２と矩形パルスを乗算して
得られた信号のパワースペクトルについて考える。

【００２８】乗算器１１４７に供給される矩形パルスは
周波数ｆ0／Ｍであり、そのパワースペクトルは矩形パ
ルス発生回路１１４８から供給されるパルス１周期分の
フーリエ級数をｆ0／Ｍずつずらせて重ね合わせたもの
となることが知られている。具体的な導出については、
「ディジタル信号処理技術入門」、応用技術出版、１９
９３、６３〜７４ページ（以下「文献４」という）に詳
しいのでここでは省略する。すなわち、前記フーリエ級
数とデルタ関数の畳み込みで表されることになる。さら
に文献４によれば、時間領域信号の積で与えられる信号
のフーリエ変換は、それぞれの時間領域信号をフーリエ
変換した信号の畳み込み演算で表すことができる。デル
タ関数との畳み込みは、畳み込む対象をそのデルタ関数
の位置に移動することに等しいので、受信信号２と矩形
パルスの積である乗算器１１４７の出力信号をフーリエ
変換して得られるパワースペクトルは、前記フーリエ級
数に受信信号２のパワースペクトルを乗算し、ｆ0／Ｍ
ずつずらせて重ね合わせたものとなる。Ｍ＝１ならば、
受信信号２がｆ0／２で帯域制限されているので、折り
返し歪みを生じない。

【００２９】しかし、Ｍ＞１の場合には、周波軸上での
シフト量に相当するｆ0／Ｍに応じて、折り返し歪みが
発生する。文献４に従えば、前記フーリエ級数はｓｉｎ
ｃ関数（ｓｉｎｘ＝ｘ）の形をとり、振幅のサイドロー
ブは中心を離れるにつれて急激に減衰する。減衰がどの
程度急激であるかはＭの値に依存し、Ｍが大きいほど急
激に減衰する。すなわち、Ｍの増加に伴って、前記フー
リエ級数はデルタ関数に近づく。このため、乗算器１１
４７の出力信号をフーリエ変換して得られるパワースペ
クトルは、前記フーリエ級数の周波数ゼロに対応した成
分に受信信号２のパワースペクトルを乗算したものとし
て表すことができる。従って、折り返し歪みの量はＭが
大きいほど少なく、乗算器１１４７の出力信号の主観品
質は向上することになる。以上説明した原理により、分
周比Ｍを大きく設定して折り返し歪みを抑圧することが
できる。

【００３０】分周比Ｍを大きく取った場合でも、Ｍが無
限大である場合を除き、スイッチ２１０の切替え操作に
より、スイッチ２１０の出力信号に不連続性が生じる。
この信号不連続性は、主観的には雑音として知覚され
る。この雑音の発生頻度はＭの値に反比例し、Ｍが大き
い場合にはＭが小さい場合に比べて知覚されにくいが、
知覚自体は避けられない。本発明では、フィルタ２１３
の特性を適切に設定することにより、信号不連続性によ
る主観的な雑音を抑圧する。このような目的で、フィル
タ２１３の係数ｃj（ｊ＝０，１，…，Ｌ−１）を時変
（ｔｉｍｅ−Ｖａｒｙｉｎｇ）にした例を次に示す。

【００３１】図３で、Ｌ＝２と設定し、ｃ0をｃ0（ｋ）
で、ｃ1をｃ1（ｋ）で、置き換える。ｃ0（ｋ）及びｃ1
（ｋ）を、それぞれ、 ｒｍ1（ｋ）＝ｍｉｎ［ｒｅｍ（ｋ，２Ｍ），Ｊ］ （８） ｒｍ2（ｋ）＝ｍａｘ［ｒｅｍ（ｋ＋Ｍ−１，２Ｍ），２Ｍ−Ｊ−１］ −（２Ｍ−Ｊ−１） （９） ｃ1（ｋ） ＝｛ｒｍ1（ｋ）−ｒｍ2（ｋ）｝／Ｊ （１０） ｃ0（ｋ） ＝１−ｃ1（ｋ） （１１） と定義する。ここに、ｒｅｍ（Ａ，Ｂ）はＡをＢで除し
た余りを、ｍｉｎ［Ｃ，Ｄ］はＣとＤの最小値を、ｍａ
ｘ［Ｅ，Ｆ］はＥとＦの最大値を表す。このとき、ｃ1
（ｋ）は、ｋ＝２ｉＭ〜２ｉＭ＋Ｊ（ｉ＝０，１，…）
で０から１への単調増加直線に、ｋ＝（２ｉ＋１）Ｍ−
Ｊ〜（２ｉ＋１）Ｍ（ｉ＝０，１，…）で１から０への
単調減少直線になる。また、ｃ0（ｋ）は、ｋ＝２ｉＭ
〜２ｉＭ＋Ｊ（ｉ＝０，１，…）で１から０への単調減
少直線に、ｋ＝（２ｉ＋１）Ｍ−Ｊ〜（２ｉ＋１）Ｍ
（ｉ＝０，１，…）で０から１への単調増加直線にな
る。ｋ＝２ｉＭにおいてスイッチ２１０が受信信号２か
らフィルタ２１３の出力を選択するように切替えを行
い、ｋ＝（２ｉ＋１）Ｍにおいてスイッチ２１０がフィ
ルタ２１３の出力から受信信号２を選択するように切替
えを行うように設定することにより、ｋ＝（２ｉ＋１）
Ｍの直前Ｊサンプルに対しては、スイッチ２１０の出力
が受信信号２から受信信号２の１サンプル遅延信号に連
続して切り替わることになる。また、ｋ＝２ｉＭの直後
Ｊサンプルに対しては、スイッチ２１０の出力が受信信
号２から受信信号２の１サンプル遅延信号に連続して切
り替わることになる。以上説明したように、スイッチ２
１０の切替えに際して、その出力信号振幅に不連続性を
生じないので、信号不連続性による主観的な雑音を抑圧
することができる。なお、ｋ＝（２ｉ＋１）Ｍ〜２（ｉ
＋１）Ｍ（ｉ＝０，１，…）において、ｃ0（ｋ）＝
０、ｃ1（ｋ）＝１となるが、このとき、スイッチ２１
０はフィルタ２１３の入力信号を選択して出力するの
で、これらの係数値は全体動作に影響を与えない。

【００３２】適応フィルタ１２１、１２２、１２３、１
２４の係数更新アルゴリズムとしては、アダプティブ・
シグナル・プロセッシング（Ａｄａｐｔｉｖｅ ｓｉｇ
ｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ），１９８５，Ｐｒｅｎ
ｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ Ｉｎｃ．，ＵＳＡ、９９〜１１３
ページ（以下「文献５」という）及び、アダプティブ・
フィルタ（Ａｄａｐｔｉｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ），１９
８５，ＫｕｌｗｅｒＡｃａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈ
ｅｒｓ，ＵＳＡ、４９〜５６ページ（以下「文献６」と
いう）にＬＭＳアルゴリズム及びノーマライズドＬＭＳ
（ＮＬＭＳ）アルゴリズムが記載されている。適応フィ
ルタ１２１、１２２の制御はＬＭＳアルゴリズムを用い
て行ない、ステップサイズは同じであると仮定する。適
応フィルタ１２１のｉ番目係数の第ｎ＋１回目の更新後
の値ｗ1,i（ｎ＋１）と適応フィルタ１２２のｉ番目係
数の第ｎ＋１回目の更新後の値ｗ2,i（ｎ＋１）は、そ
れぞれに対応した第ｎ回目の更新後の値ｗ1,i（ｎ）と
ｗ2,i（ｎ）を用いて、 ｗ1,i（ｎ＋１）＝ｗ1,i（ｎ）＋ｅ1（ｎ）ｘ1（ｎ−ｉ） （１２） ｗ2,i（ｎ＋１）＝ｗ2,i（ｎ）＋ｅ2（ｎ）ｘ1（ｎ−ｎd−ｉ） （１３） で与えられる。適応フィルタ１２３、１２４の係数更新
についても同様である。

【００３３】図５は、前処理回路２００の第２の構成例
を示すブロック図である。図２を用いて説明した第１の
構成例との相違点は、分周回路２１２に加えて、分析回
路２２１及び論理積回路２２０を有することである。図
２に示した第１の構成例ではＭサンプル毎にスイッチ２
１０の切替えを行うが、図５では、分周回路２１２の出
力信号と分析回路２２１の出力信号の論理積を用いて、
スイッチ２１０の切替えを行う。分析回路２２１におい
ては、受信信号２を分析し、分析した結果が予め定めら
れた条件を満足するときには”１”を、満足しないとき
には”０”を出力し、論理積回路２２０に伝達する。論
理積回路２２０には、すでに説明したように、分周回路
２１２から”０”または”１”の制御信号が供給されて
いる。論理積回路２２０は、分析回路２２１と分周回路
２１２の出力、すなわち、時間情報がＭサンプルの周期
に一致していること、及び入力信号を分析した結果が予
め定められた条件を満足することの両者が同時に成立す
ることを検出し、その出力信号によってスイッチ２１０
の切替えを制御する。

【００３４】分析回路２２１における受信信号２の分析
方法には、様々な方法が考えられる。一例として、信号
不連続性による主観的な雑音を抑圧することを考える
と、受信信号２において振幅の変化分を検出することが
できる。図６に、分析回路２２１の第１の実施例を示
す。

【００３５】図６に示す分析回路２２１は、遅延素子２
２１０、減算器２２１１、絶対値回路２２１２、判定回
路２２１３、記憶回路２２１４から構成される。分析回
路２２１の入力信号である受信信号２は、遅延素子２２
１０及び減算器２２１１に供給される。遅延素子２２１
０は、入力信号を１サンプル周期遅延させ、減算器２２
１１に伝達する。減算器２２１１は、受信信号２から遅
延素子２２１０の出力信号を減算し、結果を絶対値回路
２２１２に供給する。絶対値回路２２１２では、供給さ
れた信号の絶対値を求め、結果を判定回路２２１３に伝
達する。

【００３６】一方、判定回路２２１３には、記憶回路２
２１４からしきい値１も供給されている。判定回路２２
１３は、絶対値回路２２１２から供給された信号がしき
い値よりも小さい場合に”１”を、それ以外の場合に”
０”を出力するように構成される。判定回路２２１３の
出力が、図５の論理積回路２２０に伝達される。すなわ
ち、受信信号２の振幅変化が小さいときに、スイッチ２
１０の切替えが実施される。

【００３７】図７に、ポストマスキングに基づく、分析
回路２２１の第２の実施例を示す。ポストマスキングと
は、ある信号サンプルに続く小振幅信号が人間の耳に知
覚されなくなる現象で、ツビッカー著、山田訳、「心理
音響学」、西村書店、１９９２年発行、１３２〜１４６
ページ（文献７）に詳しく記述されている。図７に示す
分析回路２２１は、遅延素子群２２１５0，２２１５1，
…，２２１５N-1、差分評価回路群２２１６0，２２１６
1，…，２２１６N-1、制御信号発生回路２２１７から構
成される。ここに、Ｎは正整数である。受信信号２は、
遅延素子２２１５0と差分評価回路２２１６0に供給され
る。遅延素子群２２１５0，２２１５1，…，２２１５N-
1の各遅延素子は、供給された信号をそれぞれ１サンプ
ル周期遅延させる、タップ付き遅延線を構成する。

【００３８】差分評価回路２２１６0は、受信信号２と
遅延素子２２１５0から供給された信号の差分を評価
し、その結果を制御信号発生回路２２１７に伝達する。
差分の評価は、例えば、遅延素子２２１５0から供給さ
れる信号から受信信号２を差し引いて、その結果が予め
定められたしきい値

【外４】 より大きい場合には”１”を、小さい場合には”０”を
出力することで行うことができる。また、遅延素子２２
１５0から供給される信号の絶対値から受信信号２の絶
対値を差し引いて、その結果が予め定められたしきい値

【外５】 より大きい場合には”１”を、小さい場合には”０”を
出力することもできる。同様に、差分評価回路群２２１
６0，２２１６1，…，２２１６N-1を構成する各差分評
価回路は、対応する遅延素子から供給された信号と受信
信号２の差分を評価し、その結果を制御信号発生回路２
２１７に伝達する。制御信号発生回路２２１７は、差分
評価回路群から供給された差分評価結果を用いて、制御
信号を生成する。制御信号の生成は、例えば、差分評価
回路群からの入力信号の一致をとって行うことができ
る。すなわち、一致したときに”１”を、一致しないと
きに”０”を出力する。また、差分評価回路群からの入
力信号の多数決をとり、これを制御信号とすることもで
きる。これは、”１”が入力の多数であるときは”１”
を、多数でないときは”０”を出力することに相当す
る。さらに、個々の入力信号に対応して予め定められた
独立な定数を各入力信号に乗算し、各乗算結果の総和と
予め定められたしきい値とを比較し、該総和が該しきい
値より大きい場合に”１”を、それ以外の場合に”０”
を出力することもできる。前記各乗算結果に対して一致
をとること及び多数決をとることも、すでに述べた制御
信号発生回路２２１７の動作例としうることは明らかで
ある。以上の処理により、受信信号２の振幅が過去より
減少したときに、スイッチ２１０の切替えが実施され
る。ポストマスキングに類似の現象として、プリマスキ
ングについても文献７に記載されている。小振幅信号
が、それに続く信号にマスクされて知覚されない現象を
言う。

【００３９】プリマスキングを検出するためには、信号
全体を遅延させなければならない。すなわち、図５の構
成において、スイッチ２１０の入力経路双方に遅延素子
を挿入した構成としなければならない。これに合わせ
て、受信信号１の経路においても、受信信号１が適応フ
ィルタ１２１、１２３に供給される前に、対応した遅延
量を有する遅延素子を挿入して遅延時間の調整を行う必
要がある。これらの遅延素子の遅延量は、プリマスキン
グ検出を行う時間長に依存し、例えば２サンプル遅れた
信号によるプリマスキングを検出するためには、最低２
サンプルの遅延時間を有する必要がある。さらに、図７
の差分評価回路群２２１６0，２２１６1，…，２２１６
N-1における演算は、出力を反転する必要がある。すな
わち、本来”１”が出力されるべきときに”０”を、”
０”が出力されるべきときに”１”を出力する。この反
転により、プリマスキングを検出することができる。以
上の処理により、受信信号２の振幅が増大する直前に、
スイッチ２１０の切替えが実施される。

【００４０】図５の構成例においては、分周回路２１２
の出力と分析回路２２１の出力のタイミングが一致しな
い場合には、その後、最低Ｍサンプル周期の間、スイッ
チ２１０を切り替えることができない。すなわち、スイ
ッチ２１０の切替え周期はＭサンプルの整数倍になる。
スイッチ２１０の切替え周期がＭサンプルの整数倍にな
らない前処理回路２００の構成も可能である。

【００４１】図８は、前処理回路２００の第３の構成例
を示すブロック図である。図５を用いて説明した第２の
構成例との相違点は、分周回路２１２と分析回路２２
１、及び論理積回路２２０に代えて、新たな分析回路２
２２を有することである。すなわち、図５の構成例で
は、スイッチ２１０の切替えを分周回路２１２と分析回
路２２１の出力の論理積で制御していたが、図８の構成
例では、受信信号２を分析回路２２２で分析し、得られ
た分析結果と、クロック信号発生回路２１１から分析回
路２２２に供給される矩形パルスを用いて、直接、スイ
ッチ２１０の制御信号を生成する。分析回路２２２で
は、基本的に分析回路２２１と同じ分析を行う。受信信
号２における振幅の変化分を検出することもできるし、
プリ／ポストマスキングに基づく分析を行うこともでき
る。分析の結果、受信信号２が予め定められた条件を満
足し、かつ直前の切替え動作から予め定められた標本化
周期（Ｍ2Ｔ）以上の時間が経過していた場合に、分析
回路２２２は制御信号”１”を出力する。ここに、Ｍ2
はＭ2＞１を満足する正整数である。これ以外の場合に
は、制御信号として”０”を出力する。この制御信号は
スイッチ２１０に伝達され、スイッチ２１０の切替えを
制御する。具体的な標本化周期の評価は、矩形パルスを
カウンタで計数し、計数値を記憶素子に蓄えた値である
Ｍ2と比較する。比較の結果、両者が等しければＭ2Ｔ経
過したと判定し、”１”を出力すると同時にカウンタを
リセットする。

【００４２】図３で、信号不連続性による主観的な雑音
を抑圧する目的で、フィルタ２１３の係数ｃj（ｊ＝
０，１，…，Ｌ−１）を時変にした例をＬ＝２について
説明したが、このときの係数ｃ0（ｋ）とｃ1（ｋ）を適
切に設定することにより、図２、５、８におけるスイッ
チ２１０が不用な前処理回路２００を構成することも可
能である。

【００４３】図９は、前処理回路２００の第４の構成例
を示すブロック図である。入力端子２０１に供給された
受信信号２は、フィルタ２３０に供給される。フィルタ
２３０は、供給された受信信号２をフィルタ処理してか
ら、出力端子２０２に供給する。フィルタ２３０には、
クロック信号発生回路２１１及び分周回路２１２から制
御信号が供給される。クロック信号発生回路２１１は、
受信信号２の標本化周期Ｔに等しい周期の矩形パルスを
発生する。分周回路２１２から供給される制御信号は、
クロック信号発生回路２１１から供給されるクロック信
号を分周したものである。フィルタ２３０は、これらの
制御信号に基づいて、時変係数を制御する。

【００４４】図３で、Ｌ＝２と設定した場合、ｃ0
（ｋ）は図１０に示すように与え、また、ｃ1（ｋ）は ｃ1（ｋ）＝１−ｃ0（ｋ） （１４） に従って与える。但し、図１０におけるｉは任意の整数
である。ｃ0（ｋ）は、２ＭＴの周期でｃ0（０）と０を
交互にとるが、厳密には０をとる区間の最初と最後ＪＴ
だけは、ｃ0（０）から０に、又は０からｃ0（０）に直
線的に遷移する。ｃ1（ｋ）が式（１４）で与えられる
ので、ｃ0（ｋ）とｃ1（ｋ）は、ほとんどの時間におい
て、どちらかが零のときは他方が非零となる。すなわ
ち、ｃ0（ｋ）とｃ1（ｋ）は排他的となり、図２のスイ
ッチ２１０なしにスイッチ２１０と同等なスッチング動
作を実行することができる。なお、Ｌ≠２の場合には、
フィルタ２３０の各タップが並列接続されていると考え
れば良い。すなわち、ｃ0（ｋ）とｃ1（ｋ），ｃ2
（ｋ），…，ｃL-1（ｋ）は排他的となり、どちらかが
零のときは他方が非零となる。ｃ1（ｋ），ｃ2（ｋ），
…，ｃL-1（ｋ）の各値及びそれぞれに対するＪの値
は、異なっても良い。

【００４５】図１１は、前処理回路２００の第５の構成
例を示すブロック図である。入力端子２０１に供給され
た受信信号２は、フィルタ２３０に供給される。フィル
タ２３０は、供給された受信信号２をフィルタ処理して
から、出力端子２０２に供給する。フィルタ２３０に
は、クロック信号発生回路２１１及び論理積回路２２０
から制御信号が供給される。論理積回路２２０には、分
析回路２２１及び分周回路２１２から信号が供給され
る。クロック信号発生回路２１１は、受信信号２の標本
化周期Ｔに等しい周期の矩形パルスを発生する。分周回
路２１２から論理積回路２２０に供給される制御信号
は、クロック信号発生回路２１１から供給されるクロッ
ク信号を分周したものである。分析回路２２１において
は、受信信号２を分析し、分析した結果が予め定められ
た条件を満足するときには”１”を、満足しないときに
は”０”を出力し、論理積回路２２０に伝達する。論理
積回路２２０には、すでに説明したように、分周回路２
１２から”０”または”１”の制御信号が供給されてい
る。論理積回路２２０は、分析回路２２１と分周回路２
１２の出力、すなわち、時間情報がＭサンプルの周期に
一致していること、及び入力信号を分析した結果が予め
定められた条件を満足することの両者が同時に成立する
ことを検出し、その出力信号をフィルタ２３０に供給す
る。フィルタ２３０は、これらの制御信号に基づいて、
時変係数を制御する。

【００４６】図１２は、前処理回路２００の第６の構成
例を示すブロック図である。図１１を用いて説明した第
５の構成例との相違点は、分周回路２１２と分析回路２
２１、及び論理積回路２２０に代えて、新たな分析回路
２２２を有することである。すなわち、図１１の構成例
では、フィルタ２３０の時変係数を分周回路２１２と分
析回路２２１の出力の論理積で制御していたが、図１２
の構成例では、受信信号２を分析回路２２２で分析し、
得られた分析結果と、クロック信号発生回路２１１から
分析回路２２２に供給される矩形パルスを用いて、直
接、フィルタ２３０の制御信号を生成する。

【００４７】これまで、図１、２、５、８を用いた説明
ではすべて、受信信号２に対して前処理回路２００を適
用し、前処理信号を生成する場合について説明してき
た。しかし、受信信号１に対して前処理回路２００を適
用し、前処理信号を生成する場合についても、まったく
同じように説明できることは明らかである。次に、受信
信号２に対して前処理回路を適用して前処理信号を生成
し、受信信号１に対しては振幅補正回路を適用する場合
について説明する。

【００４８】図１３に、本発明の多チャネルエコーキャ
ンセラで受信信号及び送信信号が２チャネルである場合
の第２の実施の形態を示す。図１に示した第１の実施の
形態との違いは、適応フィルタ１２２、１２４に供給さ
れる受信信号２が、前処理回路３００によって前処理さ
れているだけでなく、適応フィルタ１２１、１２３に供
給される受信信号１が、振幅補正回路４００によって振
幅補正されている点である。前処理回路３００は、前処
理回路２００と同様に受信信号２を処理することによっ
て、係数を正しい値に収束させる。

【００４９】振幅補正回路４００は、前処理回路３００
の前処理によって生じる音響空間における音像の移動
を、受信信号１の振幅を補正することによって補償す
る。前処理回路３００は、振幅補正回路４００において
振幅補正が行われるときには同時に、受信信号２の振幅
を補正する。前処理回路３００及び振幅補正回路４００
は、前処理回路２００と同様に、図２、５、８、９、１
１、１２に示した構成とすることができる。但し、図
２、５、８に示した構成とするときにはフィルタ２１３
を、図９、１１、１２に示した構成とするときにはフィ
ルタ２３０を、図３とは異なった構成とする。

【００５０】図１４は、前処理回路３００を図２、５、
８に示した構成としたときのフィルタ２１３の構成例、
及び前処理回路３００を図９、１１、１２に示した構成
としたときのフィルタ２３０の構成例を示すブロック図
である。ここでは、ＬタップＦＩＲフィルタを仮定して
いるが、ＩＩＲフィルタに代表されるその他の構造であ
っても良い。図３に示す構成例との違いは、ｃ0を除く
すべての係数乗算器ｃ1，ｃ2，…，ｃL-1に従属に別の
係数乗算器ｇ1，ｇ2，…，ｇL-1が挿入されていること
である。これは等価的に、図３の係数乗算器ｃ0，ｃ1，
…，ｃL-1を係数乗算器ｃ0，ｇ1ｃ1，…，ｇL-1ｃL-1で
置き換えたことになり、図１４に示した回路の動作は図
３に示した回路の動作と全く等しい。従って、図３に示
すフィルタを用いて、係数乗算器２１３２1、２１３２
2、…、２１３２L-1の係数値をｃ1，ｃ2，…，ｃL-1の
代わりにｇ1ｃ1，…，ｇL-1ｃL-1とする構成が可能であ
ることは明らかである。

【００５１】図１５は、振幅補正回路４００を図２、
５、８に示した構成としたときのフィルタ２１３の構成
例、及び振幅補正回路４００を図９、１１、１２に示し
た構成としたときのフィルタ２３０の構成例を示すブロ
ック図である。ここでも、ＬタップＦＩＲフィルタを仮
定しているが、ＩＩＲフィルタに代表されるその他の構
造であっても良い。図１４に示す構成例との違いは、遅
延素子２１３１1、２１３１2、…、２１３１L-1が存在
しないことである。

【００５２】図１４と図１５のフィルタは相補的に動作
する。すなわち、対応した係数乗算器の組である２１３
７iと２１３８i（ｉ＝１，２，…，Ｌ−１）によって、
音像の移動を補正する。

【００５３】振幅の補正によって遅延量の変化によって
生じた音像の移動を補正できる原理は、メディカル・リ
サーチ・カウンシル・スペシャル・レポート（Ｍｅｄｉ
ｃａｌ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｃｏｕｎｃｉｌ Ｓｐｅｃ
ｉａｌ Ｒｅｐｏｒｔ）第１６６号、１９３２年、１〜
３２ページ（以下「文献８」という）、ジャーナル・オ
ブ・アクースティカル・ソサイエティ・オブ・アメリカ
（Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ａｃｏｕｓｔｉｃａｌ Ｓｏ
ｃｉｅｔｙ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ）第３２巻、１９６
０年、６８５〜６９２ページ（以下「文献９」という）
及びジャーナル・オブ・アクースティカル・ソサイエテ
ィ・オブ・アメリカ（Ｊｏｕｒｎａｌｏｆ Ａｃｏｕｓ
ｔｉｃａｌＳｏｃｉｅｔｙ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ）第
９４巻、１９９３年、９８〜１１０ページ（以下「文献
１０」という）に開示されている。図１３の例では、受
信信号２に対して遅延を生じるので、話者１１に対して
スピーカ３及び４によって再生される音響信号の音像
は、スピーカ３の方向へ移動する。これを補正して元に
戻すためには、スピーカ４から音響空間に放射される信
号の振幅を増大させ、同時にスピーカ３から音響空間に
放射される信号の振幅を減少させる。

【００５４】文献１０によれば、受信信号１と受信信号
２の総電力を一定に保ったまま、振幅補正によって音像
を移動させるためには、それぞれの電力Ｐ1ｄＢとＰ2ｄ
Ｂの間に、 Ｐ1＋Ｐ2＝Ｃ （１５） という関係が成立しなければならない。ここに、Ｃは正
定数である。従って、振幅補正前に、受信信号１と受信
信号２の電力がそれぞれＰ1バーｄＢとＰ2バーｄＢであ
るときに、振幅補正後の受信信号１と受信信号２の電力
Ｐ1ｄＢとＰ2ｄＢは、

【数７】 の関係を満足しなければならない。ここに、

【外６】 は、電力補正量である。このため、図１４と１５に示す
フィルタの対応する振幅補正用係数乗算器ｇiとｆiの値
は、式（１６）と（１７）から、

【数８】 によって決定することができる。但し、

【外７】 は、受信信号をｉサンプル遅延させたときに、これを補
償するために必要になる電力補償係数である。

【００５５】図１６は、図１５に示したフィルタの他の
構成例である。図１５においては、直列接続された係数
乗算器が複数並列に接続されているが、図１６ではこれ
が一つの数乗算器に統合されている。入力信号は入力端
子２１３０に供給され、時変係数

【外８】 を有する乗算器２１３９で

【外９】 倍される。得られた出力信号は、出力端子２１３４を介
して、出力される。

【００５６】

【外１０】 は、次式で与えられる。

【００５７】

【数９】 これまで、図１３〜１６を用いた説明では、受信信号２
に対して前処理回路３００を適用し、受信信号１に対し
て振幅補正回路４００を適用する場合について説明して
きた。しかし、これらを入れ換えて、受信信号１に対し
て前処理回路３００を適用し、受信信号２に対して振幅
補正回路４００を適用する場合についても、まったく同
じように説明できることは明らかである。

【００５８】以上の実施の形態では多チャネルテレビ会
議システムを対象としたエコー除去について論じてきた
が、多チャネルエコー除去の別の応用分野である単一チ
ャネル多地点テレビ会議システムにおいてもまったく同
様の議論が成り立つ。単一チャネル多地点テレビ会議シ
ステムにおいては、通常、一つのマイクで収録した話者
の音声に対して、受信側で使用する複数スピーカの間で
希望する位置に話者が定位するような適度な減衰量と時
間遅れを付加する処理を行なう。このような処理を施さ
れた信号が、受信側で使用するスピーカの数だけ発生さ
れる。受信側で使用するスピーカの数が２に等しい場合
は、図１７に示した従来例において上記の減衰と遅延の
補正を加えた２種類の信号が、第１の受信信号１及び第
２の受信信号２に相当する。従って、本発明の実施の形
態をそのまま適用することができる。

【００５９】ここでは図１に示す、第１及び第２の受信
信号１、２と、第１及び第２の混在信号１４、１５を有
する場合を例にとって説明したが、本発明は、複数の受
信信号と、単数または複数の送信信号が存在する場合に
適用可能である。また、受信信号がスピーカから空間音
響経路を伝搬して、マイクで収録される音響エコーを除
去する音響エコーを例にとっているが、音響エコー以外
のエコー、例えば回線の漏話などによるエコーに対して
も適用できる。また、適応フィルタ１２１、１２２、１
２３、１２４として、ＬＭＳアルゴリズムによる非巡回
型適応フィルタを用いた例を示したが、本発明では、任
意の適応フィルタが使用可能である。例えば、ＮＬＭＳ
アルゴリズムによる非巡回型適応フィルタを用いた場合
のフィルタ係数更新は、

【数１０】 となる。適応フィルタのアルゴリズムとしては、文献５
に記載されているシーケンシャル・リグレッション・ア
ルゴリズム（Ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ Ｒｅｇｒｅｓｓｉ
ｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＳＲＡ）や文献６に記載さ
れているＲＬＳアルゴリズムなども使用できる。非巡回
型適応フィルタの代わりに、巡回型を用いてもよい。ま
た、サブバンド型適応フィルタや変換領域の適応フィル
タを用いてもよい。

【００６０】

【発明の効果】本発明の多チャネルエコー除去方法及び
装置は、１つの受信信号をフィルタ処理して補助信号を
作成し、これを元の受信信号と時間多重して得られる新
たな受信信号を用いて、適応フィルタを動作させる。元
の受信信号と新たに作成された補助信号を多重して得ら
れる信号を入力として適応フィルタを動作させることに
より、１つの信号源から複数の経路を伝搬して生じたエ
コーを複数の適応フィルタで推定するために、適応フィ
ルタ係数を求める際の条件式数が増加し、解が不定とな
るという問題は起こらない。これは、実施の形態の説明
において記述したように、従来の線形結合型多チャネル
エコーキャンセラでは条件式として式（７）の３式しか
利用することができなかったが、本発明によれば、２倍
の６式を利用できるためである。従って、適応フィルタ
の係数は、一意に定まる最適値に収束する。

【００６１】さらに、元の受信信号と補助信号の多重化
パラメータを受信信号の性質に基づいて制御すると同時
に補助信号の導入によって生じる音像移動を、入力信号
に対する振幅補正処理で相殺するため、直接スピーカに
供給されて受聴される受信信号の音質劣化が抑圧され、
良好な音質を保つことができる。

【００６２】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の多チャネルエコー除去装置の第１の実
施の形態を示すブロック図である。

【図２】前処理回路２００の第１の構成例を示すブロッ
ク図である。

【図３】フィルタ２１３の構成例を示すブロック図であ
る。

【図４】前処理回路２００の等価回路を示すブロック図
である。

【図５】前処理回路２００の第２の構成例を示すブロッ
ク図である。

【図６】分析回路２２１の第１の実施例を示すブロック
図である。

【図７】分析回路２２１の第２の実施例を示すブロック
図である。

【図８】前処理回路２００の第３の構成例を示すブロッ
ク図である。

【図９】前処理回路２００の第４の構成例を示すブロッ
ク図である。

【図１０】図３に示すフィルタの係数乗算器の時変係数
ｃ0（ｋ）を表すグラフである。

【図１１】前処理回路２００の第５の構成例を示すブロ
ック図である。

【図１２】前処理回路２００の第６の構成例を示すブロ
ック図である。

【図１３】本発明の多チャネルエコー除去装置の第２の
実施の形態を示すブロック図である。

【図１４】前処理回路３００に含まれるフィルタ２１３
又はフィルタ２３０の構成例を示すブロック図である。

【図１５】振幅補正回路４００に含まれるフィルタ２１
３又はフィルタ２３０の第１の構成例を示すブロック図
である。

【図１６】振幅補正回路４００に含まれるフィルタ２１
３又はフィルタ２３０の第２の構成例を示すブロック図
である。

【図１７】線形結合型多チャネルエコー除去装置のブロ
ック図である。

【符号の説明】

１，２ 受信信号 ３，４ スピーカ ５，６，７，８ エコー ９，１０ マイク １１ 話者 １２，１３ 送信信号 １４，１５ 混在信号 １６，１７ エコー除去装置の出力信号 １８，１９ ディジタル・アナログ変換器 ２０，２１ アナログ・ディジタル変換器 １００ 本発明の第１の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １１０ 本発明の第２の実施の形態による多チャネルエ
コー除去装置 １２０ 線形結合型多チャネルエコー除去装置 １２１，１２２，１２３，１２４ 適応フィルタ １２５，１２６，１２７，１２８ エコーレプリカ １２９，１３０，２２１１ 減算器 ２００，３００ 前処理回路 ２０１，２１３０，２１３５，２１３６ 入力端子 ２０２，２１３４ 出力端子 ２１０ スイッチ ２１１ クロック信号発生回路 ２１２ 分周回路 ２１３，２３０ フィルタ ２２０ 論理積回路 ２２１，２２２ 分析回路 ４００ 振幅補正回路 １１４６，１１４７，１１４９ 乗算器 １１４８ 矩形パルス発生回路 ２１３１，２２１０，２２１５ 遅延素子 ２１３２，２１３７，２１３８，２１３９ 係数乗算器 ２１３３，１１５０ 加算器 ２２１２ 絶対値回路 ２２１３ 判定回路 ２２１４ 記憶回路 ２２１６ 差分評価回路 ２２１７ 制御信号発生回路

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の受信信号と単数または複数の送信
   信号とを扱うシステムにおいて、前記複数の受信信号が
   空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で
   漏話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信
   信号とが混在する混在信号から、前記複数の受信信号を
   入力とする複数の適応フィルタによって生成された前記
   複数のエコーに対応したレプリカを差し引くことによっ
   てエコーを除去する際に、前記複数の受信信号のうち一
   つを選択して選択受信信号とし、該選択受信信号をフィ
   ルタ処理して処理信号を発生し、前記選択受信信号と前
   記処理信号を時間多重して新たな受信信号とし、該新た
   な受信信号を前記選択受信信号の代りに対応する適応フ
   ィルタに入力して前記複数のレプリカを生成することを
   特徴とする多チャネルエコー除去方法。
2. 【請求項２】 複数の受信信号と単数または複数の送信
   信号とを扱うシステムにおいて、前記複数の受信信号が
   空間音響経路を伝搬することによって、あるいは回線で
   漏話すること等によって生じる複数のエコーと前記送信
   信号が混在する混在信号から、前記複数の受信信号を入
   力とする複数の適応フィルタによって生成された前記複
   数のエコーに対応したレプリカを差し引くことによって
   エコーを除去する際に、前記複数の受信信号のうち一つ
   を選択して選択受信信号とし、該選択受信信号をフィル
   タ処理して処理信号を発生し、前記選択受信信号と前記
   処理信号を時間多重して新たな受信信号とし、該新たな
   受信信号に振幅補正を施した後に前記選択受信信号の代
   りに対応する適応フィルタに入力して前記複数のレプリ
   カを生成し、前記選択受信信号以外の受信信号に対して
   振幅補正を施して振幅補正信号とし、該振幅補正信号を
   前記選択受信信号以外の受信信号の代りに対応する適応
   フィルタに入力して前記複数のレプリカを生成すること
   を特徴とする多チャネルエコー除去方法。
3. 【請求項３】 前記時間多重は、前記選択受信信号と前
   記処理信号とを切替えて行うことを特徴とする請求項１
   又は２記載の多チャネルエコー除去方法。
4. 【請求項４】 前記処理信号は、ゼロと非ゼロの値をと
   る複数の時変フィルタ係数を用いて前記選択受信信号を
   フィルタ処理することによって発生することを特徴とす
   る請求項１、２又は３記載の多チャネルエコー除去方
   法。
5. 【請求項５】 前記選択受信信号と前記処理信号との時
   間多重の周期は、一定であり、且つ多重化する信号の標
   本化周期より長いことを特徴とする請求項１、２、３又
   は４記載の多チャネルエコー除去方法。
6. 【請求項６】 前記選択受信信号と前記処理信号との時
   間多重の周期は、多重化する信号の標本化周期より長
   く、さらに多重化する信号を分析した結果により変化す
   ることを特徴とする請求項１、２、３又は４記載の多チ
   ャネルエコー除去方法。
7. 【請求項７】 複数の受信信号と単数または複数の送信
   信号を有し、前記複数の受信信号が空間音響経路を伝搬
   することによって、あるいは回線で漏話すること等によ
   って生じる複数のエコーと前記送信信号が混在する混在
   信号から、前記複数の受信信号を入力とする複数の適応
   フィルタによって生成された前記複数のエコーに対応し
   たレプリカを差し引くことによってエコーを除去する多
   チャネルエコー除去装置において、前記空間音響経路あ
   るいは回線における漏話の経路と１対１に対応し、対応
   する経路に供給される信号と同一の受信信号を受けて前
   記レプリカを生成する複数の適応フィルタと、前記複数
   の受信信号のうちの一つをフィルタ処理して処理信号を
   発生し、該処理信号とフィルタ処理前の受信信号を時間
   多重した後、新たな受信信号として複数の適応フィルタ
   に供給する前処理回路と、生成された前記レプリカを前
   記混在信号から差し引く複数の減算器を具備し、前記複
   数の減算器の出力を最小とするように前記複数の適応フ
   ィルタを制御することを特徴とする多チャネルエコー除
   去装置。
8. 【請求項８】 複数の受信信号と単数または複数の送信
   信号を有し、前記複数の受信信号が空間音響経路を伝搬
   することによって、あるいは回線で漏話すること等によ
   って生じる複数のエコーと前記送信信号が混在する混在
   信号から、前記複数の受信信号を入力とする複数の適応
   フィルタによって生成された前記複数のエコーに対応し
   たレプリカを差し引くことによってエコーを除去する多
   チャネルエコー除去装置において、前記空間音響経路あ
   るいは回線における漏話の経路と１対１に対応し、対応
   する経路に供給される信号と同一の受信信号を受けて前
   記レプリカを生成する複数の適応フィルタと、前記複数
   の受信信号のうちの一つをフィルタ処理して処理信号を
   発生し、該処理信号とフィルタ処理前の受信信号を時間
   多重した後、新たな受信信号として複数の適応フィルタ
   に供給する前処理回路と、前処理回路で処理しない受信
   信号に対して振幅補正を施して出力する複数の振幅補正
   回路と、前記生成されたレプリカを前記混在信号から差
   し引く複数の減算器を具備し、前記複数の減算器の出力
   を最小とするように前記複数の適応フィルタを制御する
   ことを特徴とする多チャネルエコー除去装置。
9. 【請求項９】 前記前処理回路は、前記選択受信信号と
   前記処理信号とを切替えて時間多重するスイッチを有す
   ることを特徴とする請求項７又は８記載の多チャネルエ
   コー除去装置。
10. 【請求項１０】 前記前処理回路は、前記複数の受信信
    号のうちの一つを受け前記処理信号を出力する、ゼロと
    非ゼロの値をとる複数の時変係数で制御される時変係数
    フィルタを有することを特徴する請求項７又は８記載の
    多チャネルエコー除去装置。
11. 【請求項１１】 前記前処理回路は、前記複数の受信信
    号のうちの一つを受け前記処理信号を出力するゼロと非
    ゼロの値をとる複数の時変係数で制御される時変係数フ
    ィルタと、多重化する信号の標本化周期より長い周期の
    分周クロックを基準クロックから出力する分周回路と、
    前記分周クロックによって前記スイッチを切替え、前記
    分周クロックと前記基準クロックによって前記時変係数
    の変化を制御することを特徴とする請求項９記載の多チ
    ャネルエコー除去装置。
12. 【請求項１２】 前記前処理回路は、多重化する信号の
    標本化周期より長い周期の分周クロックを基準クロック
    から出力する分周回路を有し、前記分周クロックと前記
    基準クロックによって前記時変係数の変化を制御するこ
    とを特徴とする請求項１０記載の多チャネルエコー除去
    装置。
13. 【請求項１３】 前記前処理回路は、前記複数の受信信
    号のうちの一つを受け前記処理信号を出力するゼロと非
    ゼロの値をとる複数の時変係数で制御される時変係数フ
    ィルタと、多重化する信号の標本化周期より長い周期の
    分周クロックを基準クロックから出力する分周回路と、
    前記選択受信信号を分析する分析回路と、前記分周クロ
    ックと前記分析回路の出力の一致を検出する論理積回路
    とを有し、前記論理積回路の出力で前記スイッチを切替
    え、前記論理積回路の出力と前記基準クロックによって
    前記時変係数の変化を制御することを特徴とする請求項
    ９記載の多チャネルエコー除去装置。
14. 【請求項１４】 前記前処理回路は、多重化する信号の
    標本化周期より長い周期の分周クロックを基準クロック
    から出力する分周回路と、前記選択受信信号を分析する
    分析回路と、前記分周クロックと前記分析回路の出力の
    一致を検出する論理積回路とを有し、前記論理積回路の
    出力と前記基準クロックによって前記時変係数の変化を
    制御することを特徴とする請求項１０記載の多チャネル
    エコー除去装置。
15. 【請求項１５】 前記前処理回路は、前記複数の受信信
    号のうちの一つを受け前記処理信号を出力するゼロと非
    ゼロの値をとる複数の時変係数で制御される時変係数フ
    ィルタと、前記選択受信信号を分析する分析回路とを有
    し、前記分析回路の出力で前記スイッチを切替え、前記
    分析回路の出力と前記基準クロックによって前記時変係
    数の変化を制御することを特徴とする請求項９記載の多
    チャネルエコー除去装置。
16. 【請求項１６】 前記前処理回路は、前記複数の受信信
    号のうちの一つを受け前記処理信号を出力するゼロと非
    ゼロの値をとる複数の時変係数で制御される時変係数フ
    ィルタと、基準クロックと、前記選択受信信号を分析す
    る分析回路とを有し、前記分析回路の出力と前記基準ク
    ロックによって前記時変係数の変化を制御することを特
    徴とする請求項１０記載の多チャネルエコー除去装置。