JPH11356056A - 対称４空間ベクトル・パルス幅変調波形生成 - Google Patents

対称４空間ベクトル・パルス幅変調波形生成

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JPH11356056A
JPH11356056A JP11137501A JP13750199A JPH11356056A JP H11356056 A JPH11356056 A JP H11356056A JP 11137501 A JP11137501 A JP 11137501A JP 13750199 A JP13750199 A JP 13750199A JP H11356056 A JPH11356056 A JP H11356056A
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transistor
pwm
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vector
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JP11137501A
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Stefan Beierke
ステファン，ベイエルケ
Issa Mahboobi S Panahi
マフボーディ エス．パナヒ イッサ
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Texas Instruments Inc
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Abstract

(57)【要約】 【課題】三相負荷に対する歪みの少ない正弦波電流を生
成するための電圧源インバータの制御方法を提供する。 【解決手段】電圧源インバータを活性化するための方法
であり、電圧源コンバータは３対のトランジスタを含
む。トランジスタの各対は、電圧源と接地電位との間に
直列に接続されている。トランジスタの各対の第１のト
ランジスタを活性化すると、３対の三相負荷のそれぞれ
に電圧が供給される。連続する一連の周期の１つの間の
第１のトランジスタの選択および活性化の期間は、６つ
の非ゼロベクトルと２つのゼロベクトルとで表現され
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば電力インバ
ータおよびモータ制御装置用のパルス幅変調波形生成方
法並びに回路に関する。更に詳細には、本発明は、空間
ベクトルを使用したその様な方法および回路に関する。
【０００２】
【従来の技術および解決しようとする課題】パルス幅変
調（ＰＷＭ）波形は、ＡＣモータの様な三相負荷を制御
するために電圧源インバータ内の電力トランジスタを導
通および非導通とするために使用される。各トランジス
タの導通および非導通期間は、そのトランジスタのゲー
トまたはベースに供給されるパルス幅に対応している。
トランジスタを導通および非導通にスイッチングするこ
とで、例えばＡＣモータの様なその電流またはトルクが
制御されなければならない負荷に対して希望する平均電
力および電流が配送される。ＰＷＭに関する従来技術に
よる回路並びに方法の一例が米国特許第４，７０３，２
４５号（“パルス幅変調を使用した永久磁石同期モータ
制御方法並びに装置”，サカモトら，１９８７年１０月
２７日付けで付与され、ファナック株式会社に譲渡され
ている）に示されている。この特許は、永久磁石同期モ
ータを制御するための方法並びに装置に係わり、ここ
で、インバータは、基準搬送波波形と、それぞれの位相
の電機子巻線電流指令信号と検出された電機子電流との
差を表す信号とを比較することにより得られたＰＷＭ信
号に応答して制御される。この特許に開示された構成は
基本的ＰＷＭ技術を示すのに有用である。しかしなが
ら、これは高価な、集積手法ではない個別のアナログ構
成部品、種々のＲＯＭモジュールおよびディジタル／ア
ナログ変換器（Ｄ／Ａ）を使用したものである。これは
また、永久磁石同期モータ（または永久磁石ブラシレス
ＤＣモータ）の制御のみを目的としたものである。
【０００３】平衡三相負荷およびＡＣモータは、典型的
には、理想的正弦波電流波形を各位相に必要とする。使
用されるＰＷＭ生成方法によっては、生成された位相電
流は、滑らかでないこと，雑音および高調波の点で理想
的正弦波波信号と異なっている。雑音を含む位相電流
は、予期せぬ振る舞いやトルク・リップルを負荷回路お
よびモータの動作中に引き起こす。
【０００４】正弦波変調技法を含む異なる変調技法を使
用してＰＷＭ波形を生成することが可能である。これら
全ての方法の共通の目的は、負荷およびモータ位相の雑
音を減らし、ＰＷＭ技法を実施する際の供給電圧の使用
効率を向上させることである。
【０００５】正弦波変調信号を使用しない１つの新規な
やり方として、空間ベクトルＰＷＭ法がある。空間ベク
トルＰＷＭ法の最終目的は、電力トランジスタの最適ス
イッチング・パターンを生成して、位相電流雑音（すな
わち、全高調波歪み（ＴＨＤ））を最小化するととも
に、ドライバの出力電圧容量を正弦波変調技法に比較し
て１３パーセント以上増加させることである。
【０００６】空間ベクトルＰＷＭを用いた従来技術によ
る回路並びに方法の一例が、米国特許第５，１８２，７
０１号（“改善された出力正弦波波形を生成するための
三相ＰＷＭインバータ”，１９９３年１月２６日，モチ
カワらに付与され、株式会社東芝に譲渡）および米国特
許第５，４２８，２８３号（“パルス幅変調インバータ
供給型永久磁石モータの力率制御”，１９９５年６月２
７日，カルマンらに付与され、アライドシグナル社に譲
渡）に示されている。
【０００７】モチカワらの‘７０１特許はインバータに
関するものであり、ここでは、インバータ主回路の６個
のスイッチング素子が、１つのスイッチング・パターン
に従って導通および非導通となるように制御されてい
る。このスイッチング・パターンでは、互いに電気角で
π／３だけ位相がずれている６つの基本電圧ベクトルの
隣接する２つとゼロベクトルとで構成された電圧空間ベ
クトルは、円軌跡を描き、最終的に３相の実質的正弦波
電圧を得ることを目的としている。同一種類の２つのス
イッチング・パターンが、ゼロベクトルに対応するスイ
ッチング・パターンを形成する前後に形成される。電圧
空間ベクトルが２つの隣接する基本電圧ベクトルの間の
中間位相位置を通過する際、ゼロベクトルに対応するス
イッチング・パターンがその保持時間の半分の間維持さ
れる。
【０００８】‘７０１特許に記載されている方法は、ス
イッチング損失に注目して、トルク・リップルを最小化
している。これは、独立した、オンチップ集積のＣＰＵ
ソフトウェア方式ではなく、大規模メモリを伴うハード
ウェア計算器である。１つの完全な回転（３６０度電気
角円）で１２個のセグメントが使用されている。波形の
対称性は議論されておらず、スイッチング・パターンは
ハードウェアで実現されているため固定である。動作中
に生じるはずの境界条件も明確には指摘されていない。
この回路は、不感帯を含まず、２つの入力指令と互いに
関連する位相指令および電圧指令とを使用し、６つの出
力信号を生成する。
【０００９】カルマンらに付与された‘２８３特許は、
永久磁石モータに供給されるパルス幅変調インバータの
力率制御に関し、力率をほぼ一定にするようにパルス幅
変調信号を自動的に調整するためにパーク・ベクトル
（空間ベクトル）を使用し、ＥＭＦおよびモータ抵抗の
変化による力率変化に対してモータの運転中に手動調整
を回避することを最終目的としている。この‘２８３特
許は、電力制御を目指しているが、一般的な背景目的の
みを述べているにすぎない。
【００１０】空間ベクトル（ＳＶ）法は、ディジタル処
理装置を用いたソフトウェアとマイクロ制御装置と個別
の構成部品とで実現されている。例えば“空間ベクトル
変調手法に基づく電圧源インバータの新規なＰＷＭ技
法”，シュトシ・オガサワラおよびヒロフミ・アカギ
ら、ＩＥＥＥ １９８９年と、“空間ベクトル変調手法
を用いた効率的マイクロプロセッサに基づくパルス幅変
調”，エル・ツァング，シー・ワサナサンおよびエフ・
ハーダン，ＩＥＥＥ １９９４年と、“誘導モータ制御
用可変構造手法−ＤＳＰの実用的実現”，ムーン・ホ・
カンおよびナム・ジェオン・キムら，ＩＥＥＥ １９９
４年と、“追加のゼロシーケンス調波を具備した正弦波
ＰＷＭ技術”，エス・ハラツ，ジー・ツォンカおよびエ
イ・エイ・エム・ハッサン，ＩＥＥＥ １９９４年と、
“最適化スイッチング手法を具備した空間ベクトルＰＷ
Ｍ電圧制御”，ブイ・アール・ステファノビッチ，ＩＥ
ＥＥＩＡＳ年次総会，１９９２年とを参照されたい。
【００１１】ＳＶ ＰＷＭ法ソフトウェアをマイクロ制
御装置またはディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）上で実
現するためには、多数の命令を実行する必要がある。ソ
フトウェア命令のコード・サイズ並びに特に実行時間
は、多くのアプリケーションにおいて高性能制御システ
ムの設計上の制約を満足するものではない。今日の制御
システム設計において、２５ＫＨｚおよびそれ以上の搬
送波周波数がＰＷＭ波形生成で使用されている。ＳＶ
ＰＷＭ波形生成法は、各ＰＷＭ周期に４回まで電力トラ
ンジスタのスイッチング状態の変化を必要とし、この周
期は例えば２５ＫＨｚ ＰＷＭ搬送波周波数では４０マ
イクロ秒である。更に、スイッチング状態の変化は、一
般的に、割り込み信号で駆動される。マイクロプロセッ
サ（ＭＰ），マイクロ制御装置（ＭＣＵ）およびＤＳＰ
では、ＣＰＵが割り込みの発生を認識して、ソフトウェ
アプログラムを適切な割り込み処理ルーチンの先頭に持
ってくるためにある程度の遅延時間が存在する。この遅
延時間は、しばしば、プロセッサの「割り込み待ち時
間」と呼ばれる。付帯遅延時間を具備した３個から４個
の割り込みを処理し、４０マイクロ秒またはそれ未満の
ＰＷＭ周期毎に多数のソフトウェアコードを実行するこ
とは非常に困難であり、多くのアプリケーションにおい
て、１つのＭＰ，１つのＭＣＵおよび高性能ＤＳＰがＳ
Ｖ ＰＷＭ法の波形生成を実現することは不可能であ
る。
【００１２】更に、空間ベクトルＰＷＭの実施並びに方
法に関してソフトウェアのフレキシビリティーを用意す
ることが望ましく、これにより、使用者が選択された電
力インバータ特性に基づいてパターン生成の最適化がで
きるようにして、ＡＣモータ制御時に通常発生される電
気的また音響的雑音を最小化し、複数の電力スイッチで
の電力消費を均等に分配してスイッチング損失を低く
し、トランジスタの過剰ストレスを除去し、対性能比費
用を最小化する。
【００１３】したがって、ＳＶ ＰＷＭ波形生成をＤＳ
Ｐ素子上に集積するように改善したＳＶ ＰＷＭ法に対
する必要性があり、これは、ＳＶ ＰＷＭ波形生成法を
ソフトウェアで実現する従来技術の困難さを解決し、シ
ステム費用を削減し、ＣＰＵオーバーヘッドを低減し、
同時にシステムの信頼性および性能を向上させる。本発
明はこの様な方法を提供する。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、電圧源インバ
ータを活性化するための方法を提供し、電圧源コンバー
タは３対のトランジスタを含み、トランジスタの各々の
対は電圧源と接地電位との間に直列に接続されており、
この様なトランジスタの各々の対の第１のトランジスタ
を活性化すると三相負荷の３対のそれぞれ１つに電圧が
供給され、連続する一連の周期の各々１つの間のこの様
な第１のトランジスタの選択と活性化させる期間とが６
つの非ゼロ空間ベクトルと２つのゼロ空間ベクトルとで
表現される。
【００１５】この方法は、最初に１つの周期に対してこ
の周期中に三相負荷に適切な電圧を供給させる２つの非
ゼロ空間ベクトルを決定するステップを含み、この周期
は２つの非ゼロ空間ベクトルの第１番目用の第１の時間
間隔と２つの非ゼロ空間ベクトルの第２番目用の第２の
時間間隔と、第１および第２の時間とその周期との差で
あるゼロ空間ベクトル用の第３の時間間隔とを含む。次
に、第１のトランジスタが第１の非ゼロ空間ベクトルに
基づいて第１の時間間隔の半分の間活性化される。続い
て、第１のトランジスタが第２の非ゼロ空間ベクトルに
基づいて第２の時間間隔の半分の間活性化される。続い
て、第１のトランジスタがゼロ空間ベクトルに基づいて
第３の時間間隔の間活性化される。続いて、第１のトラ
ンジスタが第２の非ゼロ空間ベクトルに基づいて第２の
時間間隔の半分の間活性化される。最後に、第１のトラ
ンジスタが第１の非ゼロ空間ベクトルに基づいて第１の
時間間隔の半分の間活性化される。
【００１６】空間ベクトルトランジスタは対称的に活性
化される。トランジスタの活性化は、その周期の中央に
集められて位相電流高調波歪みを最小化する。
【００１７】トランジスタの活性化シーケンスのサイク
ルは、三相負荷が励磁状態に保たれる場合次の周期も新
たな電圧値を用いても用いなくても自動的に繰り返すこ
とができる。いずれの周期に対しても、トランジスタの
活性化シーケンスは、希望する負荷電圧値に影響を与え
ることなく、第１の非ゼロベクトルの位置を第２の非ゼ
ロベクトルと交換することにより変更することが可能で
ある。適切なゼロベクトルの選択は、トランジスタ活性
化の対称性が常に保たれるようにスイッチを用いてハー
ドウェアで自動的に実施することが可能である。
【００１８】したがって、本発明の原理を応用すること
により、連続した周期でトランジスタ活性化シーケンス
を固定したり変化させることにより、位相周波数および
位相整流シーケンスの様な負荷要求に基づきトランジス
タの電力消費の最適制御を実現できることが分かるであ
ろう。特に、設計されたハードウェアは、トランジスタ
活性化シーケンスの繰り返し可能サイクルを実現するこ
とが可能であり、不正確な入力を受信したときにトラン
ジスタを安全に停止させることができる。
【００１９】第１の３つのトランジスタを活性化させる
３つの信号を生成するために必要なハードウェアは、１
つの１６ビット・アップ／ダウンタイマと、２つの１６
ビット比較レジスタと、タイマおよび比較レジスタから
の４つのレジスタ・ビットおよび５つの信号と、１つの
特別な状態機械とである。状態機械からの３つの活性化
信号は、次に、第１および第２の３つのトランジスタの
両方を不感帯と論理回路とを用いて安全に切り替えまた
は活性化させる３対の重なり合わない信号を生成するた
めに使用される。
【００２０】本発明のこれらおよびその他の特徴並びに
特長は、当業者には以下の添付図を参照した本発明の詳
細な説明から明らかとなろう。
【００２１】
【実施例】本発明の好ましい実施例の対称４空間ベクト
ルＰＷＭ法は、図１の回路図に示されるように、三相電
圧源インバータ・トランジスタ回路用の特別なスイッチ
ング・パターン技術である。これは、ＡＣ誘導モータの
巻線の様な三相負荷の部分上に生成される高調波歪みを
最小とする最適正弦波電流を提供する。これはまた、正
弦波変調法に比較して電源の更に効率的な使用を提供す
る。
【００２２】図１には、３対のスイッチング電力トラン
ジスタ（Ｑ１，Ｑ２とＱ３，Ｑ４とＱ５，Ｑ６）が示さ
れている。駆動またはスイッチング信号は、ＰＨｘおよ
びＰＨｘ＿（ｘ＝１，２，３）で表現されている。この
説明では、用語の終わりの下線記号“＿”は下線記号の
ない同一用語を重なり合わないように反転したものを表
す。したがって、ＰＨｘ＿はＰＨｘの非重畳反転を表
す。電流はＩｓ，Ｉａ，ＩｂおよびＩｃで表される。ラ
イン間位相電圧はＶａ，ＶｂおよびＶｃで表される。ラ
インの接地電位に対する電圧はＶ１，Ｖ２およびＶ３で
表される。インバータへのＤＣ供給電圧はＵｄｃで表さ
れる。
【００２３】動作の一般的原理 本発明の好ましい実施例の４空間ベクトルＰＷＭ法の一
般原理は、簡単に言うと以下の通りである。図１のイン
バータ回路は三相モータを駆動していると仮定してお
り、Ｖ１，Ｖ２およびＶ３の電圧は三相モータ巻線１，
２，３をそれぞれ駆動している。目的は、モータ電圧ベ
クトルＵｏｕｔを６つの電力トランジスタＱ１〜Ｑ６の
４つのスイッチング状態またはスイッチング・パターン
の組み合わせで推定することである。各レグｘ（「レ
グ」は電源Ｕｄｃと接地電位ＧＮＤとの間に接続されて
いる結合されたトランジスタ対、例えばＱ１およびＱ２
である。）内の１つのトランジスタの入力ＰＨｘ＿は、
もう一方の入力ＰＨｘの反転ＰＷＭパルスである。全て
のレグｘにおいて、上部トランジスタが導通（すなわ
ち、ＰＨｘ＝１）となると、下部トランジスタは非導通
（すなわち、ＰＨｘ＿＝０）となる。したがって、上部
トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５の導通および非導通状態
（または、同じように、ＰＨｘ（ｘ＝１，２，３）の状
態）は、供給されるモータ電圧Ｕｏｕｔを記述するのに
十分である。上部トランジスタが導通のとき、対応する
モータ巻線に供給される電圧Ｖｘは電源電圧Ｕｄｃにほ
とんど等しい。上部トランジスタが非導通のとき、巻線
へ供給される電圧Ｖｘは接地電位ＧＮＤに近い。
【００２４】上部トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５の導通
および非導通スイッチングは、モータ電圧に対して８つ
の考え得る空間ベクトルを提供する。これらのベクトル
を２次元座標に直交投射すると、結果として６つの非ゼ
ロベクトルと２つのゼロベクトルとなる。６つの非ゼロ
ベクトルは６角形の軸を形成する。２つのゼロベクトル
はゼロ座標である。
【００２５】これらの８つのベクトルは、基本空間ベク
トルと呼ばれ、図３に示されている。６つの非ゼロベク
トルは、Ｕ０，Ｕ６０，Ｕ１２０，Ｕ１８０，Ｕ２４
０，Ｕ３００で表されている。本質的にｘ−ｙ軸の原点
であるゼロベクトルは、図に示すように、Ｏ（０００）
およびＯ（１１１）で表されている。
【００２６】ｘ−ｙ空間が区分に分割されていることに
注意されたい。区分１はベクトルＵ０（００１）とベク
トルＵ６０（０１１）で区切られ、区分２はベクトルＵ
６０（０１１）とベクトルＵ１２０（０１０）で区切ら
れ、区分３はベクトルＵ１２０（０１０）とベクトルＵ
１８０（１１０）で区切られ、区分４はベクトルＵ１８
０（１１０）とベクトルＵ２４０（１００）で区切ら
れ、区分５はベクトルＵ２４０（１００）とベクトルＵ
３００（１０１）で区切られ、区分６はベクトルＵ３０
０（１０１）とベクトルＵ０（００１）で区切られてお
り、これらは全て図３に示される通りである。表記上
は、ｘ＝０，６０，１２０，１８０，２４０，３００に
対してＵｘ＝Ｕｘ（ＰＨ３，ＰＨ２，ＰＨ１）およびＯ
＝Ｏ（ＰＨ３，ＰＨ２，ＰＨ１）、ここで、ＰＨ３＝Ｐ
Ｈ２＝ＰＨ１（すなわち、０または１）である。例え
ば、矢印１０は、空間ベクトルＵｏｕｔの正（すなわ
ち、反時計回り（ＣＣＷ））回転方向を表し、一方、矢
印１２は、空間ベクトルＵｏｕｔの負（すなわち、時計
回り（ＣＷ））回転方向を表す。
【００２７】各基本空間ベクトルの要素は、上部トラン
ジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５のどれが導通または非導通であ
るか、すなわち、等価的に、どのＰＷＭ入力パルスが高
であるか低であるかを表す。例えば、Ｕ１８０（１１
０）は、Ｑ５が導通（ＰＨ３＝１）で、Ｑ３が導通（Ｐ
Ｈ２＝１）で、Ｑ１が非導通（ＰＨ１＝０）であること
を意味する。信号ＰＨｘは、空間ベクトルを計算するア
ルゴリズムに基づいて決定される制御信号であり、実時
間で、電圧インバータのトランジスタを駆動し、三相負
荷を制御する。信号ＰＨｘは、時間シーケンスで互いに
ほぼ連続しており、これは一般的に望ましいことではな
い。
【００２８】トランジスタには本来的なスイッチング遅
れがあるため、これらの制御信号ＰＨｘが変調されずに
トランジスタのベースに供給された場合、レグｘ内の上
部および下部トランジスタが遷移時に短い期間同時に導
通となる可能性があり、電源電圧Ｕｄｃを接地電位ＧＮ
Ｄに短絡して電力トランジスタを破壊するおそれがあ
る。したがって、短時間の「不感帯」を遷移時に挿入す
ることが望ましく、この間はレグ内のどのトランジスタ
も導通とはならず、トランジスタが導通から非導通へそ
のスイッチングを完了することを可能とする。信号ＰＨ
ｘは、トランジスタを実際に駆動する信号であり、一般
的に不感帯を含むように変調される。しかしながら、不
感帯がない場合は、ＰＨｘ＝ＰＨｘであり、基本ベクト
ルの定義は下記の通りである。
【００２９】
【表１】
【００３０】２つの隣接する基本ベクトルのバイナリ表
現では１ビットのみが異なることに注意されたい。すな
わち、基本ベクトルがＵｘとＵｘ＋６０との間で切り替
わるとき、唯１つの上部トランジスタのみが切り替わ
る。また、ゼロベクトルＯ０００，Ｏ１１１はモータに
電圧を供給しないことにも注意されたい。任意の時点
で、モータ電圧ベクトルＵｏｕｔは６つの区分のいずれ
か１つに入る。したがって、全てのＰＷＭ周期で区分の
２つの隣接する基本ベクトルと２つのゼロ基本ベクトル
とによって線形に推定できる。図３に示されるＵｏｕｔ
に対して、次のように書ける。
【００３１】 Uout = (t1U0+t2U60+t0/2O000+t0/2O111)/TPWM ここで、ＰＷＭ周期ＴＰＷＭは、TPWM=t1+t2+t0であ
る。上記の推定は、上部トランジスタがＵｏｕｔに等し
いモータ電圧を供給するためにＰＷＭ周期内の時間間隔
ｔ１および時間間隔ｔ２に対してＵ０およびＵ６０でそ
れぞれ表現される導通および非導通状態でなければなら
ないことを意味している。
【００３２】図８から図１３は、各モータ位相電圧Ｖ
１，Ｖ２，Ｖ３（図１）に対する制御信号ＰＨ１，ＰＨ
２，ＰＨ３を示し、これは１つのＰＷＭ周期に対する各
々の基本ベクトルに対応しており、ここで、ＰＨｘはＰ
Ｈｘに等しい、すなわち、不感帯が供給されないと仮定
している。これらの図は、３つの対称４空間ベクトルＰ
ＷＭ波形がどの様に生成されるかと、ＣＷおよびＣＣＷ
回転方向の両方、ＳＶＲＤＩＲ＝１およびＳＶＲＤＩＲ
＝０に対して各区分内でどの様に見えるかを示してい
る。
【００３３】特に、図８から図１３は以下の場合を表
す。
【００３４】図８（ａ）は、区分１内のＵｏｕｔを示
し、Ｕ０およびＵ６０，正（ＣＣＷ）回転方向，ＳＶＲ
ＤＩＲ＝０である。図８（ｂ）は、区分２内のＵｏｕｔ
を示し、Ｕ６０およびＵ１２０，正（ＣＣＷ）回転方
向，ＳＶＲＤＩＲ＝０である。
【００３５】図９（ａ）は、区分６内のＵｏｕｔを示
し、Ｕ０およびＵ３００，負（ＣＷ）回転方向，ＳＶＲ
ＤＩＲ＝１である。図９（ｂ）は、区分５内のＵｏｕｔ
を示し、Ｕ３００およびＵ２４０，負（ＣＷ）回転方
向，ＳＶＲＤＩＲ＝１である。
【００３６】図１０（ａ）は、区分３内のＵｏｕｔを示
し、Ｕ１２０およびＵ１８０，正（ＣＣＷ）回転方向，
ＳＶＲＤＩＲ＝０である。図１０（ｂ）は、区分４内の
Ｕｏｕｔを示し、Ｕ１８０およびＵ２４０，正（ＣＣ
Ｗ）回転方向，ＳＶＲＤＩＲ＝０である。
【００３７】図１１（ａ）は、区分４内のＵｏｕｔを示
し、Ｕ２４０およびＵ１８０，負（ＣＷ）回転方向，Ｓ
ＶＲＤＩＲ＝１である。図１１（ｂ）は、区分３内のＵ
ｏｕｔを示し、Ｕ１８０およびＵ１２０，負（ＣＷ）回
転方向，ＳＶＲＤＩＲ＝１である。
【００３８】図１２（ａ）は、区分５内のＵｏｕｔを示
し、Ｕ２４０およびＵ３００，正（ＣＣＷ）回転方向，
ＳＶＲＤＩＲ＝０である。図１２（ｂ）は、区分６内の
Ｕｏｕｔを示し、Ｕ３００およびＵ０，正（ＣＣＷ）回
転方向，ＳＶＲＤＩＲ＝０である。
【００３９】図１３（ａ）は、区分２内のＵｏｕｔを示
し、Ｕ１２０およびＵ６０，負（ＣＷ）回転方向，ＳＶ
ＲＤＩＲ＝１である。図１３（ｂ）は、区分１内のＵｏ
ｕｔを示し、Ｕ６０およびＵ０，負（ＣＷ）回転方向，
ＳＶＲＤＩＲ＝１である。
【００４０】図８から図１３で、Ｕｏｕｔの振幅変化は
波形のパルス間隔を変化させることに注意されたい。Ｕ
ｏｕｔは、任意の数のＰＷＭ周期に渡って、ＰＷＭ周
期，サンプリング周期，回転速度（Ｕｏｕｔの位相）ま
たは回転方向の変化に依存して１つの区分内に留まる場
合もある。波形の形状は、通常は、Ｕｏｕｔが同一区分
に留まる限り同一に保たれる。それは、２つの固定基本
ベクトルがその区分を囲むためである。図が示すよう
に、波形の１つはＰＷＭ周期を通して低または高に留ま
っている。どの基本ベクトルがＤ２，Ｄ１，Ｄ０にロー
ドされているか、ＳＶＲＤＩＲにどの値が与えられてい
るかによって、異なるＰＷＭ周期に対して単一区分内に
おいても一定波形形状が３つの波形の間で切り替わる。
また、ＰＷＭ周期のタイミングを制御するために使用で
きる汎用タイマ（タイマ１）の出力ＴＲＰＥＲＩＯＤが
図８から図１３に示されている。最後に、ＣＭＰＲ１お
よびＣＭＰＲ２は比較レジスタ１および比較レジスタ２
をそれぞれ表し、ＴＣＮＴ１およびＴＰＲ１はタイマ１
カウンタとタイマ１周期レジスタをそれぞれ示すことに
注意されたい。これらについては以下に詳細に説明す
る。
【００４１】動作の詳細原理 本発明の好ましい実施例のシステム動作および方法を以
下に詳細に説明する。
【００４２】先に説明したように、図３は、如何にして
基本ベクトルが分配されるか、如何にしてそれらが６つ
の区分を囲うか、如何にしてＵｏｕｔが隣接する基本ベ
クトルで表現できるかの概念を示している。図３はま
た、バイナリ表現の意味と、それらの電力トランジスタ
の導通および非導通状態との関係とを提示している。
【００４３】平衡三相モータ／負荷に対する瞬時複素固
定子電圧空間ベクトルＶｓは制御装置アルゴリズムによ
って計算される。Ｖ１，Ｖ２およびＶ３が３つのモータ
巻線１，２，３（図１）に供給される電圧であるとする
と、
【００４４】
【数１】 ここで、α=exp{±j2π/3}。αおよびα２は空間内での
２π／３および４π／３ラジアンの位相シフト演算子を
それぞれ表す。以下が位相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃと端子
電圧との間で成り立つことに注意されたい。
【００４５】
【数２】
【００４６】図１に示される三相モータ／負荷は、Ｙ字
状またはスター状結線である。図２は、巻線４，５，６
を含む平衡三相モータ／負荷へのデルタ結線を有する三
相モータ／負荷の回路図である。下記の説明はＹ字状結
線に関するものである。しかしながら、三相モータ／負
荷のデルタ結線の分析はスター状結線のそれと同様であ
る。
【００４７】トランジスタＱ１（図１）が導通のとき、
Ｖ１＝Ｕｄｃである。Ｑ１が非導通のとき、Ｖ１＝０で
ある。同様に、Ｖ２およびＶ３はそれぞれ、Ｑ３および
Ｑ５の導通状態および非導通状態によってＵｄｃまたは
ゼロに等しい。Ｖ１，Ｖ２およびＶ３は各々、２つの状
態のみを取りうる。したがって、ベクトル［Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３］は、空間内で立方体を形成する８つの空間ベ
クトルを表す。
【００４８】二次元ｘ−ｙ平面上への射影［Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３］または位相電圧のベクトル［Ｖａ，Ｖｂ，Ｖ
ｃ］の結果、Ｕｐは下記のように表される。
【００４９】
【数３】
【００５０】したがって、ｘ−ｙ平面内には８つのＵｐ
ベクトルが存在し、ｐ＝０，６０，１２０，１８０，２
４０，３００に対する六角形と、Ｖ１＝Ｖ２＝Ｖ３＝０
およびＶ１＝Ｖ２＝Ｖ３＝Ｕｄｃに対する２つのゼロベ
クトルとを形成する。非ゼロＵｐベクトルは、６０度離
れており、６つの区分をｘ−ｙ平面内で形成する。図３
を参照して、Ｕｐ／Ｕｄｃ＝Ｕｘに注目する。ここで、
Ｕｘは図３内の基本空間ベクトルであり、Ｖ３，Ｖ２お
よびＶ１はＰＨ３，ＰＨ２およびＰＨ１にそれぞれ対応
する。図３内のＵｘの要素の値は、Ｕｄｃで割られたＵ
ｐに等しい。したがって、ＵｘはＵｐの正規化されたも
のを表す。
【００５１】また、図３に示されるように、Ｕｘおよび
Ｕｘ＋６０の３ビットバイナリ表現は１ビットのみが異
なる。これは、Ｕｘからその隣接するＵｘ＋６０へスイ
ッチング・パターンが変化する際は、唯１つのトランジ
スタのスイッチング状態のみが変化することを意味して
いる。
【００５２】６つの非ゼロベクトルＵｐの大きさは、
（２／３）1/2Ｕｄｃである。ゼロベクトルの大きさは
ゼロである。このゼロベクトルは三相平衡モータまたは
負荷内の電流には寄与しない。
【００５３】基本ベクトルの表記と電力トランジスタの
導通および非導通を指定するそれらのバイナリ表現の意
味との関係が、表１に示されている。図１に対する各基
本ベクトル・スイッチング・パターンに対応するモータ
の位相電圧もまた、表１に示されている。供給電圧はＧ
ＮＤに対して＋Ｕｄｃであることに注意されたい。
【００５４】
【表２】
【００５５】回転する基準電圧空間ベクトルＶｓのｘ−
ｙ平面への射影が存在し、ｐ＝０，６０，１２０，１８
０，２４０，３００に対するＵｐで定義される６つの区
分の１つに落ちる。
【００５６】Ｖｓの正規化された値をＵｏｕｔ＝Ｖｓ／
Ｕｄｃとする。好ましい実施例の方法は、Ｕｏｕｔを含
む区分を囲むｘ−ｙ平面上の２つの非ゼロ基本空間ベク
トルＵｘ，Ｕｘ＋６０の線形結合で回転電圧Ｕｏｕｔが
表現できるという原理に基づいている。すなわち、Ｕｏ
ｕｔの時間積分または時間平均は２つのベクトルとそれ
らの時間幅との掛け算の合計で概算することができる。
【００５７】
【数４】 ここで、積分はＰＷＭ周期Ｔｐ＝ｔ２−ｔ１に渡って行
われる。Ｕｏｕｔが短い時間間隔Ｔｐの間一定であると
仮定すると、ｘ＝０，６０，１２０，１８０，２４０，
３００に対して次の様に書ける。
【００５８】
【数５】
【００５９】ここで、Ｔｐは我々の方法ではＰＷＭ周期
であるとされる。ＡｘとＢｘ＋６０は、２つの非ゼロベ
クトルＵｘ，Ｕｘ＋６０の一定係数である。Ｃｘは、ゼ
ロベクトルＯ（０００）またはＯ（１１１）の１つの一
定係数である。ゼロベクトルは上記の式で何の影響も与
えないが、それは、これらがモータ／負荷位相電流およ
び電圧に影響を与えないためである。しかしながら、本
方法でゼロベクトルを適切に選択することは、全てのＰ
ＷＭ周期でＰＷＭ波形の対称性を生成し、また、トラン
ジスタのスイッチング・シーケンスおよび電力消費を分
配するために使用されている。
【００６０】上記の係数間の関係は次式で与えられる。
【００６１】
【数６】 式３の両辺をＴｐで割ると、ｘ＝０，６０，１２０，１
８０，２４０，３００に対して次式が得られる。
【００６２】
【数７】 式５の右辺の最終項が影響しないことから、これは次の
ように書ける。
【００６３】
【数８】
【００６４】式８は、モータ電圧Ｕｏｕｔが、Ｕｏｕｔ
がＵｘとＵｘ＋６０基本ベクトルで特定された区分内に
有る限り、Ｕｘで表現されたトランジスタ・スイッチン
グ状態を時間間隔Ｔｘの間、また、Ｕｘ＋６０で表現さ
れたトランジスタ・スイッチング状態をＰＷＭ周期Ｔｐ
内で時間間隔Ｔｘ＋６０の間供給することにより得られ
ることを意味している。Ｔｚｘがゼロでない場合は、代
わりに式５を同じように使用できる。
【００６５】式５および式８で示されるように、Ｕｏｕ
ｔを得るために基本ベクトルおよびゼロベクトルが使用
される順番またはトランジスタ・スイッチング状態が供
給される順番は、Ｔｐの間で任意である。すなわち、Ｔ
ｘ，Ｔｘ＋６０およびＴｚｘ時間間隔は各々、任意の数
のより小さな時間間隔に任意に分割することが可能であ
り、したがって、対応するＵｘ，Ｕｘ＋６０およびＺＶ
を任意の順序で各時間間隔の間に供給することができ
る。この特性は、下記の式９の表現で数学的に示され
る。
【００６６】式５は次のように書ける。
【００６７】
【数９】
【００６８】本発明の好ましい実施例では、２つの非ゼ
ロおよび１つのゼロ基本空間ベクトルが、Ｕｏｕｔを各
ＰＷＭ周期Ｔｐで近似するために使用される。この方法
は、好適には、一部はソフトウェアでまた一部はハード
ウェアで実現される。各ＰＷＭの開始時点でソフトウェ
アによって、どの非ゼロベクトルが、またどの移動方向
が選択されたかにより、ゼロベクトルＯ（０００）また
はゼロベクトルＯ（１１１）のいずれかが自動的にハー
ドウェアにより使用される。式５および式９で説明され
る性質を用いると、Ｕｏｕｔは以下の式１０および式１
１の１つにより近似される。
【００６９】
【数１０】 ここで，ＺＶ１およびＺＶ２は、使用されるゼロベクト
ルを表す。
【００７０】図８から図１３は、如何にして上記の式１
０および式１１が実現されるか（ｘ＝０，６０，１２
０，１８０，２４０，３００に対して）、どのゼロベク
トルがＰＷＭ毎にまた６つの区分の１つ毎に、ＳＶＲＤ
ＩＲ値によって指定される移動方向ＣＷまたはＣＣＷに
依存して使用されるかを示す。
【００７１】ソフトウェア動作 図４はＤＳＰの一部のブロック図であり、本発明の好ま
しい実施例に従って３つの対称４空間ベクトルＰＷＭ波
形ＰＨ１，ＰＨ２，ＰＨ３ ２８を生成するモジュール
を示す。ＤＳＰコア（ＣＰＵ）１４はインタフェース・
バス１６に接続されている。また、インタフェース・バ
ス１６に接続されているのは、１つのタイマ（タイマ
１）１８と、２つの比較ユニット（比較ユニット１およ
び比較ユニット２）２０，２２と、ベクトル生成用の状
態機械回路２４とである。タイマ１１８は、状態機械回
路２４にライン２６上の出力信号ＴＲＰＥＲＩＯＤを提
供する。比較ユニット１２０は出力信号ＴＲ１＿ＵＰ，
ＴＲ１＿ＤＮを状態機械回路２４に提供し、一方、比較
ユニット２２２は出力信号ＴＲ２＿ＵＰ，ＴＲ２＿ＤＮ
を状態機械回路２４に提供する。
【００７２】ＣＰＵ１４は、Ｄ２，Ｄ１，Ｄ０とＳＶＲ
ＤＩＲ値２６とを提供し、状態機械をイネーブルする。
【００７３】Ｕｏｕｔの希望する値は、図４に示すＣＰ
Ｕ１４内のディジタル制御装置ソフトウェアによって、
ＰＷＭ周期の開始時と同時である希望の更新またはサン
プリング周期の開始時に計算される。更新またはサンプ
リング周期は１つまたはいくつかのＰＷＭ周期（Ｔｐ）
と等しくできる。Ｕｏｕｔの位相値から、６つの区分の
１つとそれに対応する基本空間ベクトルＵｘ，Ｕｘ＋６
０が同定される。同定されたＵｘおよびＵｘ＋６０の大
きさおよび位相の値は既知である。この大きさと位相の
変数に対して式８を用いて、ＴｘおよびＴｘ＋６０の値
が計算される。次に、Ｔ１＝ＴｘおよびＴ２＝（Ｔｘ）
＋（Ｔｘ＋６０）のスケール化された値が、図４に示さ
れるように、２つの比較レジスタ、比較ユニット１ ２
０および比較ユニット２ ２２内のＣＭＰＲ１およびＣ
ＭＰＲ２（不図示）にそれぞれロードされる。続いて、
ソフトウェアは、方向ビットＳＶＲＤＩＲおよび開始基
本ベクトル（ＵｘまたはＵｘ＋６０）を指定し、レジス
タ・ビットＤ２，Ｄ１，Ｄ０内にロードする。続いて、
ハードウェアが、図８から図１３に示すように、対称Ｐ
ＷＭ波形を自動的に生成する。
【００７４】図８から図１３に示されるように、３つの
ＰＷＭチャンネルの１つは、Ｕｏｕｔが同一区分内に留
まる限りそのＰＷＭ周期の間は非導通または導通（高ま
たは低）のいずれかに留まる。ある種のアプリケーショ
ン（例えば、モータの可変速度制御）において、これ
は、電力駆動回路内で低スイッチング損失または電力消
費を具備したトランジスタの最適スイッチング・パター
ンを提供する。高性能サーボ・システムでかつ非常な低
速度において、たとえＵｏｕｔが複数のＰＷＭ周期に渡
って同一区分に留まっているときでも、全てのＰＷＭチ
ャンネル（したがって、電力トランジスタ）の導通およ
び非導通状態を変更することが望ましいであろう。これ
を実現するために、ソフトウェアは単にレジスタビット
Ｄ２，Ｄ１，Ｄ０へのＵｘのローディングをＵｘ＋６０
に、また、Ｔ１をＴｘ＋６０に交換し、ＳＶＲＤＩＲビ
ットの値の反転を任意の更新またはサンプリング周期の
開始時に行うことができる。図１４（ａ）および図１４
（ｂ）は、全ての３つのＰＷＭチャンネルの非導通およ
び導通状態の変更が同一区分内で必要とされるときに、
区分１，２に対して如何にしてＰＷＭ波形が変化するか
を図８（ｂ）および図８（ａ）との比較で示している。
【００７５】ハードウェア動作 図４は、図８から図１４に表わされている３つの対称４
空間ベクトルＰＷＭ波形ＰＨ１，ＰＨ２，ＰＨ３を生成
するために使用される機能ブロックおよび信号を示す。
タイマ１ １８は、Ｔｐの半分に等しい値までカウント
・アップしたのち再びゼロまでカウント・ダウンするア
ップ／ダウンタイマ・カウンタである。この計数過程
は、図８から図１４では三角形信号８０で示されてい
る。（Ｔｐがタイマ１ １８の１つの完全なアップおよ
びダウン・カウント・サイクルに等しい）各ＰＷＭ周期
Ｔｐの開始および終了時点、または等価的に、タイマ１
１８計数値が０に等しいとき、信号ＴＲＰＥＲＩＯＤ
がタイマ１ １８で生成されて状態機械回路２４に送ら
れる。また、タイマ１ １８の値が比較ユニット１ ２
０（ＣＭＰＲ１）または比較ユニット２ ２２（ＣＭＰ
Ｒ２）の比較レジスタ内の値と一致する度に、信号ＴＲ
１＿ＵＰ，ＴＲ１＿ＤＮ，ＴＲ２＿ＵＰ，ＴＲ２＿ＤＮ
が生成されて状態機械回路２４に送られる。
【００７６】図７は、要求入力信号が供給されたとき
に、対称４空間ベクトルＰＷＭ信号ＰＨ１，ＰＨ２，Ｐ
Ｈ３を繰り返し自動的に生成する状態機械２４の機能ブ
ロックを示す図である。次に、一般的動作を説明する。
ＴＲＰＥＲＩＯＤは新たなＰＷＭ周期の開始を信号通知
する。Ｄ２，Ｄ１，Ｄ０およびＳＶＲＤＩＲの値が補助
レジスタＱ７０にロードされる。状態機械論理ユニット
７２は、３つの対称４空間ベクトルＰＷＭ波形ＰＨ１，
ＰＨ２，ＰＨ３を出力する補助レジスタＳＭＶ７４に適
切な値をに出力する。状態機械論理は、ＳＶＲＤＩＲ，
Ｄ２，Ｄ１およびＤ０の値とすべてのＰＷＭ周期内での
信号ＴＲ１＿ＵＰ，ＴＲ２＿ＵＰ，ＴＲ２＿ＤＮ，ＴＲ
１＿ＤＮの適切な発生に基づいて正しい出力を出力す
る。使用者またはソフトウェア計算エラーが存在し、か
つ、これらの信号が正しく生じない場合には、境界条件
論理７６が処理に割り込みを入れて、安全ではあるがお
そらくは正しくないＰＷＭ出力をＰＨ１，ＰＨ２および
ＰＨ３に提供する。状態機械２４は、いったん開始され
ると、ＣＰＵとは独立に動作する。以下に、状態機械２
４について詳細に説明する。
【００７７】図５は、希望する対称４空間ベクトルＰＷ
Ｍ波形（６チャンネル）を生成するために好ましい実施
例の典型的なアプリケーションで使用されるすべてのブ
ロックを示す。図４に関連して上述したＣＰＵ１４，タ
イマ１ １８，比較ユニット１ ２０，比較ユニット２
２２および状態機械回路２４が示されている。また、
不感帯ユニット３０と、すべての出力チャンネルの状態
および極性を個別に制御する１つの出力論理回路３２と
が示されている。
【００７８】ＣＰＵ１４は、Ｕｏｕｔと区分と対応する
ｔ１およびｔ２とＳＶＲＤＩＲとを計算する。それはま
た、メモリ３４の格納データを用いて適切な値を比較ユ
ニット１ ２０および比較ユニット２２内の比較レジス
タにロードする。ＣＰＵ１４はまた、タイマ１ １８お
よび不感帯ユニット３０にロードして開始させる。動作
制御レジスタＡＣＴＲ３６もまた、ＣＰＵ１４でセット
されてＰＷＭ出力の極性を出力論理回路３２経由で制御
する。ＡＣＴＲ３６は入力Ｄ２，Ｄ１，Ｄ０，ＳＶＲＤ
ＩＲを状態機械回路２４に供給する。
【００７９】すべてのＰＷＭの開始および終了は、タイ
マ１ １８周期値ＴＲＰＥＲＩＯＤで定義される。ＴＲ
ＰＥＲＩＯＤ信号は、状態機械に新たなＰＷＭ周期を開
始するように信号通知する。比較レジスタ１，２内の値
は、信号ＴＲ１＿ＵＰ，ＴＲ１＿ＤＮ，ＴＲ２＿ＵＰ，
ＴＲ２＿ＤＮをそれぞれ生成する。図７に関連して上述
した状態機械２４は、ＰＨ１，ＰＨ２およびＰＨ３で表
される対称４空間ベクトルＰＷＭ波形を生成する。ＰＨ
ｘ（ｘ＝１，２，３）波形は、出力対ＰＨｘ，ＰＨｘ＿
（信号の非重畳対）を生成するために不感帯ユニット３
０で使用される。各対応する出力の極性は、出力論理回
路３２内のＡＣＴＲレジスタ３６でセットされる。信号
ＰＷＭｙ（ｙ＝１，２，３，４，５，６）は、電圧源イ
ンバータの電力トランジスタをスイッチ（導通および非
導通）するために直接使用できる。
【００８０】ＰＨ１，ＰＨ２およびＰＨ３は、相補的Ｐ
ＷＭ信号の対（ＤＴＰＨ１およびＤＴＰＨ１＿，ＤＴＰ
Ｈ２およびＤＴＰＨ２＿，ＤＴＰＨ３およびＤＴＰＨ３
＿）をそれぞれ生成する不感帯ユニット３０に送られ
る。これらの信号の相補的な対は、図１に示された電力
コンバータの各レグの上部および下部電力トランジスタ
を導通および非導通とするために要求される非重畳ＰＷ
Ｍ信号である。不感帯は、相補的ＰＷＭ信号の対によっ
て他のトランジスタが導通となる前にトランジスタを非
導通とするまたはその逆の際に必要な時間遅延であるこ
とが、思い出されるであろう。出力論理回路３２は、電
力トランジスタ型式およびそれらの駆動回路の選択に基
づいてＰＷＭチャンネルの極性および状態を使用者が個
別に指定できるようにする。
【００８１】図５の不感帯制御レジスタ３８およびＡＣ
ＴＲ３６は、不感帯の適切な値および出力論理回路３２
の動作を設定するための制御レジスタをそれぞれ表す。
ＡＣＴＲ３６はまた、Ｄ２，Ｄ１およびＤ０とともにＳ
ＭＲＤＩＲのビット値を格納するためのレジスタを含
む。その３つのバイナリ・ビットで表現された基本空間
ベクトルＵｘ（または、Ｕｘ＋６０）は、先に説明した
ようにすべての更新またはサンプリング周期の開始時点
でビットＤ２，Ｄ１，Ｄ０にロードされる。メモリ３４
は、８つの基本ベクトルおよび６つの区分に関する情報
を纏めるために使用される。
【００８２】図５に示されたハードウェアに関連して使
用される全ソフトウェア処理工程が、図６の流れ図に示
されている。ここで、ソフトウェアおよびハードウェア
制御と対称４空間ベクトルＰＷＭ波形の生成とについて
の全処理ルーチンが図示されている。
【００８３】図６から分かるように、この方法は、ステ
ップ４０で開始され、ステップ４２でセット・アップが
実行される。ＲＥＳＥＴの後、タイマ１ １８は適切に
ロードされて始動される。同様に、計数器レジスタが適
切にロードされる。不感帯ユニットが空間ベクトルＰＷ
Ｍモードにセットされる。ＴＰＷＭは、タイマ１ １８
によって設定されたＰＷＭ周期である。Ｔｓは、サンプ
リング間隔Ｋ＊ＴＰＷＭである。Ｋは１以上の整数であ
る。比較レジスタＣＭＰＲ１，ＣＭＰＲ２はゼロにセッ
トされる。値ｎは、値ｋと同様に“１”にセットされ
る。
【００８４】次に、ｋがステップ４４で“１”だけ減数
（ディクリメント）されたのち、ｋが“０”に等しいか
どうか判定するためにステップ４６でｋが検査される。
等しくない場合には、本発明の方法の実施には関係しな
いその他のＣＰＵ機能がステップ４８で実行される。一
方で、ｋが“０”に等しい場合には、生成された制御指
令Ｕｏｕｔの電圧値が、ステップ５０でｎ＊Ｔｓで計算
される。Ｕｏｕｔは、｜Ｕｏｕｔ｜ｅｘｐ｛ｐ｝（すな
わち、Ｕｏｕｔの絶対値にｐのイクスポーネントを掛け
たもの）に等しい。
【００８５】次に、ｐを用いて、Ｕｏｕｔを含む区分ｓ
（ｓ＝１，２，３，４，５，６）が決定される（ステッ
プ５２）。ベクトルＵｘ，Ｕｘ＋６０（ｘ＝０，６０，
１２０，１８０，２４０，３００）は、区分ｓを囲む２
つの基本ベクトルである。次に、Ｔ１およびＴ２が、Ｕ
ｏｕｔ＝Ｔ１＊Ｕｘ＋Ｔ２＊（Ｕｘ＋６０）を用いてＵ
ｘおよびＵｘ＋６０に対応して計算される（ステップ５
４）。ここで、０≦Ｔ１，Ｔ２≦１である。次に、値Ａ
１，Ａ２が、ＣＭＰＲ１およびＣＭＰＲ２に対して、Ｔ
１およびＴ１＋Ｔ２を表すために決定される（ステップ
５６）。レジスタＣＭＰＲ１にＡ１がロードされ、レジ
スタＣＭＰＲ２にＡ２がロードされる。レジスタ・ビッ
トＤ１，Ｄ２，Ｄ３がＡＣＴＲ３６内のＵｘ（または、
Ｕｘ＋６０）でロードされる。ＡＣＴＲ３６内のＳＶＲ
ＤＩＲレジスタは、決定に従って“０”または“１”の
いずれかでロードされる。次に、ｋがＫにセットされ、
ｎがｎ＋１にセットされる。
【００８６】１つのＰＷＭ周期の最後に、タイマ１のア
ンダーフロー割り込みが生成され（ステップ６２）、Ｔ
ＲＰＥＲＩＯＤを信号通知する。それは処理ルーチンを
ステップ４４に戻す。また、状態機械回路２４におい
て、Ｄ２，Ｄ１，Ｄ０，ＳＶＲＤＩＲおよびタイマ１信
号（ＴＲＰＥＲＩＯＤ，ＴＲ１＿ＵＰ，ＴＲ１＿ＤＮ，
ＴＲ２＿ＵＰおよびＴＲ２＿ＤＮ）を使用してＰＨ１，
ＰＨ２およびＰＨ３を生成する。この過程は繰り返さ
れ、すべてのＰＷＭ周期の開始時点でＴＲＰＥＲＩＯＤ
で再開される。
【００８７】最後に、ＰＷＭ出力ＰＷＭｙ（ｙ＝１，
２，３，４，５，６）が、入力ＰＨｘ（ｘ＝１，２，
３）および不感帯値を用いて出力論理回路３２で生成さ
れる（ステップ６６）。
【００８８】状態機械設計 図７に示された状態機械回路２４の動作について次に詳
細に説明する。３ビットレジスタＤは、ＡＣＴＲ（動作
制御レジスタ）３６（図５）にあり、Ｄ２，Ｄ１および
Ｄ０の値を格納する。補助レジスタＱ７０は中間値を格
納し、補助レジスタＳＭＶ７４は出力ＰＷＭ信号の状態
を保持する。
【００８９】下記の論理文は状態機械の行動を定め、し
たがって、状態機械を実行する回路を自動的に導くため
の多数の高レベル論理設計システムのいずれにも入力で
きる。文（ステートメント）は、遷移発生の５つの異な
る型式に対応する５つのグループにある。
【００９０】１）遷移がＴＲＰＥＲＩＯＤ（ＴＣＮＴ１
＝００００ｈ）で生じるとき
【００９１】
【表３】
【００９２】２）遷移がＴＲ１＿ＵＰ上で生じるとき
【００９３】
【表４】
【００９４】３）遷移がＴＲ２＿ＵＰ（ＳＶＲＤＩＲは
ここでは問題とならない。）上で生じるとき
【００９５】
【表５】
【００９６】４）遷移がＴＲ２＿ＤＮ上で生じるとき
【００９７】
【表６】
【００９８】５）遷移がＴＲ１＿ＤＮ（ＳＶＲＤＩＲ状
態はここでは問題とならない。）上で生じるとき
【００９９】
【表７】
【０１００】本発明の実施に際して境界条件の制御は使
用者ソフトウェアの仕事であり、コード化はソフトウェ
ア技術分野において通常の技量を有する者にとって、こ
こに示されている原理を理解されるのであれば、十分可
能な範囲である。使用者ソフトウェアは、比較レジスタ
１（ＣＭＰＲ１）にロードされた値が比較レジスタ２
（ＣＭＰＲ２）のそれよりも常に小さくなるように、ま
た、ＣＭＰＲ２の値がタイマの周期レジスタにロードさ
れた値より小さくなるように、保証しなければならな
い。アップおよびダウン計数モードでタイマ１ １８周
期レジスタの値はＰＷＭ周期Ｔｐの半分に常に等しくな
ければならない。別の保護を提供するために、図７に示
された境界論理７６は、ＣＭＰＲ１およびＣＭＰＲ２の
値が動作中にゼロにセットされた場合には、出力ＰＨ
１，ＰＨ２，ＰＨ３をゼロ（または、低状態）にセット
し、すべての電力トランジスタを非導通にする。
【０１０１】好ましい実施例を回路で実現する場合に
は、状態機械を含めて１０００個未満のトランジスタを
用いて可能である。したがって、回路設計は、効率的で
あり、低価格であり、小型化される。したがって、オン
チップ集積に好適であり、ＤＳＰチップ上が最も好適で
ある。チップ外構成部品をなくすことで、システム・チ
ップ数が減り、したがって、全体システム価格が削減さ
れる。
【０１０２】纏めると、好ましい実施例は、１つのアッ
プ／ダウン１６ビットタイマと、２つの１６ビット比較
レジスタと、５つの制御信号と、３つの独立な高分解能
主ＳＶ ＰＷＭパルス・チャンネルを生成するための状
態機械および制御ロジックとを使用する。次に、各チャ
ンネルは、プログラム可能な不感帯を具備した２つの出
力を生成し、三相負荷およびＡＣ誘導モータを制御する
全部で６つのＰＷＭ出力を作り出す。好ましい実施例を
使用した３つの主ＳＶ ＰＷＭチャンネルの生成は、Ｃ
ＰＵオーバーヘッドを最小化する。これは、ソフトウェ
アプログラムの大きさを削減し、ソフトウェア実行時間
および割り込み処理技法をなくする。この理由により、
ＤＳＰが、もっと複雑な制御アルゴリズムを非常に高い
サンプリング速度でかつ高いＰＷＭ搬送波周波数で実現
するために、使用できる。例えば、好ましい実施例を実
現した命令サイクルが５０ナノ秒のテキサスインスツル
メント（登録商標）ＴＭＳ３２０Ｃ２４ｘデバイスで
は、最大約９６個のプログラム命令が削除でき、最大
４．８マイクロ秒のＣＰＵプログラム実行時間が各ＰＷ
Ｍ周期毎に節約できる。４０マイクロ秒のＰＷＭ周期を
与える２５ＫＨｚの典型的なＰＷＭ搬送波周波数に対し
て、この回路は４．８／４０＝０．１２または１２％の
時間節約係数を各ＰＷＭ周期毎に生じることができる。
高性能モータ制御システムにおいて、ＰＷＭ周期は２５
マイクロ秒まで短くなる場合がある。
【０１０３】４つの基本空間ベクトルが各ＰＷＭ周期毎
に使用され、通常動作時は各周期毎に５つのスイッチン
グ事象が存在する。ＰＷＭ周期の後半でのトランジスタ
のスイッチング状態は、前半の状態の鏡像である。２つ
の異なるゼロ基本ベクトルと２つの非ゼロ基本空間ベク
トルとが使用される。これらの基本ベクトルは、出力Ｐ
ＷＭパルスとトランジスタのスイッチングとを指定す
る。基本ベクトルは、ハードウェア回路（すなわち、状
態機械）によりすべてのＰＷＭ周期毎に自動的に生成さ
れる。２つのゼロ基本空間ベクトルと２つの非ゼロ基本
ベクトルとを使用して、電力トランジスタの平均導通お
よび非導通期間を、インバータ出力電圧ベクトルの３６
０度回転で、負荷／モータのトルクおよび速度が固定の
場合、ＡＣ誘導モータの固定子フィールド（または、
軸）の完全な１回転に等しくまたは等価とする。この設
計は、インバータ内の電力トランジスタの過剰ストレス
状態を改善し、電力消費の最適化された均一配分を行
う。この理由により、電力トランジスタの信頼性および
寿命が改善される。
【０１０４】本発明とその特長を詳細に説明してきた
が、種々の変化、入れ替えおよび変更を添付の特許請求
の範囲で定められた本発明の精神並びに範囲から逸脱す
ることなく実施できることは理解されよう。
【０１０５】以上の説明に関して更に以下の項を開示す
る。 （１）電圧源コンバータが３対のトランジスタを含み、
トランジスタの各対が電圧源と接地電位との間に直列に
接続されており、トランジスタの各対の第１のトランジ
スタを活性化すると３対の三相負荷のそれぞれに電圧が
供給され、連続する一連の周期の１つの間の第１のトラ
ンジスタの選択および活性化の期間が６つの非ゼロベク
トルと２つのゼロベクトルとで表現された、電圧源イン
バータを活性化する方法であって、１つの周期に対して
この周期中に三相負荷に適切な電圧を供給させる２つの
非ゼロ空間ベクトルを決定し、２つの非ゼロベクトルの
第１のそれ用の第１の時間間隔と２つの非ゼロベクトル
の第２のそれ用の第２の時間間隔と、第１および第２の
時間とその周期との差であるゼロベクトルの任意の一つ
用の第３の時間間隔とを含み、第１の非ゼロベクトルに
基づいて、第１の時間間隔の半分の間、第１のトランジ
スタを活性化し、第２の非ゼロベクトルに基づいて、第
２の時間間隔の半分の間、第１のトランジスタを活性化
し、ゼロベクトルに基づいて、第３の時間間隔の間、第
１のトランジスタを活性化し、第２の非ゼロベクトルに
基づいて、第２の時間間隔の半分の間、第１のトランジ
スタを活性化し、第１の非ゼロベクトルに基づいて、第
１の時間間隔の半分の間、第１のトランジスタを活性化
する、方法。
【０１０６】（２）電圧源インバータを活性化するため
の方法であって、電圧源コンバータが３対のトランジス
タを含み、トランジスタの各対が電圧源と接地電位との
間に直列に接続されており、トランジスタの各対の第１
のトランジスタを活性化すると３対の三相負荷のそれぞ
れに電圧が供給され、連続する一連の周期のそれぞれ間
の第１のトランジスタの選択および活性化の期間が６つ
の非ゼロベクトルおよび２つのゼロベクトルＵ０，Ｕ６
０，Ｕ１２０，Ｕ１８０，Ｕ２４０，Ｕ３００と２つの
ゼロベクトルＯ（０００），Ｏ（１１１）とで表現され
る。
【０１０７】この方法は、最初に、１つの周期に対して
この周期中に三相負荷に適切な電圧を供給させる２つの
非ゼロベクトルを決定するステップを含み、この周期
は、２つの非ゼロベクトルの第１のそれ用の第１の時間
間隔と２つの非ゼロベクトルの第２のそれ用の第２の時
間間隔と、第１および第２の時間とその周期との差であ
るゼロベクトル用の第３の時間間隔とを含む。次に、第
１のトランジスタが第１の非ゼロベクトルに基づいて第
１の時間間隔の半分の間活性化される。続いて、第１の
トランジスタが第２の非ゼロベクトルに基づいて第２の
時間間隔の半分の間活性化される。続いて、第１のトラ
ンジスタがゼロベクトルに基づいて第３の時間間隔の間
活性化される。続いて、第１のトランジスタが第２の非
ゼロベクトルに基づいて第２の時間間隔の半分の間活性
化される。最後に、第１のトランジスタが第１の非ゼロ
ベクトルに基づいて第１の時間間隔の半分の間活性化さ
れる。
【０１０８】ベクトルトランジスタの活性化は対称であ
る。トランジスタの活性化は周期の中央部に集められて
位相電流高調波歪みを最小化する。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＡＣからＤＣ電源リンクを具備し、平衡三相モ
ータ／負荷への第１の型式の接続を有する三相電圧源イ
ンバータの回路図である。
【図２】ＡＣからＤＣ電源リンクを具備し、平衡三相モ
ータ／負荷への第２の型式の接続を有する三相電圧源イ
ンバータの回路図である。
【図３】６つの非ゼロおよび２つのゼロ基本ベクトル
と、互いに６０度離れている６つの非ゼロ基本ベクトル
で分割された６つの区分とを表示する図である。
【図４】３つの対称４空間ベクトルＰＷＭ波形ＰＨ１，
ＰＨ２，ＰＨ３を生成するモジュールを示す図である。
【図５】すべての出力チャンネルの状態および極性を個
別に制御する不感帯ユニットおよび出力ロジックを具備
する、希望する４空間ベクトルＰＷＭ波形（６チャンネ
ル）を生成するための好ましい実施例の典型的なアプリ
ケーションで使用されるすべてのブロックを示す図であ
る。
【図６】対称４空間ベクトルＰＷＭ波形を制御し生成す
る、ソフトウェアおよびハードウェアの全処理ルーチン
を示す流れ図である。
【図７】要求入力信号が供給されたときに対称４空間ベ
クトルＰＷＭ信号ＰＨ１，ＰＨ２，ＰＨ３を繰り返しか
つ自動的に生成する状態機械のブロック図である。
【図８】３つの対称４空間ベクトルＰＷＭ波形を示す信
号図であり、（ａ）はＵｏｕｔおよびＵ６０と正（反時
計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝０との区分１内の波
形を示す図であり、（ｂ）はＵ６０およびＵ１２０と正
（反時計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝０との区分２
内の波形を示す図である。
【図９】３つの対称４空間ベクトルＰＷＭ波形を示す信
号図であり、（ａ）はＵ０およびＵ３００と負（時計回
り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝１との区分６内の波形を
示す図であり、（ｂ）はＵ３００およびＵ２４０と負
（時計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝１との区分５内
の波形を示す図である。
【図１０】３つの対称４空間ベクトルＰＷＭ波形を示す
信号図であり、（ａ）はＵ１２０とＵ１８０と正（反時
計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝０との区分３内の波
形を示す図であり、（ｂ）はＵ１８０およびＵ２４０と
正（反時計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝０との区分
４内の波形を示す図である。
【図１１】３つの対称４空間ベクトルＰＷＭ波形を示す
信号図であり、（ａ）はＵ２４０およびＵ１８０と負
（時計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝１との区分４内
の波形を示す図であり、（ｂ）はＵ１８０およびＵ１２
０と負（時計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝１との区
分３内の波形を示す図である。
【図１２】３つの対称４空間ベクトルＰＷＭ波形を示す
信号図であり、（ａ）はＵ２４０およびＵ３００と正
（反時計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝０との区分５
内の波形を示す図であり、（ｂ）はＵ３００およびＵ０
と正（反時計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝０との区
分６内の波形を示す図である。
【図１３】３つの対称４空間ベクトルＰＷＭ波形を示す
信号図であり、（ａ）はＵ１２０およびＵ６０と負（時
計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝１との区分２内の波
形を示す図であり、（ｂ）はＵ６０およびＵ０と負（時
計回り）回転方向とＳＶＲＤＩＲ＝１との区分１内の波
形を示す図である。
【図１４】同一区分内ですべての３つのＰＷＭチャンネ
ルのオフおよびオン状態の変更が望まれた際のＰＷＭ波
形が変化する様子を示す信号図であり、（ａ）は図８
（ｂ）に対応する区分２での変化を示す図であり、
（ｂ）は図８（ａ）に対応する区分１での変化を示す図
である。
【符号の説明】
１４ ＣＰＵ １６ インタフェース・バス １８ タイマ１ ２０ 比較ユニット１ ２２ 比較ユニット２ ２４ 状態機械回路 ３０ 不感帯ユニット ３２ 出力論理回路 ３６ ＡＣＴＲ

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電圧源コンバータが３対のトランジスタ
    を含み、トランジスタの各対が電圧源と接地電位との間
    に直列に接続されており、トランジスタの各対の第１の
    トランジスタを活性化すると３対の三相負荷のそれぞれ
    に電圧が供給され、連続する一連の周期の１つの間の第
    １のトランジスタの選択および活性化の期間が６つの非
    ゼロベクトルと２つのゼロベクトルとで表現された、電
    圧源インバータを活性化する方法であって、 １つの周期に対してこの周期中に三相負荷に適切な電圧
    を供給させる２つの非ゼロ空間ベクトルを決定し、２つ
    の非ゼロベクトルの第１のそれ用の第１の時間間隔と２
    つの非ゼロベクトルの第２のそれ用の第２の時間間隔
    と、第１および第２の時間とその周期との差であるゼロ
    ベクトルの任意の一つ用の第３の時間間隔とを含み、 第１の非ゼロベクトルに基づいて、第１の時間間隔の半
    分の間、第１のトランジスタを活性化し、 第２の非ゼロベクトルに基づいて、第２の時間間隔の半
    分の間、第１のトランジスタを活性化し、 ゼロベクトルに基づいて、第３の時間間隔の間、第１の
    トランジスタを活性化し、 第２の非ゼロベクトルに基づいて、第２の時間間隔の半
    分の間、第１のトランジスタを活性化し、 第１の非ゼロベクトルに基づいて、第１の時間間隔の半
    分の間、第１のトランジスタを活性化する、 方法。
JP11137501A 1998-05-19 1999-05-18 対称４空間ベクトル・パルス幅変調波形生成 Pending JPH11356056A (ja)

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