CN101917132A - 三相三线三电平逆变器新矢量调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相三线三电平逆变器新矢量调制方法，包括以下步骤：(1)根据逆变器控制系统得到参考电压矢量；(2)判断参考矢量所处的大扇区，小扇区；(3)计算参与合成的矢量的作用时间；(4)安排矢量序列；(5)根据矢量序列计算占空比。其特征在于步骤(4)是在NTV2的基础上，当参考矢量位于D小扇区时，按照F小扇区进行处理；当参考矢量位于C小扇区时，按照E小扇处理。如此处理后，当参考矢量在从D向C小扇区切换时不会出现突变，同时也不会引发新问题。

Description

三相三线三电平逆变器新矢量调制方法

技术领域

本发明涉及逆变器领域，特别涉及三相三线三电平逆变器领域，具体地说是一种三相三线三电平逆变器新矢量调制方法。该方法可应用于三相三线三电平逆变器拓扑结构的所有功率变换器及其衍生产品，包括光伏逆变器、风电变流器、UPS、变频器及有源滤波器等。

背景技术

针对三相三线三电平逆变器，常用的调制方法有SPWM(Sine PWM)和SVPWM(Space Vector PWM)，SVPWM具有比SPWM更高的BUS电压利用率而得到广泛应用。从空间矢量角度来看，由于三电平逆变器的电压矢量种类多样，矢量的可选择性较强，给定同一个参考矢量可通过选择不同的电压矢量达成，如此则形成多种矢量调制方法。

不同的矢量调制方法表现出来的性能是不同的。当前已有的SVPWM有NTV(Near Three Vector)、RSS(Radial State Space-Vector)、ZCM(Zero Common-Mode Voltage)，PCM(Partial Common Mode Elimination)等调制方法，上述方法在文献A.Bendre，S.Krstic，etc.，Comparative Evaluation of Modulation Algorithms for Neutral-Point-Clamped Converters，41(2)，March，2005中有详细记载。其中NTV的特点是使用最近的三个矢量合成参考矢量，其具有THDi小、Bus利用率高及Bus中点容易平衡的优点和共模电压较高及中点电流较大的缺点；RSS的特点是中矢量不参与合成，其具有Bus利用率高及中点电流小的优点和THDi较差及Bus中点不易平衡的缺点；ZCM主要特点是仅使用中矢量和零矢量来合成参考矢量，其具有最小的共模电压的优点和较低的Bus电压利用率、THDi很差、中点电位不易平衡的缺点。可见没有一种调制方法是完美的，在选择调制方法时，可根据实际需要而定。

对于光伏并网逆变器来讲，对调制方法特性的要求是具有较小的THDi、较高的Bus电压利用率、较小的共模电压及易控的Bus中点平衡。同时能满足这些要求的调制方法应该还没有，只能退而求其次，若不考虑共模电压的要求，则NTV综合性能是最优的。NTV目前又有两种类型：NTV1[2]，[3]和NTV2[2]，[4].NTV1的主要特点是在当调制比较大时，参与合成的小矢量有2个P型和2个N型；NTV2的主要特点是在当调制比较大时，参与合成的小矢量只有1个P型和1个N型。NTV1相比NTV2，具有更好的THDi。但是NTV1在使用过程中较复杂，且每相桥臂的第1/3管的载波与第2/4管的载波必须移相，而NTV2更简单，可同时适应载波同相和载波移相。

NTV2具有简单易用的特点，在实际系统中得到广泛应用。当参考矢量在某个大扇区的中间小扇区内扫过时，存在两个小矢量的切换而引起调制波在波顶时出现突变现象。一般认为，调制波越光滑则EMI效果会越好，反之越差。为了解决此突变问题，提出了此新的矢量调制方法，可使得突变消失，同时不会降低其它性能，而且有利于减小共模电压、降低EMI和改善THDi。

发明内容

本发明要解决的是现有矢量调制方法NTV2，其调制波形存在突变问题，旨在提供一种三相三线三电平逆变器新矢量调制方法，该调制方法可解决此问题，但不会引发新问题。

解决上述问题采用的技术方案是：三相三线三电平逆变器新矢量调制方法，包括以下步骤：

(1)根据逆变器控制系统得到参考电压矢量；

(2)判断参考矢量所处的大扇区，小扇区；

(3)计算参与合成的矢量的作用时间；

(4)安排矢量序列；

(5)根据矢量序列计算占空比；

步骤(2)中各扇区按以下方法定义：

所述的逆变器三相输出对负载中性点电压的空间矢量为19个，标记为V0，V1，……，V18，分别对应于27组开关状态，这些空间矢量被称为三电平逆变器的基本空间矢量，其中：V0为零矢量，幅值为0；V1、V4、V7、V10、V13和V16为短矢量，幅值为E/3，E为输入电压值；V3、V6、V9、V12、V15和V18为中矢量，幅值为

V2、V5、V8、V11、V14和V17为长矢量，幅值为2E/3；以大矢量为边界，把空间矢量图分为6个大扇区，定义V0-V2-V5三个矢量顶点组成的三角形为第1扇区，V0-V5-V8三个矢量顶点组成的三角形为第2扇区，依次类推，V0-V17-V2三个矢量顶点组成的三角形为第6扇区；进一步，将每个正三角形分成4个小三角形，定义扇区1中的V0-V1-V4三个矢量顶点组成的三角形为小扇区1，V1-V3-V4三个矢量顶点组成的三角形为小扇区2，V3-V4-V5三个矢量顶点组成的三角形为小扇区E，V1-V2-V3三个矢量顶点组成的三角形为小扇区F；再进一步，连接V0和V3，将小扇区1和2各分成两个小区，分别定义为小扇区A，B，C和D；第2-5扇区也按同样的方法分成六个小扇区；

其特征在于步骤(4)是在NTV2的基础上，当参考矢量位于小扇区D时，按照小扇区F进行处理；当参考矢量位于小扇区C时，按照小扇区E处理。如此处理后，当参考矢量在从小扇区D向C切换时不会出现突变。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

图1是本发明的三相信号在αβ复平面上的矢量图。

图2是二极管箝位三电平逆变器拓扑图。

图3是三电平逆变器等效开关模型图。

图4是三相三电平逆变器空间矢量分布图。

图5是第一扇区电压矢量图。

图6是不同大扇区ta，tb，tc的定义。

图7是NTV2——第A小扇区～第F小扇区开关次序图。

图8是本发明NTV3——第A小扇区～第F小扇区开关次序图。

图9是NTV2矢量调制波形图。

图10是本发明NTV3矢量调制波形图。

具体实施方式

1、概述

三相三线三电平电压型逆变器在高压大功率应用中相对于传统两电平电压型逆变器表现出明显的优势。开关管承受的最大反压为直流侧电压的1/2，采用中低压元件就能实现中高压变换器；比传统两电平多了一个电平状态，谐波问题有很大改善。

从调制方法角度看，空间电压矢量调制技术(SVM，Space Vector PWM)比SPWM调制技术具有更高的BUS电压利用率，得到了广泛的应用。为了更加完整清晰的描述本发明新矢量调制方法，文中将先引入空间矢量的概念，并利用此概念分析三电平逆变器的空间矢量，同时介绍空间矢量调制的基本原理。在矢量排序部分引出了本发明新的矢量调制方法NTV3。

根据电工学原理，正弦量可以用复数形式表示，即在复平面上用一个旋转向量在坐标轴上的投影来表示。电工学上把对应于某正弦函数的复振幅A＝e^jωt称为空间相量，并用来表示。用复数来表示正弦量，可以把正弦电路的微分与积分计算转化成代数计算，使正弦电路的分析计算简化。在文中，空间矢量与空间向量表示相同含义，

用U替代。

2、三相电量的空间矢量表示

在三相逆变系统中，若能将三相三个标量用一个合成量表示，并保持信息的完整性，则三相的问题简化为单相的问题。假设三相三个标量为u_a，u_b，u_c，且满足u_a+u_b+u_c＝0，即满足三相平衡条件，则可引入Clark变换

$U=\frac{2}{3}(u_a+\mathrm{\α}{u}_b+{{\mathrm{\α}}^{2}u}_c)---\left(1\right)$

式中，α＝e^j2π/3，α²＝e^j4π/3。

式(1)中所描述的变换等价于三个单相矢量在αβ复平面上α轴和β轴上的投影，再缩放到2/3，见图1所示。

若令

则

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}=2/3(u_a-u_b\cos (\mathrm{\π}/3)-u_c\cos (\mathrm{\π}/3))=2/3(u_a-1/2u_b-1/2u_c)\\ u_{\mathrm{\β}}=2/3(0-u_b\cos (\mathrm{\π}/3)+u_c\cos (\mathrm{\π}/3))=2/3(u_a-\sqrt{3}/2u_b+\sqrt{3}/2u_c)\end{array}---\left(2\right)\right.$

写成矩阵形式

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& -\sqrt{3}/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]---\left(3\right)$

利用式(3)描述的矩阵变换，可把三相标量转为αβ复平面单一矢量描述。无论在矢量控制，还是SVM中此变换公式都将起到重要作用。

3、三相三线三电平逆变器的SVM原理

以常用的二极管箝位的三电平逆变器拓扑(图2所示)为例介绍SVM原理。

3.1开关状态向空间矢量转变

理想的三电平逆变器电路的开关模型如图3所示，每相桥臂的电路结构可以简化成为一个与直流电源相通的单刀三掷开关S。在正常情况下，设正负Bus电压平衡即v_c1＝v_c2＝E/2以图中O点为参考电位，则三电平逆变器电路的一个桥臂只有E/2、0和-E/2三种输出电压电平，即每相输出分别有正p(正)、0(零)、n(负)三个开关状态。

表1三电平逆变器输出状态表

输出状态Sx	Sx1	Sx2	Sx3	Sx4
					1	ON	ON	OFF	OFF
0	OFF	ON	ON	OFF
					-1	OFF	OFF	ON	ON

注：x＝a，b，c

定义开关变量S_a，S_b，S_c表示三个桥臂的输出状态，则各相电压表示为

$u_{\mathrm{AO}}=\frac{E}{2}{S}_a,$ $u_{\mathrm{BO}}=\frac{E}{2}{S}_b,$ $u_{\mathrm{CO}}=\frac{E}{2}{S}_c---\left(4\right)$

其中

由于以Bus中点O为参考电位的相电压之和不等于0，不满足三相平衡条件，所以无法将其变换到αβ复平面。在实际的逆变器相电压控制中，更关心的则是以N点为参考电位的三相相电压，该三相相电压满足三相平衡条件。根据图2，可得

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{AN}}=u_{\mathrm{AO}}+u_{\mathrm{ON}}\\ u_{\mathrm{BN}}=u_{\mathrm{BO}}+u_{\mathrm{ON}}\\ u_{\mathrm{CN}}=u_{\mathrm{CO}}+u_{\mathrm{ON}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

由u_AN+u_BN+u_CN＝0，可得u_ON＝-1/3(u_AO+u_BO+u_CO)

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{AN}}=1/3(2u_{\mathrm{AO}}-u_{\mathrm{BO}}-u_{\mathrm{CO}})\\ u_{\mathrm{BN}}=1/3(2u_{\mathrm{BO}}-u_{\mathrm{AO}}-u_{\mathrm{CO}})\\ u_{\mathrm{CN}}=1/3(2u_{\mathrm{CO}}-u_{\mathrm{AO}}-u_{\mathrm{BO}})\end{array}\right.---\left(6\right)$

把式(4)代入上式，可得

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{AN}}=1/3(2u_{\mathrm{AO}}-u_{\mathrm{BO}}-u_{\mathrm{CO}})=(2S_a-S_b-S_c)E/6\\ u_{\mathrm{BN}}=1/3(2u_{\mathrm{BO}}-u_{\mathrm{AO}}-u_{\mathrm{CO}})=(2S_b-S_a-S_c)E/6\\ u_{\mathrm{CN}}=1/3(2u_{\mathrm{CO}}-u_{\mathrm{AO}}-u_{\mathrm{BO}})=(2S_c-S_a-S_b)E/6\end{array}\right.---\left(7\right)$

对于不同的开关组合，三相三电平逆变器就可输出27种电压状态组合，对应27组不同的逆变器开关状态，利用式(7)和式(4)，可求得27个空间矢量

U(k)＝u_α(k)+ju_β(k)，k＝1…27                (8)

其中

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& -\sqrt{3}/2& \sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{AN}}\\ u_{\mathrm{BN}}\\ u_{\mathrm{CN}}\end{array}\right]=\frac{E}{6}\left[\begin{array}{c}2S_a-S_b-S_c\\ \sqrt{3}(S_b-S_c)\end{array}\right]---\left(9\right)$

矢量长度

$\left|U\left(k\right)\right|=\sqrt{u_{\mathrm{\α}}^2\left(k\right)+u_{\mathrm{\β}}^2\left(k\right)}=\frac{E}{6}\sqrt{{(2S_a-S_b-S_c)}^2+{\left(\sqrt{3}(S_b-S_c)\right)}^2}---\left(10\right)$

所有开关状态如表1所示，把27种开关组合代入式(9)后，可得如图4所示的矢量分布图。

从图4中可以看出，同一个电压矢量可以对应不同的开关状态，越向内层对应的冗余开关状态越多。因此，27组状态实际上只对应着19个空间矢量，这些空间矢量被称为三电平逆变器的基本空间矢量。把19个基本空间矢量按照其幅值不同，可分为三类，分别为长矢量、中矢量和短矢量，如表2所示。

表2三电平逆变器的矢量分类

3.2参考空间矢量合成

为了合成给定的参考电压矢量，需要确定参考矢量的位置。以大矢量为边界，可把空间矢量图分为6个扇区，定义V0-V2-V5三个矢量顶点组成的三角形为第1扇区，V0-V5-V8三个矢量顶点组成的三角形为第2扇区，依次类推，V0-V17-V2三个矢量顶点组成的三角形为第6扇区。进一步，可以将每个正三角形分成4个小三角形，如图5所示。整个空间矢量图共可分为24个小三角形。图5描述了第1扇区中的4个小三角形，每个小三角形称为小扇区，分别编号为1，2，3，4。若在1小扇区和2小扇区又分别分成两个小区，分别称为A，B，C，D，则整个第1扇区被分成6个区域，分别称为A，B，C，D，E，F。

在任何时刻，参考矢量都将处于这些三角形中的一个当中(满足线性调制)。任何平衡的三相参考电压都可在空间矢量图上以一个空间矢量表示。为使输出电压的谐波较少，在每个PWM控制周期Ts内，参考电压采用其所处的小三角形对应的3个空间矢量来合成。

假设需合成的矢量处于如图5所示的第1扇区的第4(或F小扇区)小扇区，则使用矢量V1，V2，V3来合成参考矢量V_ref＝V_refP(cosθ+jsinθ)。根据空间矢量合成的伏秒平衡原则，可得

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ref}}{T}_s=V_1{t}_a+V_2{t}_b+V_3{t}_c\\ T_s=t_a+t_b+t_c\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中，t_a、t_b、t_c分别为矢量V₁、V₃、V₂的作用时间，Vrefp为参考矢量的峰值，j为虚数单位。

已知矢量V₁＝E/3，V₂＝2E/3，代入式(11)，可求得t_a、t_b、t_c，

$\left\{\begin{array}{c}{t}_a=2T_s-2K{T}_s\sin (\mathrm{\π}/3+\mathrm{\θ})\\ t_b=2K{T}_s\sin \mathrm{\θ}\\ t_c=2K{T}_s\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})-T_s\end{array}\right.---\left(12\right)$

式中，调制比调制比

即0≤K≤1。

同理可得参考矢量在1、2、3小扇区时合成矢量的作用时间，如表3所示。

表3第一扇区各小区参与合成的矢量的作用时间

Region/Time	ta	tb	tc
				1(AB)	2KTssin(π/3-θ)	Ts-2KTssin(π/3+θ)	2KTssinθ
2(CD)	Ts-2KTssinθ	2KTssin(π/3+θ)-Ts	Ts-2KTssin(π/3-θ)
				3(E)	2KTssinθ-Ts	2KTssin(π/3-θ)	2Ts-2KTssin(π/3+θ)
4(F)	2Ts-2KTssin(π/3+θ)	2KTssinθ	2KTssin(π/3-θ)-Ts

不同扇区对于ta，tb，tc的定义如图6所示。

3.3矢量排序

参与合成的矢量作用时间计算出来后，根据不同的调制方法，有不同的矢量序列安排。若采用NTV2调试方法，则其在不同小扇区的矢量序列如表4所示。表4中，通过调整控制因子m(0≤m≤1)的大小，即可进行中点电位平衡。

NTV2矢量调制方法在第1大扇区的各个小扇区的矢量序列如图7所示，其它扇区的分布可以此规律容易得到，不一一列举。图7中，0≤m≤1，是为了调节正负Bus电压平衡增加的调节因子，若认为正负Bus电压是平衡的，则可认为m＝1。从矢量序列图可以看出，在A和B小扇区内，都使用了V₀，V₁和V₄矢量，但也有差异，在A小扇区内，只使用了V₁的正小矢量，在B小扇区，仅使用V₄的负小矢量；在C小扇区内，仅使用了V₁的正小矢量，在D小扇区内，仅使用了V₄的负小矢量。

采用此种矢量序列的NTV2矢量调制方法对应的调制波如图9所示。从图中可以看出，调制波在波顶会出现突变现象，即具有先变大后变小的过程，此突变时刻正好对应的是D小扇区向C小扇区过度的过程。这样的调制波对于IGBT是没有好处的，并且因为有突然变化的过程，导致EMI变差，共模电压较大，THDi变差等。

为了解决这些问题，在NTV2的基础上，提出了改进方法，即当参考矢量位于D小扇区时，按照F小扇区进行处理；当参考矢量位于C小扇区时，按照E小扇处理，如图8所示。如此处理后，当参考矢量在从D向C小扇区切换时不会出现突变，如图10所示。这里把改善后的矢量调制方法称为NTV3.

表4第一扇区中的开关状态时间与序列

综上所述，本发明的三相三线三电平逆变器新矢量调制方法，可归纳为以下步骤：

(1)根据逆变器控制系统可得到参考电压矢量；

(2)判断参考矢量所处的大扇区，小扇区

(3)计算参与合成的矢量的作用时间；

(4)安排矢量序列；

(5)根据矢量序列计算占空比。

与已有调制方法相比，本发明最大的差异在于矢量序列的不同。它的特点是，调制波波形光滑，有利于减小共模电压、降低EMI和改善THDi。同时不会降低其它性能。

应该理解到的是：上述实施例只是对本发明的说明，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神范围内的发明创造，均落入本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.三相三线三电平逆变器新矢量调制方法，包括以下步骤：

(1)根据逆变器控制系统得到参考电压矢量；

(2)判断参考矢量所处的大扇区，小扇区；

(3)计算参与合成的矢量的作用时间；

(4)安排矢量序列；

(5)根据矢量序列计算占空比；

步骤(2)中各扇区按以下方法定义：

所述的逆变器三相输出对负载中性点电压的空间矢量为19个，标记为V0，V1，……，V18，分别对应于27组开关状态，这些空间矢量被称为三电平逆变器的基本空间矢量，其中：V0为零矢量，幅值为0；V1、V4、V7、V10、V13和V16为短矢量，幅值为E/3，E为输入电压值；V3、V6、V9、V12、V15和V18为中矢量，幅值为

V2、V5、V8、V11、V14和V17为长矢量，幅值为2E/3；以大矢量为边界，把空间矢量图分为6个大扇区，定义V0-V2-V5三个矢量顶点组成的三角形为第1扇区，V0-V5-V8三个矢量顶点组成的三角形为第2扇区，依次类推，V0-V17-V2三个矢量顶点组成的三角形为第6扇区；进一步，将每个正三角形分成4个小三角形，定义扇区1中的V0-V1-V4三个矢量顶点组成的三角形为小扇区1，V1-V3-V4三个矢量顶点组成的三角形为小扇区2，V3-V4-V5三个矢量顶点组成的三角形为小扇区E，V1-V2-V3三个矢量顶点组成的三角形为小扇区F；再进一步，连接V0和V3，将小扇区1和2各分成两个小区，分别定义为小扇区A，B，C和D；第2-5扇区也按同样的方法分成六个小扇区；

其特征在于步骤(4)是在NTV2的基础上，当参考矢量位于小扇区D时，按照小扇区F进行处理；当参考矢量位于小扇区C时，按照小扇区E处理。

2.如权利要求1所述的三相三线三电平逆变器新矢量调制方法，其特征在于：在任何时刻，满足线性调制的参考矢量都将处于这些三角形中的一个当中，在每个PWM控制周期Ts内，参考电压采用其所处的小三角形对应的3个空间矢量来合成。

假设需合成的矢量处于如第1扇区的第F小扇区，则使用矢量V1，V2，V3来合成参考矢量V_ref＝V_refP(cosθ+jsinθ)，Vrefp为参考矢量的峰值，j为虚数单位，根据空间矢量合成的伏秒平衡原则，可得

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ref}}{T}_s=V_1{t}_a+V_2{t}_b+V_3{t}_c\\ T_s=t_a+t_b+t_c\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中，t_a、t_b、t_c分别为矢量V₁、V₃、V₂的作用时间。

已知矢量V₁＝E/3，V₂＝2E/3，

代入式(1)，可求得t_a、t_b、t_c，

$\left\{\begin{array}{c}{t}_a=2T_s-2K{T}_s\sin (\mathrm{\π}/3+\mathrm{\θ})\\ t_b=2K{T}_s\sin \mathrm{\θ}\\ t_c=2K{T}_s\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\θ})-T_s\end{array}\right.---\left(2\right)$

式中，调制比

即

0≤K≤1。

同理可得参考矢量在1、2、3小扇区时合成矢量的作用时间如下表所示

  Region/Time   t_a   t_b   t_c

  1(AB)   2KT_ssin(π/3-θ)   T_s-2KT_ssin(π/3+θ)   2KT_ssinθ   2(CD)   T_s-2KT_ssinθ   2KT_ssin(π/3+θ)-T_s   T_s-2KT_ssin(π/3-θ)   3(E)   2KT_ssinθ-T_s   2KT_ssin(π/3-θ)   2T_s-2KT_ssin(π/3+θ)   4(F)   2T_s-2KT_ssin(π/3+θ)   2KT_ssinθ   2KT_ssin(π/3-θ)-T_s

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