JPH11355061A - 光受信回路 - Google Patents
光受信回路Info
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- JPH11355061A JPH11355061A JP10160572A JP16057298A JPH11355061A JP H11355061 A JPH11355061 A JP H11355061A JP 10160572 A JP10160572 A JP 10160572A JP 16057298 A JP16057298 A JP 16057298A JP H11355061 A JPH11355061 A JP H11355061A
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- 230000003287 optical effect Effects 0.000 title claims abstract description 32
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 40
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 11
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 27
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 17
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 101150016367 RIN1 gene Proteins 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
- H03F3/3432—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only with bipolar transistors
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 広帯域にわたって利得を平坦化できる負帰還
増幅回路および光受信回路を提供する。 【解決手段】 本発明の負帰還増幅回路は、入力信号を
負帰還増幅する負帰還増幅部１と、負帰還増幅部１の入
力反射係数の設定を行う反射係数設定部２とを備える。
反射係数設定部２は抵抗Ｒinを有し、この抵抗Ｒinの一
端は負帰還増幅部１の入力端子に接続され、他端には入
力信号ＩＮの直流成分と略等しい電圧Ｖinが印加され
る。並列共振時の入力反射係数が約0.3以下になるよう
に、抵抗Ｒinの抵抗値を設定する。これにより、並列共
振時でもピーキングが起きることがなく、広帯域にわた
って、利得を平坦化できる。
増幅回路および光受信回路を提供する。 【解決手段】 本発明の負帰還増幅回路は、入力信号を
負帰還増幅する負帰還増幅部１と、負帰還増幅部１の入
力反射係数の設定を行う反射係数設定部２とを備える。
反射係数設定部２は抵抗Ｒinを有し、この抵抗Ｒinの一
端は負帰還増幅部１の入力端子に接続され、他端には入
力信号ＩＮの直流成分と略等しい電圧Ｖinが印加され
る。並列共振時の入力反射係数が約0.3以下になるよう
に、抵抗Ｒinの抵抗値を設定する。これにより、並列共
振時でもピーキングが起きることがなく、広帯域にわた
って、利得を平坦化できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力信号を負帰還
増幅する回路に関し、例えば、フォトダイオード等から
出力された電流信号を電圧信号に変換する回路等を対象
とする。
増幅する回路に関し、例えば、フォトダイオード等から
出力された電流信号を電圧信号に変換する回路等を対象
とする。
【０００２】
【従来の技術】入力信号を増幅する増幅回路の入力段
に、バイアス電圧を供給する目的で、あるいは、入力信
号の反射を抑える目的で、抵抗を接続した回路が知られ
ている。例えば、図９はバイアス電圧供給用の抵抗Ｒb
1，Ｒb2を有する増幅回路の回路図である。図９の回路
は、バイアス回路部５１と増幅部５３とで構成される。
バイアス回路部５１は、電源端子Ｖccと入力端子間に接
続された抵抗Ｒb1と、入力端子と接地端子間に接続され
た抵抗Ｒb2とを有する。増幅部５３は、増幅用のトラン
ジスタＱ１と、エミッタフォロワ構成のトランジスタＱ
２，Ｑ３とを有し、トランジスタＱ１のベース電圧は、
バイアス回路部５１の出力電圧により設定される。バイ
アス回路部５１内の抵抗Ｒb1，Ｒb2は、一般に数ｋΩ程
度の高抵抗であるため、入力信号ＩＮは抵抗Ｒb1，Ｒb2
には流れ込まずに、増幅部５３内のトランジスタＱ１に
無損失で供給される。
に、バイアス電圧を供給する目的で、あるいは、入力信
号の反射を抑える目的で、抵抗を接続した回路が知られ
ている。例えば、図９はバイアス電圧供給用の抵抗Ｒb
1，Ｒb2を有する増幅回路の回路図である。図９の回路
は、バイアス回路部５１と増幅部５３とで構成される。
バイアス回路部５１は、電源端子Ｖccと入力端子間に接
続された抵抗Ｒb1と、入力端子と接地端子間に接続され
た抵抗Ｒb2とを有する。増幅部５３は、増幅用のトラン
ジスタＱ１と、エミッタフォロワ構成のトランジスタＱ
２，Ｑ３とを有し、トランジスタＱ１のベース電圧は、
バイアス回路部５１の出力電圧により設定される。バイ
アス回路部５１内の抵抗Ｒb1，Ｒb2は、一般に数ｋΩ程
度の高抵抗であるため、入力信号ＩＮは抵抗Ｒb1，Ｒb2
には流れ込まずに、増幅部５３内のトランジスタＱ１に
無損失で供給される。
【０００３】また、図１０は反射防止用の抵抗Ｒtを有
する増幅回路の回路図である。抵抗Ｒtは、トランジス
タＱ１のベース端子と電源端子Ｖccとの間に接続され、
その抵抗値は、入力信号ＩＮを供給するケーブルの特性
インピーダンスである50Ωに設定される。抵抗Ｒtを特
性インピーダンスと等しくすることで、入力信号ＩＮの
反射が起きなくなり、多重反射による波形の劣化を抑制
することができる。
する増幅回路の回路図である。抵抗Ｒtは、トランジス
タＱ１のベース端子と電源端子Ｖccとの間に接続され、
その抵抗値は、入力信号ＩＮを供給するケーブルの特性
インピーダンスである50Ωに設定される。抵抗Ｒtを特
性インピーダンスと等しくすることで、入力信号ＩＮの
反射が起きなくなり、多重反射による波形の劣化を抑制
することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、フォトダイ
オード（ＰＤ）は、受光した光信号を電流信号に変換し
て出力する。この電流信号は微弱であるため、電流信号
を電圧信号に変換して増幅するのが一般的である。この
種の電流−電圧変換を行う回路は一般に、トランスイン
ピーダンスアンプ（ＴＩＡ）と呼ばれる。
オード（ＰＤ）は、受光した光信号を電流信号に変換し
て出力する。この電流信号は微弱であるため、電流信号
を電圧信号に変換して増幅するのが一般的である。この
種の電流−電圧変換を行う回路は一般に、トランスイン
ピーダンスアンプ（ＴＩＡ）と呼ばれる。
【０００５】フォトダイオードとトランスインピーダン
スアンプは、製造工程がまったく異なるため、従来は、
別々のプロセスにより形成したフォトダイオードとトラ
ンスインピーダンスアンプとを、ボンディングワイヤ等
を用いて電気的に接続した後、パッケージングしてい
た。
スアンプは、製造工程がまったく異なるため、従来は、
別々のプロセスにより形成したフォトダイオードとトラ
ンスインピーダンスアンプとを、ボンディングワイヤ等
を用いて電気的に接続した後、パッケージングしてい
た。
【０００６】ギガビット／秒以上のデータを伝送する大
容量伝送システムでは、フォトダイオードとトランスイ
ンピーダンスアンプの素子特性をともに最大限引き出す
ような構成にしなければならない。例えば、トランスイ
ンピーダンスアンプは、図９や図１０のような構成の増
幅回路ではなく、図１１に示すような負帰還増幅回路を
用いて利得帯域積を大きくするのが一般的である。利得
帯域積を大きくするには、負帰還回路の開ループ利得と
帰還率をともに大きくする必要がある。開ループ利得を
大きくする方法として、増幅用のトランジスタを多段に
縦続接続して利得を上げる方法がある。
容量伝送システムでは、フォトダイオードとトランスイ
ンピーダンスアンプの素子特性をともに最大限引き出す
ような構成にしなければならない。例えば、トランスイ
ンピーダンスアンプは、図９や図１０のような構成の増
幅回路ではなく、図１１に示すような負帰還増幅回路を
用いて利得帯域積を大きくするのが一般的である。利得
帯域積を大きくするには、負帰還回路の開ループ利得と
帰還率をともに大きくする必要がある。開ループ利得を
大きくする方法として、増幅用のトランジスタを多段に
縦続接続して利得を上げる方法がある。
【０００７】しかしながら、増幅回路を多段接続する
と、負帰還回路のループ内の位相回転量が増えるため、
高周波領域で負帰還から正帰還に変化して回路が発振し
てしまう。すなわち、利得を上げることと、帯域を広く
することは同時には実現できず、どちらか一方を選択せ
ざるを得ない。
と、負帰還回路のループ内の位相回転量が増えるため、
高周波領域で負帰還から正帰還に変化して回路が発振し
てしまう。すなわち、利得を上げることと、帯域を広く
することは同時には実現できず、どちらか一方を選択せ
ざるを得ない。
【０００８】帯域を広げる方法として、負帰還から正帰
還に変化する周波数領域で負帰還増幅部の利得を低下さ
せ、回路全体の総合的な利得を一定に維持して帯域を広
げる、いわゆるピーキングを用いる方法がある。この方
法は、トランジスタの特性の微妙な違いによる影響を受
けるため、設計値通りに動作する保障はない。特に、位
相回転の周波数微分である群遅延偏差は、ピーキング位
置での位相回転の遅れで大きな変動が生じる。
還に変化する周波数領域で負帰還増幅部の利得を低下さ
せ、回路全体の総合的な利得を一定に維持して帯域を広
げる、いわゆるピーキングを用いる方法がある。この方
法は、トランジスタの特性の微妙な違いによる影響を受
けるため、設計値通りに動作する保障はない。特に、位
相回転の周波数微分である群遅延偏差は、ピーキング位
置での位相回転の遅れで大きな変動が生じる。
【０００９】一方、フォトダイオードは、トランスイン
ピーダンスアンプとの接続の仕方により、特性が大きく
変化する。通常は、フォトダイオードを絶縁基板（子基
板）に実装し、トランスインピーダンスアンプを別の絶
縁基板（親基板）に実装し、これら基板に、光ファイバ
や光学系部品等を一体に実装して光受信系が組み立てら
れる。
ピーダンスアンプとの接続の仕方により、特性が大きく
変化する。通常は、フォトダイオードを絶縁基板（子基
板）に実装し、トランスインピーダンスアンプを別の絶
縁基板（親基板）に実装し、これら基板に、光ファイバ
や光学系部品等を一体に実装して光受信系が組み立てら
れる。
【００１０】このような光受信系において、フォトダイ
オードの出力端子とトランスインピーダンスアンプの入
力端子は直接接続できるわけではなく、通常は、ボンデ
ィングワイヤや基板上の配線パターンを介して接続され
る。このため、配線パターンの配線容量やボンディング
ワイヤのインダクタンス等の寄生成分を含めて回路設計
を行う必要がある。
オードの出力端子とトランスインピーダンスアンプの入
力端子は直接接続できるわけではなく、通常は、ボンデ
ィングワイヤや基板上の配線パターンを介して接続され
る。このため、配線パターンの配線容量やボンディング
ワイヤのインダクタンス等の寄生成分を含めて回路設計
を行う必要がある。
【００１１】ところが、このような寄生成分を考慮に入
れた等価回路は複雑であり、また、寄生成分は実装形態
により大きく変化するため、正確な値を規定することは
不可能である。したがって、光受信系の設計を行う際に
は、寄生成分を完全に無視するか、あるいは、寄生成分
を予め定めた値に設定して設計を簡略化していた。
れた等価回路は複雑であり、また、寄生成分は実装形態
により大きく変化するため、正確な値を規定することは
不可能である。したがって、光受信系の設計を行う際に
は、寄生成分を完全に無視するか、あるいは、寄生成分
を予め定めた値に設定して設計を簡略化していた。
【００１２】一方、帰還回路の位相回転を利用して、高
周波領域でピーキングによる利得増加を図って帯域を広
げることも可能である。ところが、この場合、利得偏差
や群遅延偏差を設計値通りに小さくすることは非常に困
難である。
周波領域でピーキングによる利得増加を図って帯域を広
げることも可能である。ところが、この場合、利得偏差
や群遅延偏差を設計値通りに小さくすることは非常に困
難である。
【００１３】また、フォトダイオードの寄生成分の主要
因である対地容量がトランスインピーダンスアンプの入
力端子に寄生した場合、トランスインピーダンスアンプ
の出力特性は、対地容量の値が大きくなるに従って、高
周波領域での利得が劣化する。また、フォトダイオード
とトランスインピーダンスアンプとを接続するボンディ
ングワイヤにより、トランスインピーダンスアンプの入
力部分に寄生インダクタンスが付加され、高周波領域で
の利得偏差や群遅延偏差が大きくなる。
因である対地容量がトランスインピーダンスアンプの入
力端子に寄生した場合、トランスインピーダンスアンプ
の出力特性は、対地容量の値が大きくなるに従って、高
周波領域での利得が劣化する。また、フォトダイオード
とトランスインピーダンスアンプとを接続するボンディ
ングワイヤにより、トランスインピーダンスアンプの入
力部分に寄生インダクタンスが付加され、高周波領域で
の利得偏差や群遅延偏差が大きくなる。
【００１４】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、広帯域にわたって利得を平坦
化できる光受信回路を提供することにある。
ものであり、その目的は、広帯域にわたって利得を平坦
化できる光受信回路を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、請求項１の発明は、受光した光信号に応じた電
流信号を出力する光電変換素子と、前記電流信号に応じ
た電圧を出力する負帰還構成の電流電圧変換回路と、を
備えた光受信回路において、前記電流電圧変換回路の入
力反射係数を設定する反射係数設定部を備え、前記反射
係数設定部は、前記電流信号を直接前記電流電圧変換回
路の入力端子に供給する経路と、前記電流信号の直流電
圧成分に略等しい電圧をインピーダンス素子を介して前
記電流電圧変換回路の入力端子に供給する経路とで、前
記電流電圧変換回路に接続される。
ために、請求項１の発明は、受光した光信号に応じた電
流信号を出力する光電変換素子と、前記電流信号に応じ
た電圧を出力する負帰還構成の電流電圧変換回路と、を
備えた光受信回路において、前記電流電圧変換回路の入
力反射係数を設定する反射係数設定部を備え、前記反射
係数設定部は、前記電流信号を直接前記電流電圧変換回
路の入力端子に供給する経路と、前記電流信号の直流電
圧成分に略等しい電圧をインピーダンス素子を介して前
記電流電圧変換回路の入力端子に供給する経路とで、前
記電流電圧変換回路に接続される。
【００１６】請求項６の発明は、受光した光信号に応じ
た電流信号を出力する光電変換素子と、前記電流信号に
応じた電圧を出力する負帰還構成の電流電圧変換回路
と、を備えた光受信回路において、前記電流電圧変換回
路の電源端子と入力端子との間に接続される第１のイン
ピーダンス素子と、前記電流電圧変換回路の入力端子と
接地端子との間に接続される第２のインピーダンス素子
と、を備え、前記電流信号の周波数が前記電流電圧変換
回路の最低次の並列共振周波数に一致したときに前記電
流電圧変換回路の入力反射係数の絶対値が略0.3以下に
なるように前記第１および第２のインピーダンス素子の
インピーダンスを設定する。
た電流信号を出力する光電変換素子と、前記電流信号に
応じた電圧を出力する負帰還構成の電流電圧変換回路
と、を備えた光受信回路において、前記電流電圧変換回
路の電源端子と入力端子との間に接続される第１のイン
ピーダンス素子と、前記電流電圧変換回路の入力端子と
接地端子との間に接続される第２のインピーダンス素子
と、を備え、前記電流信号の周波数が前記電流電圧変換
回路の最低次の並列共振周波数に一致したときに前記電
流電圧変換回路の入力反射係数の絶対値が略0.3以下に
なるように前記第１および第２のインピーダンス素子の
インピーダンスを設定する。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る光受信回路に
ついて、図面を参照しながら具体的に説明する。
ついて、図面を参照しながら具体的に説明する。
【００１８】（第１の実施形態）図１は本発明に係る光
受信回路に用いられる負帰還増幅回路の第１の実施形態
の回路図である。図１の負帰還増幅回路は、入力信号を
負帰還増幅する負帰還増幅部１と、負帰還増幅部１の入
力反射係数の設定を行う反射係数設定部２とを備える。
反射係数設定部２は抵抗Ｒinを有し、この抵抗Ｒinの一
端は負帰還増幅部１の入力端子に接続され、他端には入
力信号ＩＮの直流成分と略等しい電圧Ｖinが印加され
る。
受信回路に用いられる負帰還増幅回路の第１の実施形態
の回路図である。図１の負帰還増幅回路は、入力信号を
負帰還増幅する負帰還増幅部１と、負帰還増幅部１の入
力反射係数の設定を行う反射係数設定部２とを備える。
反射係数設定部２は抵抗Ｒinを有し、この抵抗Ｒinの一
端は負帰還増幅部１の入力端子に接続され、他端には入
力信号ＩＮの直流成分と略等しい電圧Ｖinが印加され
る。
【００１９】負帰還増幅部１は、トランジスタＱ１〜Ｑ
３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とを有する。エミッタ接地構成の
トランジスタＱ１は増幅作用を行い、そのコレクタ端子
にはトランジスタＱ２のベース端子が接続される。トラ
ンジスタＱ２と抵抗Ｒ３、およびトランジスタＱ３と抵
抗Ｒ４は、それぞれエミッタフォロワ回路を構成してい
る。トランジスタＱ３のエミッタ端子に出力端子ＯＵＴ
が接続される。
３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とを有する。エミッタ接地構成の
トランジスタＱ１は増幅作用を行い、そのコレクタ端子
にはトランジスタＱ２のベース端子が接続される。トラ
ンジスタＱ２と抵抗Ｒ３、およびトランジスタＱ３と抵
抗Ｒ４は、それぞれエミッタフォロワ回路を構成してい
る。トランジスタＱ３のエミッタ端子に出力端子ＯＵＴ
が接続される。
【００２０】図１のように、トランジスタＱ１の後段に
エミッタフォロワ回路を接続することにより、出力イン
ピーダンスを下げることができ、負荷の駆動能力を高め
ることができる。
エミッタフォロワ回路を接続することにより、出力イン
ピーダンスを下げることができ、負荷の駆動能力を高め
ることができる。
【００２１】図１の負帰還増幅部１の利得Ｚtは、以下
の（１）式で表される。（１）式のＳ11は入力反射Ｓパ
ラメータであり、Ｓ21は通過Ｓパラメータ、Ｚoは出力
側の負荷インピーダンスである。
の（１）式で表される。（１）式のＳ11は入力反射Ｓパ
ラメータであり、Ｓ21は通過Ｓパラメータ、Ｚoは出力
側の負荷インピーダンスである。
【００２２】
【数１】 （１）式からわかるように、Ｓ21が一定であっても、Ｓ
11の値によりＺtの特性は大きく変化する。一般に、帰
還回路を用いると、ループ利得の分だけＳ11が小さくな
る。このため、ループ利得が変化すればＳ11も変化し、
それに応じてＺtの特性が大きく変化する。
11の値によりＺtの特性は大きく変化する。一般に、帰
還回路を用いると、ループ利得の分だけＳ11が小さくな
る。このため、ループ利得が変化すればＳ11も変化し、
それに応じてＺtの特性が大きく変化する。
【００２３】ループ利得を決める主要因である帰還回路
の開ループ利得は、周波数が高くなるにつれて減少す
る。すなわち、（１）式中のＳ11は一般に、周波数が高
いほど大きくなる。Ｓ11が大きいということは、入力反
射係数が大きく、入力インピーダンスが高いということ
に他ならない。したがって、図１の負帰還増幅部１は、
高周波ほど入力インピーダンスが高く、低周波ほど入力
インピーダンスが低くなり、誘導性の回路である。
の開ループ利得は、周波数が高くなるにつれて減少す
る。すなわち、（１）式中のＳ11は一般に、周波数が高
いほど大きくなる。Ｓ11が大きいということは、入力反
射係数が大きく、入力インピーダンスが高いということ
に他ならない。したがって、図１の負帰還増幅部１は、
高周波ほど入力インピーダンスが高く、低周波ほど入力
インピーダンスが低くなり、誘導性の回路である。
【００２４】また、図１の負帰還増幅部１の入力端子に
は、トランジスタ等による寄生容量やボンディングワイ
ヤ等による寄生インダクタが付加される。このため、図
１の負帰還増幅部１は、インダクタとキャパシタが並列
接続された回路と等価になり、入力信号が所定周波数に
なると、並列共振する。
は、トランジスタ等による寄生容量やボンディングワイ
ヤ等による寄生インダクタが付加される。このため、図
１の負帰還増幅部１は、インダクタとキャパシタが並列
接続された回路と等価になり、入力信号が所定周波数に
なると、並列共振する。
【００２５】図１の回路が並列共振する際、Ｓ11の絶対
値が１に近い場合には、（１）式の分母はゼロに近づ
き、Ｚtは大きくなる。このとき、Ｓ21が周波数によら
ず一定の場合には、その周波数で利得は非常に大きくな
り、並列共振周波数でピーキングが生じてしまい、利得
偏差の大きい不所望の特性になる。
値が１に近い場合には、（１）式の分母はゼロに近づ
き、Ｚtは大きくなる。このとき、Ｓ21が周波数によら
ず一定の場合には、その周波数で利得は非常に大きくな
り、並列共振周波数でピーキングが生じてしまい、利得
偏差の大きい不所望の特性になる。
【００２６】そこで、本実施形態では、図１に示すよう
に反射係数設定部２を設けて、入力端子に並列に抵抗Ｒ
inを接続し、並列共振時のＳ11の絶対値を小さくしてい
る。図２は図１の回路の特性を表したスミスチャート
（Smith chart）である。図２のスミスチャートは、入
力反射係数と正規化されたインピーダンスを、実成分
（横軸）と複素成分（縦軸）とに分けて図示したもので
ある。図中の外円の中心Ｏは入力反射係数がゼロの点、
外円の右端Ｐは入力反射係数が１の点、外円の左端Ｑは
入力反射係数が(-1)の点を示している。また、内円はそ
れぞれ定抵抗円を表している。
に反射係数設定部２を設けて、入力端子に並列に抵抗Ｒ
inを接続し、並列共振時のＳ11の絶対値を小さくしてい
る。図２は図１の回路の特性を表したスミスチャート
（Smith chart）である。図２のスミスチャートは、入
力反射係数と正規化されたインピーダンスを、実成分
（横軸）と複素成分（縦軸）とに分けて図示したもので
ある。図中の外円の中心Ｏは入力反射係数がゼロの点、
外円の右端Ｐは入力反射係数が１の点、外円の左端Ｑは
入力反射係数が(-1)の点を示している。また、内円はそ
れぞれ定抵抗円を表している。
【００２７】図２の点線軌跡は従来の負帰還増幅回路の
特性を示しており、太実線軌跡は本実施形態（図１）の
負帰還増幅回路の特性を示している。これら軌跡は周波
数を０〜10GHzまで変化させた場合を示しており、図２
の点ａ１，ａ２は周波数ｆ＝０Hz、点ｂ１，ｂ２は周波
数ｆ＝10GHz、各軌跡と横軸との交点ｃ１，ｃ２は並列
共振点を示している。また、並列共振点ｃ１，ｃ２と外
円の中心Ｏとの距離が入力反射係数の絶対値を示してい
る。
特性を示しており、太実線軌跡は本実施形態（図１）の
負帰還増幅回路の特性を示している。これら軌跡は周波
数を０〜10GHzまで変化させた場合を示しており、図２
の点ａ１，ａ２は周波数ｆ＝０Hz、点ｂ１，ｂ２は周波
数ｆ＝10GHz、各軌跡と横軸との交点ｃ１，ｃ２は並列
共振点を示している。また、並列共振点ｃ１，ｃ２と外
円の中心Ｏとの距離が入力反射係数の絶対値を示してい
る。
【００２８】図２からわかるように、図１の抵抗Ｒinを
付加することにより、軌跡全体が左側に移動し、それと
ともに、軌跡の径が小さくなる。軌跡の左側への移動量
は、図１の抵抗Ｒinの抵抗値に依存する。
付加することにより、軌跡全体が左側に移動し、それと
ともに、軌跡の径が小さくなる。軌跡の左側への移動量
は、図１の抵抗Ｒinの抵抗値に依存する。
【００２９】並列共振時の入力反射係数（入力反射Ｓパ
ラメータ）Ｓ11が約0.3以下であれば、（１）式に示す
ように、並列共振時のＺtが小さくなり、利得の増大が
抑制される。そこで、本実施形態では、並列共振時の入
力反射係数Ｓ11が約0.3以下になるように、抵抗Ｒinの
抵抗値を設定する。
ラメータ）Ｓ11が約0.3以下であれば、（１）式に示す
ように、並列共振時のＺtが小さくなり、利得の増大が
抑制される。そこで、本実施形態では、並列共振時の入
力反射係数Ｓ11が約0.3以下になるように、抵抗Ｒinの
抵抗値を設定する。
【００３０】抵抗Ｒinの抵抗値の具体的な値としては、
約50〜200Ωであり、回路を組んだ後に測定を行い、そ
の結果に基づいて抵抗値を定めるのが望ましい。図２の
太実線軌跡は、並列共振時の入力反射係数Ｓ11が約0.3
以下になるように抵抗を定めたものである。
約50〜200Ωであり、回路を組んだ後に測定を行い、そ
の結果に基づいて抵抗値を定めるのが望ましい。図２の
太実線軌跡は、並列共振時の入力反射係数Ｓ11が約0.3
以下になるように抵抗を定めたものである。
【００３１】図３は図１の負帰還増幅回路のループ利得
が周波数に応じて変化する様子を示す図である。図３の
実線Ａは本実施形態の特性を示し、図３の点線Ｂは従来
の回路の特性を示す。従来の回路では、並列共振時にピ
ーキングが生じていたのに対し、図３の回路では、並列
共振時もゲインＺtは変動せず、広帯域にわたってピー
キングのない平坦な特性が得られる。
が周波数に応じて変化する様子を示す図である。図３の
実線Ａは本実施形態の特性を示し、図３の点線Ｂは従来
の回路の特性を示す。従来の回路では、並列共振時にピ
ーキングが生じていたのに対し、図３の回路では、並列
共振時もゲインＺtは変動せず、広帯域にわたってピー
キングのない平坦な特性が得られる。
【００３２】このように、第１の実施形態は、負帰還増
幅部１の入力端子に、インピーダンス変換用の抵抗Ｒin
を接続し、負帰還増幅部１の並列共振時に入力反射係数
Ｓ11が小さくなるように抵抗Ｒinの抵抗値を設定するた
め、並列共振時でもピーキングが生じることがなく、広
帯域にわたって、利得を平坦化することができる。
幅部１の入力端子に、インピーダンス変換用の抵抗Ｒin
を接続し、負帰還増幅部１の並列共振時に入力反射係数
Ｓ11が小さくなるように抵抗Ｒinの抵抗値を設定するた
め、並列共振時でもピーキングが生じることがなく、広
帯域にわたって、利得を平坦化することができる。
【００３３】（第２の実施形態）第２の実施形態は、電
源端子と入力端子間、および入力端子と接地端子間に、
それぞれ抵抗を接続したものである。
源端子と入力端子間、および入力端子と接地端子間に、
それぞれ抵抗を接続したものである。
【００３４】図４は本発明に係る光受信回路に用いられ
る負帰還増幅回路の第２の実施形態の回路図である。図
４の負帰還増幅回路は、電源端子Ｖccと入力端子INの間
に接続された抵抗Ｒin1と、入力端子INと接地端子の間
に接続された抵抗Ｒin2とを有する。
る負帰還増幅回路の第２の実施形態の回路図である。図
４の負帰還増幅回路は、電源端子Ｖccと入力端子INの間
に接続された抵抗Ｒin1と、入力端子INと接地端子の間
に接続された抵抗Ｒin2とを有する。
【００３５】これら抵抗Ｒin1，Ｒin2を設けることによ
り、（１）式に示す並列共振時のＳ11の絶対値を小さく
する。具体的には、並列共振時の入力反射係数（入力反
射Ｓパラメータ）Ｓ11が約0.3以下になるように、抵抗
Ｒin1，Ｒin2の抵抗値を設定する。
り、（１）式に示す並列共振時のＳ11の絶対値を小さく
する。具体的には、並列共振時の入力反射係数（入力反
射Ｓパラメータ）Ｓ11が約0.3以下になるように、抵抗
Ｒin1，Ｒin2の抵抗値を設定する。
【００３６】これにより、第２の実施形態においても、
並列共振時のピーキングが生じなくなり、広帯域にわた
って、利得を平坦化することができる。
並列共振時のピーキングが生じなくなり、広帯域にわた
って、利得を平坦化することができる。
【００３７】また、第２の実施形態では、第１の実施形
態のように、入力信号INの直流成分に略等しい電圧を回
路に入力する必要がないため、このような電圧を生成す
る回路が不要となり、回路構成を簡略化できる。
態のように、入力信号INの直流成分に略等しい電圧を回
路に入力する必要がないため、このような電圧を生成す
る回路が不要となり、回路構成を簡略化できる。
【００３８】（第３の実施形態）第３の実施形態は、光
受信モジュール基板にフォトダイオード（ＰＤ）とトラ
ンスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）を実装したもので
ある。
受信モジュール基板にフォトダイオード（ＰＤ）とトラ
ンスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）を実装したもので
ある。
【００３９】図５は本発明に係る光受信回路の第３の実
施形態の基板実装図である。図５に示すように、フォト
ダイオード１１とトランスインピーダンスアンプ１２は
同一のモジュール基板１３に実装され、フォトダイオー
ド１１の出力端子は、ボンディングワイヤ１４，１５を
介してトランスインピーダンスアンプ１２の入力端子に
接続される。ボンディングワイヤ１４，１５の接続点に
は、入力反射係数設定用の抵抗Ｒinが接続される。この
抵抗Ｒinの他端には、フォトダイオード１１の入力信号
ＩＮの直流成分に略等しい電圧が印加される。
施形態の基板実装図である。図５に示すように、フォト
ダイオード１１とトランスインピーダンスアンプ１２は
同一のモジュール基板１３に実装され、フォトダイオー
ド１１の出力端子は、ボンディングワイヤ１４，１５を
介してトランスインピーダンスアンプ１２の入力端子に
接続される。ボンディングワイヤ１４，１５の接続点に
は、入力反射係数設定用の抵抗Ｒinが接続される。この
抵抗Ｒinの他端には、フォトダイオード１１の入力信号
ＩＮの直流成分に略等しい電圧が印加される。
【００４０】図６は図５の光受信回路の等価回路図であ
る。図６に示すように、フォトダイオード１１は等価的
に、並列接続されたダイオードＤ１と寄生容量Ｃ１で表
される。また、トランスインピーダンスアンプ１２は、
図１に示した負帰還増幅部１と同様に構成され、ボンデ
ィングワイヤ１４，１５は等価的に寄生インダクタＬｗ
で表される。
る。図６に示すように、フォトダイオード１１は等価的
に、並列接続されたダイオードＤ１と寄生容量Ｃ１で表
される。また、トランスインピーダンスアンプ１２は、
図１に示した負帰還増幅部１と同様に構成され、ボンデ
ィングワイヤ１４，１５は等価的に寄生インダクタＬｗ
で表される。
【００４１】ボンディングワイヤ１４，１５間に接続さ
れる抵抗Ｒinの抵抗値は、第１の実施形態と同様に、ト
ランスインピーダンスアンプ１２の最低次の並列共振時
に入力反射係数Ｓ11が0.3以下になるように設定され、
具体的には、50〜200Ω程度の抵抗値が選択される。
れる抵抗Ｒinの抵抗値は、第１の実施形態と同様に、ト
ランスインピーダンスアンプ１２の最低次の並列共振時
に入力反射係数Ｓ11が0.3以下になるように設定され、
具体的には、50〜200Ω程度の抵抗値が選択される。
【００４２】図７は図６の回路の特性を表したスミスチ
ャートである。図７の太実線軌跡は第３の実施形態の特
性を表しており、この軌跡と横軸との交点Ｃ３，Ｃ４が
並列共振点である。軌跡の左側への移動量は、第１の実
施形態と同様に抵抗Ｒinの抵抗値により定まり、また、
軌跡の径は、図６の寄生容量Ｃ１の容量（キャパシタン
ス）とボンディングワイヤ１４，１５による寄生インダ
クタＬｗのインダクタンスにより定まる。
ャートである。図７の太実線軌跡は第３の実施形態の特
性を表しており、この軌跡と横軸との交点Ｃ３，Ｃ４が
並列共振点である。軌跡の左側への移動量は、第１の実
施形態と同様に抵抗Ｒinの抵抗値により定まり、また、
軌跡の径は、図６の寄生容量Ｃ１の容量（キャパシタン
ス）とボンディングワイヤ１４，１５による寄生インダ
クタＬｗのインダクタンスにより定まる。
【００４３】従来は、寄生容量Ｃ１や寄生インダクタＬ
ｗがトランスインピーダンスアンプ１２の特性を劣化さ
せるという理由で、寄生容量Ｃ１や寄生インダクタＬｗ
をできるだけ除去していた。これに対して、第３の実施
形態は、逆に、寄生容量Ｃ１や寄生インダクタＬｗを積
極的に利用して、トランスインピーダンスアンプ１２の
特性を向上させることを特徴とする。
ｗがトランスインピーダンスアンプ１２の特性を劣化さ
せるという理由で、寄生容量Ｃ１や寄生インダクタＬｗ
をできるだけ除去していた。これに対して、第３の実施
形態は、逆に、寄生容量Ｃ１や寄生インダクタＬｗを積
極的に利用して、トランスインピーダンスアンプ１２の
特性を向上させることを特徴とする。
【００４４】すなわち、回路に寄生容量Ｃ１や寄生イン
ダクタＬｗを付加することで、入力反射ＳパラメータＳ
11の位相回転量を速め、使用周波数帯域内の複数箇所で
並列共振するようにしている。具体的には、図７に示す
点Ｃ３，Ｃ４の２つの周波数で並列共振する。
ダクタＬｗを付加することで、入力反射ＳパラメータＳ
11の位相回転量を速め、使用周波数帯域内の複数箇所で
並列共振するようにしている。具体的には、図７に示す
点Ｃ３，Ｃ４の２つの周波数で並列共振する。
【００４５】図８は図６の光受信回路のループ利得が周
波数に応じて変化する様子を示す図である。図８の実線
Ａ’は図６の回路の特性を示し、点線Ｂ’はキャパシタ
Ｃ１とインダクタＬｗを持たない回路の特性を示す。
波数に応じて変化する様子を示す図である。図８の実線
Ａ’は図６の回路の特性を示し、点線Ｂ’はキャパシタ
Ｃ１とインダクタＬｗを持たない回路の特性を示す。
【００４６】図８に示すように、高周波領域では、通過
ＳパラメータＳ21は減少するが、この減少分を入力反射
ＳパラメータＳ11の増加で相殺することができ、結果と
して、実線Ａ’に示すように、高周波領域まで利得を平
坦化できる。
ＳパラメータＳ21は減少するが、この減少分を入力反射
ＳパラメータＳ11の増加で相殺することができ、結果と
して、実線Ａ’に示すように、高周波領域まで利得を平
坦化できる。
【００４７】このように、第３の実施形態は、使用周波
数帯域内の異なる２つの周波数で並列共振するように、
寄生容量Ｃ１の容量と寄生インダクタＬｗのインダクタ
ンスを設定するため、寄生容量Ｃ１や寄生インダクタＬ
ｗが存在しない場合よりも、帯域を広げることができ
る。
数帯域内の異なる２つの周波数で並列共振するように、
寄生容量Ｃ１の容量と寄生インダクタＬｗのインダクタ
ンスを設定するため、寄生容量Ｃ１や寄生インダクタＬ
ｗが存在しない場合よりも、帯域を広げることができ
る。
【００４８】なお、図８のスミスチャートは、使用周波
数帯域内に並列共振点が２箇所存在例を説明したが、並
列共振点が３箇所以上存在してもよい。
数帯域内に並列共振点が２箇所存在例を説明したが、並
列共振点が３箇所以上存在してもよい。
【００４９】また、図５では、基板上にインピーダンス
変換用の抵抗Ｒinを実装する例を説明したが、この抵抗
Ｒinをフォトダイオード１１の内部に設けるか、あるい
は、トランスインピーダンスアンプ１２の内部に設けて
もよい。また、この抵抗Ｒinを可変抵抗にして、必要に
応じて抵抗値を切り換え可能にしてもよい。
変換用の抵抗Ｒinを実装する例を説明したが、この抵抗
Ｒinをフォトダイオード１１の内部に設けるか、あるい
は、トランスインピーダンスアンプ１２の内部に設けて
もよい。また、この抵抗Ｒinを可変抵抗にして、必要に
応じて抵抗値を切り換え可能にしてもよい。
【００５０】抵抗Ｒinをフォトダイオード１１の内部に
設ければ、トランスインピーダンスアンプ１２側を設計
変更する必要がないため、設計コストおよび製造コスト
を抑制できる。
設ければ、トランスインピーダンスアンプ１２側を設計
変更する必要がないため、設計コストおよび製造コスト
を抑制できる。
【００５１】なお、図５，図６では、ボンディングワイ
ヤ１４，１５の接続点に抵抗Ｒinを接続する例を説明し
たが、図４のような回路構成にしてもよい。この場合
も、同様の効果が得られる。
ヤ１４，１５の接続点に抵抗Ｒinを接続する例を説明し
たが、図４のような回路構成にしてもよい。この場合
も、同様の効果が得られる。
【００５２】図１や図５では、反射係数設定用の抵抗Ｒ
inを１個だけ設ける例を説明したが、図８のように、複
数個の抵抗で反射係数設定部２を構成してもよい。
inを１個だけ設ける例を説明したが、図８のように、複
数個の抵抗で反射係数設定部２を構成してもよい。
【００５３】また、図１の負帰還増幅部１や図６のトラ
ンスインピーダンスアンプ１２の回路構成は、図示され
たものに限定されず、負帰還制御を行うものであれば回
路構成は問わない。
ンスインピーダンスアンプ１２の回路構成は、図示され
たものに限定されず、負帰還制御を行うものであれば回
路構成は問わない。
【００５４】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、負帰還増幅部が並列共振するときに、負帰還増幅
部の入力反射係数の絶対値を小さくするようにしたた
め、並列共振時にもピーキングが生じなくなり、広帯域
にわたって利得を平坦化できる。また、光電変換素子と
電流電圧変換回路とを同一基板に実装する際、光電変換
素子の寄生容量や、光電変換素子と電流電圧変換回路を
接続するボンディングワイヤの寄生インダクタンス等を
利用して、使用周波数帯域内の異なる複数の周波数で電
流電圧変換回路が並列共振するようにしたため、高周波
領域で通過ＳパラメータＳ21が減少しても、その減少分
を入力反射係数Ｓ11を大きくすることで相殺でき、高周
波領域まで利得を平坦化できる。
れば、負帰還増幅部が並列共振するときに、負帰還増幅
部の入力反射係数の絶対値を小さくするようにしたた
め、並列共振時にもピーキングが生じなくなり、広帯域
にわたって利得を平坦化できる。また、光電変換素子と
電流電圧変換回路とを同一基板に実装する際、光電変換
素子の寄生容量や、光電変換素子と電流電圧変換回路を
接続するボンディングワイヤの寄生インダクタンス等を
利用して、使用周波数帯域内の異なる複数の周波数で電
流電圧変換回路が並列共振するようにしたため、高周波
領域で通過ＳパラメータＳ21が減少しても、その減少分
を入力反射係数Ｓ11を大きくすることで相殺でき、高周
波領域まで利得を平坦化できる。
【図１】本発明に係る光受信回路に用いられる負帰還増
幅回路の第１の実施形態の回路図。
幅回路の第１の実施形態の回路図。
【図２】図１の回路の特性を表したスミスチャート図。
【図３】図１の負帰還増幅回路のループ利得が周波数に
応じて変化する様子を示す図。
応じて変化する様子を示す図。
【図４】本発明に係る光受信回路に用いられる負帰還増
幅回路の第２の実施形態の回路図。
幅回路の第２の実施形態の回路図。
【図５】本発明に係る光受信回路の第３の実施形態の基
板実装図。
板実装図。
【図６】図５の光受信回路の等価回路図。
【図７】図６の回路の特性を表したスミスチャート図。
【図８】図６の光受信回路のループ利得が周波数に応じ
て変化する様子を示す図。
て変化する様子を示す図。
【図９】従来の負帰還増幅回路の構成を示す回路図。
【図１０】トランジスタのベース端子と電源端子との間
に反射防止用の抵抗を接続した従来の回路図。
に反射防止用の抵抗を接続した従来の回路図。
【図１１】従来の負帰還増幅回路の構成を示す回路図。
１ 帰還増幅部 ２ 反射係数設定部 １１ フォトダイオード １２ トランスインピーダンスアンプ １３ モジュール基板 １４，１５ ボンディングワイヤ
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/06
Claims (6)
- 【請求項１】受光した光信号に応じた電流信号を出力す
る光電変換素子と、 前記電流信号に応じた電圧を出力する負帰還構成の電流
電圧変換回路と、を備えた光受信回路において、 前記電流電圧変換回路の入力反射係数を設定する反射係
数設定部を備え、 前記反射係数設定部は、前記電流信号を直接前記電流電
圧変換回路の入力端子に供給する経路と、前記電流信号
の直流電圧成分に略等しい電圧をインピーダンス素子を
介して前記電流電圧変換回路の入力端子に供給する経路
とで、前記電流電圧変換回路に接続されることを特徴と
する光受信回路。 - 【請求項２】前記電流信号の周波数が前記電流電圧変換
回路の最低次の並列共振周波数に一致したときに前記入
力反射係数の絶対値が略0.3以下になるように前記イン
ピーダンス素子のインピーダンスを設定することを特徴
とする請求項１に記載の光受信回路。 - 【請求項３】前記光電変換素子と前記反射係数設定部と
は、同一のチップ内に形成されることを特徴とする請求
項２に記載の光受信回路。 - 【請求項４】前記光電変換素子と前記電流電圧変換回路
とは、同一基板上に実装されて、互いにボンディングワ
イヤにより接続され、 使用周波数帯域内の異なる複数の周波数で前記電流電圧
変換回路が並列共振を起こすように、前記光電変換素子
内の容量成分のキャパシタンスと、前記ボンディングワ
イヤの誘導成分のインダクタンスとを設定することを特
徴とする請求項２または３に記載の光受信回路。 - 【請求項５】前記インピーダンス素子は、５０Ω〜２０
０Ωの範囲内の抵抗素子であることを特徴とする請求項
１〜４のいずれかに記載の光受信回路。 - 【請求項６】受光した光信号に応じた電流信号を出力す
る光電変換素子と、 前記電流信号に応じた電圧を出力する負帰還構成の電流
電圧変換回路と、を備えた光受信回路において、 前記電流電圧変換回路の電源端子と入力端子との間に接
続される第１のインピーダンス素子と、 前記電流電圧変換回路の入力端子と接地端子との間に接
続される第２のインピーダンス素子と、を備え、 前記電流信号の周波数が前記電流電圧変換回路の最低次
の並列共振周波数に一致したときに前記電流電圧変換回
路の入力反射係数の絶対値が略0.3以下になるように前
記第１および第２のインピーダンス素子のインピーダン
スを設定することを特徴とする光受信回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16057298A JP3505392B2 (ja) | 1998-06-09 | 1998-06-09 | 光受信回路 |
| US09/327,682 US6384399B1 (en) | 1998-06-09 | 1999-06-08 | Optical receiving circuit comprising a reflection coefficient setting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16057298A JP3505392B2 (ja) | 1998-06-09 | 1998-06-09 | 光受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11355061A true JPH11355061A (ja) | 1999-12-24 |
| JP3505392B2 JP3505392B2 (ja) | 2004-03-08 |
Family
ID=15717875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16057298A Expired - Fee Related JP3505392B2 (ja) | 1998-06-09 | 1998-06-09 | 光受信回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6384399B1 (ja) |
| JP (1) | JP3505392B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7026877B2 (en) * | 2003-11-13 | 2006-04-11 | Heqing Yi | Optical input preamplifier |
| WO2005060489A2 (en) * | 2003-12-05 | 2005-07-07 | Parsec Technologies, Inc | Linearized trans-impedance amplifier |
| CN100413078C (zh) * | 2005-09-21 | 2008-08-20 | 天津大学 | 带前均衡电路的cmos光电集成接收机 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2642239B1 (fr) * | 1988-12-30 | 1991-04-05 | Cit Alcatel | Limiteur de courant et recepteur optique en faisant application |
| JP2892452B2 (ja) * | 1990-07-16 | 1999-05-17 | 富士通株式会社 | 増幅回路 |
| US5565672A (en) * | 1994-12-30 | 1996-10-15 | Lucent Technologies Inc. | Optical transimpedance receiver with compensation network |
-
1998
- 1998-06-09 JP JP16057298A patent/JP3505392B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-06-08 US US09/327,682 patent/US6384399B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6384399B1 (en) | 2002-05-07 |
| JP3505392B2 (ja) | 2004-03-08 |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20031202 |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091219 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091219 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111219 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121219 Year of fee payment: 9 |
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