JPH11331133A - 双方向ディジタル伝送方法及びその装置 - Google Patents
双方向ディジタル伝送方法及びその装置Info
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- JPH11331133A JPH11331133A JP11019180A JP1918099A JPH11331133A JP H11331133 A JPH11331133 A JP H11331133A JP 11019180 A JP11019180 A JP 11019180A JP 1918099 A JP1918099 A JP 1918099A JP H11331133 A JPH11331133 A JP H11331133A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transmission
- signal
- reception
- unit
- station
- Prior art date
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- Pending
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- Details Of Television Systems (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
- Bidirectional Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 同一の帯域を用いて時間的に伝送を切り替え
ることで、双方向の伝送回線を確保することを目的とす
る。 【解決手段】 直交周波数分割多重変調方式により変調
された伝送信号を第１と第２の伝送局間で送受信するデ
ィジタル伝送システムにおいて、上記第１の伝送局が送
信する第１の送信期間と上記第２の伝送局が送信する第
２の送信期間が交互に現れるよう上記第１と第２の伝送
局を制御し、上記第１の伝送局で第１の連続データを信
号送出期間と非送出期間が繰返す第１の上り方向間欠伝
送信号に変換して上記第１の送信期間に送信し、上記第
２の伝送局で第２の連続データを信号送出期間と非送出
期間が繰返す第２の下り方向間欠伝送信号に変換して上
記第２の送信期間に送信し、上記第１と第２の伝送局で
受信したそれぞれの間欠伝送信号をそれぞれ元の連続デ
ータに復元することにより、双方向ディジタル伝送を実
現したものである。
ることで、双方向の伝送回線を確保することを目的とす
る。 【解決手段】 直交周波数分割多重変調方式により変調
された伝送信号を第１と第２の伝送局間で送受信するデ
ィジタル伝送システムにおいて、上記第１の伝送局が送
信する第１の送信期間と上記第２の伝送局が送信する第
２の送信期間が交互に現れるよう上記第１と第２の伝送
局を制御し、上記第１の伝送局で第１の連続データを信
号送出期間と非送出期間が繰返す第１の上り方向間欠伝
送信号に変換して上記第１の送信期間に送信し、上記第
２の伝送局で第２の連続データを信号送出期間と非送出
期間が繰返す第２の下り方向間欠伝送信号に変換して上
記第２の送信期間に送信し、上記第１と第２の伝送局で
受信したそれぞれの間欠伝送信号をそれぞれ元の連続デ
ータに復元することにより、双方向ディジタル伝送を実
現したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、双方向ディジタル
伝送システムに関し、特に、直交周波数分割多重変調方
式を用いた双方向ディジタル伝送システムに関するもの
である。
伝送システムに関し、特に、直交周波数分割多重変調方
式を用いた双方向ディジタル伝送システムに関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】動画像信号の地上伝送用として、ＦＰＵ
(Field Pick Up)通信装置(以下、ＦＰＵと称す)が広く
普及している。 ところで、ＦＰＵなどの移動無線ある
いは半固定無線の用途では、カメラ等がある移動局から
放送センタ等の基地局に伝送する主信号の動画像が正し
く伝送されているかどうかを確認するため、基地局で受
信した動画像を、再び移動局に返送するためのリターン
信号の要求が強く、実際に二つの伝送帯域を用いた、一
対向の双方向伝送可能なＦＰＵが製品化され利用されて
いる。
(Field Pick Up)通信装置(以下、ＦＰＵと称す)が広く
普及している。 ところで、ＦＰＵなどの移動無線ある
いは半固定無線の用途では、カメラ等がある移動局から
放送センタ等の基地局に伝送する主信号の動画像が正し
く伝送されているかどうかを確認するため、基地局で受
信した動画像を、再び移動局に返送するためのリターン
信号の要求が強く、実際に二つの伝送帯域を用いた、一
対向の双方向伝送可能なＦＰＵが製品化され利用されて
いる。
【０００３】このＦＰＵの構成を図１２に示し、以下に
説明する。これは、送信制御部２１、送信高周波部２
５、上り送信用のアンテナ３０、上り受信用アンテナ３
２、受信高周波部２７、受信制御部２３からなる上り伝
送系と、送信制御部２４、送信高周波部２８、送信用の
アンテナ３３と受信アンテナ３１、受信高周波部２６、
受信制御部２２からなる下り伝送系で構成される。以
下、この動作について述べる。送信制御部２１，２４
は、同一の構成であり、送信データレートは、クロック
発振器CK OSCにより決まる。ＩＤ端子に入力されたデー
タは、ディジタル変調された後、局部発振器LO OSCによ
って決まる周波数の、ＩＦ信号に変調され出力される。
入力送信高周波部２５，２８は、送信制御部２１，２
４からのＩＦ信号を指定されたＲＦ周波数に変換し、こ
の変換された出力はアンテナ３０，３３によって送信さ
れる。 受信高周波部２６，２７は、アンテナ３２，３
１にて、指定された周波数のＲＦ信号のみを受信しＩＦ
信号に変換する。 受信制御部２３，２２は、入力され
た受信ＩＦ信号を局部発振器LO VCOの周波数によって復
調した後、クロック発振器CK VCO出力により決まるレー
トのディジタル信号を出力する。この場合使用する電波
は、上りと下りとで別個の周波数を用いることとなる。
説明する。これは、送信制御部２１、送信高周波部２
５、上り送信用のアンテナ３０、上り受信用アンテナ３
２、受信高周波部２７、受信制御部２３からなる上り伝
送系と、送信制御部２４、送信高周波部２８、送信用の
アンテナ３３と受信アンテナ３１、受信高周波部２６、
受信制御部２２からなる下り伝送系で構成される。以
下、この動作について述べる。送信制御部２１，２４
は、同一の構成であり、送信データレートは、クロック
発振器CK OSCにより決まる。ＩＤ端子に入力されたデー
タは、ディジタル変調された後、局部発振器LO OSCによ
って決まる周波数の、ＩＦ信号に変調され出力される。
入力送信高周波部２５，２８は、送信制御部２１，２
４からのＩＦ信号を指定されたＲＦ周波数に変換し、こ
の変換された出力はアンテナ３０，３３によって送信さ
れる。 受信高周波部２６，２７は、アンテナ３２，３
１にて、指定された周波数のＲＦ信号のみを受信しＩＦ
信号に変換する。 受信制御部２３，２２は、入力され
た受信ＩＦ信号を局部発振器LO VCOの周波数によって復
調した後、クロック発振器CK VCO出力により決まるレー
トのディジタル信号を出力する。この場合使用する電波
は、上りと下りとで別個の周波数を用いることとなる。
【０００４】以下、送信制御部２１，２４、受信制御部
２３，２２について詳細を述べる。近年、ヨーロッパや
アメリカ及び日本でディジタル放送が検討されており、
その変調方式として、直交周波数分割多重変調方式(以
下、ＯＦＤＭと称す)の採用が、有力視されている。
ＯＦＤＭとは、マルチキャリア変調方式の一種で、多数
のディジタル変調波を加えあわせたものである。以下、
ＯＦＤＭ信号を式で表す。 まず、各キャリアのＱＰＳ
Ｋ信号は式(１)で表せる。 αk(t)=ａk(t)・cos(2πkft)+ｂk(t)・sin(2πkft) ……………………（１） ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａk(t)，ｂk(t)
は、ｋ番目のキャリアのデータで［−１］または、
［１］の値をとる。キャリア本数をＮとすると、ＯＦＤ
Ｍ信号は、Ｎ本のキャリアの合成である。 β(t)＝Σαk(t) ………………………………………………………… （２） ここで、ｋは、１からＮまでの値をとるものとする。
Ｎは、例えば、６８８である。ＯＦＤＭ信号では、例え
ば、１０５６サンプルのデータ列をシンボルと呼び、こ
のシンボル３９６組に４組の同期シンボルを付加したス
トリームをフレームと呼ぶ。
２３，２２について詳細を述べる。近年、ヨーロッパや
アメリカ及び日本でディジタル放送が検討されており、
その変調方式として、直交周波数分割多重変調方式(以
下、ＯＦＤＭと称す)の採用が、有力視されている。
ＯＦＤＭとは、マルチキャリア変調方式の一種で、多数
のディジタル変調波を加えあわせたものである。以下、
ＯＦＤＭ信号を式で表す。 まず、各キャリアのＱＰＳ
Ｋ信号は式(１)で表せる。 αk(t)=ａk(t)・cos(2πkft)+ｂk(t)・sin(2πkft) ……………………（１） ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａk(t)，ｂk(t)
は、ｋ番目のキャリアのデータで［−１］または、
［１］の値をとる。キャリア本数をＮとすると、ＯＦＤ
Ｍ信号は、Ｎ本のキャリアの合成である。 β(t)＝Σαk(t) ………………………………………………………… （２） ここで、ｋは、１からＮまでの値をとるものとする。
Ｎは、例えば、６８８である。ＯＦＤＭ信号では、例え
ば、１０５６サンプルのデータ列をシンボルと呼び、こ
のシンボル３９６組に４組の同期シンボルを付加したス
トリームをフレームと呼ぶ。
【０００５】図１３は、送信制御部２１を構成するＯＦ
ＤＭ変調装置のブロック図である。以下、ＯＦＤＭの変
調装置の動作について、説明する。 連続的に入力され
るデータは、レート変換部１で、レート変換され、例え
ば、４００シンボルからなるフレーム周期毎に、後述の
同期シンボル期間に対応する４シンボル期間と、各情報
シンボルにおける、２７３から７５２サンプルまでの期
間に対応する不要キャリア用ブランクを除いた期間に出
力される。なおレート変換部１は、他の各部に同期シン
ボル期間の開始を示すＦＳＴ信号をフレーム周期である
４００シンボル毎に出力する。符号化部２Ｔは、入力デ
ータを符号化し、ＩとＱの２軸にマッピングした符号化
データＲｆとＩｆを出力する。ＩＦＦＴ(Inverse Fast
Fourier Transform：逆フーリエ変換)部３Ａは、Ｒｆと
Ｉｆを周波数成分と見なし、１０２４ポイントからなる
時間軸信号ＲとＩに変換する。ガードインターバル付加
部３Ｂは、１０２４ポイントからなるＲとＩの開始期間
波形の例えば最初の３２サンプルの波形を１０２４ポイ
ント後に付加し、合計１０５６サンプルの時間波形Ｒｇ
とＩｇを出力する。 同期シンボル挿入器５は、この情
報シンボルｍ個ごとに、予めメモリ等に記憶された、例
えば４シンボルからなる同期シンボルの挿入された信号
ＩｓｇとＲｓｇを作成して出力し、図１５に示すような
フレーム構成のＯＦＤＭ変調波を完成させる。送信側で
は入力された伝送すべきデータを符号化部２Ｔによって
差動符号化後、マッピングを行い、各キャリアに割り当
てる。 各キャリアの同相成分Ｉを実数部データとし、
直交成分Ｑを虚数部データとしてＩＦＦＴ部３Ａによ
り、逆フーリエ変換を行い、時間領域としての信号を得
る。これらＩＦＦＴした信号は、ランダム雑音に近い波
形となることは言うまでもない。
ＤＭ変調装置のブロック図である。以下、ＯＦＤＭの変
調装置の動作について、説明する。 連続的に入力され
るデータは、レート変換部１で、レート変換され、例え
ば、４００シンボルからなるフレーム周期毎に、後述の
同期シンボル期間に対応する４シンボル期間と、各情報
シンボルにおける、２７３から７５２サンプルまでの期
間に対応する不要キャリア用ブランクを除いた期間に出
力される。なおレート変換部１は、他の各部に同期シン
ボル期間の開始を示すＦＳＴ信号をフレーム周期である
４００シンボル毎に出力する。符号化部２Ｔは、入力デ
ータを符号化し、ＩとＱの２軸にマッピングした符号化
データＲｆとＩｆを出力する。ＩＦＦＴ(Inverse Fast
Fourier Transform：逆フーリエ変換)部３Ａは、Ｒｆと
Ｉｆを周波数成分と見なし、１０２４ポイントからなる
時間軸信号ＲとＩに変換する。ガードインターバル付加
部３Ｂは、１０２４ポイントからなるＲとＩの開始期間
波形の例えば最初の３２サンプルの波形を１０２４ポイ
ント後に付加し、合計１０５６サンプルの時間波形Ｒｇ
とＩｇを出力する。 同期シンボル挿入器５は、この情
報シンボルｍ個ごとに、予めメモリ等に記憶された、例
えば４シンボルからなる同期シンボルの挿入された信号
ＩｓｇとＲｓｇを作成して出力し、図１５に示すような
フレーム構成のＯＦＤＭ変調波を完成させる。送信側で
は入力された伝送すべきデータを符号化部２Ｔによって
差動符号化後、マッピングを行い、各キャリアに割り当
てる。 各キャリアの同相成分Ｉを実数部データとし、
直交成分Ｑを虚数部データとしてＩＦＦＴ部３Ａによ
り、逆フーリエ変換を行い、時間領域としての信号を得
る。これらＩＦＦＴした信号は、ランダム雑音に近い波
形となることは言うまでもない。
【０００６】次に、送信制御部２１の各部の詳細につい
て述べる。レート変換部１の構成例を図１６に示す。
入力されたクロックＣＫはＰＬＬ＆ＶＣＯ１−４に入力
され、ＰＬＬ＆ＶＣＯ１−４は、Ｎ／Ｇ倍の周波数のク
ロックＣＫｍを出力する。 また、クロックＣＫはＦＳ
Ｔカウンタ１−５にも入力され、送信側処理のフレーム
基準となるＦＳＴパルスを発生出力する。 なお、この
ＦＳＴパルスは、ＦＩＦＯメモリ１−３のＷＲＳＴ端子
とＲＲＳＴ端子に入力され、リセットの基準になる。
入力されたシリアルデータＤinは、クロックＣＫｍを入
力とする１／ｍ分周器１−２の出力で駆動されるシリア
ル／パラレル変換器(Ｓ／Ｐ)１−１にてパラレル信号と
なり、ＦＩＦＯメモリ１−３に入力される。 そして、
ＦＳＴカウンタ１−５からのライトイネーブル信号ＲＥ
によって、パラレル信号ＤiiがＦＩＦＯメモリ１−３よ
り出力される。符号化部２Ｔの一例を図１７示す。 信
号Ｄｉｉは、マッピングＲＯＭ２−１，２−２に入力さ
れ、Ｉ，Ｑ軸の所定点の信号に変換される。 不要キャ
リアに相当する期間の信号は選択器(ＳＥＬ)２−３，２
−４にて０に置換され、ＲｆとＩｆを作成する。このＳ
ＥＬ２−３，２−４は、クロックＣＫとＦＳＴパルスに
よって、タイミングを決められたコントローラ２−５に
より制御される。
て述べる。レート変換部１の構成例を図１６に示す。
入力されたクロックＣＫはＰＬＬ＆ＶＣＯ１−４に入力
され、ＰＬＬ＆ＶＣＯ１−４は、Ｎ／Ｇ倍の周波数のク
ロックＣＫｍを出力する。 また、クロックＣＫはＦＳ
Ｔカウンタ１−５にも入力され、送信側処理のフレーム
基準となるＦＳＴパルスを発生出力する。 なお、この
ＦＳＴパルスは、ＦＩＦＯメモリ１−３のＷＲＳＴ端子
とＲＲＳＴ端子に入力され、リセットの基準になる。
入力されたシリアルデータＤinは、クロックＣＫｍを入
力とする１／ｍ分周器１−２の出力で駆動されるシリア
ル／パラレル変換器(Ｓ／Ｐ)１−１にてパラレル信号と
なり、ＦＩＦＯメモリ１−３に入力される。 そして、
ＦＳＴカウンタ１−５からのライトイネーブル信号ＲＥ
によって、パラレル信号ＤiiがＦＩＦＯメモリ１−３よ
り出力される。符号化部２Ｔの一例を図１７示す。 信
号Ｄｉｉは、マッピングＲＯＭ２−１，２−２に入力さ
れ、Ｉ，Ｑ軸の所定点の信号に変換される。 不要キャ
リアに相当する期間の信号は選択器(ＳＥＬ)２−３，２
−４にて０に置換され、ＲｆとＩｆを作成する。このＳ
ＥＬ２−３，２−４は、クロックＣＫとＦＳＴパルスに
よって、タイミングを決められたコントローラ２−５に
より制御される。
【０００７】ＩＦＦＴ変換部の例を図１８に示す。 Ｃ
ＫとＦＳＴとでタイミングを決められたコントローラ
(ＣＮＴ)３Ａ−２により、前記ガード期間を含めたシン
ボル周期の信号ＦＳＴを基準に、入力信号ＲｆとＩｆを
時間波形ＲとＩに変換する。具体的には、プレッシー社
のＰＤＳＰ１６５１０等の既存技術を用いれば、実現で
きる。ガード付加部３Ｂの一例を図１９に示す。入力さ
れた信号ＲとＩは、１０２４サンプル遅延する遅延器(D
ELAYO)３Ｂ−１，３Ｂ−２に、１０２５サンプル目から
１０５６サンプル目のみ切り替わるＳＥＬ３Ｂ−３，３
Ｂ−４に入力される。その結果出力される、全１０５６
サンプルからなるシンボルは、１０２５サンプル目から
１０５６サンプル目に、１サンプルから３２サンプル間
の時間波形が付加される。ＳＥＬ３Ｂ−３、３Ｂ−４
は、クロックＣＫとＦＳＴパルスによってタイミングを
決められたコントローラ(ＣＮＴ)３Ｂ−５によって制御
される。
ＫとＦＳＴとでタイミングを決められたコントローラ
(ＣＮＴ)３Ａ−２により、前記ガード期間を含めたシン
ボル周期の信号ＦＳＴを基準に、入力信号ＲｆとＩｆを
時間波形ＲとＩに変換する。具体的には、プレッシー社
のＰＤＳＰ１６５１０等の既存技術を用いれば、実現で
きる。ガード付加部３Ｂの一例を図１９に示す。入力さ
れた信号ＲとＩは、１０２４サンプル遅延する遅延器(D
ELAYO)３Ｂ−１，３Ｂ−２に、１０２５サンプル目から
１０５６サンプル目のみ切り替わるＳＥＬ３Ｂ−３，３
Ｂ−４に入力される。その結果出力される、全１０５６
サンプルからなるシンボルは、１０２５サンプル目から
１０５６サンプル目に、１サンプルから３２サンプル間
の時間波形が付加される。ＳＥＬ３Ｂ−３、３Ｂ−４
は、クロックＣＫとＦＳＴパルスによってタイミングを
決められたコントローラ(ＣＮＴ)３Ｂ−５によって制御
される。
【０００８】同期挿入部５の一例を、図２０に示す。
クロックＣＫとＦＳＴパルスによりタイミングを決めら
れたカウンタ５−５によって制御されるＲＯＭ５−１，
５−２は同期シンボル信号をＦＳＴパルスに応じたタイ
ミングで発生する。同様にクロックＣＫとＦＳＴパルス
によってタイミングを決められたコントローラ(ＣＮＴ)
５−６によって制御される選択器(ＳＥＬ)５−３，５−
４は、作成したガード付時間信号ＲｇとＩｇの現段階で
は無信号(ＮＵＬＬ)期間である１から４シンボル期間の
み、ＲＯＭ５−１，５−２からの同期シンボル信号に切
替えて出力する。 ＮＵＬＬ挿入の目的は、無信号であ
り同期シンボル群の存在を、大まかに見つけるためであ
り、ＮＵＬＬシンボル期間は信号を一切出力しない。Ｓ
ＷＥＥＰシンボルの挿入の目的は、シンボル切り替わり
点を正確に求めることであり、１シンボル期間に伝送帯
域の下限周波数から上限周波数に変化する波形とする。
図１３において、直交変調処理部８は、Ｄ／Ａ変換器８
１、直交変調器８２、局部発振器８３からなり、Ｄ／Ａ
変換器８１により実数部信号Ｒｓｇと虚数部信号Ｉｓｇ
のＤ／Ａ変換を行い、直交変調器８２で実数部信号に対
しては発振器８３からの周波数ｆｃのキャリア信号で、
一方、虚数部信号に対しては発振器８３の周波数ｆｃの
キャリア信号を９０°移相した信号で直交変調を施し、
これら信号合成しＯＦＤＭ信号を得る。
クロックＣＫとＦＳＴパルスによりタイミングを決めら
れたカウンタ５−５によって制御されるＲＯＭ５−１，
５−２は同期シンボル信号をＦＳＴパルスに応じたタイ
ミングで発生する。同様にクロックＣＫとＦＳＴパルス
によってタイミングを決められたコントローラ(ＣＮＴ)
５−６によって制御される選択器(ＳＥＬ)５−３，５−
４は、作成したガード付時間信号ＲｇとＩｇの現段階で
は無信号(ＮＵＬＬ)期間である１から４シンボル期間の
み、ＲＯＭ５−１，５−２からの同期シンボル信号に切
替えて出力する。 ＮＵＬＬ挿入の目的は、無信号であ
り同期シンボル群の存在を、大まかに見つけるためであ
り、ＮＵＬＬシンボル期間は信号を一切出力しない。Ｓ
ＷＥＥＰシンボルの挿入の目的は、シンボル切り替わり
点を正確に求めることであり、１シンボル期間に伝送帯
域の下限周波数から上限周波数に変化する波形とする。
図１３において、直交変調処理部８は、Ｄ／Ａ変換器８
１、直交変調器８２、局部発振器８３からなり、Ｄ／Ａ
変換器８１により実数部信号Ｒｓｇと虚数部信号Ｉｓｇ
のＤ／Ａ変換を行い、直交変調器８２で実数部信号に対
しては発振器８３からの周波数ｆｃのキャリア信号で、
一方、虚数部信号に対しては発振器８３の周波数ｆｃの
キャリア信号を９０°移相した信号で直交変調を施し、
これら信号合成しＯＦＤＭ信号を得る。
【０００９】以後、上り伝送系の受信側の構成と動作に
ついて述べる。 図１４は、受信制御部２３を構成する
ＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。受信側では、伝
送されたフレーム構成信号を直交復調処理部９に入力す
る。ここでの処理は、送信側とは逆に、直交復調器９１
にて、電圧制御発振器９３のキャリア信号で復調したも
のを実数部信号に、キャリア信号を９０°移相し復調し
た出力を虚数部信号として取り出すものである。これら
実数部虚数部の各復調アナログ信号はＡ／Ｄ変換器９２
にてディジタル信号に変換される。タイミング再生部４
の一例を図２１に示す。直交復調したディジタル信号で
あるＲ'ｓｇとＩ'ｓｇは、ＮＵＬＬ終了検出器４−１と
ＳＷＥＥＰ演算部４−２とに入力される。 ＮＵＬＬ終
了検出器４−１は、フレーム構成のシンボル群から同期
シンボル中の無信号状態を作るＮＵＬＬを検出し、同期
シンボルの大まかな位置を検出し、ＮＵＬＬ終了時期か
らタイマー回路にてＳＷＥＥＰシンボル開始時期を推定
してＳＷＥＥＰ期間指示パルスを出力する。 ＳＷＥＥ
Ｐ演算部４−２は、ＳＷＥＥＰ期間指示パルスを参照し
てＮＵＬＬシンボルの後に存在するＳＷＥＥＰシンボル
にて、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索
する。 具体的には、予め、ＳＷＥＥＰシンボルのパタ
ーンを内蔵メモリに記憶しておき、入力されたＯＦＤＭ
信号とメモリに記憶した信号を例えば相関演算し、メモ
リの信号パターンとＯＦＤＭ信号のパターンが一致した
時点に、一致パルスを出力する。 この一致パルスを位
相比較器(ＰＬＬ)４−３のＲ端子に入力する。
ついて述べる。 図１４は、受信制御部２３を構成する
ＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。受信側では、伝
送されたフレーム構成信号を直交復調処理部９に入力す
る。ここでの処理は、送信側とは逆に、直交復調器９１
にて、電圧制御発振器９３のキャリア信号で復調したも
のを実数部信号に、キャリア信号を９０°移相し復調し
た出力を虚数部信号として取り出すものである。これら
実数部虚数部の各復調アナログ信号はＡ／Ｄ変換器９２
にてディジタル信号に変換される。タイミング再生部４
の一例を図２１に示す。直交復調したディジタル信号で
あるＲ'ｓｇとＩ'ｓｇは、ＮＵＬＬ終了検出器４−１と
ＳＷＥＥＰ演算部４−２とに入力される。 ＮＵＬＬ終
了検出器４−１は、フレーム構成のシンボル群から同期
シンボル中の無信号状態を作るＮＵＬＬを検出し、同期
シンボルの大まかな位置を検出し、ＮＵＬＬ終了時期か
らタイマー回路にてＳＷＥＥＰシンボル開始時期を推定
してＳＷＥＥＰ期間指示パルスを出力する。 ＳＷＥＥ
Ｐ演算部４−２は、ＳＷＥＥＰ期間指示パルスを参照し
てＮＵＬＬシンボルの後に存在するＳＷＥＥＰシンボル
にて、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索
する。 具体的には、予め、ＳＷＥＥＰシンボルのパタ
ーンを内蔵メモリに記憶しておき、入力されたＯＦＤＭ
信号とメモリに記憶した信号を例えば相関演算し、メモ
リの信号パターンとＯＦＤＭ信号のパターンが一致した
時点に、一致パルスを出力する。 この一致パルスを位
相比較器(ＰＬＬ)４−３のＲ端子に入力する。
【００１０】図２１において、フレームカウンタ４−４
は、クロックのカウント数がフレーム周期を構成する値
(例えば、１０５６×４００)に到達すると、値を０に戻
すとともにＦＳＴｒパルスを出力し、再カウント行う。
以後は、一定カウントすなわちフレーム開始点毎にＦ
ＳＴｒパルスが繰り返し出力されフレーム開始時期を示
す。 このＦＳＴｒパルスを位相比較器４−３のＶ端子
に入力する。 位相比較器４−３は、Ｒ端子とＶ端子の
位相差に応じてＶＣＯ１２(図１４)の制御電圧Ｖｃを出
力する。 このＶｃは、送信側クロック周波数と受信側
クロック周波数の差で生じる、一致パルスとＦＳＴｒの
周期差を比較して受信側のクロック周波数を制御する。
受信側ＯＦＤＭ復調装置２３では、このクロック周波数
で作成されたＦＳＴｒパルスを高速フーリエ変換、復
号、逆レート変換の開始タイミングとする。図１４のＦ
ＦＴ変換部３Ｃは、ＦＳＴｒパルスを基にシンボルを区
切り、フーリエ変換を行うことでＯＦＤＭ復調を行い、
信号Ｒ'ｆとＩ'ｆを出力する。図１４の復号化部２Ｒ
は、例えばＲＯＭテーブル手法にて、信号Ｒ'ｆとＩ'ｆ
を識別し、信号Ｄ'ｏを算出する。図１４のレート逆変
換部７は、クロックＣＫｒとＦＳＴｒパルスによって動
作タイミングが決定され、構成はレート変換部１を反転
した構成である。 図２２に、これらの処理のタイムチ
ャートイメージを示す。
は、クロックのカウント数がフレーム周期を構成する値
(例えば、１０５６×４００)に到達すると、値を０に戻
すとともにＦＳＴｒパルスを出力し、再カウント行う。
以後は、一定カウントすなわちフレーム開始点毎にＦ
ＳＴｒパルスが繰り返し出力されフレーム開始時期を示
す。 このＦＳＴｒパルスを位相比較器４−３のＶ端子
に入力する。 位相比較器４−３は、Ｒ端子とＶ端子の
位相差に応じてＶＣＯ１２(図１４)の制御電圧Ｖｃを出
力する。 このＶｃは、送信側クロック周波数と受信側
クロック周波数の差で生じる、一致パルスとＦＳＴｒの
周期差を比較して受信側のクロック周波数を制御する。
受信側ＯＦＤＭ復調装置２３では、このクロック周波数
で作成されたＦＳＴｒパルスを高速フーリエ変換、復
号、逆レート変換の開始タイミングとする。図１４のＦ
ＦＴ変換部３Ｃは、ＦＳＴｒパルスを基にシンボルを区
切り、フーリエ変換を行うことでＯＦＤＭ復調を行い、
信号Ｒ'ｆとＩ'ｆを出力する。図１４の復号化部２Ｒ
は、例えばＲＯＭテーブル手法にて、信号Ｒ'ｆとＩ'ｆ
を識別し、信号Ｄ'ｏを算出する。図１４のレート逆変
換部７は、クロックＣＫｒとＦＳＴｒパルスによって動
作タイミングが決定され、構成はレート変換部１を反転
した構成である。 図２２に、これらの処理のタイムチ
ャートイメージを示す。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】前記のような従来構成
の双方向伝送システムでは、２つの周波数帯域を必要と
するため、有限な電波資源を有効活用できないという問
題点があった。本発明は、これらの欠点を除去し、上り
方向と下り方向の伝送を時間軸上で切り替えて双方向伝
送を実現することを目的とする。
の双方向伝送システムでは、２つの周波数帯域を必要と
するため、有限な電波資源を有効活用できないという問
題点があった。本発明は、これらの欠点を除去し、上り
方向と下り方向の伝送を時間軸上で切り替えて双方向伝
送を実現することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、直交周波数分割多重変調方式により変調さ
れた伝送信号を第１と第２の伝送局間で送受信するディ
ジタル伝送システムにおいて、上記第１の伝送局が送信
する第１の送信期間と上記第２の伝送局が送信する第２
の送信期間が交互に現れるよう上記第１と第２の伝送局
を制御し、上記第１の伝送局で第１の連続データを信号
送出期間と非送出期間が繰返す第１の上り方向間欠伝送
信号に変換して上記第１の送信期間に送信し、上記第２
の伝送局で第２の連続データを信号送出期間と非送出期
間が繰返す第２の下り方向間欠伝送信号に変換して上記
第２の送信期間に送信し、上記第１と第２の伝送局で受
信したそれぞれの間欠伝送信号をそれぞれ元の連続デー
タに復元することにより、双方向ディジタル伝送を実現
したものである。また、直交周波数分割多重変調方式に
より変調された伝送信号を第１と第２の伝送局間で送受
信するディジタル伝送装置において、上記第１の伝送局
に、第１の連続データを第１の間欠伝送信号に変換し間
欠送信する第１の送信部と上記第２の伝送局からの第２
の間欠伝送信号を受信し元の第２の連続データに復元す
る第１の受信部と当該伝送局の送受信動作を切替る第１
の切替部とを設け、上記第２の伝送局に、上記第２の連
続データを上記第２の間欠伝送信号に変換し間欠送信す
る第２の送信部と上記第１の伝送局からの上記第１の間
欠伝送信号を受信し元の第１の連続データに復元する第
２の受信部と当該伝送局の送受信動作を切替る第２の切
替部とを設け、上記第１、第２の間欠伝送信号を互いの
信号非送出期間に交互に伝送するようにしたものであ
る。
成するため、直交周波数分割多重変調方式により変調さ
れた伝送信号を第１と第２の伝送局間で送受信するディ
ジタル伝送システムにおいて、上記第１の伝送局が送信
する第１の送信期間と上記第２の伝送局が送信する第２
の送信期間が交互に現れるよう上記第１と第２の伝送局
を制御し、上記第１の伝送局で第１の連続データを信号
送出期間と非送出期間が繰返す第１の上り方向間欠伝送
信号に変換して上記第１の送信期間に送信し、上記第２
の伝送局で第２の連続データを信号送出期間と非送出期
間が繰返す第２の下り方向間欠伝送信号に変換して上記
第２の送信期間に送信し、上記第１と第２の伝送局で受
信したそれぞれの間欠伝送信号をそれぞれ元の連続デー
タに復元することにより、双方向ディジタル伝送を実現
したものである。また、直交周波数分割多重変調方式に
より変調された伝送信号を第１と第２の伝送局間で送受
信するディジタル伝送装置において、上記第１の伝送局
に、第１の連続データを第１の間欠伝送信号に変換し間
欠送信する第１の送信部と上記第２の伝送局からの第２
の間欠伝送信号を受信し元の第２の連続データに復元す
る第１の受信部と当該伝送局の送受信動作を切替る第１
の切替部とを設け、上記第２の伝送局に、上記第２の連
続データを上記第２の間欠伝送信号に変換し間欠送信す
る第２の送信部と上記第１の伝送局からの上記第１の間
欠伝送信号を受信し元の第１の連続データに復元する第
２の受信部と当該伝送局の送受信動作を切替る第２の切
替部とを設け、上記第１、第２の間欠伝送信号を互いの
信号非送出期間に交互に伝送するようにしたものであ
る。
【００１３】
【発明の実施の形態】一つの伝送帯域を用いる双方向伝
送の動作概要は、図１〜図３に示す様に移動局から基地
局側への伝送回線(以下、上り回線)と、基地局側から移
動局側への伝送回線(以下、下り回線)を、時間的に交互
に切り換えて伝送を行うものである。定められた同一周
波数帯で双方向伝送を行う。すなわち、上り、下り回線
の各伝送信号は、それぞれ連続するデータを、数種類の
同期シンボル群と複数の情報シンボル(データシンボル)
群からなる信号送出期間(ｔ0〜ｔ3,ｔ5〜ｔ8,…)と、信
号を送出しない非送出期間(ｔ3〜ｔ5,ｔ8〜ｔ10，…)が
繰り返す、上り方向、下り方向の間欠ディジタル信号に
変換され、時間的に交互に伝送される。まず、移動局側
では、時刻ｔ０〜ｔ２，時刻ｔ５〜ｔ７，…の期間に制
御信号Ｃ(ｍ)をローレベル(Ｌ)とし、送信高周波部(Ｔ
ｈ)５５のパワー段を動作させ、かつ、送受信切替器を
構成するＲＦ切替器(ＳＷａ)５９のＳＷｉ端子を選択
し、アンテナＭから、高周波信号ＭTXを上り方向伝送信
号として間欠的に送信する。この高周波信号ＭTXは、伝
搬による遅延のため時刻ｔ１〜ｔ３の期間に基地局側ア
ンテナＳにＭRXとして届く。 時刻ｔ３〜ｔ５,ｔ８〜
ｔ10,…は、上り回線の信号を送出しない非送出期間で
ある。
送の動作概要は、図１〜図３に示す様に移動局から基地
局側への伝送回線(以下、上り回線)と、基地局側から移
動局側への伝送回線(以下、下り回線)を、時間的に交互
に切り換えて伝送を行うものである。定められた同一周
波数帯で双方向伝送を行う。すなわち、上り、下り回線
の各伝送信号は、それぞれ連続するデータを、数種類の
同期シンボル群と複数の情報シンボル(データシンボル)
群からなる信号送出期間(ｔ0〜ｔ3,ｔ5〜ｔ8,…)と、信
号を送出しない非送出期間(ｔ3〜ｔ5,ｔ8〜ｔ10，…)が
繰り返す、上り方向、下り方向の間欠ディジタル信号に
変換され、時間的に交互に伝送される。まず、移動局側
では、時刻ｔ０〜ｔ２，時刻ｔ５〜ｔ７，…の期間に制
御信号Ｃ(ｍ)をローレベル(Ｌ)とし、送信高周波部(Ｔ
ｈ)５５のパワー段を動作させ、かつ、送受信切替器を
構成するＲＦ切替器(ＳＷａ)５９のＳＷｉ端子を選択
し、アンテナＭから、高周波信号ＭTXを上り方向伝送信
号として間欠的に送信する。この高周波信号ＭTXは、伝
搬による遅延のため時刻ｔ１〜ｔ３の期間に基地局側ア
ンテナＳにＭRXとして届く。 時刻ｔ３〜ｔ５,ｔ８〜
ｔ10,…は、上り回線の信号を送出しない非送出期間で
ある。
【００１４】基地局側は、受信同期が未確立な状態で
は、制御信号Ｃ(ｓ)を常にハイレベル(Ｈ)として、受信
状態を保ち続ける。移動局側は、ｔ３からｔ５の期間下
り回線のデータを受信すべく待機する。そして、フレー
ム周期後の時刻ｔ５からｔ７に、次の伝送信号をアンテ
ナＭから送信する。基地局側は、時刻ｔ６以降において
受信同期が確立でき、フレーム基準を示すＦＳＴｒ信号
が得られ、かつ後述のＳ・ＦＩＸ信号がＬになってか
ら、上り回線のの受信動作が確立したことを示すＦＳＴ
ｓ信号を下り回線の送信制御部(Ｔｘｓ)５４に送る。
また、受信高周波信号ＭRX(上り)が一時休止する時刻ｔ
８，…に制御信号Ｃ(ｓ)をローレベル(Ｌ)とする。基地
局側送信制御部(Ｔｘｓ)５４は、パワー段をこの期間
(ｔ８〜ｔ10，…)に動作させ、下りの送信データを高周
波信号ＳTX(下り)としてアンテナＳから間欠的に送信す
る。 移動局では、伝搬遅延により、時刻ｔ９からｔ10
の期間にかけて届く、ＳTX(下り)の受信高周波信号ＳRX
(下り)を復調して下り伝送回線を確立する。ここで、前
述の様に、上り、下り回線の各伝送信号は、フレーム前
半の数種類の同期シンボル群と複数のデータシンボル群
からなる信号送出期間と、フレーム後半の信号を送出し
ない非送出期間から構成されている。
は、制御信号Ｃ(ｓ)を常にハイレベル(Ｈ)として、受信
状態を保ち続ける。移動局側は、ｔ３からｔ５の期間下
り回線のデータを受信すべく待機する。そして、フレー
ム周期後の時刻ｔ５からｔ７に、次の伝送信号をアンテ
ナＭから送信する。基地局側は、時刻ｔ６以降において
受信同期が確立でき、フレーム基準を示すＦＳＴｒ信号
が得られ、かつ後述のＳ・ＦＩＸ信号がＬになってか
ら、上り回線のの受信動作が確立したことを示すＦＳＴ
ｓ信号を下り回線の送信制御部(Ｔｘｓ)５４に送る。
また、受信高周波信号ＭRX(上り)が一時休止する時刻ｔ
８，…に制御信号Ｃ(ｓ)をローレベル(Ｌ)とする。基地
局側送信制御部(Ｔｘｓ)５４は、パワー段をこの期間
(ｔ８〜ｔ10，…)に動作させ、下りの送信データを高周
波信号ＳTX(下り)としてアンテナＳから間欠的に送信す
る。 移動局では、伝搬遅延により、時刻ｔ９からｔ10
の期間にかけて届く、ＳTX(下り)の受信高周波信号ＳRX
(下り)を復調して下り伝送回線を確立する。ここで、前
述の様に、上り、下り回線の各伝送信号は、フレーム前
半の数種類の同期シンボル群と複数のデータシンボル群
からなる信号送出期間と、フレーム後半の信号を送出し
ない非送出期間から構成されている。
【００１５】本伝送装置は、最大１００ｋｍ離れた地点
間での伝送を考慮した装置である。本伝送装置で使用す
るマイクロ波帯の電波は直線的に進むため、球体である
地球上では、約１００ｋｍ迄しか電波が到達しない。
従って、地表上での最大伝送距離１００ｋｍを考慮する
と、電波は、約３３０μＳの遅延を生じる。図３におい
て、アンテナＭから出力された上り方向の高周波信号Ｍ
TXは、時刻ｔ０からｔ１をかけて、即ち最大約３３０μ
Ｓを要してアンテナＳに到達する。従って、上り方向高
周波信号ＭTXと下り方向高周波信号ＳTXの信号送出期間
の和は、フレーム期間であるｔ0〜ｔ5より、互いの遅延
時間(ｔ0〜ｔ1,ｔ3〜ｔ4)である、３３０μＳ×２だ
け、小さく設定する必要がある。 この関係を下式に示
す。 ＭTX時間＋ＳTX時間＝フレーム期間−(最大伝送距離で
の遅延時間)×２ 具体的には、フレーム周期の長短によらず、最大伝送距
離１００ｋｍの場合、１０から１２シンボル期間に相当
する６５０〜７００μＳを、フレーム期間から差し引い
た時間を上りと下りの送信期間に割り当てることとな
る。 なお、ＭTX時間＋ＳTX時間は、伝送距離が短い場
合には、割り当てられる時間は増加する。
間での伝送を考慮した装置である。本伝送装置で使用す
るマイクロ波帯の電波は直線的に進むため、球体である
地球上では、約１００ｋｍ迄しか電波が到達しない。
従って、地表上での最大伝送距離１００ｋｍを考慮する
と、電波は、約３３０μＳの遅延を生じる。図３におい
て、アンテナＭから出力された上り方向の高周波信号Ｍ
TXは、時刻ｔ０からｔ１をかけて、即ち最大約３３０μ
Ｓを要してアンテナＳに到達する。従って、上り方向高
周波信号ＭTXと下り方向高周波信号ＳTXの信号送出期間
の和は、フレーム期間であるｔ0〜ｔ5より、互いの遅延
時間(ｔ0〜ｔ1,ｔ3〜ｔ4)である、３３０μＳ×２だ
け、小さく設定する必要がある。 この関係を下式に示
す。 ＭTX時間＋ＳTX時間＝フレーム期間−(最大伝送距離で
の遅延時間)×２ 具体的には、フレーム周期の長短によらず、最大伝送距
離１００ｋｍの場合、１０から１２シンボル期間に相当
する６５０〜７００μＳを、フレーム期間から差し引い
た時間を上りと下りの送信期間に割り当てることとな
る。 なお、ＭTX時間＋ＳTX時間は、伝送距離が短い場
合には、割り当てられる時間は増加する。
【００１６】上り伝送系である送信高周波部(Ｔｈ)５５
およびＲＦ切替器(ＳＷａ)５９と下り伝送系である受信
高周波部(Ｒｈ)２６は、送信制御部(Ｔｘｍ)５１によっ
て、ＲＦ出力のＯＮ／ＯＦＦおよび送受信用アンテナＭ
までのＲＦ経路の切替を制御される。 同様に、下り伝
送系である送信高周波部(Ｔｈｓ)５８およびＲＦ切替器
(ＳＷｂ)６０と上り伝送系である受信高周波部(Ｒｈｍ)
２７は、上り伝送系の受信制御部(Ｒｘｍ)５３によっ
て、ＲＦ出力のＯＮ／ＯＦＦおよび送受信用アンテナＳ
までのＲＦ経路の切替を制御される。
およびＲＦ切替器(ＳＷａ)５９と下り伝送系である受信
高周波部(Ｒｈ)２６は、送信制御部(Ｔｘｍ)５１によっ
て、ＲＦ出力のＯＮ／ＯＦＦおよび送受信用アンテナＭ
までのＲＦ経路の切替を制御される。 同様に、下り伝
送系である送信高周波部(Ｔｈｓ)５８およびＲＦ切替器
(ＳＷｂ)６０と上り伝送系である受信高周波部(Ｒｈｍ)
２７は、上り伝送系の受信制御部(Ｒｘｍ)５３によっ
て、ＲＦ出力のＯＮ／ＯＦＦおよび送受信用アンテナＳ
までのＲＦ経路の切替を制御される。
【００１７】図４に移動局側である送信制御部(Ｔｘｍ)
５１の構成を示す。 これは従来例の送信制御部２１の
レート変換部１を、Ｐsw信号(制御信号Ｃ(ｍ))の出力可
能でかつフレーム周期の前半にのみデータを出力するレ
ート変換部１ｍに、置換したものである。 また、符号
化部２Ｔを、９００シンボルからなるフレーム周期の前
半にのみ、例えば時刻ｔ０からｔ２の期間に同期シンボ
ルを含む４００シンボルのデータを出力するように動作
する符号化部２Ｔｍに置換したものである。図５に基地
局側の受信制御部(Ｒｘｍ)５３の構成を示す。 これ
は、従来例の受信制御部２３のタイミング再生部４を、
Ｐsw、ＦＳＴｒ、Ｓ・ＦＩＸの各信号の出力が可能なタ
イミング再生部４ｍに置換したものである。 また、Ｐ
sw信号とＳ・ＦＩＸ信号の出力を、ＮＯＲゲート４ｍｇ
にてＮＯＲゲートして出力する構成としたものである。
具体的には、受信信号ＭRX(上り)の同期を検出し、Ｓ
・ＦＩＸがＬとなった時に、ＰswをＣ(Ｓ)として出力す
る。 また、復号化部２Ｒを、ローカルＶＣＯ制御機能
付きの復号化部２Ｒｍに置換し、同じく電圧制御ローカ
ル発振器９５を制御するものである。
５１の構成を示す。 これは従来例の送信制御部２１の
レート変換部１を、Ｐsw信号(制御信号Ｃ(ｍ))の出力可
能でかつフレーム周期の前半にのみデータを出力するレ
ート変換部１ｍに、置換したものである。 また、符号
化部２Ｔを、９００シンボルからなるフレーム周期の前
半にのみ、例えば時刻ｔ０からｔ２の期間に同期シンボ
ルを含む４００シンボルのデータを出力するように動作
する符号化部２Ｔｍに置換したものである。図５に基地
局側の受信制御部(Ｒｘｍ)５３の構成を示す。 これ
は、従来例の受信制御部２３のタイミング再生部４を、
Ｐsw、ＦＳＴｒ、Ｓ・ＦＩＸの各信号の出力が可能なタ
イミング再生部４ｍに置換したものである。 また、Ｐ
sw信号とＳ・ＦＩＸ信号の出力を、ＮＯＲゲート４ｍｇ
にてＮＯＲゲートして出力する構成としたものである。
具体的には、受信信号ＭRX(上り)の同期を検出し、Ｓ
・ＦＩＸがＬとなった時に、ＰswをＣ(Ｓ)として出力す
る。 また、復号化部２Ｒを、ローカルＶＣＯ制御機能
付きの復号化部２Ｒｍに置換し、同じく電圧制御ローカ
ル発振器９５を制御するものである。
【００１８】図６に基地局側である送信制御部(Ｔｘｓ)
５４の構成を示す。 これは、送信制御部５４のレート
変換部１を、外部入力ＦＳＴinに従って１／２フレーム
遅延したＦＳＴｒを出力する動作を行い、かつこのフレ
ーム周期の前半にのみデータを出力するレート変換部１
ｓに置換したものである。 この結果、符号化部２Ｔ
は、受信制御部(Ｒｘｍ)５４で受信した９００シンボル
からなるフレーム周期の後半である、例えば時刻ｔ８か
ら同期シンボルを含む４００シンボルのデータを出力す
るように動作する。図７に移動局側の送信制御部(Ｔｘ
ｍ)５１内のレート変換部１ｍの具体的構成を示す。
これは、従来例のレート変換器１のＦＳＴカウンタ１−
５を、ＦＳＴカウンタの値を出力するＦＳＴカウンタ１
−５ｍに置換したものである。 このカウンタ値は、デ
コーダ１−７に入力され、全９００シンボルからなるフ
レームの１シンボルから４００シンボルの期間にＬとな
る信号Ｐswを発生出力する。また、デコーダ１−７と同
様の構成、動作のデコーダ１−８は、ＦＳＴカウンタ１
−５ｍのカウント値出力を入力とし、同期間すなわちフ
レームの１シンボルから４００シンボルの期間、ＦＩＦ
Ｏメモリ１−３のＲＥ(Read Enable)入力を付勢し、デ
ータを出力させる。
５４の構成を示す。 これは、送信制御部５４のレート
変換部１を、外部入力ＦＳＴinに従って１／２フレーム
遅延したＦＳＴｒを出力する動作を行い、かつこのフレ
ーム周期の前半にのみデータを出力するレート変換部１
ｓに置換したものである。 この結果、符号化部２Ｔ
は、受信制御部(Ｒｘｍ)５４で受信した９００シンボル
からなるフレーム周期の後半である、例えば時刻ｔ８か
ら同期シンボルを含む４００シンボルのデータを出力す
るように動作する。図７に移動局側の送信制御部(Ｔｘ
ｍ)５１内のレート変換部１ｍの具体的構成を示す。
これは、従来例のレート変換器１のＦＳＴカウンタ１−
５を、ＦＳＴカウンタの値を出力するＦＳＴカウンタ１
−５ｍに置換したものである。 このカウンタ値は、デ
コーダ１−７に入力され、全９００シンボルからなるフ
レームの１シンボルから４００シンボルの期間にＬとな
る信号Ｐswを発生出力する。また、デコーダ１−７と同
様の構成、動作のデコーダ１−８は、ＦＳＴカウンタ１
−５ｍのカウント値出力を入力とし、同期間すなわちフ
レームの１シンボルから４００シンボルの期間、ＦＩＦ
Ｏメモリ１−３のＲＥ(Read Enable)入力を付勢し、デ
ータを出力させる。
【００１９】ここで、Ｎ，Ｇ，ＣＫｍ等のパラメータ間
の関係は、以下の通りである。 ＣＫｍ＝ＣＫ×Ｎ×(１／Ｇ)×ＴDD 但し、 Ｎ：１フレームのシンボル数で、通常、５４４，６８
８、最大９５０程度 Ｇ： (有効サンプル数＋ガードサンプル数)×(フレーム
シンボル数／データシンボル数)×(１／変調ビット数) ＴDD：信号送出期間と非送出期間との比 なお、本実施例では、信号送出期間と非送出期間との比
を５０％としているが、ＴDDを任意の比に設定すること
により、５０％以外の比に設定できる。
の関係は、以下の通りである。 ＣＫｍ＝ＣＫ×Ｎ×(１／Ｇ)×ＴDD 但し、 Ｎ：１フレームのシンボル数で、通常、５４４，６８
８、最大９５０程度 Ｇ： (有効サンプル数＋ガードサンプル数)×(フレーム
シンボル数／データシンボル数)×(１／変調ビット数) ＴDD：信号送出期間と非送出期間との比 なお、本実施例では、信号送出期間と非送出期間との比
を５０％としているが、ＴDDを任意の比に設定すること
により、５０％以外の比に設定できる。
【００２０】次に、基地局側受信制御部(Ｒxm)５３内の
タイミング検出器４ｍの具体的構成を図８に示す。 こ
れは、従来例のタイミング検出器４のフレームカウンタ
４−４を、ＦＳＴカウンタの値を出力するフレームカウ
ンタ４−４ｍに置換したものである。 このカウンタ値
はデコーダ４−７に入力され、全９００シンボルからな
るフレームの４５０シンボルから８５０シンボルの期間
にＬとなる信号Ｐswを発生出力する。またフレームカウ
ンタ４−４ｍは、４５０シンボルから９００シンボルま
でＬとなるパルスＦＳＴｒを出力する。 ＳＷＥＥＰ演
算部４−２からの一致パルスはタイマ４−８に入力し、
定期的に一致パルスが生じ、上り回線の受信動作の確率
が示された場合にＬとなる信号Ｓ・ＦＩＸを出力する。
信号Ｓ・ＦＩＸは、更にモノマルチ４−１０の一方の
入力に供給される。 モノマルチ４−１０の他方の入力
には、フレームカウンタ４−４ｍのカウント値を入力と
するデコーダ４−９の出力が供給される。 デコーダ４
−９は、レート変換部１ｍ内のデコーダ１−７(図７)と
同様の９００シンボルからなるフレームの１シンボルか
ら４００シンボルの期間にＬとなる信号ＦＳＴｓを出力
する。 従って、信号ＦＳＴｓは、上り回線の受信動作
が確立してから以降、各受信フレームのデータシンボル
期間の終了位相を示す。
タイミング検出器４ｍの具体的構成を図８に示す。 こ
れは、従来例のタイミング検出器４のフレームカウンタ
４−４を、ＦＳＴカウンタの値を出力するフレームカウ
ンタ４−４ｍに置換したものである。 このカウンタ値
はデコーダ４−７に入力され、全９００シンボルからな
るフレームの４５０シンボルから８５０シンボルの期間
にＬとなる信号Ｐswを発生出力する。またフレームカウ
ンタ４−４ｍは、４５０シンボルから９００シンボルま
でＬとなるパルスＦＳＴｒを出力する。 ＳＷＥＥＰ演
算部４−２からの一致パルスはタイマ４−８に入力し、
定期的に一致パルスが生じ、上り回線の受信動作の確率
が示された場合にＬとなる信号Ｓ・ＦＩＸを出力する。
信号Ｓ・ＦＩＸは、更にモノマルチ４−１０の一方の
入力に供給される。 モノマルチ４−１０の他方の入力
には、フレームカウンタ４−４ｍのカウント値を入力と
するデコーダ４−９の出力が供給される。 デコーダ４
−９は、レート変換部１ｍ内のデコーダ１−７(図７)と
同様の９００シンボルからなるフレームの１シンボルか
ら４００シンボルの期間にＬとなる信号ＦＳＴｓを出力
する。 従って、信号ＦＳＴｓは、上り回線の受信動作
が確立してから以降、各受信フレームのデータシンボル
期間の終了位相を示す。
【００２１】次に、タイマ４−８の構成例とその動作を
説明するための波形を図２３に示し、受信制御部におけ
る受信同期の確率について説明する。ＳＷＥＥＰ演算部
４−２からの一致パルス(入力ＩＮ)は、モノマルチ４−
８−１に入力され、約１フレーム周期毎にのみ、レベル
がＨとなるパルスＳ１を出力する。 Ｄフリップフロッ
プ４−８−２は、パルスＳ１をＤ端子に、入力ＩＮをＣ
Ｋ端子に入力する。 そして、入力ＩＮの立上りに同期
して、Ｄ端子の状態をラッチする。波形図で説明する
と、時刻ｔ３以前の受信同期確率前は、希にしかＩＮ信
号が現れないし、その周期もフレームに全く一致してい
ない。 このため、希に発生した時刻ｔ１のＩＮ信号に
より発生する時刻ｔ２のＳ１信号はラッチされない。時
刻ｔ３以降、周期的、かつフレーム周期のＩＮ信号が発
生すると、時刻ｔ３のＩＮ信号により、Ｓ１信号は時刻
ｔ４頃、レベルＨとなっている。 このため、Ｄフリッ
プフロップ４−８−２は、時刻ｔ４のＩＮ信号をクロッ
クとしてレベルＨをラッチし、信号Ｓ・ＦＩＸを出力す
る。 以後、時刻ｔ４のＩＮ信号で時刻ｔ５頃に発生す
るＳ１信号のレベルＨを時刻ｔ５のＩＮ信号が再度ラッ
チを行い、以後信号Ｓ・ＦＩＸは、フレーム周期のＩＮ
信号が入力される度に、レベルＨを維持し続ける。
説明するための波形を図２３に示し、受信制御部におけ
る受信同期の確率について説明する。ＳＷＥＥＰ演算部
４−２からの一致パルス(入力ＩＮ)は、モノマルチ４−
８−１に入力され、約１フレーム周期毎にのみ、レベル
がＨとなるパルスＳ１を出力する。 Ｄフリップフロッ
プ４−８−２は、パルスＳ１をＤ端子に、入力ＩＮをＣ
Ｋ端子に入力する。 そして、入力ＩＮの立上りに同期
して、Ｄ端子の状態をラッチする。波形図で説明する
と、時刻ｔ３以前の受信同期確率前は、希にしかＩＮ信
号が現れないし、その周期もフレームに全く一致してい
ない。 このため、希に発生した時刻ｔ１のＩＮ信号に
より発生する時刻ｔ２のＳ１信号はラッチされない。時
刻ｔ３以降、周期的、かつフレーム周期のＩＮ信号が発
生すると、時刻ｔ３のＩＮ信号により、Ｓ１信号は時刻
ｔ４頃、レベルＨとなっている。 このため、Ｄフリッ
プフロップ４−８−２は、時刻ｔ４のＩＮ信号をクロッ
クとしてレベルＨをラッチし、信号Ｓ・ＦＩＸを出力す
る。 以後、時刻ｔ４のＩＮ信号で時刻ｔ５頃に発生す
るＳ１信号のレベルＨを時刻ｔ５のＩＮ信号が再度ラッ
チを行い、以後信号Ｓ・ＦＩＸは、フレーム周期のＩＮ
信号が入力される度に、レベルＨを維持し続ける。
【００２２】次に、基地局側送信制御部(Ｔxs)５４内の
レート変換部１ｓの具体的構成を、図９に示す。 これ
は、従来例のレート変換器１のＦＳＴカウンタ１−５
を、外部パルスＦＳＴinにてリセット可能なＦＳＴカウ
ンタ１−５ｓに置換したものである。 なお、ＦＳＴパ
ルスは、ＦＳＴinに従った位相で発生出力される。ＦＳ
Ｔカウンタ１−５ｓのカウント値は、デコーダ１−１２
に入力される。デコーダ１−１２は、９００シンボルか
らなるフレームの１シンボルから４００シンボルの期
間、ＦＩＦＯメモリ１−３のＲＥ端子を付勢し、データ
を出力させる。図１０に基地局側受信制御部(Ｒxm)５３
内のホールド機能付き復号化部２Ｒｍの構成例を示す。
入力Ｒ'ｆとＩ'ｆは、ＲＯＭ２Ｒ−１のアドレスと差分
検出器２Ｒ−３に入力される。 ＲＯＭ２Ｒ−１の出力
Ｄ'ｏは、出力端子と差分検出器２Ｒ−３に入力され
る。 差分検出器２Ｒ−３の出力は、積和器２Ｒ−４に
入力される。積和器２Ｒ−４のＥＮ端子には、コントロ
ーラ(ＣＮＴ)２Ｒ−５のＳＧＣ信号と外部から入力され
る制御信号Ｓ・ＦＩＸ(ホールド信号)とをゲートした信
号を入力する。差分検出器２Ｒ−３は、ＲＯＭ２Ｒ−１
が識別したマッピング上での本来あるべき信号点と、復
号部への入力であるＲ'ｆとＩ'ｆの信号点との差分ベク
トルを求める。 積和器２Ｒ−４は、ＳＧＣ信号の指示
に基づき、ＦＦＴ部３Ｃ(図５)で周波数変換した帯域の
信号においてキャリアが存在する期間のみの差分ベクト
ルを取り込む。 コントローラ(ＣＮＴ)２Ｒ−５は、ク
ロックＣＫｒとＦＳＴｒパルスを基準に、復号対象デー
タ期間を指示するＳＧＣ信号を出力する。
レート変換部１ｓの具体的構成を、図９に示す。 これ
は、従来例のレート変換器１のＦＳＴカウンタ１−５
を、外部パルスＦＳＴinにてリセット可能なＦＳＴカウ
ンタ１−５ｓに置換したものである。 なお、ＦＳＴパ
ルスは、ＦＳＴinに従った位相で発生出力される。ＦＳ
Ｔカウンタ１−５ｓのカウント値は、デコーダ１−１２
に入力される。デコーダ１−１２は、９００シンボルか
らなるフレームの１シンボルから４００シンボルの期
間、ＦＩＦＯメモリ１−３のＲＥ端子を付勢し、データ
を出力させる。図１０に基地局側受信制御部(Ｒxm)５３
内のホールド機能付き復号化部２Ｒｍの構成例を示す。
入力Ｒ'ｆとＩ'ｆは、ＲＯＭ２Ｒ−１のアドレスと差分
検出器２Ｒ−３に入力される。 ＲＯＭ２Ｒ−１の出力
Ｄ'ｏは、出力端子と差分検出器２Ｒ−３に入力され
る。 差分検出器２Ｒ−３の出力は、積和器２Ｒ−４に
入力される。積和器２Ｒ−４のＥＮ端子には、コントロ
ーラ(ＣＮＴ)２Ｒ−５のＳＧＣ信号と外部から入力され
る制御信号Ｓ・ＦＩＸ(ホールド信号)とをゲートした信
号を入力する。差分検出器２Ｒ−３は、ＲＯＭ２Ｒ−１
が識別したマッピング上での本来あるべき信号点と、復
号部への入力であるＲ'ｆとＩ'ｆの信号点との差分ベク
トルを求める。 積和器２Ｒ−４は、ＳＧＣ信号の指示
に基づき、ＦＦＴ部３Ｃ(図５)で周波数変換した帯域の
信号においてキャリアが存在する期間のみの差分ベクト
ルを取り込む。 コントローラ(ＣＮＴ)２Ｒ−５は、ク
ロックＣＫｒとＦＳＴｒパルスを基準に、復号対象デー
タ期間を指示するＳＧＣ信号を出力する。
【００２３】図２４に差分検出器２Ｒ−３の構成例を示
す。 これは、Ｄ'ｏが入力される微調制御部２Ｒ−３
−１、Ｒ'ｆとＩ'ｆが入力される粗調制御部２Ｒ−３−
２、これら制御部出力と切替信号が入力される切替え器
２Ｒ−３−３で構成される。この動作は、同期シンボル
群中のＣＷシンボルを基準にフレームに１回、ローカル
周波数のずれをおおまかに検出し、周波数誤差を解消す
る補正値を出力する。また、周波数ずれが許容範囲内に
達したら粗調完了信号を出力する。 粗調完了後は、復
号値の異常状態を検知する微調制御に入る。図１１に送
信側でのレート変換処理、符号化処理、及び受信側での
復号処理、逆レート変換処理のタイミングチャートを示
す。レート変換部１ｍ(図７)は、搭載したＦＩＦＯメモ
リ１−３に１フレーム分のデータを貯え、ｔ０からｔ２
の信号の送出期間に出力する。送信高周波部５５(図１)
は、制御端子にローレベル信号(Ｌ)が印加されると、図
示しない送信段パワーアンプの出力を行うよう構成され
ている。ここで、移動局側の送信制御部(Ｔxm)５１と基
地局側の送信制御部(Ｔxs)５４のクロックレートに差が
あると、クロックを分周して決まるフレーム周期に時間
経過とともに位相差が生じ、下り方向の伝送に乱れが生
じる。即ち、固定した地点(伝送局)同士での伝送であれ
ば、互いの距離が変化することはない。 しかし、本伝
送系のように、移動局と基地局との伝送では、互いの距
離が近づいたり遠のいたりする。その結果、近づく場
合、フレーム周期は短くなり、遠のく場合、フレーム周
期が長くなることになり、これに応じてクロック周波数
を上昇あるいは下降させる必要が生じる。
す。 これは、Ｄ'ｏが入力される微調制御部２Ｒ−３
−１、Ｒ'ｆとＩ'ｆが入力される粗調制御部２Ｒ−３−
２、これら制御部出力と切替信号が入力される切替え器
２Ｒ−３−３で構成される。この動作は、同期シンボル
群中のＣＷシンボルを基準にフレームに１回、ローカル
周波数のずれをおおまかに検出し、周波数誤差を解消す
る補正値を出力する。また、周波数ずれが許容範囲内に
達したら粗調完了信号を出力する。 粗調完了後は、復
号値の異常状態を検知する微調制御に入る。図１１に送
信側でのレート変換処理、符号化処理、及び受信側での
復号処理、逆レート変換処理のタイミングチャートを示
す。レート変換部１ｍ(図７)は、搭載したＦＩＦＯメモ
リ１−３に１フレーム分のデータを貯え、ｔ０からｔ２
の信号の送出期間に出力する。送信高周波部５５(図１)
は、制御端子にローレベル信号(Ｌ)が印加されると、図
示しない送信段パワーアンプの出力を行うよう構成され
ている。ここで、移動局側の送信制御部(Ｔxm)５１と基
地局側の送信制御部(Ｔxs)５４のクロックレートに差が
あると、クロックを分周して決まるフレーム周期に時間
経過とともに位相差が生じ、下り方向の伝送に乱れが生
じる。即ち、固定した地点(伝送局)同士での伝送であれ
ば、互いの距離が変化することはない。 しかし、本伝
送系のように、移動局と基地局との伝送では、互いの距
離が近づいたり遠のいたりする。その結果、近づく場
合、フレーム周期は短くなり、遠のく場合、フレーム周
期が長くなることになり、これに応じてクロック周波数
を上昇あるいは下降させる必要が生じる。
【００２４】図２に、この点に対処することを目的とし
た、本発明の第２の構成例を示す。これは、図１の基地
局側送信制御部５４を、クロック発振器を持たない送信
制御部(Ｔxs)５４ｂに置換したものである。即ち、受信
制御部(Ｒxm)５３で再生したクロックＣＫを用い、上り
方向伝送のクロックレートと下り方向伝送のクロックレ
ートを同一にするものである。移動局側、基地局側のい
ずれのフレーム周期も同一のクロックを同一分周して作
成するため、フレーム位相ずれは本質的に発生しない。
同様に、移動局側受信制御部(Ｒxs)５２ｂもクロック発
振器を持たず、送信制御部(Ｔxm)５１のクロックＣＫを
用い、上り方向伝送のクロックレートと下り方向伝送の
クロックレートを同一にしている。 図２のその他の部
分は、図１と同様なので、説明を省略する。
た、本発明の第２の構成例を示す。これは、図１の基地
局側送信制御部５４を、クロック発振器を持たない送信
制御部(Ｔxs)５４ｂに置換したものである。即ち、受信
制御部(Ｒxm)５３で再生したクロックＣＫを用い、上り
方向伝送のクロックレートと下り方向伝送のクロックレ
ートを同一にするものである。移動局側、基地局側のい
ずれのフレーム周期も同一のクロックを同一分周して作
成するため、フレーム位相ずれは本質的に発生しない。
同様に、移動局側受信制御部(Ｒxs)５２ｂもクロック発
振器を持たず、送信制御部(Ｔxm)５１のクロックＣＫを
用い、上り方向伝送のクロックレートと下り方向伝送の
クロックレートを同一にしている。 図２のその他の部
分は、図１と同様なので、説明を省略する。
【００２５】図２５に受信高周波部２６の構成例を示
す。 これは、ゲイン制御可能なゲイン可変アンプ２６
−１、７ＧＨｚ帯の周波数を１３０ＭＨｚ帯に変換する
周波数変換部２６−２、１３０ＭＨｚ帯での出力レベル
を検出するレベル検出器２６−３、制御信号によって入
力信号値を保持したり、入力値をそのまま出力するサン
プルホールド部(Ｓ／Ｈ)２６−４からなる。受信入力の
ない期間は、Ｓ／Ｈ２６−４を制御信号により保持モー
ドとして、ゲイン可変アンプ２６−１が不必要にゲイン
を増加することを防止している。図２６は、図１の実施
例における移動局側受信制御部(Ｒxs)５２の一構成例を
示す。 ゲート４ｍｇの出力が図５の基地局側受信制御
部と異なり、復号化部２Ｒｍに供給されているが、その
他の構成は図５と同様なので説明を省略する。図２７
は、図２の実施例における移動局側受信制御部(Ｒxs)５
２ｂの一構成例を示す。 この構成は、ゲート４ｍｇの
出力が図５の基地局側受信制御部と異なり復号化部２Ｒ
ｍに供給されており、更に、図２６で用いられた電圧制
御形クロック発振器１２の代わりに移動局側送信制御部
(Ｔxm)５１のクロック発振器１１の出力が用いられてい
る。 その他の構成は図５と同様なので説明を省略す
る。
す。 これは、ゲイン制御可能なゲイン可変アンプ２６
−１、７ＧＨｚ帯の周波数を１３０ＭＨｚ帯に変換する
周波数変換部２６−２、１３０ＭＨｚ帯での出力レベル
を検出するレベル検出器２６−３、制御信号によって入
力信号値を保持したり、入力値をそのまま出力するサン
プルホールド部(Ｓ／Ｈ)２６−４からなる。受信入力の
ない期間は、Ｓ／Ｈ２６−４を制御信号により保持モー
ドとして、ゲイン可変アンプ２６−１が不必要にゲイン
を増加することを防止している。図２６は、図１の実施
例における移動局側受信制御部(Ｒxs)５２の一構成例を
示す。 ゲート４ｍｇの出力が図５の基地局側受信制御
部と異なり、復号化部２Ｒｍに供給されているが、その
他の構成は図５と同様なので説明を省略する。図２７
は、図２の実施例における移動局側受信制御部(Ｒxs)５
２ｂの一構成例を示す。 この構成は、ゲート４ｍｇの
出力が図５の基地局側受信制御部と異なり復号化部２Ｒ
ｍに供給されており、更に、図２６で用いられた電圧制
御形クロック発振器１２の代わりに移動局側送信制御部
(Ｔxm)５１のクロック発振器１１の出力が用いられてい
る。 その他の構成は図５と同様なので説明を省略す
る。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、従
来構成の双方向伝送システムでは２つの帯域を必要とし
たことに対し、伝送データ量は減少するが、双方向伝送
を１つの帯域で可能とし、有限な電波を有効活用でき
る。
来構成の双方向伝送システムでは２つの帯域を必要とし
たことに対し、伝送データ量は減少するが、双方向伝送
を１つの帯域で可能とし、有限な電波を有効活用でき
る。
【図１】本発明の双方向伝送システムの一実施例の全体
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図２】本発明の双方向伝送システムの他の実施例の全
体構成を示すブロック図
体構成を示すブロック図
【図３】本発明の動作を説明するためのタイミングチャ
ート
ート
【図４】本発明の移動局側送信制御部５１の具体的構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【図５】本発明の基地局側受信制御部５３の構成例を示
すブロック図
すブロック図
【図６】本発明の基地局側送信制御部５４の構成を示す
ブロック図
ブロック図
【図７】本発明のレート変換部１ｍの構成を示すブロッ
ク図
ク図
【図８】本発明のタイミング制御部４ｍの構成を示すブ
ロック図
ロック図
【図９】本発明のレート変換部１ｓの構成を示すブロッ
ク図
ク図
【図１０】本発明の復号化部２Ｒｍの構成を示すブロッ
ク図
ク図
【図１１】伝送信号作成の概念を表す模式図
【図１２】従来例の全体構成を示すブロック図
【図１３】従来の送信制御部２１の構成例を示すブロッ
ク図
ク図
【図１４】従来の受信制御部２５の構成例を示すブロッ
ク図
ク図
【図１５】ＯＦＤＭ信号のフレーム構成を示す図
【図１６】レート変換部１の構成を示すブロック図
【図１７】符号化部２Ｔの構成を示すブロック図
【図１８】ＩＦＦＴ変換部３Ａの構成を示すブロック図
【図１９】ガード付加部３Ｂの構成例を示すブロック図
【図２０】同期挿入部５の構成を示すブロック図
【図２１】同期再生器４の構成例を示すブロック図
【図２２】従来方式での伝送信号作成の概念を表す模式
図
図
【図２３】タイミング検出器４ｍ内のタイマ４−８の構
成を示すブロック図と各部波形図
成を示すブロック図と各部波形図
【図２４】差分検出器２Ｒ−３の構成例を示すブロック
図
図
【図２５】本発明の伝送システムの受信高周波部の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【図２６】本発明の伝送システムの受信制御部の構成を
示すブロック図
示すブロック図
【図２７】本発明の伝送システムの受信高周波部の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
１：レート変換部、２：符号化部、３Ａ：ＩＦＦＴ変換
部、３Ｂ：ガード付加部、５：同期挿入部、４：同期再
生器、３Ｃ：ＦＦＴ変換部、２Ｒ：復号化部、７：レー
ト逆変換部、８：直交変調処理部、９：直交復調処理
部、１１：クロック発振器、１２：電圧制御クロック発
振器、８３：ローカル発振器、９３：電圧制御ローカル
発振器、５１，５４：送信制御部、５２，５３：受信制
御部、５５，５８：送信高周波部、２６，２７：受信高
周波部、５９，６０：ＲＦ切替器。
部、３Ｂ：ガード付加部、５：同期挿入部、４：同期再
生器、３Ｃ：ＦＦＴ変換部、２Ｒ：復号化部、７：レー
ト逆変換部、８：直交変調処理部、９：直交復調処理
部、１１：クロック発振器、１２：電圧制御クロック発
振器、８３：ローカル発振器、９３：電圧制御ローカル
発振器、５１，５４：送信制御部、５２，５３：受信制
御部、５５，５８：送信高周波部、２６，２７：受信高
周波部、５９，６０：ＲＦ切替器。
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｎ 7/081 Ｈ０４Ｎ 7/08 Ｚ 7/14
Claims (7)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重変調方式により変調
された伝送信号を第１と第２の伝送局間で送受信するデ
ィジタル伝送システムにおいて、上記第１の伝送局が送
信する第１の送信期間と上記第２の伝送局が送信する第
２の送信期間が交互に現れるよう上記第１と第２の伝送
局を制御し、上記第１の伝送局で第１の連続データを信
号送出期間と非送出期間が繰返す第１の上り方向間欠伝
送信号に変換して上記第１の送信期間に送信し、上記第
２の伝送局で第２の連続データを信号送出期間と非送出
期間が繰返す第２の下り方向間欠伝送信号に変換して上
記第２の送信期間に送信し、上記第１と第２の伝送局で
受信したそれぞれの間欠伝送信号をそれぞれ元の連続デ
ータに復元することを特徴とする双方向ディジタル伝送
方法。 - 【請求項２】 直交周波数分割多重変調方式により変調
された伝送信号を第１と第２の伝送局間で送受信するデ
ィジタル伝送装置において、上記第１の伝送局に、第１
の連続データを第１の間欠伝送信号に変換し間欠送信す
る第１の送信部と上記第２の伝送局からの第２の間欠伝
送信号を受信し元の第２の連続データに復元する第１の
受信部と当該伝送局の送受信動作を切替る第１の切替部
とを設け、上記第２の伝送局に、上記第２の連続データ
を上記第２の間欠伝送信号に変換し間欠送信する第２の
送信部と上記第１の伝送局からの上記第１の間欠伝送信
号を受信し元の第１の連続データに復元する第２の受信
部と当該伝送局の送受信動作を切替る第２の切替部とを
設け、上記第１、第２の間欠伝送信号を互いの信号非送
出期間に交互に伝送することを特徴とする双方向ディジ
タル伝送装置。 - 【請求項３】 請求項２において、上記第２の伝送局の
第２の受信部は、受信した上記第１の間欠伝送信号から
クロックを再生し、当該再生クロックに基づき上記第２
の送信部のデータ伝送レートを設定する手段を含むこと
を特徴とする双方向ディジタル伝送装置。 - 【請求項４】 クロック発振器とローカル発振器を持つ
送信制御部、送信高周波部、送信アンテナ部からなる上
り系送信装置と、受信アンテナ部、受信高周波部、外部
制御クロック発振器とローカル発振器を持つ受信制御部
からなる下り系受信装置とから構成される第１の伝送局
と、受信アンテナ部、受信高周波部、外部制御クロック
発振器とローカル発振器を持つ受信制御部からなる上り
系受信装置と、クロック発振器とローカル発振器を持つ
送信制御部、送信高周波部、送信アンテナ部からなる下
り系送信装置とから構成される第２の伝送局とから構成
される伝送装置において、第１の伝送局側に上り系送信
伝送信号と下り系受信伝送信号の選択を送信制御部から
コントロールされる第１の切替器を追加し、送信制御部
に連続データを間欠伝送信号的に送出する伝送信号を作
成する機能とその送出期間にほぼ等しい期間を示す機能
を付加し、送信高周波部に高周波送信出力を外部信号に
従って断する機能を付加し、受信部を間欠伝送信号に対
応する機能を付加した伝送装置とし、上記第２の伝送局
側に上り系受信伝送信号と下り系送信伝送信号との選択
を受信制御部からコントロールされる第２の切替器を追
加し、受信制御部に該受信が正常に行われている場合に
正味伝送信号の期間を示す機能と、間欠的な伝送信号を
復号した後に連続的に送出する機能と、受信の完了した
位相を示す情報を出力する機能とを付加し、受信の完了
に従って連続的な伝送信号を間欠的に作成する機能を付
加し送信高周波部に高周波送信出力を外部信号に従って
断とする機能を付加した伝送装置としたことを特徴とす
る双方向ディジタル伝送装置。 - 【請求項５】 請求項４において、上記第２の伝送局側
の上り送信制御部のクロックを下り受信制御部外部制御
クロック発振器のクロック出力としたことを特徴とする
双方向ディジタル伝送装置。 - 【請求項６】 請求項５において、上記第１の伝送局側
の下り受信制御部の外部制御クロックを上り送信制御部
のクロック発振器のクロック出力とすることを特徴とす
る双方向ディジタル伝送装置。 - 【請求項７】 請求項３乃至６において、受信高周波部
が切替器制御信号によって、受信段ゲイン調整機能を受
信制御部の同期引き込み機能をホールドする機能を付加
したことを特徴とする双方向ディジタル伝送装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11019180A JPH11331133A (ja) | 1998-01-28 | 1999-01-27 | 双方向ディジタル伝送方法及びその装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10-15307 | 1998-01-28 | ||
| JP1530798 | 1998-01-28 | ||
| JP11019180A JPH11331133A (ja) | 1998-01-28 | 1999-01-27 | 双方向ディジタル伝送方法及びその装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11331133A true JPH11331133A (ja) | 1999-11-30 |
Family
ID=26351427
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11019180A Pending JPH11331133A (ja) | 1998-01-28 | 1999-01-27 | 双方向ディジタル伝送方法及びその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11331133A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006075586A1 (ja) * | 2005-01-12 | 2006-07-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線通信方法、基地局装置、および移動局装置 |
| JP2007104357A (ja) * | 2005-10-05 | 2007-04-19 | Casio Comput Co Ltd | 無線テレビシステム |
| WO2008087820A1 (ja) * | 2007-01-19 | 2008-07-24 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | 無線機 |
| JP2010539747A (ja) * | 2007-09-11 | 2010-12-16 | 韓國電子通信研究院 | Ｔｄｄ方式の通信装置及びその動作方法 |
| JP2011114437A (ja) * | 2009-11-25 | 2011-06-09 | Dx Antenna Co Ltd | 再送信システム |
| CN108415869A (zh) * | 2018-02-28 | 2018-08-17 | 北京零壹空间科技有限公司 | 串行数据的发送方法及装置 |
-
1999
- 1999-01-27 JP JP11019180A patent/JPH11331133A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006075586A1 (ja) * | 2005-01-12 | 2006-07-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線通信方法、基地局装置、および移動局装置 |
| JPWO2006075586A1 (ja) * | 2005-01-12 | 2008-06-12 | 松下電器産業株式会社 | 無線通信方法、基地局装置、および移動局装置 |
| JP4789812B2 (ja) * | 2005-01-12 | 2011-10-12 | パナソニック株式会社 | 移動局装置、送信タイミング制御装置及び送信タイミング制御方法 |
| US8493961B2 (en) | 2005-01-12 | 2013-07-23 | Panasonic Corporation | Transmission timing control method, base station apparatus and mobile station apparatus |
| JP2007104357A (ja) * | 2005-10-05 | 2007-04-19 | Casio Comput Co Ltd | 無線テレビシステム |
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| JP2008177946A (ja) * | 2007-01-19 | 2008-07-31 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 無線機 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20041018 |
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| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041217 |
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| A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20050107 |
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| A912 | Removal of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A912 Effective date: 20050210 |