JPH0644731B2

JPH0644731B2 - 放送形式のデータ通信におけるダイバーシチ送受信方法

Info

Publication number: JPH0644731B2
Application number: JP60030488A
Authority: JP
Inventors: 和森山
Original assignee: Kokusai Electric Corp
Current assignee: Kokusai Electric Corp
Priority date: 1985-02-20
Filing date: 1985-02-20
Publication date: 1994-06-08
Anticipated expiration: 2009-06-08
Also published as: JPS61198825A

Description

【発明の詳細な説明】（発明の属する技術分野）本発明は、陸上中央固定局に専用回線で接続された複数
送信所から同一データ信号によって変調され放送形式で
放射される短波帯の電波を、固定局から地理的に遠く離
れた距離に散在する不特定多数の移動局が受信し、良品
質のデータを確保するためのダイバーシチ送受信方法に
関するものである。

（従来の技術）主としてHF（短波）帯の電波を用いて地上固定局から不
特定多数の移動局に対するデータ伝送を行う場合に、従
来は、送信側は使用できる伝送帯域内を周波数分割して
複数チャネルとし、その各チャネルを同一データによっ
て変調して１つの送信所設備から空間に送出し、移動局
では送出された複数チャネルを同時に受信復調して合成
する周波数ダイバーシチ方法、同じように１つの送信所
から電波の偏波面を水平と垂直の偏波の組み合わせとし
て送信し、移動局では偏波面毎に受信し復調後合成する
偏波面ダイバーシチ方法、または伝送符号を一定時間間
隔で多数回繰返して送信し、受信側では多数回復調符号
の多数決または誤り検定を行うタイムダイバーシチ方法
等があり、そのいずれかが用いられている。

しかし、いずれの方法も伝搬路上の障害をほぼ完全に除
去することは難しく、特に短波帯で放送形式による不特
定多数の移動体への通信では送受信点間の距離により空
間電波の状態が変化するため最適運用周波数の変化があ
ってデータすなわちディジタル符号の良品質の伝送は困
難であり、受信側のアンテナに関連する改良手法のみで
は良好な受信復調を維持することは困難であった。

（発明の目的）本発明は、広範囲を移動する不特定多数の移動体が連続
して良品質のデータ受信が行われることを目的とし、特
に広い地域に分散する移動速度の大きい航空機，自動
車，船舶などへの伝送が良好で、かつ、経済的な移動局
設備によって良好な受信復調データを得ることができる
短波帯の放送形式のデータ通信におけるダイバーシチ送
受信方法を提供することを目的とする。

（発明の構成と動作）本発明の放送形式のデータ通信におけるダイバーシチ送
受信方法は、中央固定局に専用回線で接続された複数の
送信所が分散配置され該複数の送信所から短波帯の搬送
波を前記中央固定局からの同一変調波によって変調した
電波を送出し、該送出された電波を移動無線機に設けら
れた２つのアンテナでスペース・偏波面ダイバーシチに
よって受信するように構成された放送形式におけるダイ
バーシチ送受信方法において、前記複数の送信所から送出される電波の搬送波は周波数
ダイバーシチを行うために互いに近接して相異なる周波
数が設定されるとともに前記中央固定局から同一ディジ
タルデータによって位相偏移または周波数偏移形式で変
調され、前記移動無線機には、前記複数の送信所からの伝搬経路
の異なる電波を該電波の前記搬送波の周波数にそれぞれ
対応して同時に受信するための複数の受信系と、該複数
の受信系のそれぞれにスペース・偏波面ダイバーシチに
よる受信のための２つのアンテナと該２つのアンテナに
それぞれ接続された受信復調回路とを備えて、前記２つの受信復調回路の復調データをビット単位に信
号対雑音比を比較して該信号対雑音比の良い方の復調デ
ータをビット単位に選択出力し、さらに前記複数の受信
系のそれぞれからビット単位に選択出力された前記復調
データの当該信号対雑音比をビット単位に比較して該信
号対雑音比の最良の受信系の復調データのみをビット単
位に選択して受信端末装置に出力するように構成したこ
とを特徴とするものである。

以下図面により本発明を詳細に説明する。

第１図は本発明を実施する通信系統の一例を示す系統図
であり、第２図は本発明の送信側の通信系統の一例を示
す系統図である。図中のＣは中央（固定）局、A₁，A₂，
A₃は相互に遠隔地点に分散配置された送信設備または送
信所である。中央局Ｃと各送信所A₁，A₂，A₃……とはそ
れぞれ専用回線（たとえばマイクロ回線や有線経路）に
よって接続され中央局Ｃから送出した同一のデータは各
送信所から異なる搬送周波数を用いて同時に放射され
る。B₁，B₂，……B_nは移動局である。各送信所に、例え
ばそれぞれ２波ずつの周波数を予め割当てておき、A₁局
からf₁，f₂、A₂局から f₃,f₄、A₃局からf₅，f₆の各割当
周波数を用いて同一データを同時放送モードで送信す
る。この場合A₁，A₂，A₃の各送信所は互いに遠く離れて
設置されており各移動局は自局の受信地点，季節，受信
時刻等によって伝搬状態のよい送信所からの周波数を選
択して受信する。

第３図は本発明の送信側装置の全体構成を示すブロック
図であり、第１図の中央局Ｃと各送信所A₁，A₂，……間
の通信系の構成例を示すブロック図である。第３図にお
いて、１〜４は中央局Ｃの設備、５〜10とTX１〜TX３は
送信所A₁〜A₃の設備で、送信端末１には送信データを発
生するためのコンピュータ，タイプライタ，紙テープリ
ーダ等が用いられる。２〜４は送信端末１からのデータ
をそれぞれ専用回線で接続された遠方の送信所A₁〜A₃に
伝送するための変調器（ＭＯＤ）でＰＳＫ（位相偏移キ
ーイング）またはＦＳＫ（周波数偏移キーイング）等の
変調方式にて 1200bps〜2400bps 程度の速度で複数（本
例では３）箇所の送信所のそれぞれに同時に伝送され
る。５〜７は各送信所A₁〜A₃に設けられた専用回線入力
端の復調器（ＤＥＭ）であり伝送された信号を復調し、
短波用変調器（ＭＯＤ）８〜10で変調し、送信機（TX１
〜TX３），アンテナ（ＡＮＴ１〜３）を介して送信す
る。

第４図は中央局Ｃと各送信所間の専用回線に伝送される
変調波のスペクトラムの一例を示すもので、伝送帯域
（例えば３kHz）内に１チャネルのサブチャネルf₀を用
い時分割多重方式でデータを伝送する場合を示す。

第３図に示した短波用変調器８〜10によって復調器５〜
７で変調された時分割多重ディジタル信号を第５図に示
すように伝送帯域Δf (例えば３kHz)内に配列された複
数サブチャネルf₁₀, f₁₁，……f_1n-1, f_1nにそれぞれ同
時変調する。すなわち、ＦＤＭ（周波数分割多重）のＰ
ＳＫまたはＦＳＫ変調を行う。これは、HF回線のように
電離層伝搬によるフェージングやマルチパルスを伴う無
線回線では、サブチャネル当たりの伝送速度は150bps程
度が限度であるために採用するものであり、通常のHF回
線ではΔf＝３kHz 程度の場合１サブチャネル当たり伝
送速度を75〜150bpsとし、サブチャネル数を16とすれば
全体の伝送速度は1200bps 〜2400bps となる。

第３図のTX１〜TX３は送信機であり、f₁，f₃，f₅及び
f₂，f₄，f₆はそれぞれ互いに近接した搬送周波数であ
り、f₁とf₂，f₃とf₄，f₅とf₆は例えば昼間と夜間とで切
替えられる互いに離れた周波数である。ANT１〜ANT３は
送信アンテナである。送信アンテナにはコニカル，イン
バーテッドコーン，回転ログペリアンテナなどが使用さ
れる。なお移動受信局B₁〜B_n としては航空機，船舶，
列車，陸上車輌などが対象になる。

第６図は本発明の移動局受信装置の１部を示すブロック
図であり、第７図は本発明の受信側装置全体の構成を示
すブロック図（構成の詳細は後に説明する）である。

第７図において、ａ，ｂ，ｃはいずれも同じ回路構成を
有する３つの受信系であり、３個所の送信所から送られ
てくる３つの周波数f₁,f₃,f₅および切替えによってf₂,f
₄,f₆の周波数の電波をそれぞれ受信するようにプリセッ
トされている。従って受信系ｂ，ｃの回路の記載は省略
してある。この受信系の数は送信所の数に対応して決め
られ図示した例は送信所が３個所の場合である。第６図
は１つの受信系の回路ブロック図である。第７図におい
て、各受信系はそれぞれスペースダイバーシチ受信する
ために２つのアンテナが所定の間隔をおいて配置されそ
れぞれ受信複調回路が接続されている。３つの受信系は
３つの互いに離れた送信所からの伝搬経路の異なる電波
を同時にそれぞれスペースダイバーシチ受信し、ビット
単位にＳ／Ｎ比較器(S/NＣＯＭＰ)13によってＳ／Ｎを
比較して切替器(SWITCH1)14 を制御してＳ／Ｎの良い方
の受信復調回路からの復調データを出力するとともに当
該復調データの検出されたＳ／Ｎ情報を出力して切替回
路16に与える。切替回路16は３つの受信系から選択出力
されたビット単位の復調データのＳ／Ｎ情報をビット単
位に比較してＳ／Ｎの良い方の受信系からの復調データ
を受信端末15に出力する。見方をかければ、３つの互い
に離れた送信所によるスペースダイバーシチと周波数ダ
イバーシチの組み合わせによる送信側のダイバーシチ送
信方法と、３つの受信系のそれぞれによるスペースダイ
バーシチと受信側で送信所を選択する周波数ダイバーシ
チの組み合わせによる受信側のダイバーシチ受信方法と
を複合して組み合わせたダイバーシチ送受信方法であ
る。

第６図において、RX１，RX２は受信機であり、２組の受
信アンテナはある間隔離して設けられ、入力電波の伝搬
経路と入射偏波面の相違を利用したスペースと偏波面入
射角による２系統ダイバーシチ受信方式である。11と12
は復調器であり、受信機からの低周波信号出力を２進デ
ィジタル信号に変換出力するためのＰＳＫまたはＦＳＫ
の復調器である。以下ＰＳＫ復調の場合について説明す
る。この２系統の各受信入力は復調器11と12によって常
時Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）が検出されており、ビット単
位にＳ／Ｎの良い方の出力がＳ／Ｎ比較器13によって選
択され、切替器14を制御してＳ／Ｎの良い方の系のデー
タ出力のみを出力する。

次に、変調波の構成と受信側の復調の方法を説明する。

〔１〕ＰＳＫ変調の場合（第８図〜第13図参照）第８図は、サブチャネル中の１チャネルについて２相Ｐ
ＳＫ変調を行う場合の信号波形であり、(1)は搬送波、
(2)は変調波のパルス信号であり、この例では、０１０
１１０‥‥という２進符号である。(3)は変調された送
信波形であり、変調波(2)の同じ符号が続く（例えば１
１または００）場合には符号の変り目で搬送波の位相は
変化しないが、前ビットと符号が異なる（０→１または
１→０）場合には位相がπラジアンだけ進んだり遅れた
りする。送信波形(3)の中のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｅの各点では
位相がπラジアン変化し、Ｄ点では位相変化はない。

第９図は受信側復調（検波）器の位相変化θに帯する出
力電圧Ｖ特性であり、この特性によって位相変化を電圧
変化に変換して受信波形(3)からディジタル信号(2)を復
調検出することができる。

第10図(1)は４層ＰＳＫ変調回路の構成例を示すブロッ
ク図であり、(2)〜(6)は変調信号のベクトル図である。
前述の２相ＰＳＫの場合の変調入力符号の変化に対する
位相変化は０とπであるが、４相ＰＳＫではπ／２刻み
で位相が変化する。図中の17は搬送波発振器、18は分配
器であり、19はレベル調整用の減衰器でその出力Ｌ_１は
第10図(2)のベクトルＬ_１となる。21はπ／２だけ位相
を遅らせるためのπ／２移送器でその出力Ｌ_２は第10図
(2)のベクトルＬ_２で表わされ、Ｌ_１とＬ_２の位相はπ
／２だけ異なっている。20と22は位相変調器で、端末装
置からのディジタル信号ＡとＢとによって第８図で説明
したように０，πの位相変化による変調が行われる。こ
の変調器20，22の２相ＰＳＫ波出力を混合器23で合成す
ると４相ＰＳＫ波が得られる。このように４相ＰＳＫで
は１つのサブチャネルに対して２つのディジタル信号
Ａ，Ｂによる変調を行うことができるので、２相ＰＳＫ
の２倍の伝送容量を持つことになる。すなわち、４相Ｐ
ＳＫでは１つのサブチャネル当たりのシンボルレートを
75ＢＰＳとすると、例えばサブチャネルの数を16とすれ
ば、１つの無線周波の伝送速度は75×２×16＝2400ＢＰ
Ｓとなる。

ここで、第10図の変調回路によってディジタルデータ
〔００１００１１１‥‥〕を変調信号として搬送波を変
調し、混合器23から４相ＰＳＫ変調波を取り出すまでの
動作について説明する。例えば、ディジタルデータ〔０
０１００１１１‥‥〕を順次１ビットずつ交互に変調波
Ａ，変調波Ｂとして変調器20と22に入力する。従って、
変調波Ａと変調波Ｂはそれぞれ次のような符号配列とな
る。

変調波Ａ：〔０１０１‥‥〕変調波Ｂ：〔００１１‥‥〕変調波Ａ，Ｂが共に“０”の場合には第10図(3)に示す
ようにＡの変調波ベクトルＯＰ_１とＢの変調波ベクトル
ＯＰ₂とが合成されてベクトルＯＰ₀₁となる。次に、Ａ
が“１”、Ｂが“０”の場合には第10図(4)のようにＡ
チャネルだけ“０”→“１”の変化があるのでＰ_１のみ
がπだけ位相が進み合成ベクトルはＯＰ₀₂となる。第10
図(5)はＡが“０”、Ｂが“１”の場合であり、Ｐ_１は
(3)と同じでＰ_２のみ位相がπだけ進むから合成変調波
ベクトルはＯＰ₀₃となる。同様に第10図(6)はＡ，Ｂ共
に“１”の場合で(5)に比べてＰ_１のみさらに位相がπ
だけ進むから合成変調波ベクトルはＯＰ₀₄となる。この
ようにして４相ＰＳＫ波ＯＰ₀₁，ＯＰ₀₂，ＯＰ₀₃，ＯＰ
₀₄が順次混合器23から出力される。

次に、４相ＰＳＫ波の受信回路について説明する。

第11図は本発明の第６図に示した一つの受信系の詳細回
路例図である。すなわち、上述のようにして送出された
４相ＰＳＫ波を２つの受信復調回路によるスペースダイ
バーシチ方式で受信し切替器14から復調データを出力す
るまでの回路例図である。図中の比較回路(COMP)630 と
切替回路（切替Ｂ）631は第６図の比較器13と切替器14
にそれぞれ相当する。図中のＲＸ_１とＲＸ_２は２つの受
信系の受信機、61，62は分配器であり、各受信系につい
て受信機の出力をサブチャネル別に分配するための帯域
フィルタ群を備えている。また、各受信系にはサブチャ
ネルＣＨ1〜ＣＨn,ＣＨ21〜ＣＨ2n毎にそれぞれ破線で
囲った復調回路を備えている。

以下、このサブチャネルの１つについて説明する。

ＣＨ１の復調回路において、65〜69および610 からなる
部分は受信機ＲＸ_１で受信した４相ＰＳＫ派を遅延検波
する回路である。すなわち、π／２移相器65，遅延回路
67，π／４移相器68及び積算器69によって第10図(3)〜
(6)のベクトルＬ_２方向のＯＰ_２成分のビットが遅延検
波され、減衰器66，遅延回路67，π／４移相器68及び積
算器610 によって第10図(3)〜(6)のベクトルＬ_１方向の
ＯＰ_１成分のビットが遅延検波され、いずれも順次到来
する前ビットとの位相差を検出して“１”または“０”
を判定する。この積算器69と610 の検波出力Ｒ_１とＲ_２
をそれぞれ符号処理した後、切替回路617 によってビッ
ト単位に交互に抽出すれば、送信側から送られたディジ
タルデータを検出することができる。

これを理論的に説明すると次の通りである。

いま、４相ＰＳＫのサブチャネル１チャネルのＰＳＫ波
ＥをＥ＝Ａcos(ωt＋ψ_i) ・・・・・(1−1) とする。４相の場合にはψ_iはとなる。ただしｎ_iは前述の変調波Ａ，Ｂの両方のｉ番
目の符号２つの組合わせによって決まる４値符号であ
り、ｎ_i＝０，１，２，３である。従って(1−2)式にお
けるψ_i-1 は次式となる。

従って、ＰＳＫ波Ｅと、１符号（ビット）分遅延された
ＰＳＫ波（Ｅ_ｄとする）はそれぞれ次式のようになる。

(1−5)式のＥ_ｄは第11図の遅延回路67の出力であり、遅
延量τ＝Ｔ（Ｔは１ビットの時間）すなわち１ビット遅
延した値となる。

一方、入力の位相をπ／２移相器65によってπ／２遅ら
せると、その出力Ｅ_ｐは次式で表わされる。

｛∵cos(θ−π/2)＝sinθ｝また、波形Ｅ_ｄをπ／４移相器68でπ／４遅らせると、
その出力Ｅ′_ｄは次式で表わされる。

次に、Ｅ′_ｄとＥ_ｐおよびＥとＥ_ｐをそれぞれ乗積回路
69と610 に入力し、それぞれの直流成分を取り出すと、
乗積回路69と610 の検波出力Ｒ_１とＲ_２はそれぞれ次の
ようになる。

ここで、ｎ_i-1 およびｎ_ｉは４進数（０，１，２，３）
であるから、（ｎ_i−ｎ_i-1）は−３，−２，−１，０，
１，２，３の値をとる。66はレベル調整用の減衰器で、
π／２移相器65と同一の減衰量を持っている。これらに
よる位相（ｎ_i−ｎ_i-1）の各値に対する検波出力Ｒ_１，
Ｒ₂を計算すると表１のようになる。ただしＡ・Ａ_d／２
＝√２とする。(1−8)式と(1−9)式は遅延検波の場合の
位相と検波出力を表わすものである。

表１において、（ｎ_i−ｎ_i-1）は４進数であり、前記の
ような値となるから、−３，−２，−１はそれぞれ括弧
内に示した１，２，３のように読み替えることができ
る。また、検波出力Ｒ₁,Ｒ_２が−１のときは１、１のと
きは０と読み替えれば、Ｒ₁,Ｒ_２は“０”または“１”
の２進符号で表わした形となり、乗積回路69，610 の出
力として遅延検波後の出力が得られることがわかる。

乗積回路69，610 の出力以後の回路は遅延検波出力Ｒ₁,
Ｒ_２を符号処理する部分であって、611, 614は直流増幅
器、612, 615は積分器、613, 616はサンプリング回路、
617 はサンプリング回路613, 616の出力を交互に切替え
て１つの連続信号として出力するための切替回路であ
る。

また、発振器626,分周器627,タイミング抽出回路628 及
び切替回路629 によって構成される部分は、受信機ＲＸ
_1,ＲＸ_２の両方の受信系に共有されるビット同期用のタ
イミング回路であり、切替回路629 からのＳ／Ｎの良好
な受信系の変換点パルスに同期したタイミングが抽出さ
れる。

次に、２系統のスペースダイバーシチ受信系のＳ／Ｎ信
号をビット単位でそれぞれ検出して切替える作用につい
て説明する。

第13図は、第10図によって説明した４相ＰＳＫ送信波Ｏ
Ｐ₀₁〜ＯＰ₀₄と受信検波出力Ｒ₁,Ｒ_２のベクトル図であ
る。第13図において、受信検波出力Ｒ_１とＲ_２のベクト
ル合成波は、それぞれの雑音成分Ｐ_１Ｐ_１′，Ｐ
_２Ｐ_２′が小さくＳ／Ｎが良好なときはベクトルＯＰ₀₁
〜ＯＰ₀₄のそれぞれの近傍の斜線部分内にある。しか
し、受信波に重畳される雑音成分Ｐ_１Ｐ_１′，Ｐ
_２Ｐ_２′がビット単位で変化し、検波出力Ｒ_１とＲ_２の
ベクトル合成波が斜線部から外側になるとビット誤りを
生ずる。従って、ビット単位で２系統の受信系のＳ／Ｎ
を検出して良い方の受信系に切り替える必要がある。

各受信系のＳ／Ｎをビット単位で検出する部分が第11図
のＳ／Ｎ検出回路623 である。このＳ／Ｎ検出回路623
は、位相検出回路618，積分回路619 及びサンプリング
回路620 から構成されている。位相検出回路（ＰＤ）61
8は、表２に示す tan^-1（Ｒ₁／Ｒ₂）＝θの計算テーブ
ルが予め記憶されており、乗積回路69，610 の検波出力
Ｒ₁,Ｒ_２が入力されビット単位で位相角θを計算してＳ
／Ｎ最大値となるＲ_１＝Ｒ_２のときの位相角θ＝ tan^-1
１＝π／４と比較し、その差の絶対値の逆数に比例した
電圧を出力する。すなわち、Ｓ／Ｎが最良のときの位相
（π／４）からの位相偏差の逆数に比例した出力が得ら
れる。

この位相検出回路618 の出力は、積分回路619 に入力さ
れ、クエンチパルスＣＫ１によって１ビット終了時近く
まで積分された後サンプリング回路620 に入力される。
ここでサンプリングパルスＣＫ２によってサンプリング
されてＳ／Ｎ検出出力（Ｓ／Ｎ信号）が得られる。同様
にＲＸ_２受信系についてもＳ／Ｎ検出出力（Ｓ／Ｎ信
号）が得られ、両受信系のそれぞれのＳ／Ｎ検出出力が
比較回路630 で比較され、Ｓ／Ｎの良好な方の受信系の
データを選んで出力するように切替回路631 が制御され
る。比較回路630 の出力は、同時に前述のビット同期用
タイミング回路の切替回路629 を制御して選ばれた受信
系の変換点パルスをタイミング抽出回路628 に与えて、
Ｓ／Ｎの良好な受信系のタイミングに同期したクエンチ
パルスＣＫ１とタイミングパルスＣＫ２とを抽出して両
方の受信系の復調回路及びＳ／Ｎ検出回路に供給する。
この変換点パルスは、それぞれの受信系の切替回路617
が得られる復調出力を微分回路621 によって微分するこ
とによって得らる。

第12図は、第11図の復調回路の各部の信号波形図で、図
中の(1)と(2)は２の受信系ＲＸ₁とＲＸ₂とで同時に受信
し遅延検波された乗積回路69のそれぞれの検波出力Ｒ_１
の波形を示し、１ビット長をＴとすれば、サブチャネル
当たりのシンボルレートが75bps の場合Ｔ＝１／751
3.3msとなる。(3)はＲＸ_１受信系の積分器612 の出力波
形、(4)はＳ／Ｎ検出回路623 の積分回路619 で積分し
た後の波形であり、位相検出回路618 により、検波出力
Ｒ_１とＲ_２の位相角とＳ／Ｎ最良のときの位相角との差
の逆数の電圧が積分された波形である。また、(7)，(8)
はＲＸ_２受信系の同じ積分器612, 619の出力波形であ
る。(5)は１ビット当たりの積分時間を決定するための
クエンチパルスＣＫ１であり、サンプリング直後にデー
タをリセットするパルスである。また、(6)は１ビット
毎に受信データの符号検出とＳ／Ｎ信号検出を行うため
のサンプリングパルスＣＫ２である。なお、ＲＸ_２受信
系ではそれぞれＣＫ21とＣＫ22に相当する。

２つの受信系のＳ／Ｎによる切替は、サブチャネルが１
つの場合にはＳ／Ｎを検出したチャネルとデータ受信チ
ャネルとは一致するが、サブチャネルが複数の場合に
は、その１チャネルによるＳ／Ｎ検出によってその受信
系のＳ／Ｎとみなしてダイバーシチの受信系選択切替を
行う。

第12図の波形(9)は切替回路617 から取り出された検波
出力Ｒ_１信号系すなわち 611−612−613系のサンプル信
号波形で、切替回路617 は検波出力Ｒ_１信号系とＲ_２信
号系のサンプル信号を交互に切替えて符号処理器63に対
して出力することになる。前述のように、この波形(9)
を微分回621 に入力して変換点パルス(10)が得られる。
同様に、ＲＸ_２受信系のサブチャネルＣＨ21からも変換
パルスが得られる。

この両受信系からの変換点パルスは切替器629 に入力さ
れ、比較器630 の出力によっていずれかの受信系に対応
する方に切替えられてタイミング抽出回路628 に入力さ
れることは前述の通りである。

すなわち、受信した検波出力のディジタル信号からビッ
トの変換点を抽出し、クエンチパルスＣＫ１とサンプリ
ングパルスＣＫ２の位相補正が常時ＲＸ₁,ＲＸ_２の受信
系毎に実施される。

第12図の波形(4)と(8)について補足説明する。

通常、４相ＰＳＫ波のＳ／Ｎ判定を行う場合には、第10
図の(3)〜(6)に示したように信号のベクトルがＯＰ₀₁，
ＯＰ₀₂，ＯＰ₀₃，ＯＰ₀₄のように変調データの符号によ
って異なるので、Ｓ／Ｎが良い場合には、第13図に示す
ように、少なくとも各ＯＰベクトルの近傍の範囲内を信
号成分のベクトルと考え、それ以外は混信または外来雑
音による雑音成分とみなす。すなわち、Ｒ₁,Ｒ_２の信号
系のそれぞれの遅延検波出力を第９図のような位相角対
電圧特性を用いて、位相検出回路618 において信号成分
と雑音成分の差をＳ／Ｎ成分として取出し、これを積分
器619 によって１ビットずつ積分することによって、
(4)，(8)のようなＳ／Ｎ信号の積分出力が得られる。

63と64は、受信系ＲＸ₁,ＲＸ_２のそれぞれで受信した各
サブチャネル信号を１ビットずつ並列に入力し、文字同
期，誤り訂正処理などを行う符号処理回路であって、こ
の出力は切替器631 に入力し、前記比較回路630 からの
Ｓ／Ｎ判定信号によって常にビット単位でＳ／Ｎの良好
な受信系のディジタル信号が選択切替出力される。

以上は第６図の受信回路によって予め複数送信所のうち
選ばれた１つの送信所の送信周波数にRX₁, RX₂の受信周
波数チャネルをプリセットし、ビット単位のＳ／Ｎ判定
によるスペース，偏波面ダイバーシチを行う受信動作で
ある。

第17図は第７図の切替回路16の詳細を示すブロック図で
ある。第７図の受信系a,b,c の各々で選択出力された復
調データのＳ／Ｎ判定値 tan^-1Ｒ₁/Ｒ_２の値が切替器14
を介してそれぞれ記憶回路（メモリ）171,172,173 に一
時記憶され、ビット単位に読み出されて比較器175 によ
って表２のように比較し tan^-1１に最も近似している値
の受信系から復調のデータを選択出力するように切替器
174 を制御する。このようにしてビット単位に最良の復
調データを順次受信端末に与えることができる。

以上のダイバーシチ送受信方法において、各送信所から
発射される短波帯の送信搬送波の周波数は、各送信所間
で例えば６MHz と９MHz のような大きな差があると、同
時に受信してＳ／Ｎ比較切替によるダイバーシチ効果は
小さいが、互いに遠隔地に設定された３つの送信所の搬
送周波数を例えばf₁＝6.2 MHz 、f₃＝6.3 MHz 、f₅＝6.
4 MHz のように互いに近接した周波数に設定したとき
は、同時に３つの受信系によって伝搬経路の異なる電波
をそれぞれスペースダイバーシチ受信しさらにその３つ
の受信系からの復調データをＳ／Ｎ比較切替して選択出
力することにより送受信複合ダイバーシチ効果が極めて
大きくデータの品質が大きく改善される。

〔２〕ＦＳＫ変調の場合（第14図，第15図参照）第14図はＦＳＫ変調波の１チャネル当たりの信号スペク
トラムで、縦軸はレベルの高さを表わし、ｆ_01m はマー
ク周波数、Ｆ_01s はスペース周波数である。変調器は、
入力される２進ディジタル信号に従ってマークまたはス
ペースの周波数に切替えられた変調信号を作りだす。ｆ
₀₁はｆ_01m とｆ_01s の中心周波数である。受信側のＳ／
Ｎが悪化すればｆ_01m とｆ_01s 共通の雑音領域にあるｆ
₀₁成分が増加し、スペクトラムは第14図の(1)から(2)の
ように変化する。従って受信側ではＳ／Ｎの判定にｆ
_01m とｆ_01s の信号成分（Ｓ）とｆ₀₁の雑音成分（Ｎ）
の差をＳ／Ｎ信号として用いる。

第15図は本発明の受信装置の一部となる他の実施例を示
す回路のブロック図であり、前述の第11図に代わるＦＳ
Ｋ変調波の場合の受信側装置の構成例である。図中のＲ
Ｘ₁,ＲＸ_２は第11図と同様にスペースダイバーシチによ
る２つの受信系の受信機である。71，72は２つの受信系
にて受信復調されたサブチャネル信号をチャネル別に分
配する分配器で、チャネル別帯域フィルタで構成され
る。この出力ＲＸ_１受信系ではＣＨ１からＣＨn までの
サブチャネル、ＲＸ_２受信系ではＣＨ21からＣＨ2nまで
のサブチャネルにそれぞれ分けられるが、まずそのうち
のチャネルＣＨ１について説明する。

75は共通増幅器、76，77，78はそれぞれマーク周波数，
中心周波数，スペース周波数を取り出す帯域フィルタで
ある。通常、３kHz 帯域の中に16チャネル程度のＦＳＫ
サブチャネルを配列する場合には、１例として中心周波
数をｆ_０としてｆ_０を中心に±45.5Hzのシフト幅で約11
0Hz 間隔にて第５図のようなサブチャネル配列を行うの
で、これらの帯域フィルタの帯域幅Δｆは約±10Hz程度
である。

79，80，81は増幅器，82，83，84はダイオード検波器
で、ここで直流成分に変換され、それぞれマーク信号
Ｍ，中心周波数成分Ｏ，スペース信号Ｓの検波出力が得
られる。85は差動増幅器であり、マーク信号Ｍ，スペー
ス信号Ｓの成分を検出し増幅器88を経て積分器89に送ら
れ、ここで信号成分を１ビットずつ積分する。90はサン
プリング回路であり、積分器89から信号を取り出す役目
をもっている。

86〜93はＲＸ_１の受信系のＳ／Ｎ検出回路である。86は
マーク，スペース両信号の加算器で、この加算器86の出
力（信号成分）と中心周波数の検波出力（雑音成分）と
の差を加算器87で求め、これを増幅器91にて増幅後、積
分器92にて１ビットずつ積分し、サンプリング回路93に
よってサンプリングしてＳ／Ｎ検出出力（Ｓ／Ｎ信号）
を取り出す。95は比較回路であり、ＲＸ_１受信系のサン
プリング回路からのＳ／Ｎ検出出力と、ＲＸ_２受信系か
らのＳ／Ｎ検出出力とを比較し、良い方の受信系を選択
する。その出力によって切替器97がＳ／Ｎの良い方の受
信系の信号を出力データ信号として出力させることは第
11図の場合と同様である。この比較回路(COMP)95と切替
器（切替2）97は第６図の比較器13と切替器14にそれぞ
れ相当する。また、比較回路95の出力によってビット同
期用のタイミング回路の切替回路101 をＳ／Ｎの良好な
受信系からの変換点パルスに切替えてタイミング抽出回
路100 に与えてビット同期を抽出することも第11図の場
合と同様である。

このように、ＦＳＫ変調の場合もダイオード検波後の符
号処理はＰＳＫ変調の場合と同様で、第12図のタイムチ
ャートと全く同じタイミングとなる。すなわち、クエン
チパルスＣＫ１，ＣＫ21、サンプリングパルスＣＫ２，
ＣＫ22は第12図のタイムチャートの(5)，(6)と同じであ
る。

一方、サンプリング回路90の出力をビット変換点を抽出
するための微分回路94に入力し、その出力は切替回路10
1 に送られる。98は水晶発振器、99は分周器、100 はタ
イミング抽出回路であり、これらの動作は第11図の場合
と全く同じである。

また、73と74はそれぞれＲＸ₁,ＲＸ_２の受信系の各サブ
チャネルのサンプリング出力を並列に入力させ、これを
並直列変換や誤り訂正などの符号処理を行うための符号
処理回路で、各サブチャネルの符号は１ビット単位で切
替回路97に送られ、ここで選択されたデータ信号が第７
図の切替回路16へ送出される。

第16図は本発明を実施したときの送受信信号の例を示す
タイムチャートである。図において、(1)〜(4)は送信側
の信号であり、(5)〜(8)は受信側の信号である。(1)は
第１図の中央固定局Ｃから各送信所A₁，A₂，A₃への送信
指令信号であり時点Ａから各送信所の送信が開始され
る。(2)，(3)，(4)は３つの送信所A₁，A₂，A₃から同時
に送出される近接した搬送周波数f₁，f₃，f₅による送信
信号である。これらの送信信号は中央固定局からの同一
データで変調されている。２進コードのデータ〔０１１
０１０１００１１０〕はその一部分Ｂ時点からのＣ時点
までを例示してある。ＳＹＮＣは同期信号でありデータ
に先立って送られ、受信側でビット同期，フレーム同期
（文字同期）をとるために用いられる。

次に、(5)〜(8)は不特定多数の移動局のうちの１つの移
動無線機の受信信号であり、(5)は送信所A₁からの電波
を搬送周波数f₁で、(6)は送信所A₂からの電波を搬送周
波数f₃で、(7)は送信所A₃からの電波を搬送周波数f₅で
それぞれ３つの受信系でスペースダイバーシチ受信した
信号である。それらの受信データをみると送信データと
一致していないビットがありそのビットはＳ／Ｎ判定値
が低かったことを示している。(8)はこの３つの受信系
からの復調データをさらにＳ／Ｎ比較して端末装置に切
替え出力したデータであり、送信データと一致しデータ
品質が改善されていることがわかる。

（発明の効果）短波回線のようにフェージング，マルチパス等を伴う遠
距離の無線回線では受信データの誤りを全く無くすこと
は困難であるが、本発明を実施することにより、複数送
信所からの伝搬経路の異なる電波を後複数送信所に対応
する数の受信系を備えて同時に受信するダイバーシチ送
信方法を複合して常時最良品質の通信回線を維持するこ
とができるのでその改善効果は著しいものがある。

本発明の実施によって地理的に遠距離に散在する不特定
多数の移動体に対して最小の運用周波数を用い放送形式
のデータ伝送を行う場合に、時々刻々通信状況が変化す
ることが多い無線HF回線に対し、受信（移動体）側では
最小の設備で連続して良品質通信回線を確保することが
できる。従って送受設備の縮小と伝送効率の改善に大き
く貢献することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施しようとする通信系統の一例を示
す系統図、第２図は本発明の送信側の通信系統の一例を
示す系統図、第３図は本発明の送信側装置の構成例図、
第４図は変調波のスペクトラムの一例図、第５図は伝送
帯域内に配列した複数サブチャネルのスペクトラム、第
６図は本発明の受信装置の一部を示すブロック図、第７
図は本発明の受信側装置全体の構成例図、第８図は２相
ＰＳＫ変調波作成のタイムチャート、第９図は復調器の
位相変化対出力電圧特性例図、第10図は４相ＰＳＫ変調
回路構成例図(1)と４相ＰＳＫ波生成の説明ベクトル図
(2)〜(6)、第11図は本発明の一部となる４相ＰＳＫ波受
信回路の構成例図、第12図は第11図の回路の各部信号の
タイムチャート、第13図は４相ＰＳＫ波の信号成分と雑
音成分の比較図、第14図はＦＳＫ（周波数偏移）変調波
の１チャネルスペクトル例、第15図は本発明の一部とな
るＦＳＫ波受信回路の構成例図、第16図は本発明を実施
した場合の送受信信号のタイムチャート、第17図は第７
図の切替回路16のブロック図である。１……送信端末、２，3, 4，8,9，10……変調器、５，
6, 7，11，12……復調器、13……Ｓ／Ｎ比較器、14……
切替器、15……受信端末、16……切替回路、17……搬送
波発振器、18……分配器、19……減衰器、21……π／２
移相器、20，22……位相変調器、23……混合器、61，62
……減衰器、63，64……符号処理回路、65……π／２移
相器、66……減衰器、67……遅延回路、68……π／４移
相器、69, 610……積算器、611, 614……直流増幅器、6
12, 615，619 ……積分回路、613, 616, 620……サンプ
リング回路、617, 629，631 ……切替回路、621 ……微
分回路、618 ……移相検出回路、623……Ｓ／Ｎ検出回
路、626 ……発振器、627 ……分周器、628 ……タイミ
ング抽出回路、71，72……分配器、73，74……符号処理
回路、75……共通増幅器、76，77，78……帯域フィル
タ、79，80，81……増幅器、82，83，84……ダイオード
検波器、85……差動増幅器、86，87……加算器、88，91
……増幅器、89，92……積分器、90，93……サンプリン
グ回路、94，96……微分回路、95……比較回路、 97, 1
01……切替器、98……発振器、99……分周器、 100……
タイミング抽出回路、171, 172, 173 ……記憶回路、17
4 ……切替器、175 ……比較器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】中央固定局に専用回線で接続された複数の
送信所が分散配置され該複数の送信所から短波帯の搬送
波を前記中央固定局からの同一変調波によって変調した
電波を送出し、該送出された電波を移動無線機に設けら
れた２つのアンテナでスペース・偏波面ダイバーシチに
よって受信するように構成された放送形式におけるダイ
バーシチ送受信方法において、前記複数の送信所から送出される電波の搬送波は周波数
ダイバーシチを行うために互いに近接して相異なる周波
数が設定されるとともに前記中央固定局から同一ディジ
タルデータによって位相偏移または周波数偏移形式で変
調され、前記移動無線機には、前記複数の送信所からの伝搬経路
の異なる電波を該電波の前記搬送波の周波数にそれぞれ
対応して同時に受信するための複数の受信系と、該複数
の受信系のそれぞれにスペース・偏波面ダイバーシチに
よる受信のための２つのアンテナと該２つのアンテナに
それぞれ接続された受信復調回路とを備えて、前記２つの受信復調回路の復調データをビット単位に信
号対雑音比を比較して該信号対雑音比の良い方の復調デ
ータをビット単位に選択出力し、さらに前記複数の受信
系のそれぞれからビット単位に選択出力された前記復調
データの当該信号対雑音比をビット単位に比較して該信
号対雑音比の最良の受信系の復調データのみをビット単
位に選択して受信端末装置に出力するように構成したこ
とを特徴とする放送形式のデータ通信におけるダイバー
シチ送受信方法。