JP3729481B2 - データ伝送装置の同期検出制御方法及びその装置 - Google Patents
データ伝送装置の同期検出制御方法及びその装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、データ伝送装置、特に直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex)変調方式を用いたデータ伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ヨーロッパやアメリカおよび日本でディジタル放送が検討されており、その変調方式としてＯＦＤＭ変調方式の採用が有力視されている。
このＯＦＤＭ変調方式とは、マルチキャリア変調方式の一種で、多数のディジタル変調波を加え合わせたものである。 このときの各キャリアの変調方式にはＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying：４相位相偏移変調)方式等が用いられ、合成波であるＯＦＤＭ信号を得ることができる。
ここで、このＯＦＤＭ信号を数式で表すと、以下のようになる。
まず、各キャリアのＱＰＳＫ信号をαk(t)とすると、これは式(１)で表せる。
αk(t)＝ａk(t)・cos(2πkft)＋ｂk(t)・sin(2πkft) ・・・・・（１)
ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａk(t)、ｂk(t)は、ｋ番目のキャリアのデータで、［−１］または［１］の値をとる。
次に、キャリアの本数をＮとすると、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これをβk(t)とすると、これは次の式(２)で表すことができる。
βk(t)=Σαk(t) (但し、ｋ＝１〜Ｎ) ・・・・・・（２）
ところで、ＯＦＤＭ変調方式では、マルチパスの影響を低減するため、信号にガードインターバルを付加するのが一般的である。
即ち、図７に示すように、有効シンボル期間Ｔｓにおいて、その有効シンボルの開始部分の波形と終了部分の少なくとも一方の波形をガードインターバルＴｇとして用いる。 ここで、図７の(ａ)は、ｋ＝１のとき、有効シンボル期間Ｔｓの終了部分にガードインターバルＴｇを付加した場合のＯＦＤＭ信号を示したもので、同図(ｂ)は、ｋ＝１〜５４４のとき、有効シンボル期間Ｔｓの終了部分にガードインターバルＴｇを付加した場合のＯＦＤＭ信号を示したものである。
このＯＦＤＭ信号は、上記信号単位から構成され、この信号単位シンボルは、例えば有効サンプル１０２４サンプルにガードインターバルデータ４８サンプルを付加した１０７２サンプルのシンボル８９４組に、６組の同期シンボルを付加した、全９００シンボルからなるフレームと呼ぶストリーム単位の繰返しで構成される。
【０００３】
図８は、従来技術によるＯＦＤＭ伝送装置における変復調部の基本的構成を示すブロック図で、伝送路符号化部１Ｔ、符号化部２Ｔ、ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform：逆フーリエ変換)部３Ａ、ガード付加部３Ｂ、同期シンボル挿入部５、クロック発振器６、直交変調処理部８を有する送信機Ｔｘと、直交復調処理部９、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部３Ｃ、復号化部２Ｒ、伝送路復号化部１Ｒ、電圧制御クロック発振器１０からなる受信処理部Ｒｘ-1と同期検出器４を有する受信機Ｒｘで構成され、これら送信機ＴＸと受信機Ｒｘは、例えば、電波を用いた無線の伝送路Ｌにより結ばれている。
以下、図８を用いてＯＦＤＭ信号の変復調処理について説明する。
送信機Ｔｘの伝送路符号化部１Ｔに連続的に入力されるデータＤinは、例えば９００シンボルからなるフレーム毎に処理され、このフレーム期間内で同期シンボルの６シンボル期間を除く８９４個の情報シンボル毎に、１から４００番と、６２５から１０２４番までの計８００サンプル期間に、間欠状態のレート変換済データＤiiとして出力される。
また、伝送路符号化部１Ｔは、フレーム周期である９００シンボル毎に、送信側のフレーム制御パルスＦＳＴを発生し、同期シンボル期間の開始を表わすフレームパルス信号として、他のブロックに供給する。
符号化部２Ｔは、入力されたデータＤiiを符号化し、Ｉ軸とＱ軸の２軸にマッピングしたデータＲｆとＩｆを出力する。
ＩＦＦＴ部３Ａは、これらデータＲfとＩfを周波数成分と見なし、１０２４サンプルからなる時間軸信号Ｒ(実数成分)とＩ(虚数成分)に変換する。
ガード付加部３Ｂは、１０２４サンプルからなる時間軸信号ＲとＩの開始期間における波形の中で、例えば最初の４８サンプルの波形を１０２４サンプル後に付加し、合計１０７２サンプルの時間軸波形からなる情報シンボルＲｇとＩｇを出力する。 この４８サンプルは、反射波混入時の緩衝帯となる。
同期シンボル挿入部５は、これら情報シンボルＲｇ，Ｉｇに対して、それらの８９４サンプル毎に、予めメモリ等に記憶された６シンボルからなる同期波形を挿入し、図９に示すようなフレーム構成のデータＲsgとＩsgを作成する。
これらデータＲsg，Ｉsgは直交変調処理部８に供給され、ここでＤ／Ａ変換器８１と直交変調器８２、ローカル発振器８３により、周波数ＦｃのキャリアによるＯＦＤＭ変調波信号ＲＦとして生成され、高周波増幅されて伝送路Ｌに送出されることになる。 伝送帯域は、ＵＨＦ帯やマイクロ波帯が用いられる。
なお、送信機Ｔｘにおける処理に必要なクロックＣＫ(周波数１６ＭＨｚ)は、クロック発振器６から各ブロックに送信側クロックＣＫｄとして供給される。
【０００４】
上記の様にして送信されたＯＦＤＭ変調波信号ＲＦは、受信機Ｒｘの直交復調処理部９に入力され、ここで、直交復調器９１により、電圧制御発振器９３から供給される周波数Ｆc'の局発信号と乗算され、ベースバンド信号に直交復調された後に、Ａ／Ｄ変換器９２によってディジタル化され、データＲ'sgとＩ'sgに変換される。
これらのデータＲ'sg，Ｉ'sgは、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部３Ｃに供給され、ここでパルスＦＳＴrcに基づきＦＦＴとして利用する１０２４サンプルのデータ期間を決定するゲート信号を作成して、緩衝帯である４８サンプルを除外することにより、時間軸波形信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、周波数成分信号Ｒ'fとＩ'fに変換される。
そして、これら周波数成分信号Ｒ'f，Ｉ'fは、復号化部２Ｒにて識別、復号化されて、データＤ'oになり、伝送路復号化部１Ｒにて連続した信号Ｄoutとして出力される。
一方、上記データＲ'sgとＩ'sgは、同期検出器４にも入力され、ここで、同期シンボル群が検出され、これによりフレームパルスとなるパルスＦＳＴｒが取り出される。 このパルスＦＳＴｒは、受信機Ｒｘのフレーム制御パルスとなり、受信機Ｒｘの各ブロックに供給される。
ここで、この同期検出器４は、電圧制御クロック発振器１０から発生されるクロックＣＫｒとデータＲ'sgとＩ'sgの同期成分を比較し、比較結果に応じた制御電圧ＶＣを生成し、これにより電圧制御クロック発振器１０を制御し、正しい周期のクロックＣＫｒが発生され、受信側の各ブロックに供給される。
【０００５】
次に、図５に示した各ブロックの詳細について説明する。
伝送路符号化部１は、伝送中に混入の恐れがある各種エラーによるデータ誤りを防止するため、インターリーブ処理、エネルギー拡散処理、エラー訂正用符号処理等を行う。
符号化部２Ｔは、信号Ｄiiを、マッピングＲＯＭを用いてＩ，Ｑ軸の所定点の情報に変換し、また、不要キャリアに相当する期間の信号は０に置換して、データＲｆとＩｆを作成する。
ＩＦＦＴ変換部３Ａは、入力信号ＲｆとＩｆをクロックＣＫとパルスＦＳＴとでタイミングを決められた、シンボル周期の時間軸波形ＲとＩに変換する。
具体的には、プレッシー社のＰＤＳＰ１６５１０等を用いれば実現できる。
ガード付加部３Ｂは、ここに入力された信号ＲとＩを１０２４サンプル遅延させる遅延器と、１０２５サンプル目から１０７２サンプル目のみ遅延出力を選択する切り替え器からなり、これらはクロックＣＫとパルスＦＳＴによってタイミングを決められる。 ここで得られる全１０７２サンプルからなるシンボルは、１０２５サンプル目から１０７２サンプル目に、１サンプルから４８サンプル間の時間軸波形が付加され、情報シンボルＲｇ，Ｉｇとなる。
同期シンボル挿入部５は、作成されたガード付時間軸信号ＲｇとＩｇに、以下に示すような同期シンボル信号を挿入し出力する。 例えば、この同期シンボル信号としては、１シンボル期間中無信号で、該同期シンボル群の存在を大まかに見つけるためのヌル(ＮＵＬＬ)シンボル、１シンボル期間に１本のキャリアにしか信号成分を持たない特殊なシンボル(以下、ＣＷシンボルと称す)、１シンボル期間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化する波形であって、シンボルの切り替わり点を正確に求めるためのスイープ(ＳＷＥＥＰ)シンボル、遅延検波復調をするために必要な位相基準を示す基準シンボル(以下、リファレンスシンボルと称す)等である。 なお、同期シンボルを６組とする場合、上記にさらに２つの予備シンボルが付加される。
直交変調処理部８について説明を補足すると、Ｄ／Ａ変換器８１により実数部の信号Ｒsgと虚数部の信号Ｉsgに対してＤ／Ａ変換を行い、直交変調器８２では、まず、実数部信号に対しては発振器８３からの周波数Ｆｃのキャリア信号のままで変調し、虚数部信号に対しては、発振器８３の周波数Ｆｃのキャリア信号を９０°移相した信号で変調することによって直交変調を施し、これらの信号を合成してＯＦＤＭ変調波信号を得る。
【０００６】
次に、受信機Ｒｘ側の構成動作について説明する。
受信機Ｒｘでは、伝送されたフレーム構成の信号は、まず直交復調処理部９に入力される。
ここでの処理は、送信側とは逆に、直交復調器９１によって、電圧制御発振器９３から出力される周波数Ｆc'のキャリア信号により復調した出力を実数部信号として取り出し、キャリア信号を９０°移相して復調した出力を虚数部信号として取り出すものである。 そして、これら実数部と虚数部の各復調アナログ信号を、Ａ／Ｄ変換器９２によりディジタル信号に変換する。
同期検出器４は、受信した信号Ｒ'sg，Ｉ'sgから、フレームの区切りを探索し、フレームの基準となるパルスＦＳＴｒを出力する。
そして、ＦＦＴ部３Ｃは、このパルスＦＳＴｒに基づいてシンボルを区切り、前述のようにフーリエ変換を行うことでＯＦＤＭ復調を行い、データＲ'fとＩ'fを出力する。
復号化部２Ｒは、例えばＲＯＭテーブル手法にて、データＲ'fとＩ'fを識別し、データＤ'oを算出する。
伝送路復号化部１Ｒは、逆インターリーブ処理、エネルギー逆拡散処理、エラー訂正処理等を行う。
【０００７】
次に、図１０に同期検出器４の具体的構成の一例を示し、説明する。
直交復調されたディジタル信号である時間軸信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、ＮＵＬＬ終了検出器４−１とＳＷＥＥＰ演算器４−２に入力される。
ＮＵＬＬ終了検出器４−１は、フレーム構成のシンボル群から同期シンボル中で無信号状態にあるＮＵＬＬを検出し、同期シンボルの大まかな位置(タイミング)を検出し、ＮＵＬＬ終了時点から内蔵するタイマ回路によってＳＷＥＥＰシンボル開始時点を推定して、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを出力する。
ＳＷＥＥＰ演算部４−２は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを参照しＮＵＬＬシンボルの２シンボル後に存在する波形を、ＳＷＥＥＰシンボル波形と推定して取り込み、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索する。
具体的には、予めＳＷＥＥＰシンボルパターンが格納してあるメモリ４−３を用い、入力されたＯＦＤＭ信号とこのメモリ４−３から読み出したパターンを、例えば、相関演算し、両者の信号パターンの一致状況から、推定したＳＷＥＥＰシンボル波形との位相ずれを演算によって算出し、受信側のフレーム位相を伝送データに一致させるよう、受信側の基準クロックＣＫｒを調整するための補正信号ＶＣを出力する。
フレームカウンタ４−４は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴに基づき、クロックＣＫのカウントを開始し、このカウント数がフレーム周期に相当する値(例えば、１０７２×９００)に到達する毎に、パルスＦＳＴｒを出力するとともに、カウント値を０に戻してから再びクロックＣＫのカウントを開始する。
従って、以後は、一定カウント毎に、即ちフレーム開始点毎にパルスＦＳＴｒが出力されることになり、受信側ではこのパルスＦＳＴｒを高速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミングとする。
【０００８】
次に、図１１と図１２を用いて、ＮＵＬＬ終了検出器４−１の具体的構成と、ＳＷＥＥＰ開始位置推定過程の詳細を説明する。
ＮＵＬＬ終了検出器４−１へ供給される信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、電力算出器４-1-1で絶対値化、加算され、絶対値加算出力４Ａとなる。
この絶対値加算出力４Ａを、比較器４-1-3において、しきい値算出器４-1-2によって算出されたしきい値Ｖthと比較し、しきい値Ｖthを越えない期間、即ち、Ｔ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬシンボル期間に相当する比較結果出力４Ｂを得る。
そして、信号立上りエッジ検出器４-1-4において、比較結果出力４Ｂから信号の立上りエッジを検出する。 そして、タイマ回路４-1-5により、この信号立上りエッジ検出信号４Ｃを１シンボル遅延し、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを発生する。
このＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴにより、正しいＳＷＥＥＰシンボル開始位置(Ｔ３)を特定することができ、ＳＷＥＥＰ演算部４−２に、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取り込めるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上記従来技術による送信機及び受信機を用いて伝送を行う場合において、移動体伝送等の劣悪な伝送路条件での伝送を考える。
この様な伝送路では、送信機から受信機に直接伝搬される主波と、建物や山等に反射した様々な反射波とが、それぞれ所定の遅延時間を伴って伝搬されるため、受信機では、それらの合成波が受信されることになる。
このように主波の他に反射波が存在する場合、受信信号の周波数スペクトルにディップが生じ、ある周波数成分が減衰してしまう周波数性のフェージング現象が発生することがある。
ここで、減衰する周波数成分が、１つの周波数成分しか持たないＣＷシンボルの周波数成分ｆcwであった場合、信号Ｒ'sg，Ｉ'sgの中で周波数成分ｆcwのＣＷシンボルが、図１３に示す絶対値加算出力４Ａの様に、しきい値Ｖthを越えないレベルまで減衰してしまう。
従って、この場合のしきい値Vth以下の比較結果出力４Ｂは、本当のＮＵＬＬ期間(Ｔ１〜Ｔ２)だけでなく、ＣＷシンボルが存在するＴ２〜Ｔ３期間を含んだＴ１〜Ｔ３の期間に相当する出力となる。 その結果、信号立上りエッジ検出器４-1-4では、ＣＷシンボルの終るＴ３時点で、信号立上りエッジ検出信号４Ｃを発生するため、ＣＷシンボルの終りをＮＵＬＬシンボルの終了と誤認する。
そして、信号立上りエッジ検出信号４Ｃの発生時点からタイマ回路４-1-5が動作するため、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴは、１シンボル後のＴ４時点に発生することになる。
従って、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴは、実際のＳＷＥＥＰ開始位置から大幅にずれた時点(約１シンボル後)に発生するため、リファレンス(ＲＥＦ)シンボルをＳＷＥＥＰシンボルと指示してしまい、ＳＷＥＥＰ演算部４−２にはリファレンス(ＲＥＦ)シンボル波形が取り込まれる結果、ＳＷＥＥＰ相関演算が、正確に行われず、同期検出不可能となる欠点が生じる。
本発明はこれらの欠点を除去し、反射波等の影響で、ＣＷシンボルを認識できない状況下においても、ＳＷＥＥＰシンボル開始位置を正確に推定することができ、常に同期検出可能なＯＦＤＭ伝送システムを実現することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するため、数種類の同期シンボル群と複数のデータシンボルをフレーム構成の信号として伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置において、上記同期シンボル群の内、所定同期シンボルの検出結果に応じ、相関演算を行うために用いられる同期シンボルを、その検出基準を切換えて検出し、同期制御を行うようにしたものである。
ここで、検出された上記所定同期シンボルの開始時点より、所定シンボル期間以内に当該所定同期シンボルに相当する終了時点が検出された場合、該終了時点から所定シンボル期間後を上記相関演算を行うために用いられる同期シンボルの開始時点とし、検出された上記所定同期シンボルの開始時点より、所定シンボル期間以内に当該所定同期シンボルに相当する終了時点が検出されない場合、該終了時点を上記相関演算を行うために用いられる同期シンボルの開始時点として、上記検出基準の切換えを行うようにしたものである。
また、数種類の同期シンボル群と複数のデータシンボルをフレーム構成の信号として伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置において、上記同期シンボル群の内、所定同期シンボルの検出結果に応じ、相関演算を行うために用いられる同期シンボルを、その検出基準を切換えて検出し、同期制御を行う同期検出制御手段を有するデータ伝送装置である。
ここで、上記同期シンボル群の信号として、少なくともヌルシンボルとスイープシンボル信号を含むものとし、上記同期検出制御手段として、上記ヌルシンボルの終了時点が該ヌルシンボルの開始時点より所定シンボル期間以内に発生するか否かを検出する手段と、当該検出結果に基づき、上記検出したヌルシンボルの終了時点で発生する信号と上記検出したヌルシンボルの終了時点から所定シンボル期間後に発生する信号の何れかを、上記スイープシンボルの開始位置信号として選択し出力する手段と、当該選択されたスイープ信号開始位置信号を基準として上記相関演算処理を行う手段を設けたデータ伝送装置である。
【００１１】
即ち、入力信号の受信電力と、その受信電力から算出したしきい値を比較した結果出力される信号立上りエッジ検出(ＮＵＬＬ終了検出)は、ＣＷシンボルが減衰しない場合、信号立下がりエッジ検出(ＮＵＬＬ開始検出)から約１シンボル以内に検出される。 一方、ＣＷシンボルが減衰した場合、信号立上りエッジ検出(ＮＵＬＬ終了検出)は、ＮＵＬＬ開始検出から約１シンボル以内に検出されず、結果的にＳＷＥＥＰシンボル開始時を検出してしまう。
従って、ＮＵＬＬ開始検出より１シンボル以内に、ＮＵＬＬ終了が検出された場合、信号立上りエッジ検出から１シンボル後を、ＳＷＥＥＰシンボルの開始と見なす。 一方、ＮＵＬＬ開始検出より１シンボル以内にＮＵＬＬ終了が検出されない場合、信号立上りエッジ検出をＳＷＥＥＰシンボルの開始と見なすように自動切り換えを行う。
その結果、ＯＦＤＭ信号の同期シンボルであるＣＷシンボルを構成する周波数成分ｆcwが減衰するような反射波が存在するか否かにかかわらず、実際のＳＷＥＥＰシンボルの開始位置を検出することができるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能なＯＦＤＭ伝送システムを実現できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のＯＦＤＭ変調方式を用いた伝送装置の全体ブロック構成を示し、以下に説明する。
これは、図８に示すものと同様構成の送信機Ｔｘと、同じく同様構成の受信側処理部Ｒｘ-1、同期検出器４Ｒと制御器７からなる受信機Ｒｘで構成される。
受信側処理部Ｒｘ-1からの受信側クロックＣＫｒは、制御器７及び同期検出器４Ｒのクロック端子CKに接続される。 受信側処理部Ｒｘ-1からのデータＲ'sg，Ｉ'sgは、それぞれ同期検出器４ＲのＩ，Ｑ端子に接続される。
同期検出器４ＲからのパルスＦＳＴｒ及び補正信号ＶＣは、それぞれ受信側処理部Ｒｘ-1の端子ＦＳＴｒおよび端子ＶＣに接続される。 同期検出器４Ｒから出力される後述の信号立下りエッジ検出信号NLST及び信号立上りエッジ検出信号NLETは、それぞれ制御器７の端子NLST及び端子NLETに接続される。 制御器７の出力Ｐ１は、同期検出器４Ｒの端子Ｐ１に接続される。
【００１３】
次に、同期検出器４Ｒの具体的構成の１例を図２に示す。 従来の同期検出器４(図１０)との相違点は、ＮＵＬＬ終了検出器４−１をＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１と置換した点である。
同期検出器４Ｒは、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１、ＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２、ＳＷＥＥＰパターンメモリ４Ｒ−３、フレームカウンタ４Ｒ−４とからなる。
受信側処理部Ｒｘ−１からのデータＲ'sgとＩ'sgは、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１とＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２に接続され、クロックＣＫはＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１とＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２とフレームカウンタ４Ｒ−４に接続される。
制御器７からの後述の信号Ｐ１は、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１に接続される。 ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１からのＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴは、ＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２とフレームカウンタ４Ｒ−４のＳＷＥＥＰ開始位置端子ＳＴに接続される。
フレームカウンタ４Ｒ−４からのパルスＦＳＴｒはＳＷＥＥＰパターンメモリ４Ｒ−３の端子ＦＳＴｒに接続される。 ＳＷＥＥＰパターンメモリ４Ｒ−３からのＳＷＥＥＰパターンは、ＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２に接続される。
ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１は、受信信号Ｒ'sg，Ｉ'sgから信号立下りエッジ及び信号立上りエッジを検出し、信号立下りエッジ検出信号NLST及び信号立上りエッジ検出信号NLETを出力する。 また、制御器７からの信号Ｐ１に基づき、ＳＷＥＥＰ開始位置を推定し、対応するＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを選択、出力する。
【００１４】
ＳＷＥＥＰ演算部４Ｒ−２は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを参照しＮＵＬＬシンボルの２シンボル後に存在する波形を、ＳＷＥＥＰシンボル波形と推定して取り込み、メモリ４Ｒ−３から読み出したパターンと相関演算し、両者の信号パターンの一致状況から、推定したＳＷＥＥＰシンボル波形との位相ずれを演算によって算出し、受信側のフレーム位相を伝送データに一致させるよう、受信側の基準クロックＣＫｒを調整するための補正信号ＶＣを出力する。
フレームカウンタ４Ｒ−４は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴに基づき、クロックＣＫのカウントを開始し、このカウント数がフレーム周期に相当する値(例えば、１０７２×９００)に到達する毎に、パルスＦＳＴｒを出力するとともに、カウント値を０に戻してから再びクロックＣＫのカウントを開始する。 以後、フレーム開始点毎にパルスＦＳＴｒが出力されることになり、受信側ではこのパルスＦＳＴｒを高速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミングとする。
次に、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１の具体的構成の１例を図３に示す。このＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１は、図１１のＮＵＬＬ終了検出器４−１に、信号立下りエッジ検出器４Ｒ-1-6とセレクタ４Ｒ-1-7を付加した構成になっている。
比較器４Ｒ-1-3からの比較結果信号4Ｂは、信号立上りエッジ検出器４Ｒ-1-4および信号立下りエッジ検出器４Ｒ-1-6の入力端子に接続される。 タイマ回路４Ｒ-1-5の入力端子には、信号立上りエッジ検出信号NLETが接続される。
セレクタ４Ｒ-1-7の入力端子Ａにはタイマ回路４Ｒ-1-5の出力信号が、入力端子Ｂには信号立上りエッジ検出信号NLETが接続され、制御端子には信号Ｐ１が接続される。
【００１５】
次に、制御器７の具体的構成の１例を図４に示す。
これは、Ｎクロックカウンタ７１、デコーダ７２、セット・リセット回路７３、ＮＯＴゲート７４、ＡＮＤゲート７５からなる。
受信側処理部Ｒｘ-1からのクロックＣＫｒは、Ｎクロックカウンタ７１と、セット・リセット回路７３のクロック端子ＣＫに接続される。 同期検出器４Ｒからの信号立下りエッジ検出信号NLSTは、Ｎクロックカウンタ７１の端子CLRと、セット・リセット回路７３のリセット端子Ｒに接続され、信号立上りエッジ検出信号NLETは、セット・リセット回路７３のセット端子Ｓに接続される。
Ｎクロックカウンタ７１の出力Ｃoutは、デコーダ７２の入力に接続される。セット・リセット回路７３の出力はＮＯＴゲート７４の入力端子に接続される。デコーダ７２の出力信号とＮＯＴゲート７４の出力は、ＡＮＤゲート７５の入力端子に接続される。
Ｎクロックカウンタ７１は、入力される信号立下りエッジ検出信号NLSTを検出すると、以後、１クロック毎に１つずつ値の増加する出力Ｃoutを発生する。 デコーダ７２は、この出力Ｃoutが０から１０７１(１シンボル以内)の場合にはレベルＬ、１０７２以上(１シンボル以上)の場合はレベルＨとなるデコーダ出力Ｄoutを出力する。
セット・リセット回路７３は、信号立上りエッジ検出信号NLETによりレベルＨ、信号立下りエッジ検出信号NLSTによりレベルＬとなる信号を出力する。
ＮＯＴゲート７４はセット・リセット回路７３の出力信号を反転して出力し、ＡＮＤゲート７５は、デコーダ出力信号Ｄoutと反転されたＮＯＴゲート出力信号である信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fの論理積を出力する。
【００１６】
次に、同期検出器４Ｒ、制御器７の動作について、図５及び図６を用いて説明する。
まず、図５により、反射波が存在せず、ＣＷシンボルの周波数成分ｆcwが減衰しない場合について説明する。
この場合、図５に示す様に、絶対値加算出力信号４Ａにおいて、しきい値Ｖthを越えないのは、Ｔ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬシンボル期間のみであり、比較器４Ｒ-1-3の比較結果出力４ＢもＴ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬシンボル期間となる。
これより、信号立下りエッジ検出器４Ｒ-1-6おいて、時刻Ｔ１に信号立下りエッジ検出信号NLSTが検出され、それに基づき、１シンボル後に、制御器７のデコーダ７２からデコーダ出力信号Ｄoutが出力される。
また、信号立上りエッジ検出器４Ｒ-1-4おいて、比較結果出力４Ｂに基づき時刻Ｔ２に、信号立上りエッジ検出信号NLETが検出される。
そして、制御器７のセット・リセット回路７３、ＮＯＴゲート７４において、信号立上りエッジ検出信号NLETと信号立下りエッジ検出信号NLSTを基に、信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fが出力される。
そして、ＡＮＤゲート７５において、デコーダ出力信号Ｄoutと、信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fの論理積がとられ、ＡＮＤ出力である信号Ｐ１が出力される。
図５では、信号立下りエッジ検出信号NLST検出から１シンボル以内で、信号立上りエッジ検出信号NLETが検出されており、このときのデコーダ出力Ｄoutと信号立上りエッジ検出済フラグNLET-FのＡＮＤ出力である信号Ｐ１は、Ｌレベルである。
従って、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１のセレクタ４Ｒ-1-7では、時刻Ｔ２の位置に存在する信号立上りエッジ検出信号NLETを１シンボル遅延したタイマ回路出力が、信号Ｐ１により選択され、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴとして出力される。
その結果、ＳＷＥＥＰ演算部４Ｒ−２には、実際のＳＷＥＥＰ開始位置に一致したＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴが供給され、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取り込まれるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。
【００１７】
次に、図６において、ＣＷシンボルの周波数成分ｆcwが減衰する反射波が存在した場合について説明する。
この場合、図６に示す様に、絶対値加算出力信号４Ａにおいて、しきい値Ｖthを越えないのは、Ｔ１〜Ｔ３間のＮＵＬＬシンボルとＣＷシンボル期間であり、比較器４Ｒ-1-3の比較結果出力４ＢもＴ１〜Ｔ３間のＮＵＬＬシンボルとＣＷシンボル期間となる。
これにより、図５の場合と同様に、信号立下りエッジ検出器４Ｒ-1-6おいて、時刻Ｔ１に信号立下りエッジ検出信号NLSTが検出され、これに基づき、１シンボル後に、制御器７のデコーダ７２からデコーダ出力信号Ｄoutが出力される。
また、信号立上りエッジ検出器４Ｒ-1-4おいて、比較結果出力４Ｂに基づき時刻Ｔ３に、信号立上りエッジ検出信号NLETが検出される。
そして、制御器７のセット・リセット回路７３、ＮＯＴゲート７４において、信号立上りエッジ検出信号NLETと信号立下りエッジ検出信号NLSTを基に、信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fが出力される。
そして、ＡＮＤゲート７５において、デコーダ出力信号Ｄoutと、信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fの論理積がとられ、ＡＮＤ出力である信号Ｐ１が出力される。
図６では、信号立下りエッジ検出信号NLST検出から１シンボル以内に、信号立上りエッジ検出信号NLETが検出されておらず、このときのデコーダ出力Ｄoutと信号立上りエッジ検出済フラグNLET-FのＡＮＤ出力である信号Ｐ１は、Ｈレベルである。
従って、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１のセレクタ４Ｒ-1-7では、時刻Ｔ３の位置に存在する信号立上りエッジ検出信号NLETが、信号Ｐ１により選択され、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴとして出力される。
その結果、ＳＷＥＥＰ演算部４Ｒ−２には、実際のＳＷＥＥＰ開始位置に一致したＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴが供給され、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取り込まれるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。
つまり、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴは、制御器７の信号Ｐ１のレベルが、ＬかＨかにより、信号立上りエッジ検出信号NLETを１シンボル遅延した信号か、そのままの信号立上りエッジ検出信号NLETかが選択される。
すなわち、本発明によれば、ＯＦＤＭ信号の同期シンボルであるＣＷシンボルを構成する周波数成分ｆcwが減衰するような反射波が存在するか否かにかかわらず、実際のＳＷＥＥＰ開始位置に一致したＳＷＥＥＰ開始位置信号がＳＷＥＥＰ演算部に供給され、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取込まれるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。
【００１８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ＯＦＤＭ信号の同期シンボルであるＣＷシンボルを構成する周波数成分ｆcwが減衰するような反射波が存在する場合でも、正確に同期検出可能なＯＦＤＭ伝送システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の全体構成の一実施例を示すブロック図
【図２】本発明の同期検出器４Ｒの一例を示すブロック図
【図３】本発明のＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１の一実施例を示すブロック図
【図４】本発明の制御器７の一例を示すブロック図
【図５】本発明のＳＷＥＥＰシンボル開始時期推定過程を説明するタイムチャート
【図６】本発明のＳＷＥＥＰシンボル開始時期推定過程を説明するタイムチャート
【図７】一般的なＯＦＤＭ信号波形を示す波形図
【図８】従来構成の伝送装置の一例を示すブロック図
【図９】一般的なＯＦＤＭ信号のフレーム構成を示す模式図
【図１０】従来の同期検出器の一例を示すブロック図
【図１１】従来のＮＵＬＬ終了検出器の一例を示すブロック図
【図１２】従来のＳＷＥＥＰシンボル開始時期推定過程を説明するタイムチャート
【図１３】従来のＳＷＥＥＰシンボル開始時期推定過程を説明するタイムチャート
【符号の説明】
Ｔｘ：送信機、Ｒｘ：受信機、Ｒｘ−１：受信側処理部、１Ｔ：伝送路符号化部、１Ｒ：伝送路復号化部、２Ｔ：符号化部、２Ｒ：復号化部、３Ａ：ＩＦＦＴ部、３Ｂ：ガード付加部、３Ｃ：ＦＦＴ部、５：同期シンボル挿入部、８：直交変調処理部、９：直交復調処理部、４Ｒ：同期検出器、４Ｒ−１：ＮＵＬＬ開始・終了検出器、４Ｒ−２：ＳＷＥＥＰ演算器、４Ｒ−３：ＳＷＥＥＰパターンメモリ、４Ｒ−４：フレームカウンタ、４Ｒ-1-1：電力算出器、４Ｒ-1-2：しきい値算出器、４Ｒ-1-3：比較器、４Ｒ-1-4：信号立上りエッジ検出器、４Ｒ-1-5：タイマ回路、４Ｒ-1-6：信号立下りエッジ検出器、４Ｒ-1-7：セレクタ、７：制御器、７１：Ｎクロックカウンタ、７２：デコーダ、７３：セット・リセット回路、７４：ＮＯＴゲート、７５：ＡＮＤゲート。
【発明の属する技術分野】
本発明は、データ伝送装置、特に直交周波数分割多重(ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex)変調方式を用いたデータ伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ヨーロッパやアメリカおよび日本でディジタル放送が検討されており、その変調方式としてＯＦＤＭ変調方式の採用が有力視されている。
このＯＦＤＭ変調方式とは、マルチキャリア変調方式の一種で、多数のディジタル変調波を加え合わせたものである。 このときの各キャリアの変調方式にはＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying：４相位相偏移変調)方式等が用いられ、合成波であるＯＦＤＭ信号を得ることができる。
ここで、このＯＦＤＭ信号を数式で表すと、以下のようになる。
まず、各キャリアのＱＰＳＫ信号をαk(t)とすると、これは式(１)で表せる。
αk(t)＝ａk(t)・cos(2πkft)＋ｂk(t)・sin(2πkft) ・・・・・（１)
ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａk(t)、ｂk(t)は、ｋ番目のキャリアのデータで、［−１］または［１］の値をとる。
次に、キャリアの本数をＮとすると、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、これをβk(t)とすると、これは次の式(２)で表すことができる。
βk(t)=Σαk(t) (但し、ｋ＝１〜Ｎ) ・・・・・・（２）
ところで、ＯＦＤＭ変調方式では、マルチパスの影響を低減するため、信号にガードインターバルを付加するのが一般的である。
即ち、図７に示すように、有効シンボル期間Ｔｓにおいて、その有効シンボルの開始部分の波形と終了部分の少なくとも一方の波形をガードインターバルＴｇとして用いる。 ここで、図７の(ａ)は、ｋ＝１のとき、有効シンボル期間Ｔｓの終了部分にガードインターバルＴｇを付加した場合のＯＦＤＭ信号を示したもので、同図(ｂ)は、ｋ＝１〜５４４のとき、有効シンボル期間Ｔｓの終了部分にガードインターバルＴｇを付加した場合のＯＦＤＭ信号を示したものである。
このＯＦＤＭ信号は、上記信号単位から構成され、この信号単位シンボルは、例えば有効サンプル１０２４サンプルにガードインターバルデータ４８サンプルを付加した１０７２サンプルのシンボル８９４組に、６組の同期シンボルを付加した、全９００シンボルからなるフレームと呼ぶストリーム単位の繰返しで構成される。
【０００３】
図８は、従来技術によるＯＦＤＭ伝送装置における変復調部の基本的構成を示すブロック図で、伝送路符号化部１Ｔ、符号化部２Ｔ、ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform：逆フーリエ変換)部３Ａ、ガード付加部３Ｂ、同期シンボル挿入部５、クロック発振器６、直交変調処理部８を有する送信機Ｔｘと、直交復調処理部９、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部３Ｃ、復号化部２Ｒ、伝送路復号化部１Ｒ、電圧制御クロック発振器１０からなる受信処理部Ｒｘ-1と同期検出器４を有する受信機Ｒｘで構成され、これら送信機ＴＸと受信機Ｒｘは、例えば、電波を用いた無線の伝送路Ｌにより結ばれている。
以下、図８を用いてＯＦＤＭ信号の変復調処理について説明する。
送信機Ｔｘの伝送路符号化部１Ｔに連続的に入力されるデータＤinは、例えば９００シンボルからなるフレーム毎に処理され、このフレーム期間内で同期シンボルの６シンボル期間を除く８９４個の情報シンボル毎に、１から４００番と、６２５から１０２４番までの計８００サンプル期間に、間欠状態のレート変換済データＤiiとして出力される。
また、伝送路符号化部１Ｔは、フレーム周期である９００シンボル毎に、送信側のフレーム制御パルスＦＳＴを発生し、同期シンボル期間の開始を表わすフレームパルス信号として、他のブロックに供給する。
符号化部２Ｔは、入力されたデータＤiiを符号化し、Ｉ軸とＱ軸の２軸にマッピングしたデータＲｆとＩｆを出力する。
ＩＦＦＴ部３Ａは、これらデータＲfとＩfを周波数成分と見なし、１０２４サンプルからなる時間軸信号Ｒ(実数成分)とＩ(虚数成分)に変換する。
ガード付加部３Ｂは、１０２４サンプルからなる時間軸信号ＲとＩの開始期間における波形の中で、例えば最初の４８サンプルの波形を１０２４サンプル後に付加し、合計１０７２サンプルの時間軸波形からなる情報シンボルＲｇとＩｇを出力する。 この４８サンプルは、反射波混入時の緩衝帯となる。
同期シンボル挿入部５は、これら情報シンボルＲｇ，Ｉｇに対して、それらの８９４サンプル毎に、予めメモリ等に記憶された６シンボルからなる同期波形を挿入し、図９に示すようなフレーム構成のデータＲsgとＩsgを作成する。
これらデータＲsg，Ｉsgは直交変調処理部８に供給され、ここでＤ／Ａ変換器８１と直交変調器８２、ローカル発振器８３により、周波数ＦｃのキャリアによるＯＦＤＭ変調波信号ＲＦとして生成され、高周波増幅されて伝送路Ｌに送出されることになる。 伝送帯域は、ＵＨＦ帯やマイクロ波帯が用いられる。
なお、送信機Ｔｘにおける処理に必要なクロックＣＫ(周波数１６ＭＨｚ)は、クロック発振器６から各ブロックに送信側クロックＣＫｄとして供給される。
【０００４】
上記の様にして送信されたＯＦＤＭ変調波信号ＲＦは、受信機Ｒｘの直交復調処理部９に入力され、ここで、直交復調器９１により、電圧制御発振器９３から供給される周波数Ｆc'の局発信号と乗算され、ベースバンド信号に直交復調された後に、Ａ／Ｄ変換器９２によってディジタル化され、データＲ'sgとＩ'sgに変換される。
これらのデータＲ'sg，Ｉ'sgは、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)部３Ｃに供給され、ここでパルスＦＳＴrcに基づきＦＦＴとして利用する１０２４サンプルのデータ期間を決定するゲート信号を作成して、緩衝帯である４８サンプルを除外することにより、時間軸波形信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、周波数成分信号Ｒ'fとＩ'fに変換される。
そして、これら周波数成分信号Ｒ'f，Ｉ'fは、復号化部２Ｒにて識別、復号化されて、データＤ'oになり、伝送路復号化部１Ｒにて連続した信号Ｄoutとして出力される。
一方、上記データＲ'sgとＩ'sgは、同期検出器４にも入力され、ここで、同期シンボル群が検出され、これによりフレームパルスとなるパルスＦＳＴｒが取り出される。 このパルスＦＳＴｒは、受信機Ｒｘのフレーム制御パルスとなり、受信機Ｒｘの各ブロックに供給される。
ここで、この同期検出器４は、電圧制御クロック発振器１０から発生されるクロックＣＫｒとデータＲ'sgとＩ'sgの同期成分を比較し、比較結果に応じた制御電圧ＶＣを生成し、これにより電圧制御クロック発振器１０を制御し、正しい周期のクロックＣＫｒが発生され、受信側の各ブロックに供給される。
【０００５】
次に、図５に示した各ブロックの詳細について説明する。
伝送路符号化部１は、伝送中に混入の恐れがある各種エラーによるデータ誤りを防止するため、インターリーブ処理、エネルギー拡散処理、エラー訂正用符号処理等を行う。
符号化部２Ｔは、信号Ｄiiを、マッピングＲＯＭを用いてＩ，Ｑ軸の所定点の情報に変換し、また、不要キャリアに相当する期間の信号は０に置換して、データＲｆとＩｆを作成する。
ＩＦＦＴ変換部３Ａは、入力信号ＲｆとＩｆをクロックＣＫとパルスＦＳＴとでタイミングを決められた、シンボル周期の時間軸波形ＲとＩに変換する。
具体的には、プレッシー社のＰＤＳＰ１６５１０等を用いれば実現できる。
ガード付加部３Ｂは、ここに入力された信号ＲとＩを１０２４サンプル遅延させる遅延器と、１０２５サンプル目から１０７２サンプル目のみ遅延出力を選択する切り替え器からなり、これらはクロックＣＫとパルスＦＳＴによってタイミングを決められる。 ここで得られる全１０７２サンプルからなるシンボルは、１０２５サンプル目から１０７２サンプル目に、１サンプルから４８サンプル間の時間軸波形が付加され、情報シンボルＲｇ，Ｉｇとなる。
同期シンボル挿入部５は、作成されたガード付時間軸信号ＲｇとＩｇに、以下に示すような同期シンボル信号を挿入し出力する。 例えば、この同期シンボル信号としては、１シンボル期間中無信号で、該同期シンボル群の存在を大まかに見つけるためのヌル(ＮＵＬＬ)シンボル、１シンボル期間に１本のキャリアにしか信号成分を持たない特殊なシンボル(以下、ＣＷシンボルと称す)、１シンボル期間に伝送帯域の下限周波数から上限周波数に変化する波形であって、シンボルの切り替わり点を正確に求めるためのスイープ(ＳＷＥＥＰ)シンボル、遅延検波復調をするために必要な位相基準を示す基準シンボル(以下、リファレンスシンボルと称す)等である。 なお、同期シンボルを６組とする場合、上記にさらに２つの予備シンボルが付加される。
直交変調処理部８について説明を補足すると、Ｄ／Ａ変換器８１により実数部の信号Ｒsgと虚数部の信号Ｉsgに対してＤ／Ａ変換を行い、直交変調器８２では、まず、実数部信号に対しては発振器８３からの周波数Ｆｃのキャリア信号のままで変調し、虚数部信号に対しては、発振器８３の周波数Ｆｃのキャリア信号を９０°移相した信号で変調することによって直交変調を施し、これらの信号を合成してＯＦＤＭ変調波信号を得る。
【０００６】
次に、受信機Ｒｘ側の構成動作について説明する。
受信機Ｒｘでは、伝送されたフレーム構成の信号は、まず直交復調処理部９に入力される。
ここでの処理は、送信側とは逆に、直交復調器９１によって、電圧制御発振器９３から出力される周波数Ｆc'のキャリア信号により復調した出力を実数部信号として取り出し、キャリア信号を９０°移相して復調した出力を虚数部信号として取り出すものである。 そして、これら実数部と虚数部の各復調アナログ信号を、Ａ／Ｄ変換器９２によりディジタル信号に変換する。
同期検出器４は、受信した信号Ｒ'sg，Ｉ'sgから、フレームの区切りを探索し、フレームの基準となるパルスＦＳＴｒを出力する。
そして、ＦＦＴ部３Ｃは、このパルスＦＳＴｒに基づいてシンボルを区切り、前述のようにフーリエ変換を行うことでＯＦＤＭ復調を行い、データＲ'fとＩ'fを出力する。
復号化部２Ｒは、例えばＲＯＭテーブル手法にて、データＲ'fとＩ'fを識別し、データＤ'oを算出する。
伝送路復号化部１Ｒは、逆インターリーブ処理、エネルギー逆拡散処理、エラー訂正処理等を行う。
【０００７】
次に、図１０に同期検出器４の具体的構成の一例を示し、説明する。
直交復調されたディジタル信号である時間軸信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、ＮＵＬＬ終了検出器４−１とＳＷＥＥＰ演算器４−２に入力される。
ＮＵＬＬ終了検出器４−１は、フレーム構成のシンボル群から同期シンボル中で無信号状態にあるＮＵＬＬを検出し、同期シンボルの大まかな位置(タイミング)を検出し、ＮＵＬＬ終了時点から内蔵するタイマ回路によってＳＷＥＥＰシンボル開始時点を推定して、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを出力する。
ＳＷＥＥＰ演算部４−２は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを参照しＮＵＬＬシンボルの２シンボル後に存在する波形を、ＳＷＥＥＰシンボル波形と推定して取り込み、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索する。
具体的には、予めＳＷＥＥＰシンボルパターンが格納してあるメモリ４−３を用い、入力されたＯＦＤＭ信号とこのメモリ４−３から読み出したパターンを、例えば、相関演算し、両者の信号パターンの一致状況から、推定したＳＷＥＥＰシンボル波形との位相ずれを演算によって算出し、受信側のフレーム位相を伝送データに一致させるよう、受信側の基準クロックＣＫｒを調整するための補正信号ＶＣを出力する。
フレームカウンタ４−４は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴに基づき、クロックＣＫのカウントを開始し、このカウント数がフレーム周期に相当する値(例えば、１０７２×９００)に到達する毎に、パルスＦＳＴｒを出力するとともに、カウント値を０に戻してから再びクロックＣＫのカウントを開始する。
従って、以後は、一定カウント毎に、即ちフレーム開始点毎にパルスＦＳＴｒが出力されることになり、受信側ではこのパルスＦＳＴｒを高速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミングとする。
【０００８】
次に、図１１と図１２を用いて、ＮＵＬＬ終了検出器４−１の具体的構成と、ＳＷＥＥＰ開始位置推定過程の詳細を説明する。
ＮＵＬＬ終了検出器４−１へ供給される信号Ｒ'sg，Ｉ'sgは、電力算出器４-1-1で絶対値化、加算され、絶対値加算出力４Ａとなる。
この絶対値加算出力４Ａを、比較器４-1-3において、しきい値算出器４-1-2によって算出されたしきい値Ｖthと比較し、しきい値Ｖthを越えない期間、即ち、Ｔ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬシンボル期間に相当する比較結果出力４Ｂを得る。
そして、信号立上りエッジ検出器４-1-4において、比較結果出力４Ｂから信号の立上りエッジを検出する。 そして、タイマ回路４-1-5により、この信号立上りエッジ検出信号４Ｃを１シンボル遅延し、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを発生する。
このＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴにより、正しいＳＷＥＥＰシンボル開始位置(Ｔ３)を特定することができ、ＳＷＥＥＰ演算部４−２に、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取り込めるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上記従来技術による送信機及び受信機を用いて伝送を行う場合において、移動体伝送等の劣悪な伝送路条件での伝送を考える。
この様な伝送路では、送信機から受信機に直接伝搬される主波と、建物や山等に反射した様々な反射波とが、それぞれ所定の遅延時間を伴って伝搬されるため、受信機では、それらの合成波が受信されることになる。
このように主波の他に反射波が存在する場合、受信信号の周波数スペクトルにディップが生じ、ある周波数成分が減衰してしまう周波数性のフェージング現象が発生することがある。
ここで、減衰する周波数成分が、１つの周波数成分しか持たないＣＷシンボルの周波数成分ｆcwであった場合、信号Ｒ'sg，Ｉ'sgの中で周波数成分ｆcwのＣＷシンボルが、図１３に示す絶対値加算出力４Ａの様に、しきい値Ｖthを越えないレベルまで減衰してしまう。
従って、この場合のしきい値Vth以下の比較結果出力４Ｂは、本当のＮＵＬＬ期間(Ｔ１〜Ｔ２)だけでなく、ＣＷシンボルが存在するＴ２〜Ｔ３期間を含んだＴ１〜Ｔ３の期間に相当する出力となる。 その結果、信号立上りエッジ検出器４-1-4では、ＣＷシンボルの終るＴ３時点で、信号立上りエッジ検出信号４Ｃを発生するため、ＣＷシンボルの終りをＮＵＬＬシンボルの終了と誤認する。
そして、信号立上りエッジ検出信号４Ｃの発生時点からタイマ回路４-1-5が動作するため、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴは、１シンボル後のＴ４時点に発生することになる。
従って、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴは、実際のＳＷＥＥＰ開始位置から大幅にずれた時点(約１シンボル後)に発生するため、リファレンス(ＲＥＦ)シンボルをＳＷＥＥＰシンボルと指示してしまい、ＳＷＥＥＰ演算部４−２にはリファレンス(ＲＥＦ)シンボル波形が取り込まれる結果、ＳＷＥＥＰ相関演算が、正確に行われず、同期検出不可能となる欠点が生じる。
本発明はこれらの欠点を除去し、反射波等の影響で、ＣＷシンボルを認識できない状況下においても、ＳＷＥＥＰシンボル開始位置を正確に推定することができ、常に同期検出可能なＯＦＤＭ伝送システムを実現することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するため、数種類の同期シンボル群と複数のデータシンボルをフレーム構成の信号として伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置において、上記同期シンボル群の内、所定同期シンボルの検出結果に応じ、相関演算を行うために用いられる同期シンボルを、その検出基準を切換えて検出し、同期制御を行うようにしたものである。
ここで、検出された上記所定同期シンボルの開始時点より、所定シンボル期間以内に当該所定同期シンボルに相当する終了時点が検出された場合、該終了時点から所定シンボル期間後を上記相関演算を行うために用いられる同期シンボルの開始時点とし、検出された上記所定同期シンボルの開始時点より、所定シンボル期間以内に当該所定同期シンボルに相当する終了時点が検出されない場合、該終了時点を上記相関演算を行うために用いられる同期シンボルの開始時点として、上記検出基準の切換えを行うようにしたものである。
また、数種類の同期シンボル群と複数のデータシンボルをフレーム構成の信号として伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置において、上記同期シンボル群の内、所定同期シンボルの検出結果に応じ、相関演算を行うために用いられる同期シンボルを、その検出基準を切換えて検出し、同期制御を行う同期検出制御手段を有するデータ伝送装置である。
ここで、上記同期シンボル群の信号として、少なくともヌルシンボルとスイープシンボル信号を含むものとし、上記同期検出制御手段として、上記ヌルシンボルの終了時点が該ヌルシンボルの開始時点より所定シンボル期間以内に発生するか否かを検出する手段と、当該検出結果に基づき、上記検出したヌルシンボルの終了時点で発生する信号と上記検出したヌルシンボルの終了時点から所定シンボル期間後に発生する信号の何れかを、上記スイープシンボルの開始位置信号として選択し出力する手段と、当該選択されたスイープ信号開始位置信号を基準として上記相関演算処理を行う手段を設けたデータ伝送装置である。
【００１１】
即ち、入力信号の受信電力と、その受信電力から算出したしきい値を比較した結果出力される信号立上りエッジ検出(ＮＵＬＬ終了検出)は、ＣＷシンボルが減衰しない場合、信号立下がりエッジ検出(ＮＵＬＬ開始検出)から約１シンボル以内に検出される。 一方、ＣＷシンボルが減衰した場合、信号立上りエッジ検出(ＮＵＬＬ終了検出)は、ＮＵＬＬ開始検出から約１シンボル以内に検出されず、結果的にＳＷＥＥＰシンボル開始時を検出してしまう。
従って、ＮＵＬＬ開始検出より１シンボル以内に、ＮＵＬＬ終了が検出された場合、信号立上りエッジ検出から１シンボル後を、ＳＷＥＥＰシンボルの開始と見なす。 一方、ＮＵＬＬ開始検出より１シンボル以内にＮＵＬＬ終了が検出されない場合、信号立上りエッジ検出をＳＷＥＥＰシンボルの開始と見なすように自動切り換えを行う。
その結果、ＯＦＤＭ信号の同期シンボルであるＣＷシンボルを構成する周波数成分ｆcwが減衰するような反射波が存在するか否かにかかわらず、実際のＳＷＥＥＰシンボルの開始位置を検出することができるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能なＯＦＤＭ伝送システムを実現できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のＯＦＤＭ変調方式を用いた伝送装置の全体ブロック構成を示し、以下に説明する。
これは、図８に示すものと同様構成の送信機Ｔｘと、同じく同様構成の受信側処理部Ｒｘ-1、同期検出器４Ｒと制御器７からなる受信機Ｒｘで構成される。
受信側処理部Ｒｘ-1からの受信側クロックＣＫｒは、制御器７及び同期検出器４Ｒのクロック端子CKに接続される。 受信側処理部Ｒｘ-1からのデータＲ'sg，Ｉ'sgは、それぞれ同期検出器４ＲのＩ，Ｑ端子に接続される。
同期検出器４ＲからのパルスＦＳＴｒ及び補正信号ＶＣは、それぞれ受信側処理部Ｒｘ-1の端子ＦＳＴｒおよび端子ＶＣに接続される。 同期検出器４Ｒから出力される後述の信号立下りエッジ検出信号NLST及び信号立上りエッジ検出信号NLETは、それぞれ制御器７の端子NLST及び端子NLETに接続される。 制御器７の出力Ｐ１は、同期検出器４Ｒの端子Ｐ１に接続される。
【００１３】
次に、同期検出器４Ｒの具体的構成の１例を図２に示す。 従来の同期検出器４(図１０)との相違点は、ＮＵＬＬ終了検出器４−１をＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１と置換した点である。
同期検出器４Ｒは、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１、ＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２、ＳＷＥＥＰパターンメモリ４Ｒ−３、フレームカウンタ４Ｒ−４とからなる。
受信側処理部Ｒｘ−１からのデータＲ'sgとＩ'sgは、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１とＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２に接続され、クロックＣＫはＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１とＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２とフレームカウンタ４Ｒ−４に接続される。
制御器７からの後述の信号Ｐ１は、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１に接続される。 ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１からのＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴは、ＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２とフレームカウンタ４Ｒ−４のＳＷＥＥＰ開始位置端子ＳＴに接続される。
フレームカウンタ４Ｒ−４からのパルスＦＳＴｒはＳＷＥＥＰパターンメモリ４Ｒ−３の端子ＦＳＴｒに接続される。 ＳＷＥＥＰパターンメモリ４Ｒ−３からのＳＷＥＥＰパターンは、ＳＷＥＥＰ演算器４Ｒ−２に接続される。
ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１は、受信信号Ｒ'sg，Ｉ'sgから信号立下りエッジ及び信号立上りエッジを検出し、信号立下りエッジ検出信号NLST及び信号立上りエッジ検出信号NLETを出力する。 また、制御器７からの信号Ｐ１に基づき、ＳＷＥＥＰ開始位置を推定し、対応するＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを選択、出力する。
【００１４】
ＳＷＥＥＰ演算部４Ｒ−２は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを参照しＮＵＬＬシンボルの２シンボル後に存在する波形を、ＳＷＥＥＰシンボル波形と推定して取り込み、メモリ４Ｒ−３から読み出したパターンと相関演算し、両者の信号パターンの一致状況から、推定したＳＷＥＥＰシンボル波形との位相ずれを演算によって算出し、受信側のフレーム位相を伝送データに一致させるよう、受信側の基準クロックＣＫｒを調整するための補正信号ＶＣを出力する。
フレームカウンタ４Ｒ−４は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴに基づき、クロックＣＫのカウントを開始し、このカウント数がフレーム周期に相当する値(例えば、１０７２×９００)に到達する毎に、パルスＦＳＴｒを出力するとともに、カウント値を０に戻してから再びクロックＣＫのカウントを開始する。 以後、フレーム開始点毎にパルスＦＳＴｒが出力されることになり、受信側ではこのパルスＦＳＴｒを高速フーリエ変換、復号化、逆レート変換の開始タイミングとする。
次に、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１の具体的構成の１例を図３に示す。このＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１は、図１１のＮＵＬＬ終了検出器４−１に、信号立下りエッジ検出器４Ｒ-1-6とセレクタ４Ｒ-1-7を付加した構成になっている。
比較器４Ｒ-1-3からの比較結果信号4Ｂは、信号立上りエッジ検出器４Ｒ-1-4および信号立下りエッジ検出器４Ｒ-1-6の入力端子に接続される。 タイマ回路４Ｒ-1-5の入力端子には、信号立上りエッジ検出信号NLETが接続される。
セレクタ４Ｒ-1-7の入力端子Ａにはタイマ回路４Ｒ-1-5の出力信号が、入力端子Ｂには信号立上りエッジ検出信号NLETが接続され、制御端子には信号Ｐ１が接続される。
【００１５】
次に、制御器７の具体的構成の１例を図４に示す。
これは、Ｎクロックカウンタ７１、デコーダ７２、セット・リセット回路７３、ＮＯＴゲート７４、ＡＮＤゲート７５からなる。
受信側処理部Ｒｘ-1からのクロックＣＫｒは、Ｎクロックカウンタ７１と、セット・リセット回路７３のクロック端子ＣＫに接続される。 同期検出器４Ｒからの信号立下りエッジ検出信号NLSTは、Ｎクロックカウンタ７１の端子CLRと、セット・リセット回路７３のリセット端子Ｒに接続され、信号立上りエッジ検出信号NLETは、セット・リセット回路７３のセット端子Ｓに接続される。
Ｎクロックカウンタ７１の出力Ｃoutは、デコーダ７２の入力に接続される。セット・リセット回路７３の出力はＮＯＴゲート７４の入力端子に接続される。デコーダ７２の出力信号とＮＯＴゲート７４の出力は、ＡＮＤゲート７５の入力端子に接続される。
Ｎクロックカウンタ７１は、入力される信号立下りエッジ検出信号NLSTを検出すると、以後、１クロック毎に１つずつ値の増加する出力Ｃoutを発生する。 デコーダ７２は、この出力Ｃoutが０から１０７１(１シンボル以内)の場合にはレベルＬ、１０７２以上(１シンボル以上)の場合はレベルＨとなるデコーダ出力Ｄoutを出力する。
セット・リセット回路７３は、信号立上りエッジ検出信号NLETによりレベルＨ、信号立下りエッジ検出信号NLSTによりレベルＬとなる信号を出力する。
ＮＯＴゲート７４はセット・リセット回路７３の出力信号を反転して出力し、ＡＮＤゲート７５は、デコーダ出力信号Ｄoutと反転されたＮＯＴゲート出力信号である信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fの論理積を出力する。
【００１６】
次に、同期検出器４Ｒ、制御器７の動作について、図５及び図６を用いて説明する。
まず、図５により、反射波が存在せず、ＣＷシンボルの周波数成分ｆcwが減衰しない場合について説明する。
この場合、図５に示す様に、絶対値加算出力信号４Ａにおいて、しきい値Ｖthを越えないのは、Ｔ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬシンボル期間のみであり、比較器４Ｒ-1-3の比較結果出力４ＢもＴ１〜Ｔ２間のＮＵＬＬシンボル期間となる。
これより、信号立下りエッジ検出器４Ｒ-1-6おいて、時刻Ｔ１に信号立下りエッジ検出信号NLSTが検出され、それに基づき、１シンボル後に、制御器７のデコーダ７２からデコーダ出力信号Ｄoutが出力される。
また、信号立上りエッジ検出器４Ｒ-1-4おいて、比較結果出力４Ｂに基づき時刻Ｔ２に、信号立上りエッジ検出信号NLETが検出される。
そして、制御器７のセット・リセット回路７３、ＮＯＴゲート７４において、信号立上りエッジ検出信号NLETと信号立下りエッジ検出信号NLSTを基に、信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fが出力される。
そして、ＡＮＤゲート７５において、デコーダ出力信号Ｄoutと、信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fの論理積がとられ、ＡＮＤ出力である信号Ｐ１が出力される。
図５では、信号立下りエッジ検出信号NLST検出から１シンボル以内で、信号立上りエッジ検出信号NLETが検出されており、このときのデコーダ出力Ｄoutと信号立上りエッジ検出済フラグNLET-FのＡＮＤ出力である信号Ｐ１は、Ｌレベルである。
従って、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１のセレクタ４Ｒ-1-7では、時刻Ｔ２の位置に存在する信号立上りエッジ検出信号NLETを１シンボル遅延したタイマ回路出力が、信号Ｐ１により選択され、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴとして出力される。
その結果、ＳＷＥＥＰ演算部４Ｒ−２には、実際のＳＷＥＥＰ開始位置に一致したＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴが供給され、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取り込まれるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。
【００１７】
次に、図６において、ＣＷシンボルの周波数成分ｆcwが減衰する反射波が存在した場合について説明する。
この場合、図６に示す様に、絶対値加算出力信号４Ａにおいて、しきい値Ｖthを越えないのは、Ｔ１〜Ｔ３間のＮＵＬＬシンボルとＣＷシンボル期間であり、比較器４Ｒ-1-3の比較結果出力４ＢもＴ１〜Ｔ３間のＮＵＬＬシンボルとＣＷシンボル期間となる。
これにより、図５の場合と同様に、信号立下りエッジ検出器４Ｒ-1-6おいて、時刻Ｔ１に信号立下りエッジ検出信号NLSTが検出され、これに基づき、１シンボル後に、制御器７のデコーダ７２からデコーダ出力信号Ｄoutが出力される。
また、信号立上りエッジ検出器４Ｒ-1-4おいて、比較結果出力４Ｂに基づき時刻Ｔ３に、信号立上りエッジ検出信号NLETが検出される。
そして、制御器７のセット・リセット回路７３、ＮＯＴゲート７４において、信号立上りエッジ検出信号NLETと信号立下りエッジ検出信号NLSTを基に、信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fが出力される。
そして、ＡＮＤゲート７５において、デコーダ出力信号Ｄoutと、信号立上りエッジ検出済フラグNLET-Fの論理積がとられ、ＡＮＤ出力である信号Ｐ１が出力される。
図６では、信号立下りエッジ検出信号NLST検出から１シンボル以内に、信号立上りエッジ検出信号NLETが検出されておらず、このときのデコーダ出力Ｄoutと信号立上りエッジ検出済フラグNLET-FのＡＮＤ出力である信号Ｐ１は、Ｈレベルである。
従って、ＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１のセレクタ４Ｒ-1-7では、時刻Ｔ３の位置に存在する信号立上りエッジ検出信号NLETが、信号Ｐ１により選択され、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴとして出力される。
その結果、ＳＷＥＥＰ演算部４Ｒ−２には、実際のＳＷＥＥＰ開始位置に一致したＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴが供給され、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取り込まれるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。
つまり、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴは、制御器７の信号Ｐ１のレベルが、ＬかＨかにより、信号立上りエッジ検出信号NLETを１シンボル遅延した信号か、そのままの信号立上りエッジ検出信号NLETかが選択される。
すなわち、本発明によれば、ＯＦＤＭ信号の同期シンボルであるＣＷシンボルを構成する周波数成分ｆcwが減衰するような反射波が存在するか否かにかかわらず、実際のＳＷＥＥＰ開始位置に一致したＳＷＥＥＰ開始位置信号がＳＷＥＥＰ演算部に供給され、ＳＷＥＥＰシンボル波形の開始部分から取込まれるため、ＳＷＥＥＰ演算における位相ずれを正確に算出でき、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを捜索することが可能となる。
【００１８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ＯＦＤＭ信号の同期シンボルであるＣＷシンボルを構成する周波数成分ｆcwが減衰するような反射波が存在する場合でも、正確に同期検出可能なＯＦＤＭ伝送システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の全体構成の一実施例を示すブロック図
【図２】本発明の同期検出器４Ｒの一例を示すブロック図
【図３】本発明のＮＵＬＬ開始・終了検出器４Ｒ−１の一実施例を示すブロック図
【図４】本発明の制御器７の一例を示すブロック図
【図５】本発明のＳＷＥＥＰシンボル開始時期推定過程を説明するタイムチャート
【図６】本発明のＳＷＥＥＰシンボル開始時期推定過程を説明するタイムチャート
【図７】一般的なＯＦＤＭ信号波形を示す波形図
【図８】従来構成の伝送装置の一例を示すブロック図
【図９】一般的なＯＦＤＭ信号のフレーム構成を示す模式図
【図１０】従来の同期検出器の一例を示すブロック図
【図１１】従来のＮＵＬＬ終了検出器の一例を示すブロック図
【図１２】従来のＳＷＥＥＰシンボル開始時期推定過程を説明するタイムチャート
【図１３】従来のＳＷＥＥＰシンボル開始時期推定過程を説明するタイムチャート
【符号の説明】
Ｔｘ：送信機、Ｒｘ：受信機、Ｒｘ−１：受信側処理部、１Ｔ：伝送路符号化部、１Ｒ：伝送路復号化部、２Ｔ：符号化部、２Ｒ：復号化部、３Ａ：ＩＦＦＴ部、３Ｂ：ガード付加部、３Ｃ：ＦＦＴ部、５：同期シンボル挿入部、８：直交変調処理部、９：直交復調処理部、４Ｒ：同期検出器、４Ｒ−１：ＮＵＬＬ開始・終了検出器、４Ｒ−２：ＳＷＥＥＰ演算器、４Ｒ−３：ＳＷＥＥＰパターンメモリ、４Ｒ−４：フレームカウンタ、４Ｒ-1-1：電力算出器、４Ｒ-1-2：しきい値算出器、４Ｒ-1-3：比較器、４Ｒ-1-4：信号立上りエッジ検出器、４Ｒ-1-5：タイマ回路、４Ｒ-1-6：信号立下りエッジ検出器、４Ｒ-1-7：セレクタ、７：制御器、７１：Ｎクロックカウンタ、７２：デコーダ、７３：セット・リセット回路、７４：ＮＯＴゲート、７５：ＡＮＤゲート。
Claims (4)
- 数種類の同期シンボルで一群をなす同期シンボル群と複数のデータシンボルをフレーム構成の信号として伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置において、上記同期シンボル群の内の所定の同期シンボルの検出結果に応じ、相関演算を行うために用いられる同期シンボルを、その検出基準を切換えて検出し、同期制御を行うことを特徴とするデータ伝送装置の同期検出制御方法。
- 請求項１において、検出された上記所定の同期シンボルの開始時点より、所定シンボル期間以内に当該所定同期シンボルに相当する終了時点が検出された場合、該終了時点から所定シンボル期間後を上記相関演算を行うために用いられる同期シンボルの開始時点とし、検出された上記所定の同期シンボルの開始時点より、所定シンボル期間以内に当該所定の同期シンボルに相当する終了時点が検出されない場合、該終了時点を上記相関演算を行うために用いられる同期シンボルの開始時点として、上記検出基準の切換えを行うことを特徴とするデータ伝送装置の同期検出制御方法。
- 数種類の同期シンボルで一群をなす同期シンボル群と複数のデータシンボルをフレーム構成の信号として伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置において、上記同期シンボル群の内の所定の同期シンボルの検出結果に応じ、相関演算を行うために用いられる同期シンボルを、その検出基準を切換えて検出し、同期制御を行う同期検出制御手段を有することを特徴とするデータ伝送装置。
- 請求項３において、上記同期シンボル群の信号として、少なくともヌルシンボルとスイープシンボル信号を含むものとし、上記同期検出制御手段として、上記ヌルシンボルの終了時点が該ヌルシンボルの開始時点より所定シンボル期間以内に発生するか否かを検出する手段と、当該検出結果に基づき、上記検出したヌルシンボルの終了時点で発生する信号と上記検出したヌルシンボルの終了時点から所定シンボル期間後に発生する信号の何れかを、上記スイープシンボルの開始位置信号として選択し出力する手段と、当該選択されたスイープ信号開始位置信号を基準として上記相関演算処理を行う手段を設けたことを特徴とするデータ伝送装置。
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