JPH11299241A - 倍電圧回路 - Google Patents
倍電圧回路Info
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- JPH11299241A JPH11299241A JP10143599A JP14359998A JPH11299241A JP H11299241 A JPH11299241 A JP H11299241A JP 10143599 A JP10143599 A JP 10143599A JP 14359998 A JP14359998 A JP 14359998A JP H11299241 A JPH11299241 A JP H11299241A
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- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
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- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 力率を改善した低コストの倍電圧回路を提供
すること。 【解決手段】 単相交流電源ＡＣの正の周期の入力電圧
に対して順方向接続のダイオードＤ１、Ｄ２ａ、逆方向
接続のダイオードＤ３ａ、Ｄ４ａ、容量の等しい平滑コ
ンデンサＣ２ａ、Ｃ３ａにより第１の整流回路を形成す
る。また、単相交流電源ＡＣの負の周期の入力電圧に対
して順方向接続のダイオードＤ５、Ｄ２ｂ、逆方向接続
のダイオードＤ３ｂ、Ｄ４ｂ、容量の等しい平滑コンデ
ンサＣ２ｂ、Ｃ３ｂにより第２の整流回路を形成する。
負荷Ｒには第１、第２の整流回路の出力電圧を加算した
直流電圧が供給される。容量の等しい平滑コンデンサを
２個直列に接続しているので合成容量が減少し、交流回
路電流の実効値の有効成分が増加するので力率が改善さ
れる。
すること。 【解決手段】 単相交流電源ＡＣの正の周期の入力電圧
に対して順方向接続のダイオードＤ１、Ｄ２ａ、逆方向
接続のダイオードＤ３ａ、Ｄ４ａ、容量の等しい平滑コ
ンデンサＣ２ａ、Ｃ３ａにより第１の整流回路を形成す
る。また、単相交流電源ＡＣの負の周期の入力電圧に対
して順方向接続のダイオードＤ５、Ｄ２ｂ、逆方向接続
のダイオードＤ３ｂ、Ｄ４ｂ、容量の等しい平滑コンデ
ンサＣ２ｂ、Ｃ３ｂにより第２の整流回路を形成する。
負荷Ｒには第１、第２の整流回路の出力電圧を加算した
直流電圧が供給される。容量の等しい平滑コンデンサを
２個直列に接続しているので合成容量が減少し、交流回
路電流の実効値の有効成分が増加するので力率が改善さ
れる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、力率を改善した倍
電圧回路に関する。
電圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】単相交流電圧から直流電圧を得るため
に、図４に示したような全波整流回路が使用されてい
る。単相交流電源ＡＣの端子ｔｃ、ｔｄ間に接続される
整流回路ＲＣは、同一特性のダイオードＤｂを４個ブリ
ッジ接続した周知の構成である。整流回路ＲＣの出力電
圧を平滑コンデンサＣ１に充電し、その放電電流を負荷
Ｒに供給することにより、直流に整流平滑された電圧が
負荷Ｒの端子ｔａ、ｔｂに印加される。このように、図
４の全波整流回路では平滑コンデンサＣ１を用いたコン
デンサインプット型整流回路の構成としており、整流回
路の出力電圧には三角波状のリップル分が含まれる。
に、図４に示したような全波整流回路が使用されてい
る。単相交流電源ＡＣの端子ｔｃ、ｔｄ間に接続される
整流回路ＲＣは、同一特性のダイオードＤｂを４個ブリ
ッジ接続した周知の構成である。整流回路ＲＣの出力電
圧を平滑コンデンサＣ１に充電し、その放電電流を負荷
Ｒに供給することにより、直流に整流平滑された電圧が
負荷Ｒの端子ｔａ、ｔｂに印加される。このように、図
４の全波整流回路では平滑コンデンサＣ１を用いたコン
デンサインプット型整流回路の構成としており、整流回
路の出力電圧には三角波状のリップル分が含まれる。
【０００３】以下においては、単相交流電源ＡＣの基準
とする正負の一方の周期の入力電圧で導通するような極
性で接続されたダイオードを順方向接続、導通しない極
性で接続されたダイオードを逆方向接続というものとす
る。
とする正負の一方の周期の入力電圧で導通するような極
性で接続されたダイオードを順方向接続、導通しない極
性で接続されたダイオードを逆方向接続というものとす
る。
【０００４】前記リップル電圧の下降の傾きは、負荷Ｒ
と平滑コンデンサＣ１の時定数で定まる。整流回路の出
力電流が増大するとリップル電圧も増加するので、リッ
プル電圧を大きくしないようにするためには、出力電流
に比例して平滑コンデンサＣ１の容量を大きくする必要
があるが、平滑コンデンサＣ１の容量を大きくすると、
平滑コンデンサＣ１への充電電流が大きくなる。
と平滑コンデンサＣ１の時定数で定まる。整流回路の出
力電流が増大するとリップル電圧も増加するので、リッ
プル電圧を大きくしないようにするためには、出力電流
に比例して平滑コンデンサＣ１の容量を大きくする必要
があるが、平滑コンデンサＣ１の容量を大きくすると、
平滑コンデンサＣ１への充電電流が大きくなる。
【０００５】図５は、図４の整流回路の周期Ｔに対する
入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの関係を示す特性図で
ある。Ｖ１は、入力電圧Ｖｉｎの波高値を表している。
図５に示すように正弦波の入力電圧Ｖｉｎに対して入力
電流Ｉｉｎの波形が歪み、無効電力が大きくなって入力
側からみた力率が悪くなる。すなわち、整流回路への交
流入力電力をＷ、交流回路の電圧、電流の実効値をそれ
ぞれＶ、Ｉとすると、整流回路の入力側からみた力率
は、ｃｏｓθ＝（Ｗ／ＶＩ）で表される。コンデンサＣ
１への充電電流は、この式の交流回路の電流の実効値Ｉ
に相当するので、Ｉが増大するとｃｏｓθは減少するこ
とになる。
入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの関係を示す特性図で
ある。Ｖ１は、入力電圧Ｖｉｎの波高値を表している。
図５に示すように正弦波の入力電圧Ｖｉｎに対して入力
電流Ｉｉｎの波形が歪み、無効電力が大きくなって入力
側からみた力率が悪くなる。すなわち、整流回路への交
流入力電力をＷ、交流回路の電圧、電流の実効値をそれ
ぞれＶ、Ｉとすると、整流回路の入力側からみた力率
は、ｃｏｓθ＝（Ｗ／ＶＩ）で表される。コンデンサＣ
１への充電電流は、この式の交流回路の電流の実効値Ｉ
に相当するので、Ｉが増大するとｃｏｓθは減少するこ
とになる。
【０００６】図６は、図４の整流回路の周期Ｔに対する
出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す特性図である。図４の整
流回路は単純な回路構成なので安価に構成できるが、力
率が悪く、図６に示されているように入力電圧の波高値
Ｖ１の大きさの出力電圧しか得られないという問題があ
る。
出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す特性図である。図４の整
流回路は単純な回路構成なので安価に構成できるが、力
率が悪く、図６に示されているように入力電圧の波高値
Ｖ１の大きさの出力電圧しか得られないという問題があ
る。
【０００７】図７は、力率を改善した全波整流回路であ
る。図４と共通するところには同一の符号を付してい
る。この回路においては、整流回路の出力側に同一容量
の第１の平滑コンデンサＣ２と第２の平滑コンデンサＣ
３を直列に接続し、両平滑コンデンサＣ２、Ｃ３の中間
には順方向に第２のダイオードＤ２を接続する。第１、
第２の平滑コンデンサＣ２、Ｃ３の容量は図４の整流回
路の平滑コンデンサＣ１の１／２の容量とする。
る。図４と共通するところには同一の符号を付してい
る。この回路においては、整流回路の出力側に同一容量
の第１の平滑コンデンサＣ２と第２の平滑コンデンサＣ
３を直列に接続し、両平滑コンデンサＣ２、Ｃ３の中間
には順方向に第２のダイオードＤ２を接続する。第１、
第２の平滑コンデンサＣ２、Ｃ３の容量は図４の整流回
路の平滑コンデンサＣ１の１／２の容量とする。
【０００８】また、整流回路ＲＣと、第２のダイオード
Ｄ２の出力側（カソード側）の接続点ｔｆとの間に、逆
方向の第３のダイオードＤ３を、第１の平滑コンデンサ
Ｃ２と第２のダイオードＤ２との直列回路に並列に接続
する。さらに、第１のコンデンサＣ２の一方の電極と第
２のダイオードＤ２のアノードとの接続点ｔｅと、単相
交流電源ＡＣの一方の端子ｔｄとの間に、逆方向の第４
のダイオードＤ４を、第２のダイオードＤ２と第２の平
滑コンデンサＣ３との直列回路に並列に接続する。
Ｄ２の出力側（カソード側）の接続点ｔｆとの間に、逆
方向の第３のダイオードＤ３を、第１の平滑コンデンサ
Ｃ２と第２のダイオードＤ２との直列回路に並列に接続
する。さらに、第１のコンデンサＣ２の一方の電極と第
２のダイオードＤ２のアノードとの接続点ｔｅと、単相
交流電源ＡＣの一方の端子ｔｄとの間に、逆方向の第４
のダイオードＤ４を、第２のダイオードＤ２と第２の平
滑コンデンサＣ３との直列回路に並列に接続する。
【０００９】次に図７の回路の動作について説明する。
単相交流電源ＡＣの電圧が整流回路ＲＣに入力される
と、整流回路ＲＣの出力電流は第２のダイオードＤ２を
通して電流ｉ１が流れ、第１の平滑コンデンサＣ２、第
２の平滑コンデンサＣ３を充電する。また、整流回路Ｒ
Ｃの出力電圧が第１の平滑コンデンサＣ２と第２のコン
デンサＣ３の充電電圧よりも高い間は、負荷Ｒに出力電
流ｉ４が流れる。第１の平滑コンデンサＣ２の放電電流
ｉ２は、第４のダイオードＤ４、第１の平滑コンデンサ
Ｃ２を介して負荷Ｒに流れる。また、第２の平滑コンデ
ンサＣ３の放電電流ｉ３は、第２の平滑コンデンサＣ
３、第３のダイオードＤ３を介して負荷Ｒに流れる。
単相交流電源ＡＣの電圧が整流回路ＲＣに入力される
と、整流回路ＲＣの出力電流は第２のダイオードＤ２を
通して電流ｉ１が流れ、第１の平滑コンデンサＣ２、第
２の平滑コンデンサＣ３を充電する。また、整流回路Ｒ
Ｃの出力電圧が第１の平滑コンデンサＣ２と第２のコン
デンサＣ３の充電電圧よりも高い間は、負荷Ｒに出力電
流ｉ４が流れる。第１の平滑コンデンサＣ２の放電電流
ｉ２は、第４のダイオードＤ４、第１の平滑コンデンサ
Ｃ２を介して負荷Ｒに流れる。また、第２の平滑コンデ
ンサＣ３の放電電流ｉ３は、第２の平滑コンデンサＣ
３、第３のダイオードＤ３を介して負荷Ｒに流れる。
【００１０】このように、第１の平滑コンデンサＣ２と
第２の平滑コンデンサＣ３は、単相交流電源ＡＣに整流
回路ＲＣと第２のダイオードＤ２を通して直列に接続さ
れて充電回路が形成される。また、第１の平滑コンデン
サＣ２と第２の平滑コンデンサＣ３はそれぞれ第４のダ
イオードＤ４と第３のダイオードＤ３に接続され、互い
に並列に接続されて放電回路が形成される。
第２の平滑コンデンサＣ３は、単相交流電源ＡＣに整流
回路ＲＣと第２のダイオードＤ２を通して直列に接続さ
れて充電回路が形成される。また、第１の平滑コンデン
サＣ２と第２の平滑コンデンサＣ３はそれぞれ第４のダ
イオードＤ４と第３のダイオードＤ３に接続され、互い
に並列に接続されて放電回路が形成される。
【００１１】図８は、図７の全波整流回路の周期Ｔに対
する入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの関係を示す特性
図であり、図９は全波整流回路の出力電圧Ｖｏｕｔと周
期Ｔとの関係を示す特性図である。負荷Ｒの端子ｔａ、
ｔｂの端子電圧の波高値Ｖ１は図４の負荷Ｒの端子ｔ
ａ、ｔｂの端子電圧の波高値と等しい。また、第１の平
滑コンデンサＣ２、第２の平滑コンデンサＣ３の容量は
同一であるので各平滑コンデンサの端子電圧Ｖ０は、
（１／２）Ｖ１である。
する入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの関係を示す特性
図であり、図９は全波整流回路の出力電圧Ｖｏｕｔと周
期Ｔとの関係を示す特性図である。負荷Ｒの端子ｔａ、
ｔｂの端子電圧の波高値Ｖ１は図４の負荷Ｒの端子ｔ
ａ、ｔｂの端子電圧の波高値と等しい。また、第１の平
滑コンデンサＣ２、第２の平滑コンデンサＣ３の容量は
同一であるので各平滑コンデンサの端子電圧Ｖ０は、
（１／２）Ｖ１である。
【００１２】図７の全波整流回路の出力電圧は、波高値
は図４の全波整流回路と同じであるが、脈流の山の部分
と山の部分の間の電圧は図４の全波整流回路のほぼ半分
になる。すなわち、図４の全波整流回路では平滑コンデ
ンサＣ１の端子電圧は整流回路ＲＣの出力電圧に等しい
ので、脈流の山の部分と山の部分の間に形成される放電
電圧の大きさは、図６に示されるように脈流の山の部分
の波高値付近を結ぶ傾斜した波形で表されている。これ
に対して、図７の全波整流回路では前記のように各平滑
コンデンサの端子電圧Ｖ０は整流回路ＲＣの出力電圧の
１／２となり、放電電圧は波高値Ｖ１の半分になる。こ
のため、図７の全波整流回路の出力電圧Ｖｏｕｔは、図
９に示したような波形となる。
は図４の全波整流回路と同じであるが、脈流の山の部分
と山の部分の間の電圧は図４の全波整流回路のほぼ半分
になる。すなわち、図４の全波整流回路では平滑コンデ
ンサＣ１の端子電圧は整流回路ＲＣの出力電圧に等しい
ので、脈流の山の部分と山の部分の間に形成される放電
電圧の大きさは、図６に示されるように脈流の山の部分
の波高値付近を結ぶ傾斜した波形で表されている。これ
に対して、図７の全波整流回路では前記のように各平滑
コンデンサの端子電圧Ｖ０は整流回路ＲＣの出力電圧の
１／２となり、放電電圧は波高値Ｖ１の半分になる。こ
のため、図７の全波整流回路の出力電圧Ｖｏｕｔは、図
９に示したような波形となる。
【００１３】図７の全波整流回路の出力電圧は、整流回
路ＲＣの出力電圧が第１の平滑コンデンサＣ２と第２の
平滑コンデンサＣ３の電圧よりも低くなると、第１の平
滑コンデンサＣ２と第２の平滑コンデンサＣ３の放電に
より出力電圧を維持するので、脈流の山と山の間の谷を
埋めるような波形で表される。この時、出力電圧が波高
値の半分となり平坦な波形となるので出力電圧の平滑度
は図４のものよりも悪くなる。しかしながら、単相交流
電源ＡＣからみると有効成分の電流が増加するので力率
が改善され高力率となる。図７の全波整流回路において
も、出力電圧は入力電圧の波高値Ｖ１までの大きさしか
得られない。
路ＲＣの出力電圧が第１の平滑コンデンサＣ２と第２の
平滑コンデンサＣ３の電圧よりも低くなると、第１の平
滑コンデンサＣ２と第２の平滑コンデンサＣ３の放電に
より出力電圧を維持するので、脈流の山と山の間の谷を
埋めるような波形で表される。この時、出力電圧が波高
値の半分となり平坦な波形となるので出力電圧の平滑度
は図４のものよりも悪くなる。しかしながら、単相交流
電源ＡＣからみると有効成分の電流が増加するので力率
が改善され高力率となる。図７の全波整流回路において
も、出力電圧は入力電圧の波高値Ｖ１までの大きさしか
得られない。
【００１４】ところで、単相交流電源からの入力電圧を
整流回路で直流に整流し、この直流電圧を昇圧して負荷
に供給する際には、昇圧チョッパ回路が使用される場合
がある。図１０は昇圧チョッパ回路の一例を示す回路図
である。図１０において、単相交流電源ＡＣの出力電圧
は整流回路ＲＣを通して昇圧チョッパ回路ＣＨに入力さ
れる。
整流回路で直流に整流し、この直流電圧を昇圧して負荷
に供給する際には、昇圧チョッパ回路が使用される場合
がある。図１０は昇圧チョッパ回路の一例を示す回路図
である。図１０において、単相交流電源ＡＣの出力電圧
は整流回路ＲＣを通して昇圧チョッパ回路ＣＨに入力さ
れる。
【００１５】昇圧チョッパ回路ＣＨは、リアクトルＬ
０、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、ダイオードＤ
０、コンデンサＣ０、ＭＯＳＦＥＴを制御するドライバ
回路ＣＯＮＴで構成されている。ドライバ回路ＣＯＮＴ
からの信号によりＭＯＳＦＥＴをオンにする期間は、リ
アクトルＬ０にエネルギーが蓄積されるのみでありダイ
オードＤ０を通して昇圧チョッパ回路ＣＨの出力側には
エネルギーは供給されない。
０、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、ダイオードＤ
０、コンデンサＣ０、ＭＯＳＦＥＴを制御するドライバ
回路ＣＯＮＴで構成されている。ドライバ回路ＣＯＮＴ
からの信号によりＭＯＳＦＥＴをオンにする期間は、リ
アクトルＬ０にエネルギーが蓄積されるのみでありダイ
オードＤ０を通して昇圧チョッパ回路ＣＨの出力側には
エネルギーは供給されない。
【００１６】次にドライバ回路ＣＯＮＴからの信号によ
りＭＯＳＦＥＴをオフにすると、リアクトルＬ０に逆起
電力が発生しダイオードＤ０を通してコンデンサＣ０を
充電しながら電流が流れる。このため、昇圧チョッパ回
路ＣＨの出力側には、入力電圧にリアクトルＬ０の端子
電圧を加算した電圧が出力されるので入力電圧よりも大
きな直流電圧が供給される。ドライバ回路ＣＯＮＴによ
りＭＯＳＦＥＴのオン、オフのデューテイサイクルを調
整することにより、昇圧チョッパ回路ＣＨの出力側から
所望の直流電圧が得られる。
りＭＯＳＦＥＴをオフにすると、リアクトルＬ０に逆起
電力が発生しダイオードＤ０を通してコンデンサＣ０を
充電しながら電流が流れる。このため、昇圧チョッパ回
路ＣＨの出力側には、入力電圧にリアクトルＬ０の端子
電圧を加算した電圧が出力されるので入力電圧よりも大
きな直流電圧が供給される。ドライバ回路ＣＯＮＴによ
りＭＯＳＦＥＴのオン、オフのデューテイサイクルを調
整することにより、昇圧チョッパ回路ＣＨの出力側から
所望の直流電圧が得られる。
【００１７】図１０に示したような昇圧チョッパ回路
は、回路の構成部品が多く、またＭＯＳＦＥＴ等のスイ
ッチング素子のオン、オフの周期を制御する制御手段を
必要とするので回路構成が複雑になりコストが高くなる
という問題がある。簡単な回路構成で直流の高電圧を得
るために、昇圧チョッパ回路に代えて図１１に示すよう
な倍電圧回路が用いられる場合がある。図１１におい
て、平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の容量は図４の全波整流
回路の平滑コンデンサＣ１と同じ容量であるものとす
る。
は、回路の構成部品が多く、またＭＯＳＦＥＴ等のスイ
ッチング素子のオン、オフの周期を制御する制御手段を
必要とするので回路構成が複雑になりコストが高くなる
という問題がある。簡単な回路構成で直流の高電圧を得
るために、昇圧チョッパ回路に代えて図１１に示すよう
な倍電圧回路が用いられる場合がある。図１１におい
て、平滑コンデンサＣ４、Ｃ５の容量は図４の全波整流
回路の平滑コンデンサＣ１と同じ容量であるものとす
る。
【００１８】次に図１０の倍電圧回路の動作を説明す
る。単相交流電源ＡＣの正のａ方向の半周期の入力電圧
が整流回路に供給されると、ダイオードＤ１が導通して
平滑コンデンサＣ４を充電する。次に負のｂ方向の半周
期の入力電圧が整流回路に供給されると、ダイオードＤ
５が導通して平滑コンデンサＣ５を充電する。負荷Ｒの
端子ｔａ、ｔｂ間には、平滑コンデンサＣ４の端子電圧
と平滑コンデンサＣ５の端子電圧が加算されて印加され
ることになり、整流回路の入力電圧の２倍の大きさの直
流電圧が得られる。
る。単相交流電源ＡＣの正のａ方向の半周期の入力電圧
が整流回路に供給されると、ダイオードＤ１が導通して
平滑コンデンサＣ４を充電する。次に負のｂ方向の半周
期の入力電圧が整流回路に供給されると、ダイオードＤ
５が導通して平滑コンデンサＣ５を充電する。負荷Ｒの
端子ｔａ、ｔｂ間には、平滑コンデンサＣ４の端子電圧
と平滑コンデンサＣ５の端子電圧が加算されて印加され
ることになり、整流回路の入力電圧の２倍の大きさの直
流電圧が得られる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】このように、図１１の
倍電圧回路は簡単な回路構成で高電圧の直流電圧が得ら
れる利点がある。しかしながら、図４の全波整流回路で
説明したように、図１１の倍電圧回路においても平滑コ
ンデンサの容量が大きくなると、単相交流電源ＡＣから
みると、電流の無効成分が増大することになり、力率が
低下するという問題がある。
倍電圧回路は簡単な回路構成で高電圧の直流電圧が得ら
れる利点がある。しかしながら、図４の全波整流回路で
説明したように、図１１の倍電圧回路においても平滑コ
ンデンサの容量が大きくなると、単相交流電源ＡＣから
みると、電流の無効成分が増大することになり、力率が
低下するという問題がある。
【００２０】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
であり、低コストで力率を改善した倍電圧回路の提供を
目的とするものである。
であり、低コストで力率を改善した倍電圧回路の提供を
目的とするものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明の上記目的は、倍
電圧回路を、単相交流電源の正の周期の電圧が入力され
る第１の整流回路と、単相交流電源の負の周期の電圧が
入力される第２の整流回路とを備え、第１の整流回路の
出力電圧と第２の整流回路の出力電圧を加算した直流電
圧を出力する倍電圧回路であって、第１、第２の整流回
路は、入力電圧に対して順方向接続の第１、第２のダイ
オードと、入力電圧に対して逆方向接続の第３、第４の
ダイオードと、容量が同一の第１、第２の平滑コンデン
サを有し、第１のダイオードと第１の平滑コンデンサと
第２のダイオードと第２の平滑コンデンサの直列回路で
充電回路を形成して第１、第２の平滑コンデンサを充電
し、前記第３のダイオードを第１の平滑コンデンサと第
２のダイオードの直列回路に並列に接続すると共に、第
４のダイオードを第２の平滑コンデンサと第２のダイオ
ードの直列回路に並列に接続し、各平滑コンデンサの放
電経路を第２のダイオードで分離して放電回路を並列に
形成することにより達成される。
電圧回路を、単相交流電源の正の周期の電圧が入力され
る第１の整流回路と、単相交流電源の負の周期の電圧が
入力される第２の整流回路とを備え、第１の整流回路の
出力電圧と第２の整流回路の出力電圧を加算した直流電
圧を出力する倍電圧回路であって、第１、第２の整流回
路は、入力電圧に対して順方向接続の第１、第２のダイ
オードと、入力電圧に対して逆方向接続の第３、第４の
ダイオードと、容量が同一の第１、第２の平滑コンデン
サを有し、第１のダイオードと第１の平滑コンデンサと
第２のダイオードと第２の平滑コンデンサの直列回路で
充電回路を形成して第１、第２の平滑コンデンサを充電
し、前記第３のダイオードを第１の平滑コンデンサと第
２のダイオードの直列回路に並列に接続すると共に、第
４のダイオードを第２の平滑コンデンサと第２のダイオ
ードの直列回路に並列に接続し、各平滑コンデンサの放
電経路を第２のダイオードで分離して放電回路を並列に
形成することにより達成される。
【００２２】上記本発明の特徴によれば、ダイオードと
平滑コンデンサを用いた簡単な回路構成で部品点数が少
なく、低コストで力率を改善した倍電圧回路を構成する
ことができる。
平滑コンデンサを用いた簡単な回路構成で部品点数が少
なく、低コストで力率を改善した倍電圧回路を構成する
ことができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る実施の形態の
倍電圧回路について図１を参照して説明する。図１では
図７の力率改善回路と図１１の倍電圧回路の従来例の回
路図と同じ部分または対応するところには同一の符号を
付している。図１の倍電圧回路は、図７で説明した力率
を改善した整流回路を２段重ねて単相交流電源ＡＣと負
荷Ｒとの間に接続し、負荷Ｒの端子ｔａ、ｔｂ間に整流
回路の入力電圧の２倍の大きさの直流電圧が得られる構
成としている。すなわち、図１の回路は一方の整流回路
は単相交流電源ＡＣの正の周期の電圧が入力され、他方
の整流回路は単相交流電源ＡＣの負の周期の電圧が入力
され、両方の整流回路の出力電圧が加算されて直流電圧
が出力される単相全波整流回路の倍電圧回路を構成して
いる。
倍電圧回路について図１を参照して説明する。図１では
図７の力率改善回路と図１１の倍電圧回路の従来例の回
路図と同じ部分または対応するところには同一の符号を
付している。図１の倍電圧回路は、図７で説明した力率
を改善した整流回路を２段重ねて単相交流電源ＡＣと負
荷Ｒとの間に接続し、負荷Ｒの端子ｔａ、ｔｂ間に整流
回路の入力電圧の２倍の大きさの直流電圧が得られる構
成としている。すなわち、図１の回路は一方の整流回路
は単相交流電源ＡＣの正の周期の電圧が入力され、他方
の整流回路は単相交流電源ＡＣの負の周期の電圧が入力
され、両方の整流回路の出力電圧が加算されて直流電圧
が出力される単相全波整流回路の倍電圧回路を構成して
いる。
【００２４】図１において、平滑コンデンサＣ２ａ、Ｃ
３ａは容量が同一で、図４の平滑コンデンサＣ１の容量
の１／２の容量とする。また、平滑コンデンサＣ２ｂ、
Ｃ３ｂは容量が同一で、図４の平滑コンデンサＣ１の容
量の１／２の容量とする。
３ａは容量が同一で、図４の平滑コンデンサＣ１の容量
の１／２の容量とする。また、平滑コンデンサＣ２ｂ、
Ｃ３ｂは容量が同一で、図４の平滑コンデンサＣ１の容
量の１／２の容量とする。
【００２５】単相交流電源ＡＣの正方向の半周期におい
ては、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２ａ、ダイオ
ードＤ２ａ、平滑コンデンサＣ３ａで形成される充電回
路に充電電流が流れて、直列接続された平滑コンデンサ
Ｃ２ａ、Ｃ３ａを充電する。また、単相交流電源ＡＣの
負方向の半周期においては、平滑コンデンサＣ２ｂ、ダ
イオードＤ２ｂ、平滑コンデンサＣ３ｂ、ダイオードＤ
５で形成される充電回路に充電電流が流れて直列接続さ
れた平滑コンデンサＣ２ｂ、Ｃ３ｂを充電する。負荷Ｒ
の端子ｔａ、ｔｂ間には、直列接続された平滑コンデン
サＣ２ａ、Ｃ３ａの端子電圧と、直列接続された平滑コ
ンデンサＣ２ｂ、Ｃ３ｂの端子電圧を加算した直流電圧
が出力される。
ては、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２ａ、ダイオ
ードＤ２ａ、平滑コンデンサＣ３ａで形成される充電回
路に充電電流が流れて、直列接続された平滑コンデンサ
Ｃ２ａ、Ｃ３ａを充電する。また、単相交流電源ＡＣの
負方向の半周期においては、平滑コンデンサＣ２ｂ、ダ
イオードＤ２ｂ、平滑コンデンサＣ３ｂ、ダイオードＤ
５で形成される充電回路に充電電流が流れて直列接続さ
れた平滑コンデンサＣ２ｂ、Ｃ３ｂを充電する。負荷Ｒ
の端子ｔａ、ｔｂ間には、直列接続された平滑コンデン
サＣ２ａ、Ｃ３ａの端子電圧と、直列接続された平滑コ
ンデンサＣ２ｂ、Ｃ３ｂの端子電圧を加算した直流電圧
が出力される。
【００２６】平滑コンデンサに充電された電荷による放
電電流の一方の経路は、負荷Ｒの一方の端子ｔｂ、ダイ
オードＤ４ｂ、平滑コンデンサＣ２ｂ、ダイオードＤ４
ａ、平滑コンデンサＣ２ａ、負荷Ｒの他方の端子ｔａで
形成される。また、平滑コンデンサに充電された電荷に
よる放電電流の他方の経路は、負荷Ｒの一方の端子ｔ
ｂ、平滑コンデンサＣ３ｂ、ダイオードＤ３ｂ、平滑コ
ンデンサＣ３ａ、ダイオードＤ３ａ、負荷Ｒの他方の端
子ｔａで形成される。
電電流の一方の経路は、負荷Ｒの一方の端子ｔｂ、ダイ
オードＤ４ｂ、平滑コンデンサＣ２ｂ、ダイオードＤ４
ａ、平滑コンデンサＣ２ａ、負荷Ｒの他方の端子ｔａで
形成される。また、平滑コンデンサに充電された電荷に
よる放電電流の他方の経路は、負荷Ｒの一方の端子ｔ
ｂ、平滑コンデンサＣ３ｂ、ダイオードＤ３ｂ、平滑コ
ンデンサＣ３ａ、ダイオードＤ３ａ、負荷Ｒの他方の端
子ｔａで形成される。
【００２７】図１の回路においても、それぞれの整流回
路では容量が同一の平滑コンデンサを２個直列に接続し
て充電回路を形成し、各平滑コンデンサを並列に接続し
て放電回路を形成しているので、充電電流が抑制され
る。
路では容量が同一の平滑コンデンサを２個直列に接続し
て充電回路を形成し、各平滑コンデンサを並列に接続し
て放電回路を形成しているので、充電電流が抑制され
る。
【００２８】図２は、負荷Ｒの端子ｔａ、ｔｂ間に得ら
れる出力電圧と周期Ｔとの関係を示す特性図である。出
力電圧の波高値Ｖ２は、単相交流電源ＡＣの正の周期の
入力電圧と負の周期の入力電圧が加算されるので、単相
交流電源ＡＣの入力電圧の波高値Ｖ１の２倍となる。ま
た、周期の山と山の間の谷に相当する部分は、前記図７
の回路で説明したように、入力電圧の波高値Ｖ１とほぼ
等しい電圧となる。
れる出力電圧と周期Ｔとの関係を示す特性図である。出
力電圧の波高値Ｖ２は、単相交流電源ＡＣの正の周期の
入力電圧と負の周期の入力電圧が加算されるので、単相
交流電源ＡＣの入力電圧の波高値Ｖ１の２倍となる。ま
た、周期の山と山の間の谷に相当する部分は、前記図７
の回路で説明したように、入力電圧の波高値Ｖ１とほぼ
等しい電圧となる。
【００２９】このように、図１の倍電圧回路では平滑コ
ンデンサの充電電流を抑制すると共に、図２の特性図に
示されているように、整流回路の入力電圧の波高値Ｖ２
から波高値Ｖ２の１／２の電圧のＶ１の区間では電源か
ら負荷Ｒへの電流供給がなされるので、単相交流電源か
らみると前記交流回路電流の実効値の有効成分が増加し
て、力率を改善している。
ンデンサの充電電流を抑制すると共に、図２の特性図に
示されているように、整流回路の入力電圧の波高値Ｖ２
から波高値Ｖ２の１／２の電圧のＶ１の区間では電源か
ら負荷Ｒへの電流供給がなされるので、単相交流電源か
らみると前記交流回路電流の実効値の有効成分が増加し
て、力率を改善している。
【００３０】図３は、本発明の他の実施の形態の倍電圧
回路を示すものである。この例においては、単相交流電
源ＡＣの出力側に平滑リアクトルＬ１を接続している。
このため、単相交流電源ＡＣの出力が瞬時的に変動して
も変動分は平滑リアクトルＬ１で吸収され、ダイオード
Ｄ１、Ｄ５が瞬時大電圧により破損されるのを防止す
る。また、負荷Ｒに変動のない安定した直流電圧を供給
することができる。
回路を示すものである。この例においては、単相交流電
源ＡＣの出力側に平滑リアクトルＬ１を接続している。
このため、単相交流電源ＡＣの出力が瞬時的に変動して
も変動分は平滑リアクトルＬ１で吸収され、ダイオード
Ｄ１、Ｄ５が瞬時大電圧により破損されるのを防止す
る。また、負荷Ｒに変動のない安定した直流電圧を供給
することができる。
【００３１】
【発明の効果】以上のように本発明は、ダイオードと平
滑コンデンサを用いた簡単な回路構成で部品点数が少な
く、低コストで力率を改善した倍電圧回路を構成するこ
とができる。
滑コンデンサを用いた簡単な回路構成で部品点数が少な
く、低コストで力率を改善した倍電圧回路を構成するこ
とができる。
【図１】本発明に係る好適な実施の形態における倍電圧
回路を示す回路図である。
回路を示す回路図である。
【図２】図１の倍電圧回路の出力電圧と周期との関係を
示す特性図である。
示す特性図である。
【図３】本発明の他の実施の形態の倍電圧回路を示す回
路図である。
路図である。
【図４】単相全波整流回路を示す回路図である。
【図５】図４の回路の周期に対する入力電圧と入力電流
との関係を示す特性図である。
との関係を示す特性図である。
【図６】図４の回路の出力電圧と周期との関係を示す特
性図である。
性図である。
【図７】図４の回路の力率を改善する単相全波整流回路
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図８】図７の回路の周期に対する入力電圧と入力電流
との関係を示す特性図である。
との関係を示す特性図である。
【図９】図７の回路の出力電圧と周期との関係を示す特
性図である。
性図である。
【図１０】昇圧チョッパ回路の例を示す回路図である。
【図１１】従来の倍電圧回路を示す回路図である。
ＡＣ 単相交流電源 Ｄ１、Ｄ２ａ 第１の整流回路の順方向接続のダイオー
ド Ｄ３ａ、Ｄ４ａ 第１の整流回路の逆方向接続のダイオ
ード Ｃ２ａ、Ｃ３ａ 第１の整流回路の平滑コンデンサ Ｄ５、Ｄ２ｂ 第２の整流回路の順方向接続のダイオー
ド Ｄ３ｂ、Ｄ４ｂ 第２の整流回路の逆方向接続のダイオ
ード Ｃ２ｂ、Ｃ３ｂ 第２の整流回路の平滑コンデンサ Ｒ 負荷 Ｌ１ 平滑リアクトル ＲＣ 整流回路 ＣＨ チョッパ回路
ド Ｄ３ａ、Ｄ４ａ 第１の整流回路の逆方向接続のダイオ
ード Ｃ２ａ、Ｃ３ａ 第１の整流回路の平滑コンデンサ Ｄ５、Ｄ２ｂ 第２の整流回路の順方向接続のダイオー
ド Ｄ３ｂ、Ｄ４ｂ 第２の整流回路の逆方向接続のダイオ
ード Ｃ２ｂ、Ｃ３ｂ 第２の整流回路の平滑コンデンサ Ｒ 負荷 Ｌ１ 平滑リアクトル ＲＣ 整流回路 ＣＨ チョッパ回路
Claims (1)
- 【請求項１】 単相交流電源の正の周期の電圧が入力さ
れる第１の整流回路と、単相交流電源の負の周期の電圧
が入力される第２の整流回路とを備え、第１の整流回路
の出力電圧と第２の整流回路の出力電圧を加算した直流
電圧を出力する倍電圧回路であって、第１、第２の整流
回路は、入力電圧に対して順方向接続の第１、第２のダ
イオードと、入力電圧に対して逆方向接続の第３、第４
のダイオードと、容量が同一の第１、第２の平滑コンデ
ンサを有し、第１のダイオードと第１の平滑コンデンサ
と第２のダイオードと第２の平滑コンデンサの直列回路
で充電回路を形成して第１、第２の平滑コンデンサを充
電し、前記第３のダイオードを第１の平滑コンデンサと
第２のダイオードの直列回路に並列に接続すると共に、
第４のダイオードを第２の平滑コンデンサと第２のダイ
オードの直列回路に並列に接続し、各平滑コンデンサの
放電経路を第２のダイオードで分離して放電回路を並列
に形成してなることを特徴とする倍電圧回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10143599A JPH11299241A (ja) | 1998-04-15 | 1998-04-15 | 倍電圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10143599A JPH11299241A (ja) | 1998-04-15 | 1998-04-15 | 倍電圧回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11299241A true JPH11299241A (ja) | 1999-10-29 |
Family
ID=15342478
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10143599A Pending JPH11299241A (ja) | 1998-04-15 | 1998-04-15 | 倍電圧回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11299241A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107171576A (zh) * | 2017-06-09 | 2017-09-15 | 上海科技大学 | 一种倍压整流电路及其在谐振隔离变换器中的应用 |
-
1998
- 1998-04-15 JP JP10143599A patent/JPH11299241A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107171576A (zh) * | 2017-06-09 | 2017-09-15 | 上海科技大学 | 一种倍压整流电路及其在谐振隔离变换器中的应用 |
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