JPH1127044A - 増幅発振回路、同回路を用いた通信装置およびセンサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 小型化および低電圧化に適した増幅・発振回
路、微弱電波無線通信装置に適した小型で低電圧動作可
能な受信機、送信機および通信機を提供する。 【解決手段】 トランジスタＱ１，Ｑ２による相補性直
結回路にインダクタＬｏ，キャパシタＣｏの並列回路を
接続し、正帰還ループの途中に水晶振動子Ｘを接続し、
トランジスタＱ２のコレクタにＬ１，Ｃ１，Ｒ２からな
るクエンチング回路を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、小型化、低電圧
化および超高周波化に適した増幅・発振回路、同回路を
用いた通信装置およびセンサに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より微弱電波を用いた無線通信装置
は各種データ通信およびデータ通信による機器の制御や
リモートセンシングに利用されている。

【０００３】このような微弱電波無線通信装置では、一
般に妨害周波数に強く、受信感度の高いスーパーヘテロ
ダイン方式か、妨害周波数には強くないが、高感度の得
られる超再生受信方式が採用されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】スーパーヘテロダイン
方式は上述したように、妨害周波数に強く、高い受信感
度が得られるため、従来より種々の通信装置に用いられ
ている。しかし、送受信回路規模が大きくなるため、極
端な小型化には適さず、また低電圧化も困難であった。
一方、超再生方式は、１９３０年代に考案され、１９４
０年代には真空管を用いたものが実用化されていたが、
その特性上高いＳ／Ｎ比を得ることが困難であり、Ｓ／
Ｎ比を高めようとすれば、送信機に安定度の高い発振器
を用い、受信機に狭帯域増幅器を用いる必要があり、必
然的に使用するトランジスタ数が増え、消費電流が増大
し、電源電圧も高くなる、という問題があった。

【０００５】従来より、トランジスタ数の少ない回路構
成で高利得を得る回路として、図１４の（Ａ）に示すよ
うなダーリントン接続増幅回路や、（Ｂ），（Ｃ）に示
すような２段直結回路が知られているが、ダーリントン
接続増幅回路では、高周波増幅には全く適さず、たとえ
ば数百ＭＨｚ等の高周波域では使用できない。また、上
記２段直結回路では２つのトランジスタが直列に接続さ
れるため、低い電源電圧では使用できない。さらに、発
振回路を構成する場合には、このような２つのトランジ
スタでは正帰還をかけることが容易ではなく、結局多く
のトランジスタを用いなければならず、電源電圧も高く
しなければならない。

【０００６】ところで、たとえば自動車用キーレスエン
トリーにおいては、送信回路が組み込まれたキーが自動
車からある程度離れていてもドアーのロックおよびロッ
ク解除を行えるようにする要求があるが、ドアーのロッ
ク音やロック解除音が聞こえない程離れた位置でリモー
ト制御をする場合には、キー側でドアーのロック状態を
確認できるようにしなければならない。そのために、キ
ー内部に受信回路も設ける必要が生じる。

【０００７】しかしこのような極めて限られた容積に受
信回路を設けて受信機を構成したり、送信回路とともに
受信回路を設けて無線機を構成しようとしても、従来よ
り用いられてきた種々の回路ではコスト、大きさ、電池
容量などの点で課題が多かった。

【０００８】この発明の目的は、上述した問題を解消し
て、小型化および低電圧化に適した増幅・発振回路、同
回路を用いた通信装置およびセンサを提供することにあ
る。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明は請求項１に記
載のとおり、ＰＮＰトランジスタのベースとコレクタを
ＮＰＮトランジスタのコレクタとベースにそれぞれ接続
し、それぞれのトランジスタのコレクタとエミッタに抵
抗を接続し、両トランジスタのコレクタ間にインダクタ
を接続して増幅・発振回路を構成する。

【００１０】上記増幅・発振回路の基本となる回路を図
１に示す。ＰＮＰトランジスタであるＱ１のベースとコ
レクタを、ＮＰＮトランジスタであるＱ２のコレクタと
ベースにそれぞれ接続している。抵抗Ｒ１〜Ｒ４はトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２のバイアス用抵抗である。このよう
な相補性トランジスタ直結回路によれば極めて強い正帰
還がかかるラッチアップ回路となる。請求項１に記載の
増幅・発振回路は図２に示すように、図１における２つ
のトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ間にインダクタＬ
ｏを接続したものである。この構成によれば、逆極性
（逆位相）の入出力端子間をインダクタＬｏで直流的に
短絡することになり、直流的に強い負帰還がかかる。し
たがって直流的には入出力端が同電位となって安定し、
ラッチアップすることがなく、交流的には極めて高利得
（たとえば数千倍）の増幅回路が得られる。また交流的
には正帰還回路を維持するので、発振回路としても作用
する。この増幅・発振回路は送信回路または受信回路を
構成する場合の基本形となる。

【００１１】請求項２に記載の増幅・発振回路では、前
記インダクタとそれぞれのトランジスタのベースとの間
に、それぞれのトランジスタのコレクタ−エミッタ間電
圧を増大させるレベルシフト用のダイオードを接続す
る。これにより、トランジスタのコレクタ−エミッタ間
電圧を増大させて、高周波特性の向上が図れる。

【００１２】請求項３に記載の増幅・発振回路では、前
記インダクタに並列にキャパシタを接続する。この構成
により、負帰還ループがＬＣの並列共振回路となるた
め、その共振周波数での負帰還量が小さくなり、その共
振周波数を中心周波数とする一定帯域について利得の非
常に高い帯域増幅器として作用し、また発振状態となる
場合には発振回路として作用する。

【００１３】請求項４に記載の増幅回路では、前記２つ
のトランジスタのうちいずれか一方または両方のベース
にループ利得抑制用抵抗を挿入する。これにより正帰還
の帰還量が低下し、すなわちループ利得が抑制されて、
発振状態とならずに非常に利得の高い増幅回路として作
用する。

【００１４】請求項５に記載の発振回路では、前記２つ
のトランジスタによる正帰還ループの途中に水晶振動子
または圧電振動子を接続する。これにより水晶振動子ま
たは圧電振動子の特定の共振周波数で正帰還量が増すた
め、水晶振動子または圧電振動子の共振周波数で発振す
る狭帯域の発振回路が得られる。

【００１５】請求項６に記載の超再生復調回路では、前
記２つのトランジスタのうち一方のトランジスタのコレ
クタにクエンチング回路を設ける。これにより前記ＬＣ
並列共振回路による共振周波数または前記水晶振動子ま
たは圧電振動子の共振周波数での高周波発振がクエンチ
ング動作により断続することになる。上記高周波発振の
発振周波数は、外部から飛来する電波の周波数に引き込
まれ、その電波の受信強度によってクエンチング発振の
飽和発振振幅値に達する時間が変化して、結局クエンチ
ング発振の包絡線の変化が、受信したＡＭ変調された電
波またはＡＳＫ方式の電波の復調結果となる。なお、従
来の他の方式による超再生復調回路の場合と同様に、Ｆ
ＭやＦＳＫ方式の電波でも動作する。

【００１６】請求項７に記載の受信機では、一方のトラ
ンジスタのベースとアンテナとの間にフロントエンド増
幅回路を設け、一方のトランジスタのコレクタ側からロ
ーパスフィルタを介して出力信号を得る。これによれ
ば、フロントエンド増幅回路は１つのトランジスタで構
成でき、超再生復調回路は２つのトランジスタを用いて
構成できるため、全体に極めて少ないトランジスタを用
いて受信機が構成できる。

【００１７】請求項８に記載の通信機では、前記２つの
トランジスタの正帰還による発振信号を断続する回路ま
たは当該発振動作を断続する回路を設けて、一方のトラ
ンジスタのコレクタ側からの信号をアンテナへ出力す
る。これにより、素子数の極めて少ない回路でＡＭ変調
またはＡＳＫ変調した信号を送信する通信機が得られ
る。しかも前記超再生復調回路を構成するとともに正帰
還による発振を断続させて送信を行う場合には、１つの
発振回路を送受に兼用することになり、極めて小型の通
信機が構成可能となる。さらに、水晶発振子または圧電
振動子を用いた場合は、発振周波数の安定化、受信周波
数帯の狭帯域化ができ、結果としてＳ／Ｎ比特性が向上
するため、通信距離も大きくなる。

【００１８】請求項９に記載の通信機では、請求項５に
記載の回路において、一方のトランジスタのベースにベ
ース電位制御用トランジスタを接続する。たとえば、ベ
ース電位制御用トランジスタに対する制御信号によっ
て、上記一方のトランジスタのベース電位をそのトラン
ジスタが動作するに要するベース電位より低下させる
と、発振動作が断たれる。これにより、制御信号によっ
て、前記正帰還ループによる発振を断続制御できるよう
になる。

【００１９】請求項１０に記載のセンサでは、前記キャ
パシタの一部または全部を圧力などの変量で静電容量が
変化する素子とする。これにより、圧力などの変量によ
って前記ＬＣ並列共振回路の共振周波数が変移し、発振
器としての発振周波数がそれに応じて変移する。したが
って遠隔地で受信信号の周波数から圧力などの変量を求
めることが可能となる。

【００２０】請求項１１に記載のセンサでは、前記イン
ダクタをアンテナに兼用する。これによりセンサをより
小型化できるようになる。

【００２１】請求項１２に記載の送信機では、請求項９
におけるインダクタをアンテナに兼用し、前記発振の断
続によって信号の送信を行う。このように、元々は直流
負帰還用に用いるインダクタが同調用コイルとして作用
するため、このコイルをループアンテナとしても用いる
ことができる。また、フェライトなどの磁性体を用いた
インダクタとし、低い周波数（たとえば数１００ｋＨｚ
以下）で且つ大電力に耐えるようにすれば、非接触電力
伝送（送信）と通信とを同時に行うことができる。

【００２２】

【発明の実施の形態】この発明の第１の実施形態に係る
増幅回路の構成を図３に示す。このようにＰＮＰトラン
ジスタＱ１のベースとコレクタをＮＰＮトランジスタＱ
２のコレクタとベースに抵抗Ｒ５，Ｒ６を介してそれぞ
れ接続し、それぞれのトランジスタのコレクタとエミッ
タに抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を接続し、両トランジ
スタのコレクタ間にインダクタＬｏを接続している。こ
こで抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４はトランジスタＱ１，
Ｑ２に対して所定のバイアス電圧を与えるとともに、抵
抗Ｒ１，Ｒ２はトランジスタＱ１，Ｑ２の負荷抵抗とし
て作用する。そして、抵抗Ｒ５，Ｒ６は正帰還ループに
直列に設けているため、ループ利得を適正に抑制する。
インダクタＬｏは、この正帰還回路の入出力間を直流的
に短絡して強い負帰還をかけるが、交流的にはインダク
タＬｏのインピーダンスに応じた帰還量となる。したが
って入出力間で極めて高利得の交流増幅回路として用い
ることができる。また、図中に示すように、トランジス
タＱ１，Ｑ２のエミッタに接続した抵抗Ｒ３，Ｒ４の両
端の電位差をそれぞれ０．５Ｖ、トランジスタＱ１，Ｑ
２のベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEをそれぞれ０．５Ｖと
して逆算すれば、電源電圧は２Ｖとなり、極めて低電圧
動作可能な高利得増幅回路が得られる。

【００２３】図４は第２の実施形態に係る帯域増幅・発
振回路の構成を示す図である。同図に示すように、ＰＮ
ＰトランジスタＱ１のベースとコレクタをＮＰＮトラン
ジスタＱ２のコレクタとベースにそれぞれ接続し、それ
ぞれのトランジスタのコレクタとエミッタに抵抗Ｒ１，
Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を接続し、両トランジスタのコレクタ
間にインダクタＬｏとキャパシタＣｏの並列回路を接続
している。ここで抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４はトラン
ジスタＱ１，Ｑ２に対して所定のバイアス電圧を与える
とともに、抵抗Ｒ１，Ｒ２はトランジスタＱ１，Ｑ２の
負荷抵抗として作用する。このように両トランジスタの
コレクタ間にインダクタＬｏとキャパシタＣｏの並列回
路を接続することによって、直流的には強い負帰還がか
かり、交流的にはＬｏ，ＣｏによるＬＣ並列共振回路の
共振周波数でその負帰還量が低下し、その共振周波数か
ら遠ざかるほど負帰還量が増す。したがって上記並列共
振回路の共振周波数を中心とする一定帯域で高利得が得
られる帯域増幅回路として用いることができる。またル
ープ利得を上げて発振動作させれば、上記並列共振周波
数に引き込む帯域発振回路として用いることができる。

【００２４】図５は第３の実施形態に係る帯域増幅・発
振回路の構成を示す図である。図４に比べて異なる点
は、トランジスタＱ１，Ｑ２のベースとインダクタＬｏ
との間にレベルシフト用のダイオードＤ１，Ｄ２を接続
している点である。図中に示すように、トランジスタＱ
１，Ｑ２のエミッタに接続した抵抗Ｒ３，Ｒ４の両端の
電位差をそれぞれ０．５Ｖ、トランジスタＱ１，Ｑ２の
ベース−エミッタ間電圧Ｖ_BEをそれぞれ０．５Ｖ、ダイ
オードＤ１，Ｄ２のアノード−カソード間電圧Ｖ_D を
０．５Ｖとすれば、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ
−エミッタ間電圧Ｖ_CEはＶ_BE＋Ｖ_D ＝１．０Ｖとなる。
因みに、図４に示した例ではＶ_CE＝Ｖ_BE＝０．５Ｖとな
る。このようにレベルシフト用のダイオードＤ１，Ｄ２
をトランジスタＱ１，Ｑ２のベースとインダクタＬｏと
の間に挿入することにより、トランジスタＱ１，Ｑ２の
コレクタ−エミッタ間電圧を増大させることができ、こ
れによりトランジスタの高周波特性が向上する。たとえ
ば数百ＭＨｚ帯などの超高周波領域でも動作可能とな
る。なおレベルシフト量を増す場合には、ダイオードの
直列接続段数を多くすればよい。

【００２５】図６は第４の実施形態に係る発振回路の構
成を示す図である。図４に示した回路と異なる点は、ト
ランジスタＱ１，Ｑ２のベース回路である。ここではト
ランジスタＱ１，Ｑ２のベースに抵抗Ｒ５，Ｒ６を接続
するとともに、抵抗Ｒ６に並列に水晶振動子Ｘを接続し
ている。水晶振動子Ｘは所定周波数で等価的にＬＣ直列
共振回路として作用し、その共振周波数で低インピーダ
ンス特性を示すため、その共振周波数で、図６に示した
正帰還回路のループ利得が増大する。すなわち水晶振動
子Ｘの共振周波数を、負帰還回路として設けたインダク
タＬｏとキャパシタＣｏによる並列共振周波数に等しく
するか、その近傍に設定することにより、発振周波数が
水晶振動子Ｘの共振周波数に引き込まれることになる。
一般に水晶振動子ＸのＱ（共振の鋭さ）はＬＣ回路など
に比べて遙かに高いため、狭帯域化を図ることができ
る。これによりトランジスタＱ１，Ｑ２による増幅率を
極端に上げることなく、Ｑを高めることができるため、
発振回路のＣ／Ｎ比を改善し、これをデータ伝送に用い
る場合にＳ／Ｎ比を改善することができる。なお、数１
０ＭＨｚ以上の発振信号を得る場合には、水晶振動子の
オーバートーン周波数を利用する。たとえば３５０ＭＨ
ｚの信号を得る場合は、５０ＭＨｚの水晶振動子を用
い、その７次高調波を使用する。この場合、７次以外の
高調波はＬｏとＣｏによる並列共振周波数より大きく離
れているため阻止され、スプリアスは生じない。

【００２６】図６ではＱ２のベースに水晶振動子Ｘを接
続するようにしたが、水晶振動子Ｘの位置はここに限ら
ず、水晶振動子の共振インピーダンスによりループ利得
が増大する位置であれば、回路中のどこに設けてもよ
い。また、水晶振動子に代えて圧電振動子を用いてもよ
い。

【００２７】図７は第５の実施形態に係る超再生復調回
路の構成を示す図である。この回路は図６に示した回路
の抵抗Ｒ２部分にインダクタＬ１およびコンデンサＣ１
を設けてクエンチング回路にしたものである。この超再
生復調回路は、外部から電波が到来すると、インダクタ
Ｌｏがそれを受けて、すなわちインダクタＬｏが受信ア
ンテナとして作用して、トランジスタＱ１，Ｑ２による
増幅回路がその受信信号を増幅して、正帰還作用によっ
てその振幅を次第に増大させる。しかし、その振幅があ
る程度にまで（発振寸前に）なると、クエンチング回路
の作用によって増幅・発振動作が一旦停止され、その後
再び正帰還によって振幅を増大させる、という動作を繰
り返す。つまり、高周波発振とクエンチング発振の２重
発振動作を行うことになる。その断続の周波数（クエン
チング周波数）は図中のＬ１，Ｃ１，Ｒ２の定数によっ
て定まり、定性的にはＬ１，Ｃ１，Ｒ２による周波数で
トランジスタＱ２のゲインが変化することになり、高周
波発振が断続する。通常はこのクエンチング周波数を数
百ｋＨｚ程度の低周波に設定する。この２重発振信号は
図７におけるＲ２とＬ１の接続点から取り出す。

【００２８】図１２は、上記クエンチング発振の飽和発
振振幅値に達する時間を示している。このように外部か
らの信号を含んだ高周波キャリアの入力によって、クエ
ンチング発振の飽和発振振幅値に達する時間が変化す
る。すなわち高周波キャリアが入力されると、その高周
波キャリアの振幅が大きい程、無信号時など高周波キャ
リアの振幅が小さい場合に比べてクエンチング発振の飽
和発振振幅値に達する時間が短くなる。

【００２９】図１３はキャリア信号の入力とクエンチン
グ発振との関係を示している。このように、外部から入
力される高周波キャリアの振幅が大きいと、クエンチン
グ発振の振幅が大きく且つ周期が短くなり、逆に、高周
波キャリアの振幅が小さいと、クエンチング発振の振幅
が小さく且つ周期が長くなる。したがって、この２重発
振信号をローパスフィルタを通して情報信号（データ信
号）より高域の成分を除去することによって、受信情報
信号の復調がなされる。

【００３０】図８は第６の実施形態に係る受信機の構成
を示す図である。この受信機は図７に示した超再生復調
回路にフロントエンド増幅回路２、アンテナ１、ローパ
スフィルタ３および低周波数増幅回路４を設けて構成し
ている。ここでフロントエンド増幅回路２は高周波のキ
ャリアを増幅して受信感度を上げるとともに、クエンチ
ング発振回路による鋸歯状波によるノイズがアンテナ１
から外部へ放射されないように信号の一方化を図る。ま
たローパスフィルタ３は、図１３に示したように、クエ
ンチング発振周波数成分を除去してクエンチング発振の
振幅の包絡線を通過させるものであり、低周波増幅回路
４はその信号を増幅し波形整形して、２値論理レベルの
復調信号を出力する。

【００３１】図９は第７の実施形態に係る通信機の構成
を示す図である。同図においてトランジスタＱ３がフロ
ントエンド増幅回路を構成する。この通信機では、送信
と受信を交互に行う。トランジスタＱ４のゲート信号Ａ
には受信タイミング信号ＲＳの反転信号が与えられる。
Ｑ４はそのゲート電圧が“Ｌ”レベルのとき導通する。
したがって受信時にトランジスタＱ４が導通状態とな
り、コンデンサＣ４を介してトランジスタＱ１のベース
に受信信号が入力される。また、トランジスタＱ５のゲ
ート信号Ｂには受信タイミング信号ＲＳが与えられる。
Ｑ５はそのゲート電圧が“Ｌ”レベルのとき導通するの
で、受信時にトランジスタＱ５は開放状態となり、Ｌ
１，Ｃ１，Ｒ２によるクエンチング回路が作動する。逆
に、送信時にはトランジスタＱ４が遮断状態、Ｑ５が導
通状態となる。したがって送信時には、外来電波に関係
なく、またクエンチング発振動作も停止され、一定振幅
の高周波の自励発振が持続される。このとき、トランジ
スタＱ６のゲート信号Ｃには送信すべきデータの信号Ｓ
Ｄと受信タイミング信号ＲＳの反転信号（すなわち送信
タイミングを示す信号）との論理積信号が与えられる。
Ｑ６はそのゲート電圧が“Ｌ”レベルのとき導通するの
で、トランジスタＱ６は結局、送信データＳＤが“Ｌ”
レベルのとき導通し、送信データＳＤが“Ｈ”レベルの
とき遮断する。トランジスタＱ６が遮断状態のとき、Ｃ
５→Ｒ７→Ｃ６→Ｑ３→アンテナ１の経路で上記高周波
の自励発振信号（キャリア信号）が送信され、トランジ
スタＱ６が導通状態のとき、発振信号はＣ５→Ｒ７→Ｑ
６の経路で流れて、送信されない。これにより、送信デ
ータＳＤに応じてＡＳＫ変調された信号が送信されるこ
とになる。

【００３２】なお、図９に示した例では、アンテナ１を
送受信用に用いたが、フロントエンド増幅回路を用いな
い場合には、インダクタＬｏを送信アンテナとして利用
してもよい。また、図９に示した例では、送信時に高調
波自励発振を継続するようにしたが、トランジスタＱ
１，Ｑ２による正帰還のループ利得を送信データに応じ
て変化させる回路を設けて、送信データに応じて高周波
自励発振を断続するようにしてもよい。

【００３３】図１０は第８の実施形態に係る送信機の構
成を示す図である。図９に示した例では、送信時に高周
波自励発振を継続させ、送信データに応じて発振信号を
選択的にアンテナへ導くようにしたが、図１０に示す例
では、トランジスタＱ１，Ｑ２による正帰還のループ利
得を送信データに応じて変化させる回路を設けて、送信
データに応じて高周波自励発振を断続するようにしたも
のである。この図１０の回路は図６に示した回路にベー
ス電位制御用トランジスタＱ７を設けたものと言える。
このトランジスタＱ７のベースに対する制御信号が
“Ｈ”レベルのとき、Ｑ７がオンし、Ｑ２のベース電位
が低下し、トランジスタＱ１，Ｑ２の正帰還による発振
動作が断たれる。トランジスタＱ７のベースに対する制
御信号が“Ｌ”レベルのとき、Ｑ７がオフし、Ｑ２のベ
ースに対して正帰還信号が入力され、発振動作する。し
たがって、上記制御信号を送信データに応じて順次変化
させることによって、キャリア信号をＡＳＫ変調するこ
とになる。この場合、トランジスタＱ１，Ｑ２のいずれ
かのコレクタ側から発振信号をアンテナへ出力するよう
にしてもよいが、直流負帰還用に用いるインダクタＬｏ
は同調用コイルとして作用するため、このコイルをルー
プアンテナとして用いてもよい。また、フェライトなど
の磁性体を用いたインダクタとし、低い周波数（たとえ
ば数１００ｋＨｚ以下）で且つ大電力に耐えるようにす
れば、通信とともに非接触電力伝送（送信）を行うこと
ができる。すなわち、この送信機に近接する受信機は、
インダクタＬｏによる電磁界に結合して、そのエネルギ
を受信機側で電力として利用するとともに、受信信号と
して受信する。

【００３４】図１１は第９の実施形態に係るセンサの構
成を示す図である。図４に示した増幅・発振回路と基本
的に同一構成であるが、ここではキャパシタＣｓとし
て、圧力などの変量で静電容量が変化する素子を用い
る。したがって検出すべき圧力などによってＣｓのキャ
パシタンスが変化し、それによって発振周波数が定ま
る。このことを利用して、発振信号を受信機側で受信し
て、その発振周波数を圧力などの変量に換算したアナロ
グ信号またはディジタル値として出力すれば、センサ部
分とは隔離した状態で、圧力などの変量を測定できるよ
うになる。

【００３５】

【発明の効果】請求項１に係る発明によれば、簡単な回
路構成で、低電圧動作する極めて高利得の交流増幅器ま
たは発振器として用いることができる。

【００３６】請求項２に係る発明によれば、トランジス
タのコレクタ−エミッタ間電圧を増大させて、高周波特
性の向上が図れる。

【００３７】請求項３に係る発明によれば、簡単な回路
構成で、低電圧動作し、しかも一定帯域について利得の
非常に高い帯域増幅器として、また発振器として用いる
ことができる。

【００３８】請求項４に係る発明によれば、非常に高利
得の安定した特性を有する増幅器として用いることがで
きる。

【００３９】請求項５に係る発明によれば、水晶振動子
または圧電振動子の共振周波数で発振する狭帯域の発振
回路が得られる。

【００４０】請求項６に係る発明によれば、少ないトラ
ンジスタ数で、ＡＭ変調、ＡＳＫ変調、ＦＭ変調、また
はＦＳＫ変調された電波を復調できるようになる。

【００４１】請求項７に係る発明によれば、フロントエ
ンド増幅回路は１つのトランジスタで構成でき、超再生
復調回路は２つのトランジスタを用いて構成できるた
め、全体に極めて少ないトランジスタを用いて受信機が
構成できる。

【００４２】請求項８に係る発明によれば、素子数の極
めて少ない回路でＡＭ変調またはＡＳＫ変調した信号を
送信する通信機となる。しかも超再生復調回路を構成す
るとともに正帰還による発振を断続させて送信を行う場
合には、１つの発振回路を送受に兼用することになり、
極めて小型の通信機が構成可能となる。

【００４３】請求項９に係る発明によれば、制御信号に
よって発振を断続させることができ、素子数の極めて少
ない回路でＡＳＫ変調した信号を送信する送信機とな
る。

【００４４】請求項１０に係る発明によれば、圧力など
の変量によって発振周波数が変移するため、遠隔地で受
信信号の周波数から圧力などの変量を求めることが可能
となる。

【００４５】請求項１１に係る発明によれば、アンテナ
としての専用の素子を設ける必要がないため、全体にさ
らに小型のセンサを構成できるようになる。

【００４６】請求項１２に係る発明によれば、アンテナ
としての専用の素子を設ける必要がなくなり、また、フ
ェライトなどの磁性体を用いた、低い周波数（たとえば
数１００ｋＨｚ以下）で且つ大電力に耐えるインダクタ
を利用すれば、非接触電力伝送（送信）と通信とを同時
に行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】相補性トランジスタ直結回路の構成例を示す図
である。

【図２】請求項１の構成例を示す回路図である。

【図３】第１の実施形態に係る増幅回路を示す図であ
る。

【図４】第２の実施形態に係る広帯域増幅・発振回路を
示す図である。

【図５】第３の実施形態に係る広帯域増幅・発振回路を
示す図である。

【図６】第４の実施形態に係る狭帯域発振回路を示す図
である。

【図７】第５の実施形態に係る超再生復調回路を示す図
である。

【図８】第６の実施形態に係る受信機の構成を示す図で
ある。

【図９】第７の実施形態に係る通信機の構成を示す図で
ある。

【図１０】第８の実施形態に係る送信機の構成を示す図
である。

【図１１】第９の実施形態に係るセンサの構成を示す図
である。

【図１２】クエンチング発振の立ち上がり特性を示す図
である。

【図１３】クエンチング発振による復調動作を説明する
図である。

【図１４】従来の各種増幅回路の例を示す図である。

【符号の説明】 Ｑ１−ＰＮＰトランジスタ Ｑ２−ＮＰＮトランジスタ Ｌｏ−インダクタ Ｃｏ−キャパシタ Ｄ１，Ｄ２−レベルシフト用ダイオード Ｘ−水晶振動子 Ｒ５，Ｒ６−ループ利得抑制用抵抗 （Ｌ１，Ｃ１，Ｒ２）−クエンチング回路

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 1/30 Ｈ０４Ｂ 1/30

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＰＮＰトランジスタのベースとコレクタ
   をＮＰＮトランジスタのコレクタとベースにそれぞれ接
   続し、それぞれのトランジスタのコレクタとエミッタに
   抵抗を接続し、両トランジスタのコレクタ間にインダク
   タを接続して成る増幅・発振回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のインダクタとそれぞれ
   のトランジスタのベースとの間にそれぞれのトランジス
   タのコレクタ−エミッタ間電圧を増大させるレベルシフ
   ト用のダイオードを接続した増幅・発振回路。
3. 【請求項３】 請求項１または２に記載のインダクタに
   並列にキャパシタを接続して成る増幅・発振回路。
4. 【請求項４】 請求項１〜３のうちいずれかに記載の回
   路において、いずれか一方または両方のトランジスタの
   ベースにループ利得抑制用抵抗を挿入して成る増幅回
   路。
5. 【請求項５】 請求項３または４に記載の回路におい
   て、２つのトランジスタによる正帰還ループの途中に水
   晶振動子または圧電振動子を接続して成る発振回路。
6. 【請求項６】 請求項３〜５のうちいずれかに記載の回
   路において、一方のトランジスタのコレクタにクエンチ
   ング回路を設けて成る超再生復調回路。
7. 【請求項７】 請求項６に記載の回路において、一方の
   トランジスタのベースとアンテナとの間にフロントエン
   ド増幅回路を設け、一方のトランジスタのコレクタ側と
   出力部との間にローパスフィルタを設けて成る受信機。
8. 【請求項８】 請求項３〜７のうちいずれかに記載の回
   路において、前記２つのトランジスタの正帰還による発
   振信号を断続する回路または当該発振動作を断続する回
   路を設けて、一方のトランジスタのコレクタ側からの信
   号をアンテナへ出力するようにした通信機。
9. 【請求項９】 請求項５に記載の回路において、一方の
   トランジスタのベースにベース電位制御用トランジスタ
   を接続し、該ベース電位制御用トランジスタに対する制
   御信号によって、前記正帰還ループによる発振を断続可
   能にした発振回路。
10. 【請求項１０】 請求項３または６に記載の回路におい
    てキャパシタの一部または全部を、圧力等の変量で静電
    容量が変化する素子としたセンサ。
11. 【請求項１１】 請求項１０におけるインダクタをアン
    テナに兼用したセンサ。
12. 【請求項１２】 請求項９におけるインダクタをアンテ
    ナに兼用し、前記発振の断続によって信号の送信を行う
    ようにした送信機。