JP2002101137A

JP2002101137A - Ａｓｋ変調回路

Info

Publication number: JP2002101137A
Application number: JP2000292297A
Authority: JP
Inventors: Ichiro Yaginuma; 一郎八木沼; Hideo Tsutsui; 英夫筒井
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2000-09-26
Filing date: 2000-09-26
Publication date: 2002-04-05
Anticipated expiration: 2020-09-26
Also published as: JP4096506B2

Abstract

(57)【要約】【課題】小型、低消費電力であり、かつ２値化データ
信号の復調を高精度に実施させることが可能なＡＳＫ変
調回路を提供することを目的とする。【解決手段】入力データ信号のデューティ比を調整し
てデューティ調整データ信号を得る調整回路と、デュー
ティ調整データ信号の論理レベルに応じて所定周波数の
搬送波信号を断続的に出力することによりＡＳＫ変調信
号を生成するスイッチング手段とを有し、上記デューテ
ィ比の調整により、スイッチング手段における非線形特
性の影響による変調信号のクロスポイントのずれを補正
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明は属する技術分野】本発明はＡＳＫ(Amplitude S
hift Keying)変調回路に関し、特に、無線通信システム
に適用して好適なＡＳＫ変調回路に関するものである。

【０００２】

【背景技術】現在、有料道路等の料金所で、無人にて、
かつ車両を停止させることなく、料金の徴収を行えるこ
とができるＥＴＣ（Electric Toll Collection: ノンス
トップ自動料金収受）システムが注目されている。ＥＴ
Ｃシステムは、道路脇に設置された無線ビーコンと、車
載端末装置との間での無線交信により、車両の所有者の
銀行口座から自動的に通行料金の引落としを実施させる
ものである。この際、上記無線交信での変調方式として
は、例えば５．８[ＧＨｚ]帯を利用したＡＳＫ変調方式
が用いられる。

【０００３】ＡＳＫ変調方式では、無線送信すべきデー
タが論理レベル“Ｈ”である場合にはその期間だけ電波
を送出し、論理レベル“Ｌ”である場合にはその期間中
は電波の送出を停止させることにより、データ通信を確
立させるものである。図１は、従来のＡＳＫ変調回路の
構成を示す図である。図１において、局部発振回路１
は、５．８［ＧＨｚ］帯の無線搬送波信号（以下、単に
搬送波信号と称する）を発生してこれをバッファアンプ
２に供給する。バッファアンプ２は、かかる搬送波信号
を増幅した増幅搬送波信号を、変調器としてのガリウム
砒素(GaAs)−電界効果トランジスタ５(以下、ＦＥＴ５
と称する)のゲート端子Ｇに供給する。送信すべきディ
ジタルの入力データ信号は入力端子３及び高周波チョー
クコイル４を介してＦＥＴ５のドレイン端子Ｄに供給さ
れる。ＦＥＴ５のソース端子Ｓは接地されている。

【０００４】上記構成によれば、入力端子３を介して入
力された入力データ信号が論理レベル"Ｈ"である期間中
は、ＦＥＴ５に電源が供給された状態となる。よって、
ＦＥＴ５は、そのゲート端子Ｇに供給された上記増幅搬
送波信号をドレイン端子Ｄを介して電力増幅回路６に送
出する。一方、入力端子３を介して入力されたデータ信
号が論理レベル"Ｌ"である期間中は、ＦＥＴ５に電源が
供給されない状態となる。よって、この際、ＦＥＴ５
は、そのゲート端子Ｇに供給された上記増幅搬送波信号
を大幅に減衰させて電力増幅回路６に送出することにな
る。

【０００５】すなわち、ＦＥＴ５は、入力データ信号が
論理レベル“Ｈ”である期間中は、バッファアンプ２か
ら供給された増幅搬送波信号を電力増幅回路６に送出す
る一方、この入力データ信号が論理レベル“Ｌ”である
期間中は、上記増幅搬送波信号を電力増幅回路６に送出
するのを停止するのである。かかる動作により、ＦＥＴ
の出力側(ドレイン端子Ｄ)には、入力データ信号の論理
レベルの変化に同期して断続する搬送波信号、すなわ
ち、５．８［ＧＨｚ］帯のＡＳＫ変調信号が得られるこ
とになる。

【０００６】変調器としてのＦＥＴ５から送出された上
記５．８［ＧＨｚ］帯のＡＳＫ変調信号は、電力増幅回
路６により所定の電力レベルまで増幅されてから帯域通
過フィルタ７に供給される。帯域通過フィルタ７は、こ
の増幅されたＡＳＫ変調信号中から、通信に不要なスプ
リアス放射成分を除去したものをアンテナ端子９を介し
てアンテナ素子(図示せず)に供給する。アンテナ素子
は、この帯域通過フィルタ７から供給された、スプリア
ス放射成分の除去されたＡＳＫ変調信号を電波として放
射する。

【０００７】ここで、上記入力データ信号とは、下記の
式に示されるが如き特性を有する、マンチェスタ符号化
された伝送速度２.０４８［ＭＨｚ］の短形波である。 10・log₁₀［sin⁴（πf/2・10⁶）／（πf/2・10⁶)²］よって、かかる入力データ信号により、上述した如くＦ
ＥＴ５をＯＮ／ＯＦＦ動作させて５．８［ＧＨｚ］帯の
搬送波信号をそのままＡＳＫ変調すると、変調波の周波
数において無限大に広がったスペクトラムを有するもの
となる。そこで、周波数資源を有効活用するには、復調
時においてディジタルデータ信号への復元性を確保でき
る程度に、変調波を帯域制限する必要がある。この際、
変調波の帯域制限は、 (1)入力データ信号の短形波を構成する周波数成分のう
ち、低周波帯域のみを帯域通過フィルタ７によって通過
させる。

【０００８】(2)帯域制限された入力信号の振幅電圧に
対して線形関係となるように、ＦＥＴ５で搬送波信号の
包絡線を変化させた変調波を出力する。等の手段によっ
て実現できる。図２は、上記手段を採用して帯域制限を
行った従来方式のＡＳＫ変調回路の構成を示す図であ
る。

【０００９】尚、図２に示す構成は、図１に示される構
成に、インピーダンス変換とＦＥＴ５の動作に必要な電
流を確保するための電流増幅を行うドライバ１０、入力
データ信号の短形波を構成する周波数成分のうち低周波
帯域のみを通過させる帯域制限フィルタ１１を追加した
ものである。入力端子３に入力された入力データ信号は
ドライバ１０、帯域制限フィルタ１１及び高周波チョー
クコイル４を介してＦＥＴ５のドレイン端子Ｄに供給さ
れる。

【００１０】かかる構成により、図２に示す変調器とし
てのＦＥＴ５は、上記帯域制限フィルタ１１によって帯
域制限された入力データ信号の振幅電圧に対して線形関
係を保つように、局部発振部１からの搬送波信号の包絡
線を変化させる。しかしながら、上述した従来のＡＳＫ
変調回路には、以下に示す如き問題点があった。

【００１１】ＡＳＫ変調回路に用いられる変調器として
のＦＥＴ５は非線形素子の為、図３に示す如きドレイン
・ソース間電圧対出力電圧特性を有する。よって、図３
に示す如き線形動作領域外でＦＥＴ５を動作させると、
帯域制限された入力データ信号の振幅電圧波形と、ＡＳ
Ｋ変調信号の電圧波形の包絡線との間には線形関係が保
てなくなる。

【００１２】図４は、ＡＳＫ変調信号の電圧波形の包絡
線を入力データ信号の論理レベルの推移毎に時間的に重
ねて表した場合のアイパターンを示す図である。尚、図
４(ａ)は、ＦＥＴ５を非線形動作領域で動作させたが故
に、その非線形特性によってＡＳＫ変調信号の電圧波形
に歪みが生じた場合のアイパターンを示す図である。一
方、図４(ｂ)は、ＦＥＴ５を線形動作領域で動作させた
場合のアイパターンを示す図である。

【００１３】図４(ｂ)に示す如く、ＡＳＫ変調信号の波
形に歪みが無ければ、入力データ信号が論理レベル"Ｈ"
から"Ｌ"、及び"Ｌ"から"Ｈ"へと推移した際における、
ＡＳＫ変調信号のクロスポイントＢ又はＣでの電圧値
は、ＡＳＫ変調信号の振幅最大と最小の中間値となる。
一方、ＡＳＫ変調信号の電圧波形に歪みがあると、上記
クロスポイントでの電圧値は、図４(ａ)に示す如く、Ａ
ＳＫ変調信号の振幅最大と最小の中間値とは一致しなく
なる。

【００１４】このようなＡＳＫ変調信号を受信して復調
を行う復調部では、かかるＡＳＫ変調信号に対して包絡
線検波を行うことで高周波信号成分を除去してから、２
値化を行う。復調部に設けられている２値化回路は、上
記検波後のアナログ信号が所定の閥値電圧よりも大であ
る期間中は論理レベル"Ｈ"、小である期間中は論理レベ
ル"Ｌ"となる信号を復調データ信号として出力する。

【００１５】従って、上記入力データ信号のデューティ
比が"１"、つまり、入力データ信号が論理レベル"Ｈ"で
ある期間と"Ｌ"である期間との比が"１"である場合に
は、２値化回路は、デューティ比"１"の復調データ信号
を出力しなければならない。この際、ＡＳＫ変調信号の
波形が図４（ｂ）の場合には、クロスポイントＢ又はＣ
での電圧値は、ＡＳＫ変調信号の振幅最大値と振幅最小
値との中間電圧Ｖsに等しい。そこで、上記２値化回路
では、この中間電圧Ｖsを上記閥値電圧として用いて前
述した如き２値化を実施するようにしている。かかる２
値化によれば、入力データ信号と同一デューティ比を有
するデータ信号を復調することができる。

【００１６】ところが、クロスポイントが振幅最大値と
振幅最小値との中間電圧Ｖsよりも高電圧側にある例え
ば図４（ａ）に示すが如きＡＳＫ変調信号に対して、上
記中間電圧Ｖsなる閥値電圧にて２値化を行うと、デュ
ーティ比は"１"よりも小さくなってしまう。従って、ト
ランジスタ(ＦＥＴ５)の非線形領域を使用してＡＳＫ変
調を行うと、上記クロスポイントでのレベルが変調信号
の振幅最大値と振幅最小値との中間値からズレてしまう
為、復調側において正しく２値化を行うことができなく
なるという問題が発生した。尚、線形動作領域のみでト
ランジスタを動作させれば上記問題点は解消されるが、
この線形動作領域のみで前述した如き変調動作を実現さ
せるには、比較的大型で電力消費の大なるトランジスタ
を用いる必要がある。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】本発明はかかる問題点
を解決すべく為されたものであり、小型、低消費電力で
あり、かつ２値化データ信号の復調を高精度に実施させ
ることが可能なＡＳＫ変調回路を提供することを目的と
する。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明によるＡＳＫ変調
回路は、所定周波数を有する搬送波信号を入力データ信
号の論理レベルに応じて断続的に出力することによりＡ
ＳＫ変調信号を生成するＡＳＫ変調回路であって、前記
搬送波信号を発生する発振回路と、前記入力データ信号
のデューティ比を調整してデューティ調整データ信号を
得る調整回路と、前記デューティ調整データ信号の論理
レベルに応じて前記搬送波信号を断続的に出力すること
により前記ＡＳＫ変調信号を生成するスイッチング手段
と、を有する。

【００１９】

【作用】入力データ信号のデューティ比を変更してから
ＡＳＫ変調を施すことにより、ＡＳＫ変調器としてのト
ランジスタの非線形特性の影響による変調信号のクロス
ポイントのずれを補正する。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるＡＳＫ変調回
路の実施例を図面を参照しつつ説明する。図５は、本発
明によるＡＳＫ変調回路の構成を示す図である。図５に
おいて、局部発振回路１は、５．８[ＧＨｚ]帯の搬送波
信号を発生してこれをバッファアンプ２に供給する。バ
ッファアンプ２は、かかる搬送波信号を増幅した増幅搬
送波信号を、変調器としてのガリウム砒素−電界効果ト
ランジスタ５(以下、ＦＥＴ５と称する)のゲート端子Ｇ
に供給する。

【００２１】送信すべく入力された図６に示す如きディ
ジタルの入力データ信号は、入力端子１０２を介して低
域通過フィルタ１０３、コンパレータ１０４及びデュー
ティ比調整電圧発生回路１０５からなるクロスポイント
調整回路１００に供給される。低域通過フィルタ１０３
は、互いに直列に接続されたコイルＬ１及びＬ２と、一
端が接地されておりその他端が夫々、コイルＬ１の一
端、コイルＬ１の他端(Ｌ２の一端)、及びコイルＬ２の
他端に接続されているコンデンサＣ１〜Ｃ３とからなる
低域通過フィルタである。かかる構成により、低域通過
フィルタ１０３は、上記入力データ信号の短形波を構成
する高調波成分を取り除いて、その矩形波の立ち上がり
及び立ち下がりエッジ部でのレベル変化を緩やかにした
図６に示す如き低域データ信号ＬＤを生成し、これをコ
ンパレータ１０４に供給する。尚、図６に示す低域デー
タ信号ＬＤでは、説明の都合上、入力データ信号を論理
反転させた際に得られるであろう帯域制限データ信号の
波形をも時間的に同一位置に重ね合わせて示している。

【００２２】デューティ比調整電圧発生回路１０５は、
直流電圧Ｖcを抵抗Ｒ１とＲ２とによって分圧した電圧
をデューティ比調整電圧Ｖrとして発生し、これをコン
パレータ１０４に供給する。コンパレータ１０４は、上
記低域データ信号ＬＤが上記デューティ比調整電圧Ｖr
よりも高レベルである期間中は論理レベル"Ｈ"、低レベ
ルである期間中は論理レベル"Ｌ"に対応した電圧を有す
るデューティ調整データ信号ＤＤを生成し、これをドラ
イバ１０に供給する。尚、コンパレータ１０４として
は、ヒステリシス特性の無いものを用いる。

【００２３】次に、上述した如き低域通過フィルタ１０
３、コンパレータ１０４及びデューティ比調整電圧発生
回路１０５からなるクロスポイント調整回路１００の動
作について、図６を参照しつつ説明する。先ず、デュー
ティ比調整電圧発生回路１０５において、デューティ比
調整電圧Ｖrが図６に示す電圧Ｖ₁となるように抵抗Ｒ１
及びＲ２の抵抗値を設定した場合には、コンパレータ１
０４は、図６(ａ)に示す如きデューティ調整データ信号
ＤＤを生成する。すなわち、この際、コンパレータ１０
４は、図６に示す低域データ信号ＬＤのレベルが上記電
圧Ｖ₁よりも高い期間中は論理レベル"Ｈ"、低い期間中
は論理レベル"Ｌ"となるデューティ調整データ信号ＤＤ
を生成するのである。

【００２４】又、デューティ比調整電圧発生回路１０５
において、デューティ比調整電圧Ｖrが図６に示す電圧
Ｖ₂となるように抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を設定した
場合には、コンパレータ１０４は、図６(ｂ)に示す如き
デューティ調整データ信号ＤＤを生成する。すなわち、
この際、コンパレータ１０４は、図６に示す低域データ
信号ＬＤのレベルが上記電圧Ｖ₂よりも高い期間中は論
理レベル"Ｈ"、低い期間中は論理レベル"Ｌ"となるデュ
ーティ調整データ信号ＤＤを生成するのである。

【００２５】又、デューティ比調整電圧発生回路１０５
において、デューティ比調整電圧Ｖrが図６に示す電圧
Ｖ₃となるように抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を設定した
場合には、コンパレータ１０４は、図６(ｃ)に示す如き
デューティ調整データ信号ＤＤを生成する。すなわち、
この際、コンパレータ１０４は、図６に示す低域データ
信号ＬＤのレベルが上記電圧Ｖ₃よりも高い期間中は論
理レベル"Ｈ"、低い期間中は論理レベル"Ｌ"となるデュ
ーティ調整データ信号ＤＤを生成するのである。

【００２６】以上の如く、クロスポイント調整回路１０
０は、デューティ比調整電圧発生回路１０５において生
成したデューティ比調整電圧Ｖrに応じた分だけ、入力
データ信号のデューティ比を例えば図６(ａ)〜図６(ｃ)
の如く調整するのである。そして、クロスポイント調整
回路１００は、この入力データ信号のデューティ比を調
整したデューティ調整データ信号ＤＤをドライバ１０に
供給する。

【００２７】ドライバ１０は、上記デューティ調整デー
タ信号ＤＤに対してＦＥＴ５の動作に必要な電流を確保
するための電流増幅を行って、これを帯域制限フィルタ
１１に供給する。帯域制限フィルタ１１は、この電流増
幅されたデューティ調整データ信号ＤＤの帯域制限を行
い、これを高周波チョークコイル４を介してＦＥＴ５の
ドレイン端子Ｄに供給する。図６(ｇ)は、上記デューテ
ィ調整データ信号ＤＤの波形が図６(ｃ)に示す如き形態
である場合に、上記帯域制限フィルタ１１から出力され
るデータ信号波形を示す図である。

【００２８】ＦＥＴ５は、帯域制限フィルタ１１から供
給されたデータ信号が論理レベル"Ｈ"である期間中は、
バッファアンプ２から供給された増幅搬送波信号をその
ままＡＳＫ変調信号として電力増幅回路６に送出する。
一方、帯域制限フィルタ１１から供給されたデータ信号
が論理レベル"Ｌ"である期間中は、ＦＥＴ５は、上記増
幅搬送波信号を電力増幅回路６に送出するのを停止す
る。かかる動作により、ＦＥＴ５の出力側(ドレイン端
子Ｄ)からは、デューティ調整データ信号ＤＤの論理レ
ベルの変化に同期して断続して出力される搬送波信号、
すなわち、５．８［ＧＨｚ］帯のＡＳＫ変調信号が得ら
れる。

【００２９】この際、高周波チョークコイル４を介して
ＦＥＴ５のドレイン端子Ｄに供給されたデータ信号の波
形は図６(ｇ)に示す如く、低域データ信号ＬＤに対して
歪んでいる。ところが、これをＡＳＫ変調すると、ＦＥ
Ｔ５の非線形特性の影響により、図７のアイパターンに
示す如く、ＡＳＫ変調信号のクロスポイントＢ又はＣで
の電圧値は、その振幅最大値Ｖ_MAXと振幅最小値Ｖ_MINと
の中間値(Ｖ_MAX＋Ｖ_MI _N)／２にほぼ等しくなる。

【００３０】すなわち、クロスポイント調整回路１００
でのデューティ比調整により、ＡＳＫ変調信号のクロス
ポイントでの電圧値は、その振幅最大値と振幅最小値と
の中間値と等しくなるように調整されるのである。この
ＡＳＫ変調信号が、電力増幅回路６、帯域通過フィルタ
７及びアンテナ端子９を介してアンテナ素子(図示せず)
に供給され、かかるアンテナ素子によって電波として放
射される。よって、上記ＡＳＫ変調信号を受信して復調
する復調回路では、このＡＳＫ変調信号に対して、その
振幅最大値と振幅最小値との中間電圧を閥値電圧として
用いて２値化を行えば、元のデータ信号と同一デューテ
ィ比を有するデータ信号を復調することが可能となる。

【００３１】要するに、本発明によるＡＳＫ変調回路で
は、変調器として用いるトランジスタ(ＦＥＴ５)の非線
形特性の影響による変調信号のデューティ比のずれを見
越して、送信すべき入力データ信号のデューティ比を調
整する。これにより、変調信号のアイパターンでのクロ
スポイントを図７に示す如く、変調信号の振幅最大値と
振幅最小値との中間値近傍に調整できるようにしたので
ある。従って、かかるＡＳＫ変調回路によれば、例えト
ランジスタの非線形動作領域を用いてＡＳＫ変調を行っ
ても、その復調時における２値化精度を高めることが可
能になる。

【００３２】図８は、本発明の他の実施例によるＡＳＫ
変調回路の構成を示す図である。尚、図８に示すＡＳＫ
変調回路においては、図５に示すクロスポイント調整回
路１００に代わりクロスポイント調整回路１００'を採
用したものであり、その他の構成は、図５に示すものと
同一である。よって、以下に、クロスポイント調整回路
１００'の動作のみ説明する。

【００３３】クロスポイント調整回路１００'の低域通
過フィルタ１０３は、入力端子１０２を介して供給され
た入力データ信号の高調波成分を取り除いて、その立ち
上がり及び立ち下がりエッジ部でのレベル変化を緩やか
にした図６に示す如き低域データ信号ＬＤを生成する。
抵抗Ｒ３及びＲ４からなる分圧部は、デューティ比の調
整量に応じただけ低域データ信号ＬＤの信号レベルを調
整して得た調整データ信号をトランジスタＱ１のベース
端子に供給する。トランジスタＱ１のコレクタ端子に
は、抵抗Ｒ５を介して直流電圧Ｖcが印加されており、
そのエミッタ端子は接地されている。トランジスタＱ１
は、上記調整データ信号の信号レベルが飽和電圧(例え
ば、0.6ボルト)より大となった場合にオン状態となる一
方、この調整データ信号の信号レベルが飽和電圧より低
い場合にはオフ状態となる。よって、トランジスタＱ１
がオン状態である場合には、論理レベル"Ｌ"に対応した
接地電圧(０ボルト)を有する信号がコレクタ端子を介し
てインバータＩＶに供給される。一方、トランジスタＱ
１がオフ状態にある場合には、論理レベル"Ｈ"に対応し
た直流電圧Ｖcを有する信号がコレクタ端子を介してイ
ンバータＩＶに供給される。インバータＩＶは、上述し
た如くトランジスタＱ１から供給された信号の論理レベ
ルを反転した信号をデューティ調整データ信号ＤＤとし
てドライバ１０に供給する。

【００３４】上記クロスポイント調整回路１００'で
は、トランジスタＱ１の飽和電圧が、低域データ信号Ｌ
Ｄを２値化する際の閥値となる。この際、上記分圧部
(抵抗Ｒ３及びＲ４)によって低域データ信号ＬＤの信号
レベルを調整することにより、論理レベル"Ｈ"及び"Ｌ"
各々の期間比、つまりデューティ比を変更した図６(ａ)
〜図６(ｃ)に示す如きデューティ調整データ信号ＤＤを
得るのである。

【００３５】以上の如く、上記クロスポイント調整回路
１００'では、図５に示すコンパレータ１０４に代わ
り、安価で、かつ高速動作が可能なトランジスタを用い
ることにより、クロスポイント調整回路１００と同様な
クロスポイント調整を実現している。よって、図８に示
すクロスポイント調整回路１００'によれば、図５に示
すクロスポイント調整回路１００に比して低価格、かつ
高周波数データ信号に適応可能なＡＳＫ変調回路を提供
できるようになる。

【００３６】尚、上記実施例においては、デューティ調
整データ信号ＤＤのデューティ比は、図６に示す如き閥
値電圧としてのデューティ比調整電圧Ｖrに依存した
が、閥値電圧の大きさによって変わるデューティ比の大
きさは一定とはならない。例えば、図６に示す如く、閥
値電圧としてのデューティ比調整電圧Ｖrを電圧Ｖ₁から
電圧Ｖ₂に変更した場合に、低域データ信号ＬＤの電圧
がデューティ比調整電圧Ｖrよりも大きくなる期間は、
図６に示す期間Ｔ１である。同様に、かかる閥値電圧を
電圧Ｖ₁から電圧Ｖ₃に変更した場合に、低域データ信号
ＬＤの電圧がこの閥値電圧よりも大きくなる期間は、図
６に示す期間Ｔ２である。この際、期間Ｔ１又はＴ２は
一定ではなく、特に閥値の調整により実用的にデューテ
ィ比を可変できる範囲は"１"よりも小さい場合に限ら
れ、デューティ比が"１"に近い場合の調整は難しい。こ
の事は、比較的その線形性が良好で歪みが小さいが故
に、クロスポイントの調整が微量で済む変調器を調整対
象とした場合には、上述の実施例では調整が困難である
ことを示している。

【００３７】この様な場合には、帯域制限フィルタ１１
のカットオフ周波数を変更し、入力データ信号の帯域制
限を変えることで対応できる。フィルタのカットオフ周
波数が高い場合、フィルタを通過する周波数成分が増え
る為、フィルタを通過した信号の電圧波形は入力される
信号の電圧波形に近くなってくる。そのため、閥値電圧
の変化によるデューティ比の変化が小さくなり、微調整
が可能となるのである。

【００３８】

【発明の効果】以上、詳述した如く本発明によるＡＳＫ
変調回路においては、搬送波信号を発生する発振回路
と、入力データ信号のデューティ比を調整してデューテ
ィ調整データ信号を得る調整回路と、デューティ調整デ
ータ信号の論理レベルに応じて上記搬送波信号を断続的
に出力することによりＡＳＫ変調信号を生成するスイッ
チング手段と、を有する構成となっている。上記デュー
ティ比の調整によれば、スイッチング手段の非線形特性
の影響による変調信号のクロスポイントのずれを補正す
ることが可能となる。

【００３９】従って、本発明によれば、スイッチング手
段の非線形動作領域を利用してＡＳＫ変調を実施しても
正確に２値化データ信号の復調が為されるので、線形動
作領域のみを利用してＡＳＫ変調を行う場合に比して、
安価で、かつ低消費電力なＡＳＫ変調回路を実現するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＡＳＫ変調回路の構成を示す図である。

【図２】従来のＡＳＫ変調回路の構成を示す図である。

【図３】ＦＥＴ５のドレイン・ソース間電圧対出力電圧
特性を示す図である。

【図４】ＡＳＫ変調信号の振幅最大値と振幅最小値との
中間電圧Ｖsと、クロスポイントＢ及びＣとの関係を示
すＡＳＫ変調信号のアイパターンを示す図である。

【図５】本発明によるＡＳＫ変調信号の構成を示す図で
ある。

【図６】クロスポイント調整回路１００の動作を示す波
形図である。

【図７】本発明によるＡＳＫ変調信号によって得られた
ＡＳＫ変調信号のアイパターンを示す図である。

【図８】本発明によるＡＳＫ変調信号の他の構成を示す
図である。

【符号の説明】

５ＦＥＴ１００,１００' クロスポイント調整回路１０３低域通過フィルタ１０４コンパレータ１０５デューティ比調整電圧発生回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定周波数を有する搬送波信号を入力デ
ータ信号の論理レベルに応じて断続的に出力することに
よりＡＳＫ変調信号を生成するＡＳＫ変調回路であっ
て、前記搬送波信号を発生する発振回路と、前記入力データ信号のデューティ比を調整してデューテ
ィ調整データ信号を得る調整回路と、前記デューティ調整データ信号の論理レベルに応じて前
記搬送波信号を断続的に出力することにより前記ＡＳＫ
変調信号を生成するスイッチング手段と、を有すること
を特徴とするＡＳＫ変調回路。
【請求項２】前記スイッチング手段は、ガリウム砒素
電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１
記載のＡＳＫ変調回路。
【請求項３】前記調整回路は、デューティ比の調整量
を設定するデューティ比調整電圧を発生するデューティ
比調整電圧発生回路と、前記入力データ信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジ
部でのレベル変化を緩やかにした低域データ信号を生成
する低域通過フィルタと、前記低域データ信号の信号レベルが前記デューティ比調
整電圧よりも高い期間中は第１論理レベルに対応した信
号、低い期間中は前記第１論理レベルとは異なる第２論
理レベルに対応した信号を前記デューティ調整データ信
号として生成するコンパレータと、からなることを特徴
とする請求項１記載のＡＳＫ変調回路。
【請求項４】前記調整回路は、前記入力データ信号の
立ち上がり及び立ち下がりエッジ部でのレベル変化を緩
やかにした低域データ信号を生成する低域通過フィルタ
と、前記低域データ信号の振幅レベルをデューティ比の調整
量に応じた分だけ調整したレベル調整データ信号を得る
レベル調整手段と、前記レベル調整データ信号の信号レベルが飽和電圧より
高い期間中は第１論理レベルに対応した信号、低い期間
中は前記第１論理レベルとは異なる第２論理レベルに対
応した信号を前記デューティ調整データ信号として生成
するトランジスタと、からなることを特徴とする請求項
１記載のＡＳＫ変調回路。