JPH11248764A - 測定装置、特にスペクトルアナライザーの伝達関数決定ならびに補償法 - Google Patents
測定装置、特にスペクトルアナライザーの伝達関数決定ならびに補償法Info
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- JPH11248764A JPH11248764A JP10365356A JP36535698A JPH11248764A JP H11248764 A JPH11248764 A JP H11248764A JP 10365356 A JP10365356 A JP 10365356A JP 36535698 A JP36535698 A JP 36535698A JP H11248764 A JPH11248764 A JP H11248764A
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- frequency
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- G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass
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- G01R27/28—Measuring attenuation, gain, phase shift or derived characteristics of electric four pole networks, i.e. two-port networks; Measuring transient response
-
- G—PHYSICS
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- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/173—Wobbulating devices similar to swept panoramic receivers
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 測定のための基本的構成要素をすでに内蔵し
ている測定装置に対して用いうる伝達関数決定方法を得
ること。 【解決手段】 測定装置、特に、スペクトルアナライザ
ーの伝達関数の決定に対して、線スペクトルが所定の周
波数帯域内に発生するように変調された較正用信号が測
定装置の入力側に供給され、コンピューターによって、
変調信号が測定装置のディジタル化された出力信号から
計算され、その結果から所望の伝達関数がその絶対値
（振幅）と位相について計算される。
ている測定装置に対して用いうる伝達関数決定方法を得
ること。 【解決手段】 測定装置、特に、スペクトルアナライザ
ーの伝達関数の決定に対して、線スペクトルが所定の周
波数帯域内に発生するように変調された較正用信号が測
定装置の入力側に供給され、コンピューターによって、
変調信号が測定装置のディジタル化された出力信号から
計算され、その結果から所望の伝達関数がその絶対値
（振幅）と位相について計算される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主たる特許請求範
囲の前文による測定器、たとえば、スペクトルアナライ
ザーあるいはベクトルアナライザーの伝達関数の決定な
らびに補償のための方法に関し、かつ、もとづいてい
る。
囲の前文による測定器、たとえば、スペクトルアナライ
ザーあるいはベクトルアナライザーの伝達関数の決定な
らびに補償のための方法に関し、かつ、もとづいてい
る。
【０００２】
【従来の技術】このタイプの諸方法は公知である（Hewl
ett Packard Journal, 1993年12月号、31ページまた
は、47ページ）が、それらの方法で評価を行うために
は、入力側で用いられる変調信号の特性や、較正用信号
に対する正確な時間関係などが既知でなければならな
い。しかし、その適用に際して、上の前提条件が満足さ
れていない場合が多い。たとえば、スペクトルアナライ
ザーのように、単一固定周波数の較正用発振器と直線的
に周波数が増大する任意のスイープ発振器を内蔵してい
る測定装置で従来の方法を用いる場合には、上の条件が
満足されているとはかぎらない。特に、帯域制限のある
フィルターや、増幅器、周波数変換用ミキサーを含む電
子的測定装置においては、測定装置の周波数応答はこれ
らの構成要素によって影響され、そのために測定結果が
変わってしまう。
ett Packard Journal, 1993年12月号、31ページまた
は、47ページ）が、それらの方法で評価を行うために
は、入力側で用いられる変調信号の特性や、較正用信号
に対する正確な時間関係などが既知でなければならな
い。しかし、その適用に際して、上の前提条件が満足さ
れていない場合が多い。たとえば、スペクトルアナライ
ザーのように、単一固定周波数の較正用発振器と直線的
に周波数が増大する任意のスイープ発振器を内蔵してい
る測定装置で従来の方法を用いる場合には、上の条件が
満足されているとはかぎらない。特に、帯域制限のある
フィルターや、増幅器、周波数変換用ミキサーを含む電
子的測定装置においては、測定装置の周波数応答はこれ
らの構成要素によって影響され、そのために測定結果が
変わってしまう。
【０００３】したがって、このような測定装置において
は、その伝達関数の決定が特に重要となってくる。なぜ
なら、信号に対する測定装置の絶対値（振幅）ならびに
位相についての周波数特性が既知であれば、測定装置を
ディジタル的な評価方法で簡単に補償することができ、
それによって測定精度を向上させることができるからで
ある。
は、その伝達関数の決定が特に重要となってくる。なぜ
なら、信号に対する測定装置の絶対値（振幅）ならびに
位相についての周波数特性が既知であれば、測定装置を
ディジタル的な評価方法で簡単に補償することができ、
それによって測定精度を向上させることができるからで
ある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従って本発明の目的
は、測定のための基本的構成要素をすでに内蔵している
測定装置に対して用いうる伝達関数の決定方法を得るこ
とである。この目的は、主請求項の前文にある方法を基
本として、その特徴部により一層特徴づけることによっ
て達成される。また、その有用な展開が、特にスペクト
ルアナライザーにおける本方法の適用に関して従属請求
項において述べられる。
は、測定のための基本的構成要素をすでに内蔵している
測定装置に対して用いうる伝達関数の決定方法を得るこ
とである。この目的は、主請求項の前文にある方法を基
本として、その特徴部により一層特徴づけることによっ
て達成される。また、その有用な展開が、特にスペクト
ルアナライザーにおける本方法の適用に関して従属請求
項において述べられる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の方法において
は、本発明の方法に従って、測定装置のディジタル化さ
れた出力信号から、評価手段を用いて、変調パラメータ
を直ちに計算することができるため、入力側で較正用信
号に用いられる変調信号の直接的な知識をあらかじめ知
っておく必要はない。本発明の目的を達成するために
は、入力側で供給される較正用発振器の搬送周波数とＡ
／Ｄ変換器のサンプリング周波数についての知識を必要
とするだけである。これらの知識があれば、変調信号の
スイープ開始周波数とその上昇率は、出力信号から直ち
に計算可能である。本発明の方法は、基準単一周波数較
正用発振器、スイープ発振器、さらにそれらに接続され
るミキサーなどを内蔵するすべての測定装置に対して有
用である。
は、本発明の方法に従って、測定装置のディジタル化さ
れた出力信号から、評価手段を用いて、変調パラメータ
を直ちに計算することができるため、入力側で較正用信
号に用いられる変調信号の直接的な知識をあらかじめ知
っておく必要はない。本発明の目的を達成するために
は、入力側で供給される較正用発振器の搬送周波数とＡ
／Ｄ変換器のサンプリング周波数についての知識を必要
とするだけである。これらの知識があれば、変調信号の
スイープ開始周波数とその上昇率は、出力信号から直ち
に計算可能である。本発明の方法は、基準単一周波数較
正用発振器、スイープ発振器、さらにそれらに接続され
るミキサーなどを内蔵するすべての測定装置に対して有
用である。
【０００６】ディジタル化された出力周波数から、スイ
ープ発振器のスイープ開始周波数と上昇率が計算で得ら
れ、また、それらから伝達関数が算出される。これらの
結果を補償に用いるためには、さらに、得られた伝達関
数に対応する逆数関数を計算し、その結果を用いて、測
定装置の動作中に測定結果を補正する。この方法は、も
ちろん、アナログ信号処理レベルの電子的等化による補
償に対しても、同様に適用可能である。変調信号として
は、線形スイープ発振器による変調信号が特に適してい
るが、それ以外の信号、たとえば、擬似ノイズ列など
も、この目的のために使うことができる。基本的に必要
なことは、この方法によって、伝達関数を決定する必要
のある測定装置の所要の周波数帯域内に線スペクトルを
発生することである。直線的に上昇あるいは下降する周
波数スイープは、均一線スペクトル、すなわち、一定周
波数間隔で一定パワーをもつスペクトルを与えるという
利点を持っているので、以下には、これを用いる場合を
例にして説明する。
ープ発振器のスイープ開始周波数と上昇率が計算で得ら
れ、また、それらから伝達関数が算出される。これらの
結果を補償に用いるためには、さらに、得られた伝達関
数に対応する逆数関数を計算し、その結果を用いて、測
定装置の動作中に測定結果を補正する。この方法は、も
ちろん、アナログ信号処理レベルの電子的等化による補
償に対しても、同様に適用可能である。変調信号として
は、線形スイープ発振器による変調信号が特に適してい
るが、それ以外の信号、たとえば、擬似ノイズ列など
も、この目的のために使うことができる。基本的に必要
なことは、この方法によって、伝達関数を決定する必要
のある測定装置の所要の周波数帯域内に線スペクトルを
発生することである。直線的に上昇あるいは下降する周
波数スイープは、均一線スペクトル、すなわち、一定周
波数間隔で一定パワーをもつスペクトルを与えるという
利点を持っているので、以下には、これを用いる場合を
例にして説明する。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下に、本発明を、図を用いて実
施例によってさらに詳しく説明する。図1は本方法を実
施するための基本的な構成と原理を示している。スペク
トルアナライザーに標準的に装備されている振幅較正用
の較正用発振器１からの正弦信号が測定装置の入力に印
加される。これに続くアナログ増幅器とフィルター段２
は振幅ならびに位相応答に無視できる程度の影響を与え
るに過ぎない。その後、アナログミキサー３において、
信号は局部発振器４の信号と混合される (積がとられ
る)。局部発振器４（スイープ発振器）の周波数は、較
正処理過程の間に、周波数領域で少なくとも所望の較正
帯域幅を含む周波数幅に広がる線スペクトルを発生でき
るよう、適宜な方法（適宜な変調信号による周波数変
調、あるいは位相変調）で変化させる必要がある。その
ための適切な変調用信号として、たとえば、標準的なス
ペクトルアナライザーで使われている周波数スイープ用
のランプ（勾配）関数を用いることができる。このよう
なランプ関数で変調されたスイープ発振器4の周波数カ
ーブを図２に示す。
施例によってさらに詳しく説明する。図1は本方法を実
施するための基本的な構成と原理を示している。スペク
トルアナライザーに標準的に装備されている振幅較正用
の較正用発振器１からの正弦信号が測定装置の入力に印
加される。これに続くアナログ増幅器とフィルター段２
は振幅ならびに位相応答に無視できる程度の影響を与え
るに過ぎない。その後、アナログミキサー３において、
信号は局部発振器４の信号と混合される (積がとられ
る)。局部発振器４（スイープ発振器）の周波数は、較
正処理過程の間に、周波数領域で少なくとも所望の較正
帯域幅を含む周波数幅に広がる線スペクトルを発生でき
るよう、適宜な方法（適宜な変調信号による周波数変
調、あるいは位相変調）で変化させる必要がある。その
ための適切な変調用信号として、たとえば、標準的なス
ペクトルアナライザーで使われている周波数スイープ用
のランプ（勾配）関数を用いることができる。このよう
なランプ関数で変調されたスイープ発振器4の周波数カ
ーブを図２に示す。
【０００８】信号はさらに、総合の周波数応答の測定
と、その補償を必要とするアナログフィルターと増幅段
５を通過した後、Ａ／Ｄ変換器６に達し、そこでサンプ
リングされる。評価段７では、補正パラメーター、ある
いは、逆数関数伝達関数がディジタルコンピューターを
用いて決定され、これを用いて測定装置の絶対値（振
幅）及び位相周波数応答が補正されるのである。図１は
本方法の、たとえば、スペクトルアナライザーあるいは
ベクトルアナライザーへの適用例を示している。信号
は、アナログフィルターと増幅段２を通過するが、ここ
では、測定装置の総合周波数応答は大きな影響を受ける
ことはなく、したがって、その通過後にも補償を行う必
要はない。
と、その補償を必要とするアナログフィルターと増幅段
５を通過した後、Ａ／Ｄ変換器６に達し、そこでサンプ
リングされる。評価段７では、補正パラメーター、ある
いは、逆数関数伝達関数がディジタルコンピューターを
用いて決定され、これを用いて測定装置の絶対値（振
幅）及び位相周波数応答が補正されるのである。図１は
本方法の、たとえば、スペクトルアナライザーあるいは
ベクトルアナライザーへの適用例を示している。信号
は、アナログフィルターと増幅段２を通過するが、ここ
では、測定装置の総合周波数応答は大きな影響を受ける
ことはなく、したがって、その通過後にも補償を行う必
要はない。
【０００９】単一周波数較正用発振器１からのアナログ
入力信号を g(t) = a・cos(2π・f0・t) とすれば、g(t)
はミキサー３でスイープ発振器４からの補助信号 h(t)
によって、s(t) = g(t)・h(t) で表される信号 s(t) に
変換される。補助信号 h(t) としては、 h(t) = cos(2
π・∫(f1＋cf(t)・t)・dt) で表わされる実信号が用いら
れる。ただし、cf(t) は
入力信号を g(t) = a・cos(2π・f0・t) とすれば、g(t)
はミキサー３でスイープ発振器４からの補助信号 h(t)
によって、s(t) = g(t)・h(t) で表される信号 s(t) に
変換される。補助信号 h(t) としては、 h(t) = cos(2
π・∫(f1＋cf(t)・t)・dt) で表わされる実信号が用いら
れる。ただし、cf(t) は
【００１０】
【式１】
【００１１】である。このように、h(t)は、スペクトル
アナライザーで標準的に用いられているシンセサイザー
で発生できるような周波数スイープを含む搬送波信号を
表している。周波数上昇率は、定数 cf(t) を変化させ
ることによって変えることができる。スイープ開始周波
数は f1 で与えられる。時間 - 周波数のグラフに示す
ように、信号は、次のように表される。
アナライザーで標準的に用いられているシンセサイザー
で発生できるような周波数スイープを含む搬送波信号を
表している。周波数上昇率は、定数 cf(t) を変化させ
ることによって変えることができる。スイープ開始周波
数は f1 で与えられる。時間 - 周波数のグラフに示す
ように、信号は、次のように表される。
【００１２】
【式２】
【００１３】（図２によるランプ信号）このようにして
発生された信号 s(t)は、さらに総合伝達関数 H(f) を
持つアナログフィルターと増幅段５を通過する。その結
果得られる信号 a(t) は
発生された信号 s(t)は、さらに総合伝達関数 H(f) を
持つアナログフィルターと増幅段５を通過する。その結
果得られる信号 a(t) は
【００１４】a(t) = [g(t)h(t)] * F-1{H(f)}
【００１５】（アナログフィルターならびに増幅段の伝
達関数のフーリエ逆変換と時間信号とのたたみ込み積
分）で表される。ミキシングで起こる不要な側帯波は伝
達関数 {H(f)} によって抑圧されるので、この後での評
価には現れない。したがって、a(t) の表式は簡単化さ
れて、
達関数のフーリエ逆変換と時間信号とのたたみ込み積
分）で表される。ミキシングで起こる不要な側帯波は伝
達関数 {H(f)} によって抑圧されるので、この後での評
価には現れない。したがって、a(t) の表式は簡単化さ
れて、
【００１６】a(t) = [h1(t)] * F-1{H(f)}
【００１７】となる。ただし、h1(t) は h1(t) = cos
(2・π・∫( f1-f0＋cf(t)・t)・dt ) である。また、時間
- 周波数表現では、
(2・π・∫( f1-f0＋cf(t)・t)・dt ) である。また、時間
- 周波数表現では、
【００１８】
【式３】
【００１９】となる。この後、信号 a(t) はアナログデ
ィジタル変換器６でサンプリングされる。サンプリング
周波数はナイキスト条件を満足するように選ばれていな
ければならない。つぎに、信号はディジタル化され、標
準的なディジタルコンピューター７に入力されて、そこ
で評価される。ディジタルコンピューターは周波数 f0
とＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を知るのみである
が、このディジタルコンピューターは、サンプリングさ
れた信号 a(t) から、局部発振信号と周波数上昇率定数
cf(t) との間の時間領域での関係についての知識を何
ら必要とすることなく、補償すべき伝達関数 H(f) を計
算することができる。この結果、測定周波数範囲内で G
(f)・H(f) = 1 の関係にある H(f) の逆数関数の伝達関
数 G(f) を求めることによって、測定装置の絶対値（振
幅）周波数特性ならびに位相周波数特性のディジタルコ
ンピューターによる補正が可能となるのである。
ィジタル変換器６でサンプリングされる。サンプリング
周波数はナイキスト条件を満足するように選ばれていな
ければならない。つぎに、信号はディジタル化され、標
準的なディジタルコンピューター７に入力されて、そこ
で評価される。ディジタルコンピューターは周波数 f0
とＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を知るのみである
が、このディジタルコンピューターは、サンプリングさ
れた信号 a(t) から、局部発振信号と周波数上昇率定数
cf(t) との間の時間領域での関係についての知識を何
ら必要とすることなく、補償すべき伝達関数 H(f) を計
算することができる。この結果、測定周波数範囲内で G
(f)・H(f) = 1 の関係にある H(f) の逆数関数の伝達関
数 G(f) を求めることによって、測定装置の絶対値（振
幅）周波数特性ならびに位相周波数特性のディジタルコ
ンピューターによる補正が可能となるのである。
【００２０】図3は評価段７の実現例の回路ブロック図
を示している。サンプリングされ、かつディジタル化さ
れた信号がディジタルFM変調器７aに入力される。絶対
値（振幅）周波数応答｜H(f)｜はFM変調器７a によって
抑圧されるので、その出力信号 afm(t) 中には、測定装
置の位相周波数特性による信号の部分だけが残ることと
なる。理想的なランプ信号（図2）は、時間 t1と t2に
おいて実際は定数であるが、微分可能ではない。
を示している。サンプリングされ、かつディジタル化さ
れた信号がディジタルFM変調器７aに入力される。絶対
値（振幅）周波数応答｜H(f)｜はFM変調器７a によって
抑圧されるので、その出力信号 afm(t) 中には、測定装
置の位相周波数特性による信号の部分だけが残ることと
なる。理想的なランプ信号（図2）は、時間 t1と t2に
おいて実際は定数であるが、微分可能ではない。
【００２１】そこで、図２のランプ信号の折れ点は、FM
復調出力信号の方を微分することよって検出される。ラ
ンプ信号の立ち上がりあるいは立ち下がり区間では、位
相周波数応答は働かないので、 f1 - f0 の周波数は 0
‥t1 の時間区間で、f2 - f0 の周波数は時間区間 >t
2 で計算される。このようにして、時間 t1と t2 なら
びに２つの周波数 f1 と f2 が決定されるので、変調の
定数 cf(t) が、
復調出力信号の方を微分することよって検出される。ラ
ンプ信号の立ち上がりあるいは立ち下がり区間では、位
相周波数応答は働かないので、 f1 - f0 の周波数は 0
‥t1 の時間区間で、f2 - f0 の周波数は時間区間 >t
2 で計算される。このようにして、時間 t1と t2 なら
びに２つの周波数 f1 と f2 が決定されるので、変調の
定数 cf(t) が、
【００２２】cf = (f2-f1)/(t2-t1)
【００２３】の関係によって算出される。これらの変調
パラメータの知識を用いて、理想基準信号 7b
パラメータの知識を用いて、理想基準信号 7b
【００２４】 hIdeal(t) = cos(2・π・∫(f1-f0＋cf(t)・ t )・dt)
【００２５】が発生され、フーリエ変換 7c にかけられ
る。サンプリングされた信号のフーリエ変換 7d を理想
基準信号のフーリエ変換 7b と比較することにより、２
つの複素スペクトルの商 ７eとして、
る。サンプリングされた信号のフーリエ変換 7d を理想
基準信号のフーリエ変換 7b と比較することにより、２
つの複素スペクトルの商 ７eとして、
【００２６】 H(f) = ( F[[h1(t)] * F-1{H(f)}])/ F[hIdeal(t)]
【００２７】必要とする伝達関数 H(f) が得られる。最
後に、周波数応答の補償に必要な逆数関数の伝達関数 G
(f)は、関数ブロック 7f 内にしまわれている G(f) ・
H(f) = 1 の関係を使って決定される。
後に、周波数応答の補償に必要な逆数関数の伝達関数 G
(f)は、関数ブロック 7f 内にしまわれている G(f) ・
H(f) = 1 の関係を使って決定される。
【図１】図1は本発明の方法を、スペクトルアナライザ
ーに適用して実施するための構成の模式的な回路図であ
る。
ーに適用して実施するための構成の模式的な回路図であ
る。
【図２】図2は変調周波数の時間変化を示すグラフであ
る。
る。
【図３】図3は評価手段の詳細を示す模式的な回路図で
ある。
ある。
Claims (7)
- 【請求項１】 測定装置の入力端に測定周波数幅内に線
スペクトルを発生するように変調された較正用信号が供
給され、測定装置の出力端に発生する出力信号がA/D変
換器によってディジタル化され、コンピューターを用い
て評価されるところのディジタル測定装置、特に、スペ
クトルアナライザーの伝達関数の決定のための方法であ
って、 較正用信号の変調信号（h(t)）が、既知の搬送周波数
（f0）と既知のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数から
計算され、それによって所望の伝達関数が信号の絶対値
と位相について計算されることを特徴とする伝達関数決
定方法。 - 【請求項２】 請求項１による方法であって、 較正用信号が、測定器の入力端において、単一周波数搬
送波信号と周波数が時間に関して直線的に増大または減
少する補助信号との間の積で生成されることを特徴とす
る伝達関数決定方法。 - 【請求項３】 単一周波数較正用発振器と周波数が時間
に関して直線的に増大または減少するスイープ発振器を
含む測定装置に対する請求項１または２による方法であ
って、 決定すべき伝達関数を持つ回路部分の上流部分で、ミキ
サー用いて、較正用信号発振器からの搬送波信号とスイ
ープ発振器からの信号との間で積をとることを特徴とす
る伝達関数決定方法。 - 【請求項４】 請求項２または３による方法であって、 測定装置の出力信号がＡ／Ｄ変換器において既知のサン
プリング周波数でディジタル化され、コンピューター
で、そのスイープ開始周波数とその周波数上昇率が、ま
た、それらから、 変調信号のランプ関数の始まりと終
わりが計算され、さらに、それらの結果と較正用発振器
の既知の搬送波周波数とから、測定装置の伝達関数が計
算されることを特徴とする伝達関数決定方法。 - 【請求項５】 先行請求項の１つによる方法であって、 コンピューターで、計算された伝達関数の逆数関数が計
算され、それによって、測定装置の伝達関数が測定装置
の動作中に補償されることを特徴とする伝達関数決定方
法。 - 【請求項６】 請求項５よる方法であって、決定された
逆数関数を用いて、測定装置のアナログ処理段が電子的
な手段で等化されることを特徴とする伝達関数決定方
法。 - 【請求項７】 単一周波数較正用発振器（1）と周波数
がランプ関数で上昇したり下降したりするスイープ発振
器（4）を内蔵するスペクトルアナライザーにおいて請
求項１から６の１つによる方法を実施するための配置で
あって、 決定すべき伝達関数を持つアナライザーの上流部分に、
ミキサー（3）が配置され、その入力側に較正用発振器
（1）の較正信号とスイープ発振器（4）の出力信号が供
給され、伝達関数に大きな影響を与えないアナライザー
の部分（2）を経て、決定すべき伝達関数を持つアナラ
イザーの部分（5）の出力がディジタル的評価手段（7）
を持つＡ／Ｄ変換器（6）に接続されていることを特徴
とする伝達関数を決定するための配置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19757296.0 | 1997-12-22 | ||
| DE19757296A DE19757296C2 (de) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | Verfahren zum Bestimmen der Übertragungsfunktion eines Meßgerätes |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11248764A true JPH11248764A (ja) | 1999-09-17 |
| JP4978977B2 JP4978977B2 (ja) | 2012-07-18 |
Family
ID=7853033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36535698A Expired - Lifetime JP4978977B2 (ja) | 1997-12-22 | 1998-12-22 | 測定装置、特にスペクトルアナライザーの伝達関数決定ならびに補償法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6232760B1 (ja) |
| JP (1) | JP4978977B2 (ja) |
| DE (1) | DE19757296C2 (ja) |
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