JPH11205405A - キャリアオフセット補正回路及びキャリアオフセット補正方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 広い搬送波捕捉範囲を、キャリア周波数オフ
セット量にほとんど関係ない引込み時間で、確保する。 【解決手段】 キャリア周波数オフセット初期補正回路
２で周波数誤差を補正した後に、キャリア再生回路３で
位相誤差を補正する。つまり、２つの誤差補正を同時に
行わず、２段階に分けて行う。 【効果】 位相誤差を補正する回路３において狭帯域の
ＬＰＦ３４を使用でき、高周波ノイズを除去して、ノイ
ズに強い回路を構成することができる。また、ＬＰＦ３
４には、狭帯域なサイクルスリップ特性の優れたものを
用いることができ、広い搬送波捕捉範囲を、しかもキャ
リア周波数オフセット量にほとんど関係ない引込み時間
で、確保することができ、サイクルスリップ特性にも優
れた回路を実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はキャリアオフセット
補正回路及びキャリアオフセット補正方法に関し、特に
キャリア周波数誤差やキャリア位相誤差を補正するキャ
リアオフセット補正回路及びキャリアオフセット補正方
法に関する。

【０００２】

【従来の技術】パケット通信に代表される、パケット信
号伝送において、伝送効率向上のため、より短いプリア
ンブルによる伝送が要求される。また音声圧縮技術の向
上に伴い、送信電力削減のため、低レート伝送化が進ん
でいるが、その場合、伝送レートと比較して大きな比率
（例えば、伝送シンボルレートの１／４〜１／２）の周
波数オフセットに対するキャリア捕捉が要求される。さ
らには、近年の誤り訂正処理の進歩に伴い、かなり低い
Ｅｂ／Ｎｏでの伝送が行われる。このため、復調器での
キャリア再生捕捉処理において、より早い、より広範囲
のキャリア捕捉範囲を持ちかつ、低Ｅｂ／Ｎｏでもサイ
クルスリップ率の低い安定したキャリア捕捉が要求され
る。ここで、Ｅｂ／Ｎｏ（Ｅｎｅｒｇｙ ｔｏ Ｐｏｗ
ｅｒ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｒａｔｉｏ）は、１ビットあた
りの信号エネルギ対単位周波数あたりの雑音電力密度の
比である。

【０００３】従来の方式では、高速の引込みと、低Ｅｂ
／Ｎｏにおける低サイクルスリップ率、高安定とを共存
させることは難しい。またキャリア周波数オフセット量
と引込み時間は一般的に比例関係となり、大きなキャリ
ア周波数オフセット時、高速引込みを実現するために
は、かなりの演算量を伴う手法を取らざるを得なかっ
た。

【０００４】例えば図４に示されているようなＰＬＬ
（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）コスタスルー
プ（Ｃｏｓｔａｓ ｌｏｏｐ）によるキャリア再生回路
が知られている。同図においては、第１ループで周波数
誤差の補正を行い、それと同時に第２ループで位相誤差
の補正を行っている。具体的には、乗算器４１、４２及
び４３、加算器４６並びにＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃ
ｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ）４８を経由する第
１ループで周波数誤差の補正を行い、それと同時に、乗
算器４１、４２及び４４、加算器４５及び遅延器４７に
よる積分回路、加算器４６並びにＶＣＯ４８を経由する
第２ループで位相誤差の補正を行うのである。同図中の
α１は第１ループの定数、β１は第２ループの定数であ
る。

【０００５】なお同図において、「＊」は複素乗算を行
うことを示し、「＃」は実部と虚部とを乗算することを
示しているものとする。以下の各図についての説明にお
いても同様とする。

【０００６】一方、図５に示されているような再変調方
式の回路は、以下のような動作を行う。すなわち、入力
ディジタル信号とＶＣＯ５３の出力とを乗算器５１にお
いて掛け合わせ、識別器５２でデータ判定（再生データ
確定）を行う。この値とＶＣＯ５３とを乗算器５５にお
いて掛け合わせ、更にこの結果と入力ディジタル信号と
を乗算器５６において掛け合わせる。この結果をＬＰＦ
５４に入力し、その出力でＶＣＯ５３を制御する。こう
することにより、位相誤差が零になるように制御を行
う。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上述した図４に示され
ている回路では、ある程度の搬送波捕捉範囲を期待でき
るものの、引込み速度をそれほど早くすることはできな
い。また、キャリア周波数オフセット量に比例して、引
込み時間が遅くなる特性がある。さらには、キャリア周
波数オフセットが大きくなるにつれ、フォールスロック
（疑似安定点にロックしてしまう現象）に対する対策も
必要である。

【０００８】一方、上述した図５に示されている回路は
キャリアを再変調するので、ＰＬＬコスタスループによ
るキャリア再生処理方式等と比較して、特にサイクルス
リップ特性の面で良好な特性を示す。しかしながら、キ
ャリア周波数オフセットが大きいと引込みを行うことが
難しく、また特性の劣化も顕著であった。

【０００９】これらの方式に対し、高速広帯域、低サイ
クルスリップ率、高安定なキャリア再生処理を実現する
案が考案されている。例えば、文献「ＡＣＥ―ＤＥＭＯ
新コヒーレント復調方式」“大津智善 電子情報通信学
会論文誌 ＢII ｖｏｌ．Ｊ７３−ＢII Ｎｏ．１２
ｐ８１９〜８２６ １９９０年１２月”に記載されてい
るような適応フィルタによる方式や、文献「逐次回帰推
定法を用いたＰＳＫ信号の蓄積一括復調方式」“大津智
善 電子情報通信学会論文誌 ＢＩ ｖｏｌ．Ｊ７２−
ＢＩ Ｎｏ．６ ｐ５０４〜５１２ １９８９年６月”
に記載されているような蓄積型キャリア再生タイプのも
のが考案されている。

【００１０】しかしながら、これら文献に記載されてい
るものは、共に演算量、回路規模が非常に大きなものと
なり、小型軽量化が要求される機器、高速データに対す
る適用という面で難しいというのが現状であった。

【００１１】さらに従来より、ＡＦＣ（Ａｕｔｏ Ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路を付加したキャ
リア再生回路も幾つか提案されている。例えば、特開平
９―１６２９３６号公報に記載されている。しかし、こ
のような回路の場合、キャリア再生回路とＡＦＣ回路と
の応答特性の兼ね合いがあり、ＡＦＣ回路を高速応答な
タイプにすることが難しく、パケット通信のような高速
引込みが要求されるような場合に適応することが困難で
あった。

【００１２】本発明は上述した従来技術の欠点を解決す
るためになされたものであり、その目的は逆変調キャリ
ア再生回路の演算を、特性を劣化させずに行うことがで
き、また広い搬送波捕捉範囲を、キャリア周波数オフセ
ット量にほとんど関係ない引込み時間で、確保すること
のできるキャリアオフセット補正回路及びキャリアオフ
セット補正方法を提供することである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明によるキャリアオ
フセット補正回路は、入力されるディジタル信号と該信
号から再生されるキャリア信号とについて繰返し周波数
及び位相の誤差を補正するキャリアオフセット補正回路
であって、前記キャリア信号についての繰返し周波数の
誤差を補正する周波数補正手段と、この周波数補正手段
による補正完了後に前記キャリア信号についての位相誤
差を補正する位相誤差補正手段とを含むことを特徴とす
る。

【００１４】本発明によるキャリアオフセット補正方法
は、入力されるディジタル信号と該信号から再生される
キャリア信号とについて繰返し周波数及び位相の誤差を
補正するキャリアオフセット補正方法であって、前記キ
ャリア信号についての繰返し周波数の誤差を補正する周
波数補正ステップと、この周波数補正ステップによる補
正完了後に前記キャリア信号についての位相誤差を補正
する位相誤差補正ステップとを含むことを特徴とする。

【００１５】要するに本発明では、キャリア到着検出時
に初期推定を行い、その値を用いて周波数オフセット量
をほぼキャンセルした後、例えば逆変調キャリア再生処
理を行うのである。そのため、キャリア再生処理の搬送
波捕捉範囲は、今回付加回路として提案しているキャリ
ア周波数オフセット初期補正回路で決まり、一方、サイ
クルスリップ特性については、付加回路の部分によら
ず、キャリア再生回路の部分で特性が決定される。

【００１６】また、キャリア周波数オフセット初期補正
回路では、構成的にはデータシンボルレートの±１／２
のキャリア周波数オフセット量を推定することができ、
またキャリア再生回路では、キャリア周波数オフセット
量がほとんどキャンセルされた状態でのキャリア再生処
理となる。このため、ループフィルタには、狭帯域なサ
イクルスリップ特性の優れたものを用いることができ、
広い搬送波捕捉範囲を、しかもキャリア周波数オフセッ
ト量にほとんど関係ない引込み時間で、確保することが
でき、サイクルスリップ特性にも優れたキャリア再生回
路を実現できる。

【００１７】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の一形態につ
いて図面を参照して説明する。

【００１８】図１は本発明によるキャリアオフセット補
正回路の実施の一形態を示すブロック図である。同図に
示されている回路は、キャリア再生処理回路を有するデ
ィジタル復調回路において、キャリア再生処理回路に付
加回路を設け、本来のキャリア再生処理回路特性に加
え、高速広帯域キャリア再生捕捉を実現する機能を提供
するものである。

【００１９】同図において、本実施形態によるキャリア
オフセット補正回路は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆ
ｉｌｔｅｒ）１と、キャリア周波数オフセット量のキャ
ンセル演算処理をするキャリア周波数オフセット初期補
正回路２と、オフセット量を検出するキャリア再生回路
３とを含んで構成されている。

【００２０】ＬＰＦ１の出力は、キャリア再生回路３に
入力され、キャリア再生処理が行われて復調再生データ
が得られる。ＬＰＦ１とキャリア再生回路３との間に
は、キャリア周波数オフセット量のキャンセル演算処理
をするキャリア周波数オフセット初期補正回路２が設け
られている。すなわち、キャリア再生回路３で得られる
復調再生座標成分をもとに、時間差分をとり、ＬＰＦ２
２で平均化する。そして、キャリア到着検出回路２５で
キャリア到着を検出した際、ＬＰＦ２２で平均化した値
をＶＣＯ２１に受渡し、周波数補正複素乗算部２０にお
いてキャリア周波数オフセット量をほぼキャンセルする
ように演算処理を行う。

【００２１】そのため、キャリア到着検出後において
は、キャリア再生回路３は、キャリア周波数オフセット
量がほとんどない状態で処理することができ、その結果
キャリア再生回路３のループフィルタ（ＬＰＦ３４）の
帯域を狭帯域にすることができるのである。これによ
り、サイクルスリップ率特性の良好なキャリア再生回路
を実現することができる。また、キャリア周波数オフセ
ット初期補正回路２により、高速の引込み時間で、しか
もキャリア周波数オフセット量にほとんど関係ない引込
み時間で、広い搬送波捕捉範囲を、確保することができ
るのである。

【００２２】ここで、図１に示されているＬＰＦ１の出
力信号は、クロック再生処理が行われた後の信号であ
る。このＬＰＦ１の出力信号に対し、キャリア到着検出
回路２５で、周波数補正複素乗算（回転演算）を行う。
ただし、キャリア到着検出ができていない段階では、ス
ルー（回転角“０”ｄｅｇの演算）処理を行う。

【００２３】キャリア再生回路３は、ここでは、逆変調
キャリア再生回路の一構成例が示されている。このキャ
リア再生回路３においては、まず識別器３２でデータ判
定（再生データ確定）を行う。次に、その値を用いて、
複素乗算演算回路３５において逆変調演算を行い、キャ
リア再生回路３に入力される信号から情報位相成分を除
去し、キャリアオフセット周波数誤差及びキャリア位相
誤差を抽出する。

【００２４】この抽出した値をａｒｃｔａｎテーブル３
６に入力し、角度情報に変換する。ａｒｃｔａｎテーブ
ル３６で変換された角度情報は、ループフィルタである
ＬＰＦ３４に入力されて平均化処理が行われ、その結果
はＶＣＯ３３に入力される。そして、このＶＣＯ３３の
発振出力により、複素乗算回路３１においてキャリア再
生誤差の補正処理が行われる。

【００２５】キャリア再生回路３で抽出された位相誤差
成分は、キャリア周波数オフセット初期補正回路２にも
入力される。キャリア周波数オフセット初期補正回路２
においては、以下の動作が行われる。

【００２６】まず、キャリア周波数オフセット算出回路
２６で１シンボル前の信号レベルとの差分をとり、ＬＰ
Ｆ２２で平均化処理を行う。一方、キャリア周波数オフ
セット算出回路２６の出力をもとに、キャリア到着検出
回路２５でキャリアの到着検出を行う。

【００２７】キャリア到着検出回路２５においてキャリ
アの到着を検出できた時点で、ＬＰＦ２２で平均化処理
されたキャリア周波数オフセット量は、ＶＣＯ２１の前
段の積分回路２３及び２４の初期値として受渡す。具体
的には、スイッチ２７をオン状態にして、オフセット量
を積分回路２３及び２４に入力する。積分回路２４の出
力はＶＣＯ２１の入力データとなり、このＶＣＯ２１の
出力を周波数補正複素乗算部２０に入力して補正処理を
行う。

【００２８】ここで、スイッチ２７がオン状態になった
とき、積分回路２３、２４内の各遅延器（Ｚ）にはオフ
セット量が保持される。積分回路２４内の遅延器に保持
されたオフセット量は積分回路２３に常に入力されるた
め、積分回路２４は、オフセット量を順次累積加算して
出力する。例えば、オフセット量が３０度であった場合
には、３０，６０（＝３０＋３０），９０（＝６０＋３
０），１２０（＝９０＋３０），…となる。

【００２９】このため、乗算部２０からは常にオフセッ
トが補正された出力が送出される。つまり、スイッチ２
７がオン状態になった以後は誤差が補正されるので、乗
算部２０の出力の周波数はキャリアの周波数と等しくな
り、補正回路２に入力される誤差成分はほぼ零となる。

【００３０】したがって、本来的にはオフセット量が累
積されていき周波数が徐々にずれていくのであるが、こ
のように積分結果を用いて補正しているので適切に補正
され、周波数がずれることはないのである。すなわち、
積分回路２３の出力に、積分回路２４の出力（上記の例
では、「３０」，「６０」，「９０」…）を順に加えて
いくので、オフセット量を零にすることができるのであ
る。なおＬＰＦ２２は、スイッチ２７がオン状態となっ
て積分回路２４に値を受渡しを行った時点で一度初期化
し、以降の処理を継続する。このＬＰＦ２２の内部構成
については後に詳述する。

【００３１】上記の通り、付加回路であるキャリア周波
数オフセット初期補正回路２の演算処理の結果、キャリ
ア再生回路３では、キャリア到着検出時より、キャリア
周波数オフセットがほとんどない状態で、キャリア再生
処理を行うことができる。

【００３２】次に、図１に示されている本実施形態の回
路の動作について、より詳細に説明する。同図において
は、キャリア再生回路として、逆変調方式を例としてい
る。ここで、クロック再生処理が行われた後のＬＰＦ１
の出力信号は、下記のように表すことができる。

【００３３】実部：Ｒ１＝Ａｃｏｓ｛ωａｔ＋θａ＋Ｄ
（φ）｝＋Ｎｏｉｓｅ 虚部：Ｉ１＝Ａｓｉｎ｛ωａｔ＋θａ＋Ｄ（φ）｝＋Ｎ
ｏｉｓｅ ここで、Ａは振幅レベル、ωａはキャリア周波数オフセ
ット量、θａは位相オフセット量である。また、Ｄ
（φ）は座標成分であり、ＢＰＳＫ（ＢｉｎａｒｙＳｈ
ｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の場合には０又はπ、ＱＰＳＫ
（Ｑｕａｄ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）
の場合には±π／４又は±３π／４である。なお、Ｎｏ
ｉｓｅ分は、以下の説明では省略する。

【００３４】キャリア到着検出回路２５において、キャ
リア到着検出ができていない段階では、周波数補正複素
乗算部２０はスルー（回転角“０”ｄｅｇの演算）処理
を行う。つまり、周波数補正複素乗算部２０の出力は、 実部：Ｒ２１＝Ｒ１＊ｃｏｓ（ωｂｔ）＋Ｉ１＊ｓｉｎ（ωｂｔ） ＝ｃｏｓ｛ω’ｔ＋θ’＋Ｄ（φ）｝ 虚部：Ｉ２１＝−Ｒ１＊ｓｉｎ（ωｂｔ）＋Ｉ１＊ｃｏｓ（ωｂｔ） ＝ｓｉｎ｛ω’ｔ＋θ’＋Ｄ（φ）｝ ω′＝ωａ−ωｂ θ′＝θａ という演算が実施される。キャリア到着が検出できてい
ない段階では、ωｂ＝０で、上記演算が実施される。キ
ャリア再生回路３の複素乗算回路３１においても、上記
と同様に、ＶＣＯ３３の出力であるωｃｔ＋θｃに対
し、 という演算を実施する。

【００３５】通常、キャリアの先頭部分では、キャリア
初期捕捉が行いやすいように、オール“１”パターン
（無変調パターン）が送信される。そのため、ω″、
θ″の値に関わらず、Ｒ３１，Ｉ３１の値に対し、識別
器３２で強制的に再生データを“１”と判定する。識別
器３２の判定データ 実部：Ｒ３２＝ｃｏｓ｛Ｄ（φ）｝ 虚部：Ｉ３２＝ｓｉｎ｛Ｄ（φ）｝ と、上記のＲ２１，Ｉ２１との複素乗算により、 が得られる。

【００３６】なお、オール“１”パターン（無変調パタ
ーン）から、クロック成分を持つパターンに移行するこ
ろには、識別器３２は、（Ｒ３１，Ｉ３１）の座標位置
から判定することになる。通常、（Ｒ３５，Ｉ３５）の
値からａｒｃｔａｎテーブル３６等を用い、ω″ｔ＋
θ″を抽出し、ループフィルタ３４でＬＰＦ演算した
後、その値で、キャリア再生演算（複素乗算回路３１に
おいての複素乗算演算）を行い、キャリア補正処理を行
うことになる。しかしながら、キャリア周波数オフセッ
ト成分ω″が大きいと、ループフィルタ３４を狭帯域と
することができず、その結果良好なサイクルスリップ特
性が望めない。

【００３７】そこで、ａｒｃｔａｎテーブル３６で得ら
れた、ω″ｔ＋θ″の時間差分演算をキャリア周波数オ
フセット算出回路２６で行い、ω″を抽出する。この抽
出されたω″はＬＰＦ２２で平均化される一方、キャリ
ア到着検出回路２５にも入力される。

【００３８】キャリア到着検出回路２５の構成について
は、各種提案されている。ここでは、ノイズやレベル変
動に対しても比較的良好な特性を示す一構成例が図２に
示されている。同図において、抽出されたω″に対し、
更に差分演算回路２５１で差分演算を行う。この差分演
算された値は、ｃｏｓテーブル２５２に入力され、ここ
でｃｏｓΔω（Δω：差分値）の値が算出される。

【００３９】キャリアが存在しない状態では、本値は、
−１〜＋１のランダムな値をとり、その値の平均値は
“０”である。一方、キャリア成分が存在する場合、本
値は、＋１近辺の値をとる。よって、この性質を利用
し、ｃｏｓΔωの値をＬＰＦ２５３でＬＰＦ演算し、比
較回路２５４で閾値と比較し、キャリア到着の検出を行
う。

【００４０】キャリア到着検出回路２５においては、キ
ャリア到着を検出した段階で、ＬＰＦ２２の出力ωｂ
（＝ω″を平均化した値）を積分回路２４の初期値とす
る。そして、以後、上記に示したように、 実部：Ｒ２１＝ Ｒ１＊ｃｏｓ（ωｂｔ）＋Ｉ１＊ｓｉ
ｎ（ωｂｔ） 虚部：Ｉ２１＝一Ｒ１＊ｓｉｎ（ωｂｔ）＋Ｉ１＊ｃｏ
ｓ（ωｂｔ） の複素乗算演算を、複素乗算回路２１で実施する。こう
することにより、キャリア周波数オフセットをほぼ取除
くことができるのである。

【００４１】なお、スイッチ２７をオンした際、ＬＰＦ
２２のフィードバック値は“０”に初期化し、以後、動
作を継続し、以後のキャリア周波数オフセットの変動に
対応追従させる。

【００４２】ここで、ＬＰＦ２２の内部構成例について
図３を参照して説明する。同図に示されているように、
ＬＰＦ２２は、入力信号に対して係数を乗算する乗算器
２２１及び２２４と、加算器２２２と、入力データを１
シンボル遅延させる遅延器（Ｚ）２２３とを含んで構成
されている。

【００４３】かかる構成において、乗算器２２１では、
入力信号に対して係数γを乗算する。この係数γは、１
未満の数とする。例えば、０．１や０．０５とする。

【００４４】遅延器２２３は、入力信号を１シンボル分
遅延させるため、１シンボル分のデータを一時保持する
（ラッチする）。具体的には、フリップフロップ（以
下、ＦＦと呼ぶ）を用いて構成する。この遅延器２２３
によって１シンボル遅延された信号が乗算器２２４に入
力され、乗算器２２４は（１−γ）を乗算する。乗算器
２２４では、係数γ＝０．１のとき０．９を入力信号に
掛け、係数γ＝０．０５のとき０．９５を入力信号に掛
けることになる。

【００４５】加算器２２２においては、乗算器２２１の
出力と乗算器２２４の出力とを加算する。したがって、
乗算器２２１への入力信号に変化がなければ、加算器２
２２の出力、すなわち１シンボル前の信号に（１−γ）
を乗算した信号を加えた結果には変化がない。一方、乗
算器２２１への入力信号にわずかな変化があれば、その
変化に応じて加算器２２２の出力がわずかに変化する。
このように、ＬＰＦ２２は、ディジタルデータに対して
低周波濾波器として動作することになる。

【００４６】キャリアの到着が検出され、スイッチ２７
がオンされたときには、そのオン制御信号で遅延器２２
３を構成するＦＦをリセットする。このリセットを行う
ことにより、キャリアの到着が検出された以後は、キャ
リア周波数オフセットの変動が補正されることになる。

【００４７】なお、キャリア再生回路３の構成は、図１
に示されているものに限定されることはない。すなわ
ち、キャリア再生回路３を、上述した図４に示されてい
るＰＬＬコスタスループの構成や図５に示されている再
変調方式の構成によるキャリア再生回路等に置き換えて
も、図１の場合と全く同様の効果が期待できる。

【００４８】したがって、図１〜図３に示されている回
路構成に限らず、種々の回路構成を採用することができ
る。すなわち、入力されるディジタル信号と該信号から
再生されるキャリア信号とについて繰返し周波数及び位
相の誤差を補正するキャリアオフセット補正方法におい
て、キャリア信号についての繰返し周波数の誤差を補正
し、この補正完了後にキャリア信号についての位相誤差
を補正すれば、図１の場合と全く同様の効果が期待でき
るのである。

【００４９】以上のように本発明によれば、キャリア再
生回路によるキャリア再生処理を、周波数オフセット量
がほとんどとり払われた状態で実行することができるの
である。その結果、例えば、サイクルスリップ等の特性
は良いものの、キャリア周波数オフセット量が大きいと
引込み性能が大きく劣化する逆変調キャリア再生回路の
演算を、特性を劣化させることなく処理させることがで
きるのである。また、周波数オフセット初期補正回路に
より、広い搬送波捕捉範囲を、しかもキャリア周波数オ
フセット量にほとんど関係ない引込み時間で、確保する
ことができるのである。

【００５０】要するに、本発明では、周波数誤差を補正
した後に、位相誤差を補正しているのである。このよう
に、誤差補正を２段階に分けて行うことによって、位相
誤差を補正する回路においては、狭帯域のＬＰＦを使用
することができるのである。このため、高周波ノイズを
除去（キャンセル）することができ、ノイズに強い回路
を構成することができるのである。

【００５１】また、そのＬＰＦには、狭帯域なサイクル
スリップ特性の優れたものを用いることができる。この
ため、広い搬送波捕捉範囲を、しかもキャリア周波数オ
フセット量にほとんど関係ない引込み時間で、確保する
ことができ、サイクルスリップ特性にも優れた回路を実
現できる。

【００５２】請求項の記載に関連して本発明は更に次の
態様をとりうる。

【００５３】（１）前記位相誤差補正手段は、逆変調キ
ャリア再生回路によって前記位相の誤差を補正すること
を特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のキャリア
オフセット補正回路。

【００５４】（２）前記位相誤差補正手段は、ＰＬＬコ
スタスループによって前記位相の誤差を補正することを
特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のキャリアオ
フセット補正回路。

【００５５】（３）前記位相誤差補正手段は、キャリア
再変調回路によって前記位相の誤差を補正することを特
徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のキャリアオフ
セット補正回路。

【００５６】（４）前記位相誤差補正ステップは、逆変
調キャリア再生回路によって前記位相の誤差を補正する
ことを特徴とする請求項４〜６のいずれかに記載のキャ
リアオフセット補正方法。

【００５７】（５）前記位相誤差補正ステップは、ＰＬ
Ｌコスタスループによって前記位相の誤差を補正するこ
とを特徴とする請求項４〜６のいずれかに記載のキャリ
アオフセット補正方法。

【００５８】（６）前記位相誤差補正ステップは、キャ
リア再変調回路によって前記位相の誤差を補正すること
を特徴とする請求項４〜６のいずれかに記載のキャリア
オフセット補正回路。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、周波数誤
差を補正した後に、位相誤差を補正するように、誤差補
正を２段階に分けて行うことにより、周波数誤差を補正
する回路において狭帯域のＬＰＦを使用でき、高周波ノ
イズを除去して、ノイズに強い回路を構成することがで
きるという効果がある。また、ループフィルタには、狭
帯域なサイクルスリップ特性の優れたものを用いること
ができ、広い搬送波捕捉範囲を、しかもキャリア周波数
オフセット量にほとんど関係ない引込み時間で、確保す
ることができ、サイクルスリップ特性にも優れたキャリ
ア再生回路を実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態によるキャリアオフセッ
ト補正回路の構成を示すブロック図である。

【図２】図１中のキャリア到着検出回路の内部構成例を
示す図である。

【図３】図１中のＬＰＦの内部構成例を示す図である。

【図４】ＰＬＬコスタスループの構成によるキャリア再
生回路を示す図である。

【図５】再変調方式の構成によるキャリア再生回路を示
す図である。

【符号の説明】

１，３４，２２ ＬＰＦ ２ キャリア周波数オフセット初期補正回路 ３ キャリア再生回路 ２０ 周波数補正複素乗算部 ２１，３３ ＶＣＯ ２３，２４ 積分回路 ２５ キャリア到着検出回路 ２６ キャリア周波数オフセット算出回路 ２７ スイッチ ３１ 複素乗算回路 ３２ 識別器 ３５ 複素乗算演算回路 ３６ ａｒｃｔａｎテーブル

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力されるディジタル信号と該信号から
   再生されるキャリア信号とについて繰返し周波数及び位
   相の誤差を補正するキャリアオフセット補正回路であっ
   て、前記キャリア信号についての繰返し周波数の誤差を
   補正する周波数補正手段と、この周波数補正手段による
   補正完了後に前記キャリア信号についての位相誤差を補
   正する位相誤差補正手段とを含むことを特徴とするキャ
   リアオフセット補正回路。
2. 【請求項２】 前記周波数補正手段は、前記ディジタル
   信号について現在の信号レベルと１シンボル前の信号レ
   ベルとの誤差を検出する誤差検出手段と、前記キャリア
   信号の到着を検出するキャリア到着検出手段と、このキ
   ャリア到着検出に応答して前記誤差検出手段によって検
   出した誤差の補正を開始する補正手段とを含むことを特
   徴とする請求項１記載のキャリアオフセット補正回路。
3. 【請求項３】 前記補正手段は、前記誤差検出手段によ
   って検出した誤差を順次累積加算する積分手段と、この
   積分手段の出力と前記ディジタル信号とを乗算する乗算
   手段とを含むことを特徴とする請求項２記載のキャリア
   オフセット補正回路。
4. 【請求項４】 入力されるディジタル信号と該信号から
   再生されるキャリア信号とについて繰返し周波数及び位
   相の誤差を補正するキャリアオフセット補正方法であっ
   て、前記キャリア信号についての繰返し周波数の誤差を
   補正する周波数補正ステップと、この周波数補正ステッ
   プによる補正完了後に前記キャリア信号についての位相
   誤差を補正する位相誤差補正ステップとを含むことを特
   徴とするキャリアオフセット補正方法。
5. 【請求項５】 前記周波数補正ステップは、前記ディジ
   タル信号について現在の信号レベルと１シンボル前の信
   号レベルとの誤差を検出する誤差検出ステップと、前記
   キャリア信号の到着を検出するキャリア到着検出手段
   と、このキャリア到着検出に応答して前記誤差検出ステ
   ップにおいて検出した誤差の補正を開始する補正ステッ
   プとを含むことを特徴とする請求項４記載のキャリアオ
   フセット補正方法。
6. 【請求項６】 前記補正ステップは、前記誤差検出ステ
   ップにおいて検出した誤差を順次累積加算する積分ステ
   ップと、この積分出力と前記ディジタル信号とを乗算す
   る乗算ステップとを含むことを特徴とする請求項５記載
   のキャリアオフセット補正方法。