JPH11205109A - ドライブ回路 - Google Patents
ドライブ回路Info
- Publication number
- JPH11205109A JPH11205109A JP10006069A JP606998A JPH11205109A JP H11205109 A JPH11205109 A JP H11205109A JP 10006069 A JP10006069 A JP 10006069A JP 606998 A JP606998 A JP 606998A JP H11205109 A JPH11205109 A JP H11205109A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching
- signal
- circuit
- power supply
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源電圧を低電圧化した場合においても、ス
イッチング素子の駆動が良好に行えるようにする。 【解決手段】 制御手段１が出力するスイッチング制御
信号により、回路電源電圧と接地電圧を切り替えるアナ
ログスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ０の切り替えを制御し、
アナログスイッチ素子により選択された電圧によりスイ
ッチング素子Ｑ１の制御を行うようにした。
イッチング素子の駆動が良好に行えるようにする。 【解決手段】 制御手段１が出力するスイッチング制御
信号により、回路電源電圧と接地電圧を切り替えるアナ
ログスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ０の切り替えを制御し、
アナログスイッチ素子により選択された電圧によりスイ
ッチング素子Ｑ１の制御を行うようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばスイッチン
グ電源回路や赤外線信号発信回路が備えるスイッチング
素子のドライブに適用して好適なドライブ回路に関す
る。
グ電源回路や赤外線信号発信回路が備えるスイッチング
素子のドライブに適用して好適なドライブ回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、スイッチング電源回路として例え
ば図６に示す回路が使用されていた。この図６に示すス
イッチング電源回路は、所定の電圧ＶINの電池Ｂを入力
電源としてあり、電池Ｂの正極と負極との間には、コン
デンサＣ１が接続してある。そして、電池Ｂの正極側
を、スイッチング素子であるＰチャンネル電界効果トラ
ンジスタＱ１のソース・ドレイン間に接続し、このスイ
ッチングトランジスタＱ１のゲートに供給するスイッチ
ング制御信号を、スイッチング制御回路１で生成させ
る。このスイッチング制御回路１は、電池Ｂから供給さ
れる電源で作動する集積回路であり、後述する帰還制御
電圧ＶNFが供給されて、この帰還制御電圧ＶNFにより適
正な出力電圧を得るためのスイッチング制御信号が生成
される構成としてある。このスイッチング制御信号は、
比較的周波数の高い信号であり、スイッチングトランジ
スタＱ１を比較的高速でオン・オフ制御させる。
ば図６に示す回路が使用されていた。この図６に示すス
イッチング電源回路は、所定の電圧ＶINの電池Ｂを入力
電源としてあり、電池Ｂの正極と負極との間には、コン
デンサＣ１が接続してある。そして、電池Ｂの正極側
を、スイッチング素子であるＰチャンネル電界効果トラ
ンジスタＱ１のソース・ドレイン間に接続し、このスイ
ッチングトランジスタＱ１のゲートに供給するスイッチ
ング制御信号を、スイッチング制御回路１で生成させ
る。このスイッチング制御回路１は、電池Ｂから供給さ
れる電源で作動する集積回路であり、後述する帰還制御
電圧ＶNFが供給されて、この帰還制御電圧ＶNFにより適
正な出力電圧を得るためのスイッチング制御信号が生成
される構成としてある。このスイッチング制御信号は、
比較的周波数の高い信号であり、スイッチングトランジ
スタＱ１を比較的高速でオン・オフ制御させる。
【０００３】スイッチング制御回路１のスイッチング制
御信号出力部は、インバータゲート回路２の入力部に接
続してあり、このスイッチング制御回路１とインバータ
ゲート回路２の接続点が、抵抗器Ｒ１を介して電池Ｂの
正極側と接続してある。インバータゲート回路２は、ス
イッチング制御回路１が出力するスイッチング制御信号
の論理レベルを反転する回路である。
御信号出力部は、インバータゲート回路２の入力部に接
続してあり、このスイッチング制御回路１とインバータ
ゲート回路２の接続点が、抵抗器Ｒ１を介して電池Ｂの
正極側と接続してある。インバータゲート回路２は、ス
イッチング制御回路１が出力するスイッチング制御信号
の論理レベルを反転する回路である。
【０００４】インバータゲート回路２により反転された
スイッチング制御信号は、抵抗器Ｒ３を介してスイッチ
ングトランジスタＱ１のゲートに供給される。この場
合、スイッチングトランジスタＱ１のソースとゲートと
の間は、抵抗器Ｒ２により接続してある。
スイッチング制御信号は、抵抗器Ｒ３を介してスイッチ
ングトランジスタＱ１のゲートに供給される。この場
合、スイッチングトランジスタＱ１のソースとゲートと
の間は、抵抗器Ｒ２により接続してある。
【０００５】スイッチングトランジスタＱ１のドレイン
は、コイルＬ１を介して正極側の出力端子３ａに接続し
てある。負極側の出力端子３ｂは、電池Ｂの負極側に直
接接続してある。そして、トランジスタＱ１のドレイン
と負極側の出力端子３ｂとの間に、ダイオードＤ１を接
続し、コイルＬ１と出力端子３ａとの接続点と電池Ｂの
負極側との間に、コンデンサＣ２を接続してあり、スイ
ッチングトランジスタＱ１でスイッチングされたパルス
電流をダイオードＤ１とコイルＬ１で構成される回路で
エネルギー蓄積し、その蓄積されたエネルギーがコンデ
ンサＣ２で積分されて出力端子３ａ，３ｂに供給され
る。また、正極側の出力端子３ａと負極側の出力端子３
ｂとの間には、抵抗器Ｒ４，Ｒ５の直列回路が接続して
ある。この抵抗器Ｒ４，Ｒ５の直列回路は、出力端子３
ａ，３ｂ間に得られる出力電圧ＶOU T を、抵抗器Ｒ４，
Ｒ５の抵抗値で決まる所定の比率で分圧して、帰還制御
電圧ＶNFを生成させる回路である。
は、コイルＬ１を介して正極側の出力端子３ａに接続し
てある。負極側の出力端子３ｂは、電池Ｂの負極側に直
接接続してある。そして、トランジスタＱ１のドレイン
と負極側の出力端子３ｂとの間に、ダイオードＤ１を接
続し、コイルＬ１と出力端子３ａとの接続点と電池Ｂの
負極側との間に、コンデンサＣ２を接続してあり、スイ
ッチングトランジスタＱ１でスイッチングされたパルス
電流をダイオードＤ１とコイルＬ１で構成される回路で
エネルギー蓄積し、その蓄積されたエネルギーがコンデ
ンサＣ２で積分されて出力端子３ａ，３ｂに供給され
る。また、正極側の出力端子３ａと負極側の出力端子３
ｂとの間には、抵抗器Ｒ４，Ｒ５の直列回路が接続して
ある。この抵抗器Ｒ４，Ｒ５の直列回路は、出力端子３
ａ，３ｂ間に得られる出力電圧ＶOU T を、抵抗器Ｒ４，
Ｒ５の抵抗値で決まる所定の比率で分圧して、帰還制御
電圧ＶNFを生成させる回路である。
【０００６】そして、出力端子３ａ，３ｂの間に、負荷
装置を構成する負荷抵抗ＲL が接続され、出力電圧Ｖ
OUT が負荷装置に供給される。
装置を構成する負荷抵抗ＲL が接続され、出力電圧Ｖ
OUT が負荷装置に供給される。
【０００７】このように構成されるスイッチング電源回
路によると、出力電圧ＶOUT に比例した帰還制御電圧Ｖ
NFのスイッチング制御回路１での判断により、スイッチ
ング制御信号の状態が設定され、スイッチングトランジ
スタＱ１のスイッチング周波数などが対応した状態に設
定されて、出力電圧ＶOUT が設定された一定の電圧値に
なる。
路によると、出力電圧ＶOUT に比例した帰還制御電圧Ｖ
NFのスイッチング制御回路１での判断により、スイッチ
ング制御信号の状態が設定され、スイッチングトランジ
スタＱ１のスイッチング周波数などが対応した状態に設
定されて、出力電圧ＶOUT が設定された一定の電圧値に
なる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、近年このよ
うなスイッチング電源回路が使用される電子機器の入力
電圧ＶINは低電圧化する傾向にあり、スイッチング素子
（図６ではスイッチングトランジスタ）のドライブ回路
であるスイッチング制御回路についても、低電圧で作動
できるように構成してある。ところが、スイッチング素
子のドライブ回路を低電圧で駆動させると、ドライブ回
路からスイッチング素子に供給されるスイッチング制御
信号についても低電圧化してしまう。このようにスイッ
チング制御信号が低電圧化すると、スイッチング素子を
遮断及び飽和領域を使用するのに足る十分な駆動ができ
なくなり、その結果として確実にスイッチング素子が確
実にオン・オフ動作されないことになり、電源回路とし
ての効率を悪化させていた。
うなスイッチング電源回路が使用される電子機器の入力
電圧ＶINは低電圧化する傾向にあり、スイッチング素子
（図６ではスイッチングトランジスタ）のドライブ回路
であるスイッチング制御回路についても、低電圧で作動
できるように構成してある。ところが、スイッチング素
子のドライブ回路を低電圧で駆動させると、ドライブ回
路からスイッチング素子に供給されるスイッチング制御
信号についても低電圧化してしまう。このようにスイッ
チング制御信号が低電圧化すると、スイッチング素子を
遮断及び飽和領域を使用するのに足る十分な駆動ができ
なくなり、その結果として確実にスイッチング素子が確
実にオン・オフ動作されないことになり、電源回路とし
ての効率を悪化させていた。
【０００９】なお、ここではスイッチング電源回路内の
スイッチング素子をドライブする場合の例について説明
したが、その他の各種電子回路が備えるスイッチング素
子をドライブ回路で高速にスイッチング制御する場合に
も、同様の問題がある。例えば、リモートコントロール
装置などの赤外線信号送信装置において、その赤外線信
号を出力する赤外線発光素子に駆動信号を供給するスイ
ッチング素子をドライブする場合にも、そのドライブ回
路の低電圧化による出力信号状態の悪化が問題になって
いる。
スイッチング素子をドライブする場合の例について説明
したが、その他の各種電子回路が備えるスイッチング素
子をドライブ回路で高速にスイッチング制御する場合に
も、同様の問題がある。例えば、リモートコントロール
装置などの赤外線信号送信装置において、その赤外線信
号を出力する赤外線発光素子に駆動信号を供給するスイ
ッチング素子をドライブする場合にも、そのドライブ回
路の低電圧化による出力信号状態の悪化が問題になって
いる。
【００１０】本発明はこれらの点に鑑み、電源電圧を低
電圧化した場合においても、スイッチング素子の駆動が
良好に行えるようにすることを目的とする。
電圧化した場合においても、スイッチング素子の駆動が
良好に行えるようにすることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、制御手段が出力するスイッチング制御信号
により、回路電源電圧と接地電圧を切り替えるアナログ
スイッチ素子の切り替えを制御し、アナログスイッチ素
子により選択された電圧によりスイッチング素子の制御
を行うようにしたものである。
に本発明は、制御手段が出力するスイッチング制御信号
により、回路電源電圧と接地電圧を切り替えるアナログ
スイッチ素子の切り替えを制御し、アナログスイッチ素
子により選択された電圧によりスイッチング素子の制御
を行うようにしたものである。
【００１２】かかる構成によると、スイッチング素子に
供給されるドライブ信号が、回路電源電圧と接地電圧と
で生成されるパルス信号になる。
供給されるドライブ信号が、回路電源電圧と接地電圧と
で生成されるパルス信号になる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
を、図１〜図３を参照して説明する。
を、図１〜図３を参照して説明する。
【００１４】本例においては、スイッチング電源回路が
備えるスイッチング素子の制御に適用したもので、ダイ
オードポンプ型のスイッチング電源回路としてあり、図
１は本例の回路構成を示す図である。以下その構成を説
明すると、所定の電圧ＶINの電池Ｂを入力電源としてあ
り、電池Ｂの正極と負極との間には、コンデンサＣ１が
接続してある。そして、電池Ｂの正極側を、スイッチン
グ素子であるＰチャンネル電界効果トランジスタＱ１の
ソース・ドレイン間に接続し、このスイッチングトラン
ジスタＱ１のスイッチングを制御するスイッチング制御
信号を、スイッチング制御回路１で生成させる。このス
イッチング制御回路１は、電池Ｂから供給される電源で
作動する集積回路で、後述する帰還制御電圧ＶNFが供給
されて、この帰還制御電圧ＶNFにより適正な出力電圧を
得るためのスイッチング制御信号が生成される構成とし
てある。スイッチング制御信号としては、例えばデュー
ティによる変調波又はＰＷＭ（パルス幅変調）波として
波形制御された信号である。
備えるスイッチング素子の制御に適用したもので、ダイ
オードポンプ型のスイッチング電源回路としてあり、図
１は本例の回路構成を示す図である。以下その構成を説
明すると、所定の電圧ＶINの電池Ｂを入力電源としてあ
り、電池Ｂの正極と負極との間には、コンデンサＣ１が
接続してある。そして、電池Ｂの正極側を、スイッチン
グ素子であるＰチャンネル電界効果トランジスタＱ１の
ソース・ドレイン間に接続し、このスイッチングトラン
ジスタＱ１のスイッチングを制御するスイッチング制御
信号を、スイッチング制御回路１で生成させる。このス
イッチング制御回路１は、電池Ｂから供給される電源で
作動する集積回路で、後述する帰還制御電圧ＶNFが供給
されて、この帰還制御電圧ＶNFにより適正な出力電圧を
得るためのスイッチング制御信号が生成される構成とし
てある。スイッチング制御信号としては、例えばデュー
ティによる変調波又はＰＷＭ（パルス幅変調）波として
波形制御された信号である。
【００１５】スイッチング制御回路１のスイッチング制
御信号出力部は、インバータロジック回路５の入力部に
接続し、このスイッチング制御回路１とインバータロジ
ック回路５の接続点を、抵抗器Ｒ１を介して電池Ｂの正
極側と接続する。ここで、インバータロジック回路５
は、２つの出力部を有する論理回路であり、スイッチン
グ制御回路１から供給されるスイッチング制御信号がハ
イレベル信号“Ｈ”であるとき、一方の出力部からハイ
レベル信号“Ｈ”を出力し、他方の出力部からローレベ
ル信号“Ｌ”を出力する。また、スイッチング制御信号
がローレベル信号“Ｌ”であるとき、一方の出力部から
ローレベル信号“Ｌ”を出力し、他方の出力部からハイ
レベル信号“Ｈ”を出力する。
御信号出力部は、インバータロジック回路５の入力部に
接続し、このスイッチング制御回路１とインバータロジ
ック回路５の接続点を、抵抗器Ｒ１を介して電池Ｂの正
極側と接続する。ここで、インバータロジック回路５
は、２つの出力部を有する論理回路であり、スイッチン
グ制御回路１から供給されるスイッチング制御信号がハ
イレベル信号“Ｈ”であるとき、一方の出力部からハイ
レベル信号“Ｈ”を出力し、他方の出力部からローレベ
ル信号“Ｌ”を出力する。また、スイッチング制御信号
がローレベル信号“Ｌ”であるとき、一方の出力部から
ローレベル信号“Ｌ”を出力し、他方の出力部からハイ
レベル信号“Ｈ”を出力する。
【００１６】インバータロジック回路５の２つの出力部
から出力される信号は、２つのアナログスイッチ素子Ｓ
Ｗ０，ＳＷ１の制御入力部に供給する。このアナログス
イッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１は、抵抗値などを変化させる
ことで、ハイインピーダンス状態とローインピーダンス
状態を相互に選択するスイッチで、トランジスタによる
スイッチのように中間点を選択することがないスイッチ
素子である。
から出力される信号は、２つのアナログスイッチ素子Ｓ
Ｗ０，ＳＷ１の制御入力部に供給する。このアナログス
イッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１は、抵抗値などを変化させる
ことで、ハイインピーダンス状態とローインピーダンス
状態を相互に選択するスイッチで、トランジスタによる
スイッチのように中間点を選択することがないスイッチ
素子である。
【００１７】それぞれのアナログスイッチ素子ＳＷ０，
ＳＷ１は、制御入力部に例えばハイレベル信号“Ｈ”が
供給されるときオン状態（ローインピーダンス状態）と
なり、入力部に得られる信号をそのまま出力部に導通さ
せ、制御入力部にローレベル信号“Ｌ”が供給されると
きオフ状態（ハイインピーダンス状態）となり、入力部
に得られる信号の導通が阻止されるスイッチ手段であ
る。ここで、上述したインバータロジック回路５を経由
してスイッチング制御信号が供給されることで、２つの
アナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の内のいずれか一
方がオン状態になり、他方がオフ状態になり、そのオン
状態とオフ状態になるスイッチが、スイッチング制御信
号により選択されることになる。
ＳＷ１は、制御入力部に例えばハイレベル信号“Ｈ”が
供給されるときオン状態（ローインピーダンス状態）と
なり、入力部に得られる信号をそのまま出力部に導通さ
せ、制御入力部にローレベル信号“Ｌ”が供給されると
きオフ状態（ハイインピーダンス状態）となり、入力部
に得られる信号の導通が阻止されるスイッチ手段であ
る。ここで、上述したインバータロジック回路５を経由
してスイッチング制御信号が供給されることで、２つの
アナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の内のいずれか一
方がオン状態になり、他方がオフ状態になり、そのオン
状態とオフ状態になるスイッチが、スイッチング制御信
号により選択されることになる。
【００１８】２つのアナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ
１の内の一方のアナログスイッチ素子ＳＷ０の入力部
は、電池Ｂの負極側（即ち接地電位部）に接続し、他方
のアナログスイッチ素子ＳＷ１の入力部は、電池Ｂの正
極側（即ち電源電圧部）に接続する。そして、両アナロ
グスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の出力部を共通に接続
し、その接続点を抵抗器Ｒ３を介してスイッチング素子
であるＰチャンネル電界効果トランジスタＱ１のゲート
に接続する。また、スイッチングトランジスタＱ１のソ
ースとゲートとの間を、抵抗器Ｒ２により接続する。
１の内の一方のアナログスイッチ素子ＳＷ０の入力部
は、電池Ｂの負極側（即ち接地電位部）に接続し、他方
のアナログスイッチ素子ＳＷ１の入力部は、電池Ｂの正
極側（即ち電源電圧部）に接続する。そして、両アナロ
グスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の出力部を共通に接続
し、その接続点を抵抗器Ｒ３を介してスイッチング素子
であるＰチャンネル電界効果トランジスタＱ１のゲート
に接続する。また、スイッチングトランジスタＱ１のソ
ースとゲートとの間を、抵抗器Ｒ２により接続する。
【００１９】スイッチングトランジスタＱ１のドレイン
は、コイルＬ１を介して正極側の出力端子３ａに接続す
る。負極側の出力端子３ｂは、電池Ｂの負極側に直接接
続する。そして、トランジスタＱ１のドレインと負極側
の出力端子３ｂとの間に、ダイオードＤ１を接続し、コ
イルＬ１と出力端子３ａとの接続点と電池Ｂの負極側と
の間に、コンデンサＣ２を接続する。また、正極側の出
力端子３ａと負極側の出力端子３ｂとの間に、抵抗器Ｒ
４，Ｒ５の直列回路を接続する。この抵抗器Ｒ４，Ｒ５
の直列回路は、出力端子３ａ，３ｂ間に得られる出力電
圧ＶOUT を、抵抗器Ｒ４，Ｒ５の抵抗値で決まる所定の
比率で分圧して、帰還制御電圧ＶNFを生成させる回路で
あり、この帰還制御電圧ＶNFをスイッチング制御回路１
の制御入力部に供給する。
は、コイルＬ１を介して正極側の出力端子３ａに接続す
る。負極側の出力端子３ｂは、電池Ｂの負極側に直接接
続する。そして、トランジスタＱ１のドレインと負極側
の出力端子３ｂとの間に、ダイオードＤ１を接続し、コ
イルＬ１と出力端子３ａとの接続点と電池Ｂの負極側と
の間に、コンデンサＣ２を接続する。また、正極側の出
力端子３ａと負極側の出力端子３ｂとの間に、抵抗器Ｒ
４，Ｒ５の直列回路を接続する。この抵抗器Ｒ４，Ｒ５
の直列回路は、出力端子３ａ，３ｂ間に得られる出力電
圧ＶOUT を、抵抗器Ｒ４，Ｒ５の抵抗値で決まる所定の
比率で分圧して、帰還制御電圧ＶNFを生成させる回路で
あり、この帰還制御電圧ＶNFをスイッチング制御回路１
の制御入力部に供給する。
【００２０】そして、出力端子３ａ，３ｂの間に、負荷
装置を構成する負荷抵抗ＲL が接続されて、スイッチン
グ電源回路の出力電圧ＶOUT がこの負荷装置に供給され
る。
装置を構成する負荷抵抗ＲL が接続されて、スイッチン
グ電源回路の出力電圧ＶOUT がこの負荷装置に供給され
る。
【００２１】図２は、本例のスイッチング電源回路のア
ナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の制御状態を具体的
に示す図で、スイッチング制御回路１が出力するスイッ
チング制御信号により、アナログスイッチ素子ＳＷ０及
びＳＷ１の切り替えが連動して制御される（図２ではイ
ンバータロジック回路５は省略してある）。アナログス
イッチ素子ＳＷ１を構成する可動接点１１ｍを、このス
イッチの固定接点１１ａに接続させて、電源電圧Ｖ
IN（電池Ｂの出力電圧）をトランジスタＱ１のゲート側
に供給させたとき、スイッチングトランジスタＱ１がオ
ン状態となる。このとき、アナログスイッチ素子ＳＷ０
を構成する可動接点１２ｍは、このスイッチの固定接点
１２ａには接続されない。
ナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の制御状態を具体的
に示す図で、スイッチング制御回路１が出力するスイッ
チング制御信号により、アナログスイッチ素子ＳＷ０及
びＳＷ１の切り替えが連動して制御される（図２ではイ
ンバータロジック回路５は省略してある）。アナログス
イッチ素子ＳＷ１を構成する可動接点１１ｍを、このス
イッチの固定接点１１ａに接続させて、電源電圧Ｖ
IN（電池Ｂの出力電圧）をトランジスタＱ１のゲート側
に供給させたとき、スイッチングトランジスタＱ１がオ
ン状態となる。このとき、アナログスイッチ素子ＳＷ０
を構成する可動接点１２ｍは、このスイッチの固定接点
１２ａには接続されない。
【００２２】そして、アナログスイッチ素子ＳＷ１を構
成する可動接点１１ｍを、このスイッチの固定接点１１
ａと接続させない状態としたとき、アナログスイッチ素
子ＳＷ０を構成する可動接点１２ｍは、このスイッチの
固定接点１２ａと接続され、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のゲート側が接地電位（０Ｖ）となって、スイッチ
ングトランジスタＱ１がオフ状態になる。
成する可動接点１１ｍを、このスイッチの固定接点１１
ａと接続させない状態としたとき、アナログスイッチ素
子ＳＷ０を構成する可動接点１２ｍは、このスイッチの
固定接点１２ａと接続され、スイッチングトランジスタ
Ｑ１のゲート側が接地電位（０Ｖ）となって、スイッチ
ングトランジスタＱ１がオフ状態になる。
【００２３】このような構成でスイッチングトランジス
タＱ１のゲート側に供給される信号の状態を図３に示す
と、集積回路であるスイッチング制御回路１が出力する
スイッチング制御信号（図１のＡ点の信号）の波形は、
図３のＡに示すようにノイズ成分が重畳されたパルス信
号であり、ハイレベルのときの信号としては、電源電圧
ＶINよりも若干低いレベルで微妙に変動する信号であ
り、ローレベルのときの信号としては、接地電位（０
Ｖ）よりも若干高いレベルで微妙に変動する信号であ
る。そして、このスイッチング制御信号がインバータロ
ジック回路５に供給されて、アナログスイッチ素子ＳＷ
０，ＳＷ１が制御されることで、両アナログスイッチ素
子ＳＷ０，ＳＷ１の接続点に得られる信号（図１のＢ点
の信号）の波形は、図３のＢに示すように、電源電圧Ｖ
INがハイレベルとなり、接地電位（０Ｖ）がローレベル
となる良好なパルス信号となる。図３に示す例では、ス
イッチング制御信号が立ち上がる際に所定のレベルth１
を越えたとき、図３のＢに示す出力パルス信号がハイレ
ベルになり、スイッチング制御信号が立ち下がる際に所
定のレベルth２より下がったとき、図３のＢに示す出力
パルス信号がローレベルになる状態に設定してある。
タＱ１のゲート側に供給される信号の状態を図３に示す
と、集積回路であるスイッチング制御回路１が出力する
スイッチング制御信号（図１のＡ点の信号）の波形は、
図３のＡに示すようにノイズ成分が重畳されたパルス信
号であり、ハイレベルのときの信号としては、電源電圧
ＶINよりも若干低いレベルで微妙に変動する信号であ
り、ローレベルのときの信号としては、接地電位（０
Ｖ）よりも若干高いレベルで微妙に変動する信号であ
る。そして、このスイッチング制御信号がインバータロ
ジック回路５に供給されて、アナログスイッチ素子ＳＷ
０，ＳＷ１が制御されることで、両アナログスイッチ素
子ＳＷ０，ＳＷ１の接続点に得られる信号（図１のＢ点
の信号）の波形は、図３のＢに示すように、電源電圧Ｖ
INがハイレベルとなり、接地電位（０Ｖ）がローレベル
となる良好なパルス信号となる。図３に示す例では、ス
イッチング制御信号が立ち上がる際に所定のレベルth１
を越えたとき、図３のＢに示す出力パルス信号がハイレ
ベルになり、スイッチング制御信号が立ち下がる際に所
定のレベルth２より下がったとき、図３のＢに示す出力
パルス信号がローレベルになる状態に設定してある。
【００２４】この両アナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ
１の接続点に得られる良好なパルス信号が、スイッチン
グトランジスタＱ１のゲートに供給されることで、この
スイッチングトランジスタＱ１のオン・オフ制御が、こ
のパルス信号の状態（ハイレベル又はローレベル）によ
り適正に制御される。即ち、従来のスイッチング電源回
路の場合には、図３のＡに示すスイッチング制御信号
が、直接的に（或いは反転されて）スイッチング素子の
制御端子に供給されて、オン・オフ制御が行われていた
が、このような場合にはスイッチング制御信号に重畳さ
れたノイズ成分の影響などで、オン・オフ制御がスイッ
チング制御回路１で設定したとおりに行われるとは限ら
ず、変換効率を悪化させる要因になっていた。これに対
して本例の場合には、電源電圧と接地電位とによるパル
ス信号によりスイッチング素子のオン・オフ制御が行わ
れることになり、このパルス信号の状態に正確に追随し
たオン・オフ状態となり、スイッチング制御回路１で設
定したとおりに高速スイッチング制御が行われ、電源の
変換効率を向上させることができる。特に電源電圧が低
電圧である場合に大きな効果がある。例えば、本例のス
イッチング電源回路で電池Ｂの電圧（電源電圧）をある
電圧値とした場合に、従来のスイッチング電源回路に比
べて約１５％程度変換効率を向上させることができる。
１の接続点に得られる良好なパルス信号が、スイッチン
グトランジスタＱ１のゲートに供給されることで、この
スイッチングトランジスタＱ１のオン・オフ制御が、こ
のパルス信号の状態（ハイレベル又はローレベル）によ
り適正に制御される。即ち、従来のスイッチング電源回
路の場合には、図３のＡに示すスイッチング制御信号
が、直接的に（或いは反転されて）スイッチング素子の
制御端子に供給されて、オン・オフ制御が行われていた
が、このような場合にはスイッチング制御信号に重畳さ
れたノイズ成分の影響などで、オン・オフ制御がスイッ
チング制御回路１で設定したとおりに行われるとは限ら
ず、変換効率を悪化させる要因になっていた。これに対
して本例の場合には、電源電圧と接地電位とによるパル
ス信号によりスイッチング素子のオン・オフ制御が行わ
れることになり、このパルス信号の状態に正確に追随し
たオン・オフ状態となり、スイッチング制御回路１で設
定したとおりに高速スイッチング制御が行われ、電源の
変換効率を向上させることができる。特に電源電圧が低
電圧である場合に大きな効果がある。例えば、本例のス
イッチング電源回路で電池Ｂの電圧（電源電圧）をある
電圧値とした場合に、従来のスイッチング電源回路に比
べて約１５％程度変換効率を向上させることができる。
【００２５】また、図３のＡ，Ｂの波形の比較から判る
ように、スイッチング制御信号を直接スイッチング素子
に供給する場合に比べて、高い電圧のパルス信号がスイ
ッチング素子に供給されることになるので、それだけ電
源電圧を低電圧化することが可能になる。
ように、スイッチング制御信号を直接スイッチング素子
に供給する場合に比べて、高い電圧のパルス信号がスイ
ッチング素子に供給されることになるので、それだけ電
源電圧を低電圧化することが可能になる。
【００２６】さらに、スイッチング素子を駆動するパル
ス信号波形が、図３のＢに示すように乱れのない良好な
波形であるので、ノイズ成分が重畳された乱れた波形の
パルス信号でスイッチング素子を駆動させる場合に比
べ、スイッチング電源回路から出射される不要輻射を軽
減することができる。
ス信号波形が、図３のＢに示すように乱れのない良好な
波形であるので、ノイズ成分が重畳された乱れた波形の
パルス信号でスイッチング素子を駆動させる場合に比
べ、スイッチング電源回路から出射される不要輻射を軽
減することができる。
【００２７】次に、本発明の第２の実施の形態を、図４
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００２８】本例においては、フライバック型のスイッ
チング電源回路のスイッチング素子のドライブに適用し
たものであり、図４は本例の回路構成を示す図である。
以下その構成を説明すると、所定の電圧ＶINの電池Ｂを
入力電源としてあり、電池Ｂの正極と負極との間には、
コンデンサＣ１が接続してある。そして、電池Ｂの正極
側を、変圧器Ｔ１の１次コイルの一端に接続し、この１
次コイルの他端をスイッチング素子であるＮチャンネル
電界効果トランジスタＱ２のドレイン・ソース間に接続
し、このスイッチングトランジスタＱ２のソースを、電
池Ｂの負極側に接続する。このスイッチングトランジス
タＱ２のオン・オフを制御するスイッチング制御信号
は、スイッチング制御回路１で生成させる。このスイッ
チング制御回路１は、電池Ｂから供給される電源で作動
する集積回路で、後述する帰還制御電圧ＶNFが供給され
て、この帰還制御電圧ＶNFにより適正な出力電圧を得る
ためのスイッチング制御信号が生成される構成としてあ
る。スイッチング制御信号としては、例えばデューティ
による変調波又はＰＷＭ（パルス幅変調）波として波形
制御された信号である。
チング電源回路のスイッチング素子のドライブに適用し
たものであり、図４は本例の回路構成を示す図である。
以下その構成を説明すると、所定の電圧ＶINの電池Ｂを
入力電源としてあり、電池Ｂの正極と負極との間には、
コンデンサＣ１が接続してある。そして、電池Ｂの正極
側を、変圧器Ｔ１の１次コイルの一端に接続し、この１
次コイルの他端をスイッチング素子であるＮチャンネル
電界効果トランジスタＱ２のドレイン・ソース間に接続
し、このスイッチングトランジスタＱ２のソースを、電
池Ｂの負極側に接続する。このスイッチングトランジス
タＱ２のオン・オフを制御するスイッチング制御信号
は、スイッチング制御回路１で生成させる。このスイッ
チング制御回路１は、電池Ｂから供給される電源で作動
する集積回路で、後述する帰還制御電圧ＶNFが供給され
て、この帰還制御電圧ＶNFにより適正な出力電圧を得る
ためのスイッチング制御信号が生成される構成としてあ
る。スイッチング制御信号としては、例えばデューティ
による変調波又はＰＷＭ（パルス幅変調）波として波形
制御された信号である。
【００２９】スイッチング制御回路１のスイッチング制
御信号出力部は、インバータロジック回路５の入力部に
接続し、このスイッチング制御回路１とインバータロジ
ック回路５の接続点を、抵抗器Ｒ１を介して電池Ｂの正
極側と接続する。ここで、インバータロジック回路５
は、２つの出力部を有する論理回路であり、スイッチン
グ制御回路１から供給されるスイッチング制御信号がハ
イレベル信号“Ｈ”であるとき、一方の出力部からハイ
レベル信号“Ｈ”を出力し、他方の出力部からローレベ
ル信号“Ｌ”を出力する。また、スイッチング制御信号
がローレベル信号“Ｌ”であるとき、一方の出力部から
ローレベル信号“Ｌ”を出力し、他方の出力部からハイ
レベル信号“Ｈ”を出力する。
御信号出力部は、インバータロジック回路５の入力部に
接続し、このスイッチング制御回路１とインバータロジ
ック回路５の接続点を、抵抗器Ｒ１を介して電池Ｂの正
極側と接続する。ここで、インバータロジック回路５
は、２つの出力部を有する論理回路であり、スイッチン
グ制御回路１から供給されるスイッチング制御信号がハ
イレベル信号“Ｈ”であるとき、一方の出力部からハイ
レベル信号“Ｈ”を出力し、他方の出力部からローレベ
ル信号“Ｌ”を出力する。また、スイッチング制御信号
がローレベル信号“Ｌ”であるとき、一方の出力部から
ローレベル信号“Ｌ”を出力し、他方の出力部からハイ
レベル信号“Ｈ”を出力する。
【００３０】インバータロジック回路５の２つの出力部
から出力される信号は、２つのアナログスイッチ素子Ｓ
Ｗ０，ＳＷ１の制御入力部に供給する。このアナログス
イッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１は、抵抗値などを変化させる
ことで、ハイインピーダンス状態とローインピーダンス
状態を相互に選択するスイッチで、トランジスタによる
スイッチのように中間点を選択することがないスイッチ
素子である。
から出力される信号は、２つのアナログスイッチ素子Ｓ
Ｗ０，ＳＷ１の制御入力部に供給する。このアナログス
イッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１は、抵抗値などを変化させる
ことで、ハイインピーダンス状態とローインピーダンス
状態を相互に選択するスイッチで、トランジスタによる
スイッチのように中間点を選択することがないスイッチ
素子である。
【００３１】それぞれのアナログスイッチ素子ＳＷ０，
ＳＷ１は、制御入力部に例えばハイレベル信号“Ｈ”が
供給されるときオン状態（ローインピーダンス状態）と
なり、入力部に得られる信号をそのまま出力部に導通さ
せ、制御入力部にローレベル信号“Ｌ”が供給されると
きオフ状態（ハイインピーダンス状態）となり、入力部
に得られる信号の導通が阻止されるスイッチ手段であ
る。ここで、上述したインバータロジック回路５を経由
してスイッチング制御信号が供給されることで、２つの
アナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の内のいずれか一
方がオン状態になり、他方がオフ状態になり、そのオン
状態とオフ状態になるスイッチが、スイッチング制御信
号により選択されることになる。
ＳＷ１は、制御入力部に例えばハイレベル信号“Ｈ”が
供給されるときオン状態（ローインピーダンス状態）と
なり、入力部に得られる信号をそのまま出力部に導通さ
せ、制御入力部にローレベル信号“Ｌ”が供給されると
きオフ状態（ハイインピーダンス状態）となり、入力部
に得られる信号の導通が阻止されるスイッチ手段であ
る。ここで、上述したインバータロジック回路５を経由
してスイッチング制御信号が供給されることで、２つの
アナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の内のいずれか一
方がオン状態になり、他方がオフ状態になり、そのオン
状態とオフ状態になるスイッチが、スイッチング制御信
号により選択されることになる。
【００３２】本例では、２つのアナログスイッチ素子Ｓ
Ｗ０，ＳＷ１の内の一方のアナログスイッチ素子ＳＷ０
の入力部は、電池Ｂの正極側（即ち電源電圧部）に接続
し、他方のアナログスイッチ素子ＳＷ１の入力部は、電
池Ｂの負極側（即ち接地電位部）に接続する。そして、
両アナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の出力部を共通
に接続し、その接続点をコンデンサＣ３を介してスイッ
チング素子であるＮチャンネル電界効果トランジスタＱ
２のゲートに接続する。また、スイッチングトランジス
タＱ２のソースとゲートとの間に、ダイオードＤ３と抵
抗器Ｒ６の並列回路を接続する。
Ｗ０，ＳＷ１の内の一方のアナログスイッチ素子ＳＷ０
の入力部は、電池Ｂの正極側（即ち電源電圧部）に接続
し、他方のアナログスイッチ素子ＳＷ１の入力部は、電
池Ｂの負極側（即ち接地電位部）に接続する。そして、
両アナログスイッチ素子ＳＷ０，ＳＷ１の出力部を共通
に接続し、その接続点をコンデンサＣ３を介してスイッ
チング素子であるＮチャンネル電界効果トランジスタＱ
２のゲートに接続する。また、スイッチングトランジス
タＱ２のソースとゲートとの間に、ダイオードＤ３と抵
抗器Ｒ６の並列回路を接続する。
【００３３】変圧器Ｔ１の２次コイルの一端は、ダイオ
ードＤ２を介して正極側の出力端子３ａに接続し、２次
コイルの他端は、負極側の出力端子３ｂに接続する。ま
た、この例では２次コイルの他端側と電池Ｂの負極側と
を接続する。そして、ダイオードＤ２と出力端子３ａと
の接続点と２次コイルの他端との間に、コンデンサＣ２
を接続する。また、正極側の出力端子３ａと負極側の出
力端子３ｂとの間に、抵抗器Ｒ４，Ｒ５の直列回路を接
続する。この抵抗器Ｒ４，Ｒ５の直列回路は、出力端子
３ａ，３ｂ間に得られる出力電圧ＶOUT を、抵抗器Ｒ
４，Ｒ５の抵抗値で決まる所定の比率で分圧して、帰還
制御電圧ＶNFを生成させる回路であり、この帰還制御電
圧ＶNFをスイッチング制御回路１の制御入力部に供給す
る。
ードＤ２を介して正極側の出力端子３ａに接続し、２次
コイルの他端は、負極側の出力端子３ｂに接続する。ま
た、この例では２次コイルの他端側と電池Ｂの負極側と
を接続する。そして、ダイオードＤ２と出力端子３ａと
の接続点と２次コイルの他端との間に、コンデンサＣ２
を接続する。また、正極側の出力端子３ａと負極側の出
力端子３ｂとの間に、抵抗器Ｒ４，Ｒ５の直列回路を接
続する。この抵抗器Ｒ４，Ｒ５の直列回路は、出力端子
３ａ，３ｂ間に得られる出力電圧ＶOUT を、抵抗器Ｒ
４，Ｒ５の抵抗値で決まる所定の比率で分圧して、帰還
制御電圧ＶNFを生成させる回路であり、この帰還制御電
圧ＶNFをスイッチング制御回路１の制御入力部に供給す
る。
【００３４】そして、出力端子３ａ，３ｂの間に、負荷
装置を構成する負荷抵抗ＲL が接続されて、スイッチン
グ電源回路の出力電圧ＶOUT がこの負荷装置に供給され
る。
装置を構成する負荷抵抗ＲL が接続されて、スイッチン
グ電源回路の出力電圧ＶOUT がこの負荷装置に供給され
る。
【００３５】このように構成されることで、スイッチン
グトランジスタＱ２の制御が、スイッチング制御回路１
が出力するスイッチング制御信号に基づいて、２つのア
ナログスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ０による選択で電源電
圧と接地電位とにより生成されたパルス信号により行わ
れ、上述した第１の実施の形態で説明したダイオードポ
ンプ型のスイッチング電源回路と同様に、スイッチング
トランジスタの良好な高速スイッチング制御が行われ
る。即ち、スイッチング制御回路１が出力するスイッチ
ング制御信号が、第１の実施の形態で説明した図３のＡ
に示す波形であるとき、スイッチングトランジスタＱ２
のゲート側に供給されるドライブ信号としては、図３の
Ｂに示す波形のハイレベルとローレベルが反転したパル
ス信号であり、スイッチングトランジスタの適正な高速
スイッチング制御ができる。従って、第１の実施の形態
の場合と同様の変換効率の改善や、電源電圧の低電圧
化，不要輻射を軽減を図ることができる。
グトランジスタＱ２の制御が、スイッチング制御回路１
が出力するスイッチング制御信号に基づいて、２つのア
ナログスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ０による選択で電源電
圧と接地電位とにより生成されたパルス信号により行わ
れ、上述した第１の実施の形態で説明したダイオードポ
ンプ型のスイッチング電源回路と同様に、スイッチング
トランジスタの良好な高速スイッチング制御が行われ
る。即ち、スイッチング制御回路１が出力するスイッチ
ング制御信号が、第１の実施の形態で説明した図３のＡ
に示す波形であるとき、スイッチングトランジスタＱ２
のゲート側に供給されるドライブ信号としては、図３の
Ｂに示す波形のハイレベルとローレベルが反転したパル
ス信号であり、スイッチングトランジスタの適正な高速
スイッチング制御ができる。従って、第１の実施の形態
の場合と同様の変換効率の改善や、電源電圧の低電圧
化，不要輻射を軽減を図ることができる。
【００３６】なお、ここまで説明した第１，第２の実施
の形態で示したスイッチング電源回路では、スイッチン
グ素子として電界効果トランジスタを使用したが、その
他のスイッチング素子を使用したスイッチング電源回路
にも本発明を適用できることは勿論である。また、電源
回路の回路構成についても、第１，第２の実施の形態で
示した図１，図４は、それぞれのダイオードポンプ型と
フライバック型の一例を示したものであり、その他の回
路構成のスイッチング電源回路のスイッチング素子のド
ライブにも適用できるものである。例えば第１，第２の
実施の形態で示した電源回路では、直流の入力電源の電
圧を変換するいわゆるＤＣ−ＤＣコンバータとしての電
源回路としてあるが、交流の入力電源を所定電圧の直流
電源とするＡＣ−ＤＣコンバータとしての電源回路が備
えるスイッチング素子のドライブを、上述した実施の形
態で示した構成と同様の構成で行うようにしても良い。
の形態で示したスイッチング電源回路では、スイッチン
グ素子として電界効果トランジスタを使用したが、その
他のスイッチング素子を使用したスイッチング電源回路
にも本発明を適用できることは勿論である。また、電源
回路の回路構成についても、第１，第２の実施の形態で
示した図１，図４は、それぞれのダイオードポンプ型と
フライバック型の一例を示したものであり、その他の回
路構成のスイッチング電源回路のスイッチング素子のド
ライブにも適用できるものである。例えば第１，第２の
実施の形態で示した電源回路では、直流の入力電源の電
圧を変換するいわゆるＤＣ−ＤＣコンバータとしての電
源回路としてあるが、交流の入力電源を所定電圧の直流
電源とするＡＣ−ＤＣコンバータとしての電源回路が備
えるスイッチング素子のドライブを、上述した実施の形
態で示した構成と同様の構成で行うようにしても良い。
【００３７】次に、本発明の第３の実施の形態を、図５
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００３８】本例においては、赤外線信号を送信させる
装置（例えばリモートコントロール装置など）が備える
スイッチング素子の制御に適用したもので、図５は本例
の回路構成を示す図である。以下その構成を説明する
と、所定の電圧ＶINの電池Ｂを入力電源としてあり、電
池Ｂの正極と負極との間には、コンデンサＣ１１が接続
してある。そして、電池Ｂの正極側を、スイッチング素
子であるＰチャンネル電界効果トランジスタＱ１１のソ
ース・ドレイン間に接続し、このスイッチングトランジ
スタＱ１１のスイッチングを制御するスイッチング制御
信号を、伝送信号発生回路２１で生成させる。この伝送
信号発生回路２１は、電池Ｂから供給される電源で作動
する集積回路で、ここではキー２２の操作情報などに基
づいて、対応したパルス状の伝送信号が生成される構成
としてある。
装置（例えばリモートコントロール装置など）が備える
スイッチング素子の制御に適用したもので、図５は本例
の回路構成を示す図である。以下その構成を説明する
と、所定の電圧ＶINの電池Ｂを入力電源としてあり、電
池Ｂの正極と負極との間には、コンデンサＣ１１が接続
してある。そして、電池Ｂの正極側を、スイッチング素
子であるＰチャンネル電界効果トランジスタＱ１１のソ
ース・ドレイン間に接続し、このスイッチングトランジ
スタＱ１１のスイッチングを制御するスイッチング制御
信号を、伝送信号発生回路２１で生成させる。この伝送
信号発生回路２１は、電池Ｂから供給される電源で作動
する集積回路で、ここではキー２２の操作情報などに基
づいて、対応したパルス状の伝送信号が生成される構成
としてある。
【００３９】伝送信号発生回路２１の伝送信号出力部
は、インバータロジック回路２３の入力部に接続し、こ
の伝送信号発生回路２１とインバータロジック回路２３
の接続点を、抵抗器Ｒ１１を介して電池Ｂの正極側と接
続する。ここで、インバータロジック回路２３は、２つ
の出力部を有する論理回路であり、伝送信号発生回路２
１から供給される伝送信号がハイレベル信号“Ｈ”であ
るとき、一方の出力部からハイレベル信号“Ｈ”を出力
し、他方の出力部からローレベル信号“Ｌ”を出力す
る。また、伝送信号がローレベル信号“Ｌ”であると
き、一方の出力部からローレベル信号“Ｌ”を出力し、
他方の出力部からハイレベル信号“Ｈ”を出力する。
は、インバータロジック回路２３の入力部に接続し、こ
の伝送信号発生回路２１とインバータロジック回路２３
の接続点を、抵抗器Ｒ１１を介して電池Ｂの正極側と接
続する。ここで、インバータロジック回路２３は、２つ
の出力部を有する論理回路であり、伝送信号発生回路２
１から供給される伝送信号がハイレベル信号“Ｈ”であ
るとき、一方の出力部からハイレベル信号“Ｈ”を出力
し、他方の出力部からローレベル信号“Ｌ”を出力す
る。また、伝送信号がローレベル信号“Ｌ”であると
き、一方の出力部からローレベル信号“Ｌ”を出力し、
他方の出力部からハイレベル信号“Ｈ”を出力する。
【００４０】インバータロジック回路２３の２つの出力
部から出力される信号は、２つのアナログスイッチ素子
ＳＷ１０，ＳＷ１１の制御入力部に供給する。このアナ
ログスイッチ素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は、抵抗値などを
変化させることで、ハイインピーダンス状態とローイン
ピーダンス状態を相互に選択するスイッチで、トランジ
スタによるスイッチのように中間点を選択することがな
いスイッチ素子である。
部から出力される信号は、２つのアナログスイッチ素子
ＳＷ１０，ＳＷ１１の制御入力部に供給する。このアナ
ログスイッチ素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は、抵抗値などを
変化させることで、ハイインピーダンス状態とローイン
ピーダンス状態を相互に選択するスイッチで、トランジ
スタによるスイッチのように中間点を選択することがな
いスイッチ素子である。
【００４１】それぞれのアナログスイッチ素子ＳＷ１
０，ＳＷ１１は、制御入力部に例えばハイレベル信号
“Ｈ”が供給されるときオン状態（ローインピーダンス
状態）となり、入力部に得られる信号をそのまま出力部
に導通させ、制御入力部にローレベル信号“Ｌ”が供給
されるときオフ状態（ハイインピーダンス状態）とな
り、入力部に得られる信号の導通が阻止されるスイッチ
手段である。ここで、上述したインバータロジック回路
２３を経由して伝送信号が供給されることで、２つのア
ナログスイッチ素子ＳＷ１０，ＳＷ１１の内のいずれか
一方がオン状態になり、他方がオフ状態になり、そのオ
ン状態とオフ状態になるスイッチが、伝送信号により選
択されることになる。
０，ＳＷ１１は、制御入力部に例えばハイレベル信号
“Ｈ”が供給されるときオン状態（ローインピーダンス
状態）となり、入力部に得られる信号をそのまま出力部
に導通させ、制御入力部にローレベル信号“Ｌ”が供給
されるときオフ状態（ハイインピーダンス状態）とな
り、入力部に得られる信号の導通が阻止されるスイッチ
手段である。ここで、上述したインバータロジック回路
２３を経由して伝送信号が供給されることで、２つのア
ナログスイッチ素子ＳＷ１０，ＳＷ１１の内のいずれか
一方がオン状態になり、他方がオフ状態になり、そのオ
ン状態とオフ状態になるスイッチが、伝送信号により選
択されることになる。
【００４２】２つのアナログスイッチ素子ＳＷ１０，Ｓ
Ｗ１１の内の一方のアナログスイッチ素子ＳＷ１０の入
力部は、電池Ｂの負極側（即ち接地電位部）に接続し、
他方のアナログスイッチ素子ＳＷ１１の入力部は、電池
Ｂの正極側（即ち電源電圧部）に接続する。そして、両
アナログスイッチ素子ＳＷ１０，ＳＷ１１の出力部を共
通に接続し、その接続点を抵抗器Ｒ１３を介してスイッ
チング素子であるＰチャンネル電界効果トランジスタＱ
１１のゲートに接続する。また、スイッチングトランジ
スタＱ１１のソースとゲートとの間を、抵抗器Ｒ１２に
より接続する。
Ｗ１１の内の一方のアナログスイッチ素子ＳＷ１０の入
力部は、電池Ｂの負極側（即ち接地電位部）に接続し、
他方のアナログスイッチ素子ＳＷ１１の入力部は、電池
Ｂの正極側（即ち電源電圧部）に接続する。そして、両
アナログスイッチ素子ＳＷ１０，ＳＷ１１の出力部を共
通に接続し、その接続点を抵抗器Ｒ１３を介してスイッ
チング素子であるＰチャンネル電界効果トランジスタＱ
１１のゲートに接続する。また、スイッチングトランジ
スタＱ１１のソースとゲートとの間を、抵抗器Ｒ１２に
より接続する。
【００４３】そして、スイッチングトランジスタＱ１１
のドレインを、抵抗器Ｒ１４を介して赤外発光ダイオー
ドＤ１１のアノードに接続し、この発光ダイオードＤ１
１のカソードを電池Ｂの負極側に接続する。
のドレインを、抵抗器Ｒ１４を介して赤外発光ダイオー
ドＤ１１のアノードに接続し、この発光ダイオードＤ１
１のカソードを電池Ｂの負極側に接続する。
【００４４】このように構成される回路によると、赤外
発光ダイオードＤ１１からの赤外線信号の発光がスイッ
チングトランジスタＱ１１のオン・オフにより制御さ
れ、スイッチングトランジスタＱ１１のゲートに供給さ
れるドライブ信号波形に対応したパルス状の赤外線信号
を発光させることができる。ここで、スイッチングトラ
ンジスタＱ１１のゲートに供給されるドライブ信号は、
いずれか一方が常時オン状態になるアナログスイッチ素
子ＳＷ１０，ＳＷ１１で選択された、ハイレベル時に電
源電圧になりローレベル時に接地電位になる良好なパル
ス信号であり、赤外発光ダイオードＤ１１からの赤外線
信号のパルス状の発光が、伝送信号発生回路２１から出
力される伝送信号の状態に基づいて高速に応答した発光
状態となり、良好な赤外線信号の送信ができる。従っ
て、赤外線信号の発光特性を良好にすることができると
共に、電源電源ＶINをスイッチングトランジスタＱ１１
を駆動できる最低限の電圧にすることができ、電源電圧
の低電圧化を図ることができる。
発光ダイオードＤ１１からの赤外線信号の発光がスイッ
チングトランジスタＱ１１のオン・オフにより制御さ
れ、スイッチングトランジスタＱ１１のゲートに供給さ
れるドライブ信号波形に対応したパルス状の赤外線信号
を発光させることができる。ここで、スイッチングトラ
ンジスタＱ１１のゲートに供給されるドライブ信号は、
いずれか一方が常時オン状態になるアナログスイッチ素
子ＳＷ１０，ＳＷ１１で選択された、ハイレベル時に電
源電圧になりローレベル時に接地電位になる良好なパル
ス信号であり、赤外発光ダイオードＤ１１からの赤外線
信号のパルス状の発光が、伝送信号発生回路２１から出
力される伝送信号の状態に基づいて高速に応答した発光
状態となり、良好な赤外線信号の送信ができる。従っ
て、赤外線信号の発光特性を良好にすることができると
共に、電源電源ＶINをスイッチングトランジスタＱ１１
を駆動できる最低限の電圧にすることができ、電源電圧
の低電圧化を図ることができる。
【００４５】なおこの例では、キー操作に基づいて伝送
信号が生成されるリモートコントロール装置などに適用
される回路としたが、伝送信号発生回路２１で、入力し
た映像データ，音声データなどの各種デジタルデータに
基づいてパルス状の伝送信号を生成させて、その伝送信
号により２つのアナログスイッチ素子ＳＷ１０，ＳＷ１
１を制御して、そのアナログスイッチ素子ＳＷ１０，Ｓ
Ｗ１１で選択された信号でスイッチングトランジスタＱ
１１をドライブすることで、映像データや音声データな
どの各種デジタルデータを赤外線信号として送信させる
送信回路にも適用できる。また、その他の同様なスイッ
チング素子のドライブ回路にも適用できる。即ち、信号
の低インピーダンス出力を高速スイッチングするスイッ
チング素子（電界効果トランジスタ以外のスイッチング
素子でも良い）であれば、各種スイッチング素子のドラ
イブ回路に本発明を適用できる。
信号が生成されるリモートコントロール装置などに適用
される回路としたが、伝送信号発生回路２１で、入力し
た映像データ，音声データなどの各種デジタルデータに
基づいてパルス状の伝送信号を生成させて、その伝送信
号により２つのアナログスイッチ素子ＳＷ１０，ＳＷ１
１を制御して、そのアナログスイッチ素子ＳＷ１０，Ｓ
Ｗ１１で選択された信号でスイッチングトランジスタＱ
１１をドライブすることで、映像データや音声データな
どの各種デジタルデータを赤外線信号として送信させる
送信回路にも適用できる。また、その他の同様なスイッ
チング素子のドライブ回路にも適用できる。即ち、信号
の低インピーダンス出力を高速スイッチングするスイッ
チング素子（電界効果トランジスタ以外のスイッチング
素子でも良い）であれば、各種スイッチング素子のドラ
イブ回路に本発明を適用できる。
【００４６】
【発明の効果】請求項１に記載した発明によると、スイ
ッチング素子に供給されるドライブ信号が、回路電源電
圧と接地電圧とで生成されるパルス信号になり、入力電
源電圧を生かした良好なドライブ信号がスイッチング素
子に供給されてスイッチング制御され、スイッチング素
子を低電圧で駆動した場合の動作特性や効率を改善する
ことができる。また、動作特性が改善されることで、入
力電源電圧をより低圧化することが可能になる。さら
に、ドライブ信号波形が乱れのない波形になることで、
ドライブ回路が発する不要輻射を軽減させることができ
る。
ッチング素子に供給されるドライブ信号が、回路電源電
圧と接地電圧とで生成されるパルス信号になり、入力電
源電圧を生かした良好なドライブ信号がスイッチング素
子に供給されてスイッチング制御され、スイッチング素
子を低電圧で駆動した場合の動作特性や効率を改善する
ことができる。また、動作特性が改善されることで、入
力電源電圧をより低圧化することが可能になる。さら
に、ドライブ信号波形が乱れのない波形になることで、
ドライブ回路が発する不要輻射を軽減させることができ
る。
【００４７】請求項２に記載した発明によると、請求項
１に記載した発明の処理を、スイッチング電源回路が備
えるスイッチング素子のドライブに適用することで、ス
イッチング電源回路の変換効率を改善することができ
る。
１に記載した発明の処理を、スイッチング電源回路が備
えるスイッチング素子のドライブに適用することで、ス
イッチング電源回路の変換効率を改善することができ
る。
【００４８】請求項３に記載した発明によると、請求項
１に記載した発明の処理を、信号の低インピーダンス出
力を高速スイッチングするスイッチング素子のドライブ
に適用することで、スイッチング素子によりスイッチン
グされる信号の特性を良好にすることができる。
１に記載した発明の処理を、信号の低インピーダンス出
力を高速スイッチングするスイッチング素子のドライブ
に適用することで、スイッチング素子によりスイッチン
グされる信号の特性を良好にすることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態による構成を示す回
路図である。
路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態によるスイッチ部の
詳細を示す回路図である。
詳細を示す回路図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態によるドライブ波形
を示す波形図である。
を示す波形図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態による構成を示す回
路図である。
路図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態による構成を示す回
路図である。
路図である。
【図６】従来のスイッチング電源の構成例を示す回路図
である。
である。
１…スイッチング制御回路、３ａ，３ｂ…出力端子、
５，２３…インバータロジック回路、２１…伝送信号発
生回路、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１…電界効果トランジスタ
（スイッチング素子）、ＳＷ０，ＳＷ１，ＳＷ１０，Ｓ
Ｗ１１…アナログスイッチ素子
５，２３…インバータロジック回路、２１…伝送信号発
生回路、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１…電界効果トランジスタ
（スイッチング素子）、ＳＷ０，ＳＷ１，ＳＷ１０，Ｓ
Ｗ１１…アナログスイッチ素子
Claims (3)
- 【請求項１】 スイッチング素子と、該スイッチング素
子のスイッチングを制御する制御手段とを備えたドライ
ブ回路であって、 上記制御手段が出力するスイッチング制御信号により、
回路電源電圧と接地電圧を切り替えるアナログスイッチ
素子の切り替えを制御し、 該アナログスイッチ素子により選択された電圧により上
記スイッチング素子の制御を行うドライブ回路。 - 【請求項２】 請求項１記載のドライブ回路において、 上記スイッチング素子として、スイッチング電源回路が
備えるスイッチング素子としたドライブ回路。 - 【請求項３】 請求項１記載のドライブ回路において、 上記スイッチング素子として、信号の低インピーダンス
出力を高速スイッチングするスイッチング素子としたド
ライブ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10006069A JPH11205109A (ja) | 1998-01-14 | 1998-01-14 | ドライブ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10006069A JPH11205109A (ja) | 1998-01-14 | 1998-01-14 | ドライブ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11205109A true JPH11205109A (ja) | 1999-07-30 |
Family
ID=11628299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10006069A Pending JPH11205109A (ja) | 1998-01-14 | 1998-01-14 | ドライブ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11205109A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007521859A (ja) * | 2003-12-26 | 2007-08-09 | メドトロニック ミニメド インコーポレイテッド | 可変的パラメータを有する遠隔測定システム及び方法 |
| JP2015186078A (ja) * | 2014-03-25 | 2015-10-22 | 株式会社東芝 | スイッチング回路 |
-
1998
- 1998-01-14 JP JP10006069A patent/JPH11205109A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007521859A (ja) * | 2003-12-26 | 2007-08-09 | メドトロニック ミニメド インコーポレイテッド | 可変的パラメータを有する遠隔測定システム及び方法 |
| JP2015186078A (ja) * | 2014-03-25 | 2015-10-22 | 株式会社東芝 | スイッチング回路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8120338B2 (en) | Dropper-type regulator | |
| JPWO2005074110A1 (ja) | スイッチング電源と半導体集積回路 | |
| JPH0357713B2 (ja) | ||
| US20020175719A1 (en) | Transistor drive circuits and methods using selective discharge of terminal capacitance | |
| US7466168B1 (en) | Floating gate drive circuits | |
| US20030164721A1 (en) | Gate drive circuitry | |
| US8587270B2 (en) | PWM limiter circuit having comparator and switch, and semiconductor device using the same | |
| JPH11205109A (ja) | ドライブ回路 | |
| JP2002315311A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| US7095184B2 (en) | Electronic ballast for a lamp to be operated using iterative voltage pulses | |
| US6856523B2 (en) | Level shifted drive for clamp device | |
| US20080143424A1 (en) | Dual edge modulated charge pumping circuit and method | |
| US20050207182A1 (en) | Drive circuit for a synchronous rectifier, method of providing drive signals thereto and power converter incorporating the same | |
| JP5176871B2 (ja) | ドライバ回路およびｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US10734995B1 (en) | Output circuit | |
| JP4319336B2 (ja) | Ｍｏｓスイッチング回路 | |
| WO2004114508A1 (ja) | 交流スイッチ | |
| US20100079176A1 (en) | Inverter Driver And Load Driver Including The Same, And Driving Method Thereof | |
| US20050030779A1 (en) | Controlling circuit for a pulse width modulated DC/DC converter | |
| CN114982112A (zh) | Sepic转换器的同步整流元件的驱动用电源 | |
| US6642695B1 (en) | Voltage mode boost converter using a period-fixed amplitude-modulated pulse control signal | |
| JP2716221B2 (ja) | Ｄｃ―ｄｃコンバータ | |
| US20090134922A1 (en) | Start-up circuit for bias circuit | |
| JP2005341736A (ja) | コイル負荷駆動回路及び光ディスク装置 | |
| JP2008283277A (ja) | 半導体スイッチ回路 |