JPH1117762A - 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器 - Google Patents
交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器Info
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- JPH1117762A JPH1117762A JP9162347A JP16234797A JPH1117762A JP H1117762 A JPH1117762 A JP H1117762A JP 9162347 A JP9162347 A JP 9162347A JP 16234797 A JP16234797 A JP 16234797A JP H1117762 A JPH1117762 A JP H1117762A
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Abstract
号の位相差が大きい場合であっても、位相調整を行って
交差偏波間干渉補償能力を増大する。 【解決手段】 主偏波の復調部1は主偏波信号MWを入
力されてベースバンド信号を復調する。位相制御手段3
のコントローラ5は、復調信号の誤差Eに基づいて異偏
波の干渉波信号の位相θを決定し、該位相に応じた係数
をFIR型フィルタ構成の移相器4に設定する。移相器
4は干渉波信号の位相を制御して干渉波キャンセル部2
に入力し、干渉波キャンセル部2はベースバンドの復調
信号より位相制御された干渉波信号をキャンセルして干
渉波成分をキャンセルする。
Description
偏波の干渉を補償する交差偏波間干渉補償機能を備えた
復調器に係わり、特に、主偏波側の復調信号と異偏波側
の復調信号(干渉波信号)間に位相差が存在しても、交
差偏波間干渉補償が可能な復調器に関する。
いに直交させることにより干渉を抑えて2つのチャネル
(コ・チャネル)を形成する直交偏波共用方式は、無線
周波数の有効利用の点で有利であり、ディジタル多重無
線装置その他の伝送装置に採用されている。このような
伝送装置では、降雨その他に応じた伝播路の歪みに起因
して偏波面に偏差が生じるために互いに一方のチャネル
が他方のチャネルの干渉を受け、受信端にこのような干
渉を抑圧するために交差偏波間干渉補償器(Cross Pola
rization Interference Cancellor:XPIC)が設けら
れる。
装置の受信部の構成例を示す図である。同図において、
受信アンテナ101は直交偏分波器102の入力に接続
され、その一方の出力(V偏波出力)は周波数変換部1
03aを介してQAM復調部104aの入力に接続され
る。QAM復調部104aの第1の出力は交差偏波間干
渉補償器105aを介して後段に第1の復調信号(Qch,I
ch)を与える。直交偏分波器102の他方の出力(H偏
波出力)は周波数変換部103bを介してQAM復調部
104bの入力に接続され、その第1の出力は交差偏波
間干渉補償器105bを介して後段に第2の復調信号(Q
ch,Ich)を与える。QAM復調部104aの第2の出力
は交差偏波間干渉補償器105bに入力され、交差偏波
間の干渉を補償するために使用される。又、QAM復調
部104bの第2の出力は交差偏波間干渉補償器105
aに入力され、同様に交差偏波間の干渉を補償するため
に使用される。
主偏波側復調器の構成図であり、V偏波を主偏波、H偏
波を異偏波としている。104aはV偏波側の復調部、
105aはV偏波側の交差偏波間干渉補償器(XPI
C)である。尚、異偏波出力側の復調器の構成も同様で
ある。周波数変換部103aで周波数変換された中間の
信号は、直交復調部を構成する2つのミキサ回路111
a,111bの一方の入力へ与えられる。各ミキサ回路
111a,111bの他方の入力には搬送周波数fcで
発振する局部発信器112からの出力がハイブリッド1
13によって互いに位相が90°異なる2つの信号に分
けれられて入力される。このため、周波数変換部103
aの出力信号は各ミキサ回路111a,111bにおい
て2つの直交する信号との混合によって直交検波され、
ベースバンドの同相(IN Phase)信号と直交(Quadratu
re)信号に分離される。これらベースバンドの同相信号
(Iチャンネル信号)と直交信号(Qチャンネル信号)
は、次段の各ローパスフィルタ114a、114bによ
って高調波成分が除去される。
置内PLLの電圧制御発振器(VCO:Variable Contr
olled Oscilator)115から出力されるサンプリングク
ロックfを使って、各AD変換器116a,116bは
前記同相信号と直交信号を例えば8ビットのデジタルの
Iチャネル信号とQチャネル信号に変換する。AD変換
器116a,116bから出力されるデジタルデータ
は、16QAMの場合上位2ビットが各Iチャンネル信
号、Qチャンネル信号に担わされたデジタル情報となる
ように設定され、下位6ビットは波形歪等による誤差を
デジタル値で示す信号になる。
及びQチャネル信号はトランスバーサル等化器(TVE
Q)117に入力し、ここで波形等化処理が施され、伝
送路歪みや直交歪みが除去される。すなわち、トランス
バーサル等化器117は、(1) デジタルの信号等化処理
によりIチャネル信号及びQチャネル信号の伝送路歪み
成分を補償すると共に、(2) Iチャネル信号に含まれる
Qチャネル信号成分をキャンセルし、Qチャネル信号に
含まれるIチャンネル信号成分をキャンセルして直交成
分を補償し、(3) これら補償後のIチャンネル信号、Q
チャンネル信号をそれぞれ交差偏波間干渉補償器(XP
IC)105aの減算器121a,121bに入力す
る。
して用いることができる周知の2次元トランスバーサル
等化器の構成図であり、201a,202aはIチャン
ネル信号の伝送路歪みを除去するトランスバーサルフィ
ルタ、201b,202bはQチャンネル信号の伝送路
歪みを除去するトランスバーサルフィルタ、203,2
04減算器である。減算器203はIチャンネル信号よ
りQチャンネル信号を減算することにより、Iチャンネ
ル信号に含まれる直交成分(Qチャンネル成分)をキャ
ンセルする。又、減算器204はQチャンネル信号より
Iチャンネル信号を減算することにより、Qチャンネル
信号に含まれる直交成分(Iチャンネル成分)をキャン
セルする。
02bは図示しないが、係数可変のNタップのFIR型
フィルタ構成になっており、伝送路歪みを補償するよう
に係数を決定する。前述のように、16QAMにおい
て、Iチャンネル信号、Qチャンネル信号をそれぞれ8
ビットで表現すると、上位2ビットがデータを表し、下
位6ビットが波形歪等による誤差を表す。上位2ビット
の識別スレショールド値とデジタルデータの関係は図1
8に示すようになり、(1) 第3ビットEが”1”であれ
ばデジタルデータは識別スレショールド値の中間値(点
線)より大きく、(2) E=”0”であれば中間値より小
さい。伝送路歪みの影響をなくすには、下位6ビットの
値が識別スレショールド値の中間値(理想値)に等しくな
るように制御すればよい。トランスバーサルフィルタ2
01a〜202bは上記の論理に従って、FIR型デジ
タルフィルタの各係数を所定値に収束させて伝送路歪み
の影響を除去する。
(XPIC)105aのAD変換器122a,122b
は電圧制御発振器115から出力されるサンプリングク
ロックfを使って、H偏波側のQAM復調部104b
(図15参照)から入力されるIチャンネル信号とQチ
ャンネル信号を8ビットのデジタル信号に変換する。デ
ジタル化されたIチャネル信号及びQチャネル信号はト
ランスバーサル等化器(TVEQ)123に入力し、こ
こで波形等化処理が施され、伝送路歪みや直交歪みが除
去され、減算器121a,121bに入力する。減算器
121aは、主偏波(V偏波)のIチャンネル信号より異
偏波(H偏波)のIチャンネル信号(干渉波信号)を減算
し、又、減算器121bは主偏波のQチャンネル信号よ
り異偏波(H偏波)のQチャンネル信号(干渉波信号)
を減算して出力する。すなわち、交差偏波間干渉補償器
(XPIC)105aは、主偏波に異偏波の一部が干渉
波信号として乗っていても、主偏波から干渉波成分を除
去することにより主偏波の正しいIチャンネル信号、Q
チャンネル信号を出力できる。
24aは、Iチャンネル信号より搬送波の周波数制御信
号を出力し、ローパスフィルタ118は該信号を平滑化
して制御電圧として局部発振器112に入力し、局部発
振器112は該制御電圧により局部発振周波数を制御す
る。又、コントロール部124のクロック同期回路12
4bはクロック周波数制御信号を出力し、ローパスフィ
ルタ119は該信号を平滑化して制御電圧として電圧制
御発振器115に入力し、電圧制御発振器115は該制
御電圧によりシンボルクロック(入力デジタルデータの
クロック)と同期するようにサンプリングクロック周波
数を制御する。以上、図16に示す構成により、伝送路
歪み、直交誤差、チャンネル相互間の干渉を補償でき
る。
く補償するためには、主偏波のIチャンネル信号、Qチ
ャンネル信号と干渉波信号の位相が一致していることが
望ましい。しかし、信号遅延時間や伝送路のマルチパス
フェージングの状況等により、主偏波の復調信号と干渉
波信号の位相が異なる。かかる信号位相の相違は、チャ
ネル相互間の干渉補償能力の低下をきたす。このため、
電圧制御発振器115と異偏波側のAD変換器122
a,122b間に移相器等の位相調整部を設け、位相調
整部において主偏波側の復調信号と干渉波信号の位相差
に応じた分、電圧制御発振器115から出力するサンプ
リングクロックの位相を調整する。図19は以上の状況
説明図であり、MWは主偏波の復調信号、DWは干渉波
信号となる異偏波の復調信号、IWは主偏波の復調信号
に重畳されている干渉波信号成分である。干渉波信号で
ある異偏波信号DWと主偏波信号MWに重畳されている
干渉波成分IWとは時間tdの遅延がある。このため、
主偏波側と異偏波側で同一のサンプリングクロックCs
を用いて、主偏波信号と異偏波信号(干渉波信号)をA
D変換し、主偏波信号より干渉波信号を減算しても正し
く干渉波成分を補償できない。そこで、サンプリングク
ロックCsの位相を上記遅延時間td分遅らせて得られ
るサンプリングクロックCs′を異偏波側のサンプリン
グクロックとして使用する。
器の構成図であり、復調器をデジタル構成とした場合で
ある。図中、301は主偏波信号の周波数を中間周波信
号に変換する周波数変換部、302は局部発振周波数信
号を出力する局部発振器、303は中間周波信号をサン
プリングクロックCsに同期してAD変換するAD変換
器、304は異偏波側から入力される異偏波の中間周波
信号をサンプリングクロックCs′に同期してAD変換
するAD変換器、305はサンプリングクロックCsを
発生する電圧制御発振器VCO、306はサンプリング
クロックCsの位相をシフトする位相調整部である。
れデジタルのcosωt、-sinωtを乗算してベースバンド
の主偏波側のIチャンネル信号及び、Qチャンネル信号
を発生するデジタル直交復調部、308はAD変換器3
04の出力にそれぞれデジタルの cosωt、-sinωtを
乗算してベースバンドの異偏波側のIチャンネル信号及
び、Qチャンネル信号を発生するデジタル直交復調部で
ある。デジタルのcosωt、-sinωtは、予め離散的にcos
ωt、-sinωtの値をROMに記憶しておき、順次、各時
刻に応じたcosωt、-sinωt値を該ROMより呼び出す
ことにより発生できる。
されたロールオフフィルタであり、直交復調部307か
ら出力される主偏波側のIチャンネル信号,Qチャンネ
ル信号にロールオフ特性を付与するもの、311〜31
2はFIR型フィルタで構成されたロールオフフィルタ
であり、直交復調部308から出力される異偏波側のI
チャンネル信号,Qチャンネル信号にロールオフ特性を
付与するものである。313,314はトランスバーサ
ルイコライザ(TVEQ)で有り、トランスバーサルイ
コライザ313は主偏波側のIチャンネル信号及びQチ
ャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正
し、トランスバーサルイコライザ314は異偏波側のI
チャンネル信号及びQチャンネル信号に含まれる伝送路
歪みや直交誤差を補正する。315,316は減算器で
あり、減算器315は主偏波のIチャンネル信号より異
偏波のIチャンネル信号成分を減算し、減算器316は
主偏波のQチャンネル信号より異偏波のQチャンネル信
号成分を減算して出力する。317はコントロール部で
あり、搬送波周波数制御用の信号CRF及びサンプリン
グクロック周波数制御用の信号CLFを出力する。31
8,319はローパスフィルタであり、ローパス318
は信号CRFを平滑化して制御電圧として局部発振器3
02に入力し、該局部発振器の発振周波数を制御する。
ローパスフィルタ319は、信号CLFを平滑化し制御
電圧として電圧制御発振器305に入力して該電圧制御
発振器のサンプリングクロック周波数を制御する
適位相となるように調整する。主偏波の復調信号と干渉
波信号の位相差は、信号遅延時間や伝送路のマルチパス
フェージングの状況等により異なるが、調整位相は一般
的に固定になっている。しかし、最近では、機器設置時
におけるケーブル調整を不要にすること、及び、フェー
ジング時のXPIC補償量を改善すること、を目的とし
て調整位相量を自動的に調整する交差偏波間干渉補償機
能を備えた復調器が研究され、提案されている。
る主偏波側復調器の構成図であり、図20と同一部分に
は同一符号を付している。図21において図20と異な
る点は、(1) コントロール部317にサンプリングクロ
ックの位相を決定する機能を持たせた点、(2) 位相調整
部306にコントロール部317より位相制御信号PS
Cを入力する点、(3) 位相調整部306が位相制御信号
PSCに基づいてAD変換器304のサンプリングクロ
ックCs′の位相を制御する点である。図21の構成に
よりサンプリングクロックの自動調整が可能となり、こ
れにより干渉波(異偏波)の位相が主偏波の復調信号の
位相と同じになるように自動調整され、主偏波の復調信
号より干渉波成分を除去できる。
ック位相を制御する従来方法では、位相差が大きくなっ
て広範囲にクロック位相を制御する際に新たな問題が発
生する。位相調整部306でクロック位相を制御する
と、当然、AD変換器304の出力ディジタル信号の位
相が追従して変化し、以後のディジタル信号の位相も全
てこれに追従して変化する。ところが、異偏波側のトラ
ンスバーサルフィルタ314の補償出力は、最終的に減
算器315、316において、主偏波側のトランスバー
サルフィルタ313の出力信号から減算される。このた
め、減算器315,316に至るまでの間に主波側のク
ロック位相に乗り換える必要がある。クロックを乗り換
えるには、クロックCs′で異偏波側のデータを一旦メ
モリに記憶し、しかる後、主偏波側のクロックCsで該
メモリよりデータを読み出すことにより行う。しかし、
位相差が大きい場合にはクロックの乗換えが不可能であ
り、結果として干渉側(異偏波側)のAD変換器のクロ
ック位相調整範囲が狭くなり、位相差が大きい場合には
位相調整ができない問題があった。
号と干渉波信号の位相差が大きい場合であっても、位相
調整を行って交差偏波間干渉補償能力を増大できるよう
にすることである。本発明の別の目的は、デジタル構成
の復調器に適用でき、しかも、ハードウェア量の増加を
抑制できるようにすることである。
号MWを入力されてベースバンド信号を復調する主偏波
側の復調部、2はベースバンドの復調信号より干渉波成
分をキャンセルする干渉波キャンセル部、3は干渉波信
号の位相を制御するための位相制御手段である。位相制
御手段3は、干渉波信号の位相を変化するFIR型構成
の移相器4、干渉波信号の位相を決定し、該位相に応じ
た係数を移相器4に設定するコントローラ5、位相と移
相器4に設定する係数との対応を記憶するメモリ6を備
えている。
力されてベースバンド信号を復調する。位相制御手段3
のコントローラ5は、復調信号の誤差Eに基づいて干渉
波信号INTの位相θを決定し、該位相に応じた係数を
FIR型フィルタ構成の移相器4に設定する。移相器4
は干渉波信号の位相を制御して干渉波キャンセル部2に
入力し、干渉波キャンセル部2はベースバンドの復調信
号より位相制御された干渉波信号をキャンセルして干渉
波成分をキャンセルする。この場合、位相θと移相器に
設定する係数との対応を予めメモリ6に記憶しておき、
コントローラ5は算出した位相θに応じた係数をメモリ
より求めて移相器4に入力する。以上のようにすれば、
サンプリングクロックの位相を変化せず、替わって、干
渉波信号自身の位相を制御でき、クロック乗換えの必要
がなく、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合
であっても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償
能力を増大することができる。又、移相器を係数可変の
FIR型デジタルフィルタで構成し、各タップの係数値
を位相調整量に応じて制御して干渉波信号の位相を調整
するようにしたから、デジタル構成の復調器に適用する
ことができる。又、位相調整量と各タップの係数値の対
応をメモリに記憶しておくことにより容易に位相調整を
することができる。
号を入力されてベースバンド信号を復調する復調部、2
はベースバンドの復調信号より干渉波成分をキャンセル
する干渉波キャンセル部、7a,7bは復調信号及び干
渉波信号にそれぞれロールオフ特性を付与するFIR型
フィルタ構成のロールオフフィルタ、8は干渉波信号用
のロールオフフィルタ7bの係数を干渉波信号の位相に
応じて制御する位相制御手段である。位相制御手段8
は、干渉波信号の位相を決定し、該位相及びロールオフ
特性に応じた係数をロールオフフィルタ7bに設定し、
干渉波信号の位相を制御するコントローラ8a、位相と
ロールオフフィルタに設定する係数との対応を記憶する
メモリ8bを備えている。
スバンド信号を復調する。位相制御手段3のコントロー
ラ8aは、復調信号の誤差Eに基づいて干渉波信号ZN
Tの位相θを決定し、該位相及びロールオフ特性に応じ
た係数をロールオフフィルタ7bに設定する。ロールオ
フフィルタ7bは干渉波信号にロールオフ特性を付与す
ると共に、干渉波信号の位相を制御して干渉波信号キャ
ンセル部2に入力する。干渉波信号キャンセル部2は主
偏波の復調信号よりローリオフフィルタ7bで位相制御
された干渉波信号を減算して干渉波成分をキャンセルす
る。この場合、位相とロールオフフィルタに設定する係
数との対応を予めメモリ8bに記憶しておき、コントロ
ーラ8aは算出した位相θに応じた係数をメモリより求
めてロールオフフィルタ7bに入力する。
メモリに記憶しないで係数値を決定することもできる。
すなわち、位相制御手段8は、干渉波信号の位相を遅ら
せるか、進めるか決定し、干渉波信号の位相を遅らせ
る場合には、ロールオフフィルタ7bの中心タップ両側
の2個のタップのうち出力側タップ係数C1の値を増加
し、入力側タップ係数C-1の値を減少し、又、干渉波
信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタ7
bの出力側タップ係数C1の値を減少し、入力側タップ
係数C-1の値を増加する。あるいは、位相制御手段8
は、干渉波の位相を遅らせるか、進めるか決定し、 干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフ
ィルタ7bの中心タップ両側のトータル2m個(mは2
以上の整数)のタップのうち第1の1つおきの出力側タ
ップ係数群C1,C3,・・・の係数値を増加すると共
に、第2の1つおきの出力側タップ係数群C2,C4,・
・・の係数値を減少し、第1の1つおきの入力側タップ
係数群C-1,C-3,・・・の係数値を減少すると共に、
第2の1つおきの入力側タップ係数群C-2,C-4,・・
・の係数値を増加し、又、干渉波信号の位相を進ませ
る場合には、ロールオフフィルタの第1の1つおきの出
力側タップ係数群C1,C3,・・・の係数値を減少する
と共に、第2の1つおきの出力側タップ係数群C2,
C4,・・・の係数値を増加し、第1の1つおきの入力
側タップ係数群C-1,C-3,・・・の係数値を増加する
と共に、第2の1つおきの入力側タップ係数群C-2,C
-4,・・・の係数値を減少する。この場合、中心タップ
より遠くなるほど係数値の増減の割合を減少する。
同一の効果が得られる。又、ロールオフフィルタの各タ
ップ係数値を変えることにより干渉波信号の位相を制御
するようにしたから、移相器を別途設ける必要がなくハ
ードウェアの増大を抑えることができる。又、本発明に
よれば、中心タップ両側のトータル2m個(m≧1)の
タップ係数を制御するだけでよく、しかも、遅れ位相
か、進み位相かに応じて各タップ係数を±1するだけで
最終的に干渉波の位相を調整できru.従って、位相調
整に際して、位相調整量と各タップの係数値の対応をメ
モリに記憶する必要がなく、ハードウェア量の増大を軽
減でき、特に、m=1の場合におけるハードウェア量の
増加を微増にとどめることができる。
能を備えた復調器の構成図である。図中、11は主偏波
信号MWの周波数を中間周波信号に変換する周波数変換
部、12は局部発振周波数信号を出力する局部発振器LO
VCO、13は中間周波信号をサンプリングクロックCs
に同期してAD変換するAD変換器、14は異偏波側か
ら入力される異偏波の中間周波信号をサンプリングクロ
ックCsに同期してAD変換するAD変換器である。1
5はサンプリングクロックCsを発生する電圧制御発振
器CLK VCO、16はAD変換器14から出力されるデジ
タルデータの位相を制御する移相器であり、係数可変の
(2n+1)タップのFIR型フィルタで構成されてい
る。
ジタルのcosωt、-sinωtを乗算してベースバンドの主
偏波側のIチャンネル信号及びQチャンネル信号を発生
するデジタルの直交復調部、18は移相器16の出力に
それぞれデジタルのcosωt、-sinωtを乗算してベース
バンドの異偏波側のIチャンネル信号、Qチャンネル信
号を発生するデジタル直交復調部である。各直交復調部
17,18から出力されるデジタルデータは例えば8ビ
ットデータで、16QAMの場合上位2ビットがIチャ
ンネル信号及び、Qチャンネル信号にそれぞれ担わされ
たデジタル情報となり、下位6ビットが誤差となる。
又、直交復調部18から出力されるIチャンネル信号及
び、Qチャンネル信号は、直交復調部17から出力され
る主偏波側Iチャンネル信号及びQチャンネル信号の干
渉波信号となる。
たロールオフフィルタであり、直交復調部17から出力
される主偏波側の復調信号(Iチャンネル信号,Qチャ
ンネル信号)にロールオフ特性を付与するもの、21〜
22はFIR型フィルタで構成されたロールオフフィル
タであり、直交復調部18から出力される異偏波側のI
チャンネル信号,Qチャンネル信号にロールオフ特性を
付与するものである。23,24はトランスバーサルイ
コライザ(TVEQ)であり、トランスバーサルイコラ
イザ23は主偏波側のIチャンネル信号及びQチャンネ
ル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正し、トラ
ンスバーサルイコライザ24は異偏波側のIチャンネル
信号及びQチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交
誤差を補正する。25,26は減算器であり、減算器2
5は主偏波側のIチャンネル信号より異偏波側のIチャ
ンネル信号成分を減算し、減算器26は主偏波側のQチ
ャンネル信号より異偏波側のQチャンネル信号成分を減
算して出力する。これにより、主偏波に対する異偏波の
干渉波成分を除去して正しい主偏波のIチャンネル信
号、Qチャンネル信号を出力できる。
27a、クロック同期回路27b、位相算出回路27c
を備えるもの、28、29はローパスフィルタである。
コントロール部27の搬送波再生回路27aは、Iチャ
ンネル信号より搬送波の周波数制御信号CRFを出力
し、ローパスフィルタ28は該信号を平滑化して制御電
圧として局部発振器12に入力し、局部発振器12は該
制御電圧により局部発振周波数を制御する。又、コント
ロール部27のクロック同期回路27bはクロック周波
数制御信号CLFを出力し、ローパスフィルタ29は該
信号を平滑化して制御電圧として電圧制御発振器15に
入力し、電圧制御発振器15は該制御電圧によりシンボ
ルクロックと同期するようにサンプリングクロックCs
の周波数を制御する。コントロール部27の位相算出回
路27cは主偏波と異偏波のIチャンネル信号を用いて
位相θを算出して出力する。30は位相θと移相器16
に設定する係数Ciとの対応をメモリMMに記憶すると
共に、入力された位相θに応じた係数Ciをメモリから
読出して移相器16に入力する係数設定部である。
一つである(2n+1)タップを有する係数可変のFIR型フ
ィルタで構成されている。移相器16において、FFは
1サンプリング時間、入力データを遅延する遅延回路、
MLPは遅延回路から出力されるデータに係数C-n〜C
nを乗算する乗算器、ADDは各乗算器の乗算結果を加
算して出力する加算器である。
数C0を1にし、他のタップの係数をすべて0にした時
のインパルス応答は図5(a)に示すようになる。注目
すべきは、中心タップ位置を除き他の全てのタップ位置
でインパルス応答が零になることである。この図5
(a)のインパルス応答にθ1の遅れ位相を付加すると
図5(b)に示すようになり、又、θ2の進み位相を付
加すると図5(c)に示すようになる。このため、入力
信号を位相θ1だけ遅延するには、図5(b)の各タッ
プ位置におけるインパルス応答値C0,C1,C-1・・・
を対応するタップの係数値として設定すればよい。又、
入力信号を位相θ2だけ進ませるには、図5(c)の各
タップ位置におけるインパルス応答値C0′,C1′,C
-1′・・・を対応するタップの係数値として設定すれば
よい。以上より、予め位相θと移相器16における(2n+
1)(n≧1)個のタップ係数値の対応をメモリMMに記
憶しておけば、任意の位相θに応じたタップ係数値を直
ちに求めて移相器16に設定して位相制御することがで
きる。
位相算出処理の説明図である。16QAMにおいて、I
チャンネル信号、Qチャンネル信号をそれぞれ8ビット
で表現すると、上位2ビットがデータを表し、下位6ビ
ットが波形歪等による誤差を表す。上位2ビットの識別
スレショールドとデジタルデータの関係は図6(a)に
示すようになり、デジタルデータの第3ビットEが”
1”であればIチャンネル信号は識別スレショールド値
の中間値(理想値)より大きくなり、E=”0”であれ
ば中間値より小さいなる。
より生じるものである。従って、主偏波のIチャンネル
信号と異偏波のIチャンネル信号(干渉波信号)間に位
相差がなければ、主偏波のIチャンネル信号より干渉波
信号の所定割合を減算すれば略e=0になる。例えば、
位相差=0のとき、干渉波信号が図6(b)の実線で示
すようになっており(識別タイミング時の値がb)、前
記割合がαであるとすれば、α・bを主偏波のIチャン
ネル信号より減算することによりe=0とすることがで
きる。しかし、位相差は零でなく、図6(b)の点線に
示すように進んだり、一点鎖線で示すように遅れたりす
る。干渉波の位相が進むと識別タイミング時t0におけ
る干渉波信号はbより小さくなりaとなる。このため、
α・aを主偏波のIチャンネル信号より減算してもe=
0とならず、e>0となる。すなわち、デジタルデータ
の第3ビット(エラービット)Eが”1”となる。これ
は、干渉波の傾きが正で、エラービットEが”1”の場
合には干渉波の位相が進んでいることを意味し、干渉波
の位相を遅らせるように制御する必要がある。・・・A
タイミング時t0における干渉波信号はbより大きくな
ってcとなる。このため、α・cを主偏波のIチャンネ
ル信号より減算するとe<0となる。すなわち、デジタ
ルデータの第3ビット(エラービット)Eが”0”とな
る。これは、干渉波の傾きが正で、エラービットEが”
0”の場合には干渉波の位相が遅れていることを意味
し、干渉波の位相を進ませる制御を行う必要がある。・
・・B 以上のA,Bをまとめると、図6(b)の表に示すよう
になる。以上は、干渉波の傾きが正の場合であるが、負
の場合には図6(c)の表に示すようになる。以上よ
り、正の傾斜を”0”、負の傾斜を”1”と表現し、進
み位相シフトを”0”、遅れ位相シフトを”1”とすれ
ば、傾斜SとエラービットEの排他的論理和を演算し、
演算結果が”0”であれば位相を進ませ、”1”であれ
ば位相を遅らせるように制御すればよいことになる。
27c-1は干渉波信号の傾きSを判定する。位相シフト方
向判定部27c-2は、主偏波のIチャンネル信号の第3ビ
ット(エラービット)Eと傾きSとの排他的論理和演算
を実行して出力する。尚、排他的論理和演算の結果が”
1”であれば干渉波の位相を遅らせ、”0”であれば干
渉波の位相を進ませることを意味する。アップ/ダウン
カウンタ27c-3は位相シフト方向判定部の出力信号が”
0”(進み方向)のときにカウントアップし、”1”
(遅れ方向)のときにカウントダウンし、計数値を干渉
波の位相θとして出力する。
E及び干渉波信号が、それぞれ減算器25及びトランス
バーサルフィルタ24からコントロール回路27の位相
算出回路27cに入力する。位相算出回路27はエラー
ビットEと干渉波の傾斜Sに基づいて位相シフト方向を
判断し、シフト方向に応じて位相θを増減(±1)して
出力する。係数設定部30は位相θに応じたタップ係数
値C-n〜CnをメモリMMから読出し、FIR型フィル
タ構成の移相器16の各係数部に設定する。移相器16
はAD変換14の出力データの位相がθとなるように制
御して直交復調部18に入力する。この結果、トランス
バーサルフィルタ23,24からそれぞれ出力される干
渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。以後、
上記動作が繰り返され、アップ/ダウンカウンタ27c-3
(図7)の計数値が所定値に収束する。収束時、干渉波
と主偏波の復調信号の位相差はほぼ零となり、主偏波の
復調信号に含まれる干渉波成分が正しくキャンセルされ
る。
た。しかし、FIR型フィルタはロールオフフィルタ1
9〜22として元々存在する。そこで、第2実施例で
は、異偏波側のロールオフフィルタ21,22の係数値
を干渉波の位相θに基づいて制御することにより、移相
器を省略する。。
間干渉補償機能を備えた復調器の構成図であり、図3の
第1実施例と同一部分には同一符号を付している。第2
実施例において、第1実施例と異なる点は、 移相器を除去した点、 異偏波側の直交復調部18から出力されるIチャンネ
ル信号,Qチャンネル信号が入力されるロールオフフィ
ルタ21、22の係数値を干渉波信号の位相θに応じて
可変制御する点、 干渉波の位相をθにし、かつ共にロールオフ特性を付
与する係数値を、該θに対応させてメモリMMに記憶す
る点、 算出された位相θに応じた係数値をメモリMMより求
め、ロールオフフィルタ21、22に設定する点であ
る。
成図であり、(2n+1)タップのFIR型フィルタ構成を備
えている。尚、位相θによりロールオフフィルタ21、
22の全てのタップ係数を制御する必要は無く、少なく
とも、中心タップ、その両側のタップの合計3つのタッ
プ係数を制御するだけでもよい。主偏波の復調信号(I
チャンネル信号)のエラービットE及び干渉波信号が、
それぞれ減算器25及びトランスバーサルフィルタ24
からコントロール回路27の位相算出回路27cに入力
する。位相算出回路27cはエラービットEと干渉波の
傾斜Sに基づいて位相シフト方向を判断し、シフト方向
に応じて位相θを増減(±1)して出力する。係数設定
部31は位相θに応じた係数値をメモリMMより求め、
ロールオフフィルタ21、22に設定する。ロールオフ
フィルタ21、22は直交復調部18の出力であるIチ
ャンネル信号、Qチャンネル信号にロールオフ特性を付
与すると共に、位相がθとなるように制御する。この結
果、干渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。
以後、上記動作が繰り返され、位相θが所定値に収束す
る。収束時、干渉波と主偏波の復調信号の位相差はほぼ
零となり、主偏波の復調信号に含まれる干渉波成分が正
しくキャンセルされる。
Mに記憶しておき、係数設定部31が位相算出部27a
より入力された位相θに応じた係数値をメモリより読出
してロールオフフィルタ21、22に設定する。しか
し、位相θに応じた係数値を記憶するメモリが必要にな
る。第3実施例では位相θと係数値の対応をメモリを用
いないで係数値を算出してロールオフフィルタに設定す
る。
図8の第2実施例と同一部分には同一符号を付してい
る。図中、40は位相シフト方向に応じて±△を出力す
る位相シフト方向制御部、41はロールオフフィルタ2
1、22の−1タップ係数C-1及び+1タップ係数C1
を決定するタップ係数決定部である。位相シフト方向制
御部40は、図11に示すように、干渉波の傾きSを判
定する傾斜判定部40a、主偏波のIチャンネル信号の
第3ビット(エラービット)Eと傾きSとの排他的論理
和演算を実行するEOR回路40b、EOR結果に従っ
て+Δまたは−Δを出力する±Δ出力回路40cを備え
ている。タップ係数決定部41は、図12に示すよう
に、ロールオフフィルタ21、22の−1タップ係数C
-1を決定する−1タップ係数決定部41a、ロールオフ
フィルタ21、22の+1タップ係数C1を決定する+
1タップ係数決定部41b、符号反転部41cを備えて
いる。
40b(図11)における排他的論理和演算の結果が”
1”であれば干渉波の位相を遅らせる必要があり、”
0”であれば干渉波の位相を進ませる必要がある。一
方、n=1の3タップのFIR型フィルタにおいて、入
力信号の位相を遅らせるには、+1タップの係数値C1
を正方向へ変化させ(図5(b)参照)、−1タップの
係数値C-1を負方向へ変化させればよい。又、入力信号
の位相を進ませるには、+1タップの係数値C1を負方
向へ変化させ(図5(c)参照)、−1タップの係数値
C-1を正方向へ変化させればよい。
理和結果が”1”(遅れ位相)であれば+1タップ係数
決定部41bに+Δを入力し、−1タップ係数決定部4
1aに符号反転部43を介して−Δを入力する。又、位
相シフト方向制御部40は、排他論理和結果が”0”
(進み位相)であれば+1タップ係数決定部41bに−
Δを入力し、−1タップ係数決定部41aに符号反転部
43を介して+Δを入力する。
されると、−1タップ係数決定部41aは係数C-1をΔ
だけ減少し、+1タップ係数決定部41bは係数C1を
Δだけ増大して、ロールオフフィルタ21、22に設定
する。この結果、干渉波の位相が遅れる。又、位相シフ
ト方向制御部40より−Δが出力されると、−1タップ
係数決定部41aは係数C-1をΔだけ増大し、+1タッ
プ係数決定部41bは係数C1をΔだけ減少して、ロー
ルオフフィルタ21、22に設定する。この結果、干渉
波の位相が進む。
E及び干渉波信号が、それぞれ減算器25及びトランス
バーサルフィルタ24からコントロール回路27の位相
シフト方向制御部40に入力する。位相シフト方向制御
部40はエラービットEと干渉波信号の傾斜SとのEO
Rを演算し、EOR演算結果に基づいて位相シフト方向
を判断し、シフト方向に応じて±Δを出力する(表1参
照)。干渉波の位相を遅らせるために、位相シフト方向
制御部40より+Δが出力されると、−1タップ係数決
定部41aは係数C-1をΔだけ減少し、+1タップ係数
決定部41bは係数C1をΔだけ増大して、ロールオフ
フィルタ21、22に設定する。この結果、干渉波の位
相が遅れる。
フト方向制御部40より−Δが出力されると、−1タッ
プ係数決定部41aは係数C-1をΔだけ増大し、+1タ
ップ係数決定部41bは係数C1をΔだけ減少して、ロ
ールオフフィルタ21、22に設定する。この結果、干
渉波の位相が進む。以後、上記制御が繰り返され、係数
C-1、C1が収束し、干渉波信号と主偏波の復調信号の
位相差はほぼ零となり、主偏波の復調信号に含まれる干
渉波成分が正しくキャンセルされる。
タップ係数C-1と+1タップ係数C1の2つ値を制御し
て干渉波の位相を制御した場合であるが、他のタップの
係数をも含めて制御することにより精度をあげることが
できる。第4実施例は、多数のタップ係数C+1,C+2,
・・・,C-1,C-2,・・・の値を制御して干渉波の位
相を制御する場合であり、図10の第3実施例と異なる
点は、タップ係数決定部51が多数の係数C+1,C+2,
・・・,C-1,C-2,・・・の値を決定してロールオフ
フィルタ21、22に設定する点である。
進み/遅れ位相のいずれにおいても、+2TAPの係数C2は+
1TAPの係数C1と極性が反転になり、+3TAPの係数C3は+
2TAPの係数C2と極性が反転になり、それ以降について
も極性が反転していく。同様に、進み/遅れ位相のいず
れにおいても、-2TAPの係数C-2は-1TAPの係数C-1と極
性が反転になり、-3TAPの係数C-3は-2TAPの係数C-2と
極性が反転になり、それ以降についても極性が反転して
いく。又、タップ係数は中心から離れるに従い小さくな
るので、極性を変更するだけでは正確な制御を行えな
い。そこで、中心から離れるに従いタップ係数が小さく
なっていく比α+1,α-1,・・・を乗じる。正確に乗じれ
ば、より正確であるが、 1/2, 1/4のようにビット演算
のハード規模が小さくなるような値に丸めるとハード規
模を小さくできる。
あり、51a,51b,51cは極性反転部、52a,
52bは増減率α+1,α-1を乗算する乗算器、53aは
−1タップ係数決定部、53bは+1タップ係数決定
部、54aは−2タップ係数決定部、54bは+2タッ
プ係数決定部、・・・である。−1タップ係数決定部5
3aは位相シフト方向制御部40から出力される±Δを
加減算して−1タップ係数C-1を出力する。+1タップ
係数決定部53bは位相シフト方向制御部40から出力
される±Δの極性反転値を加減算して+1タップ係数C
1を出力する。−2タップ係数決定部54aは位相シフ
ト方向制御部40から出力される±Δに−α-1倍して加
減算して−2タップ係数C-2を出力する。+2タップ係
数決定部54bは位相シフト方向制御部40から出力さ
れる±Δにα+1倍して加減算して+2タップ係数C2を
出力する。以下同様に±nタップ係数C+n,C-nを求め
ることができる。
Mに記憶しておき、係数設定部30(図3)が位相算出
部27cより入力された位相θに応じた係数値をメモリ
より読出して移相器16に設定する。しかし、位相θに
応じた係数値を記憶するメモリMMが必要になる。そこ
で、第3、第4実施例と同様にタップ係数決定部を設
け、該タップ係数決定部で同様の方法によりタップ係数
値を決定して移相器16に設定するように構成すること
もできる。以上、本発明を実施例により説明したが、本
発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の
変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものでは
ない。
ックの位相を変化せず、替わって、干渉波信号の位相を
制御するようにしたから、クロック乗換えの必要がな
く、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合であ
っても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償能力
を増大することができる。又、本発明によれば、移相器
を(2n+1)タップの係数可変のFIR型デジタルフ
ィルタで構成し、各タップの係数値を位相に応じて可変
することにより干渉波信号の位相を制御するようにした
から、デジタル構成の復調器に適用することができる。
又、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記
憶しておくことにより容易に位相調整ができる。
フィルタの各タップ係数値を、干渉波信号の所定位相調
整量が得られ、しかも、所望のロールオフ特性が得られ
るように制御して干渉波信号の位相を制御するようにし
たから、ハードウェアの増大を抑えることができる。
又、本発明によれば、中心タップ両側のトータル2n個
(n≧1)のタップ係数を制御するだけでよく、しか
も、遅れ位相か、進み位相かに応じて各タップ係数を±
Δするだけで最終的に干渉波信号の位相を調整できる。
この結果、位相調整に際して、位相調整量と各タップの
係数値の対応をメモリに記憶する必要がなく、ハードウ
ェア量の増大を軽減でき、特に、n=1の場合における
ハードウェア量の増加を微増にとどめることができる。
る。
部の構成である。
係である。
る。
ある。
Claims (12)
- 【請求項1】 主偏波に対する異偏波の干渉を補償する
交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器において、 主偏波側のベースバンド信号を復調する復調部、 主偏波側の復調信号より干渉波信号成分をキャンセルす
る干渉波キャンセル部、 異偏波側のベースバンド信号である干渉波信号の位相を
制御するための位相制御手段、を備えたことを特徴とす
る復調器。 - 【請求項2】 前記位相制御手段は、 移相器として動作するデジタルフィルタ、 干渉波信号の位相を決定し、該位相に応じた係数をデジ
タルフィルタに設定するコントローラを備えたことを特
徴とする請求項1記載の復調器。 - 【請求項3】 前記位相制御手段は更に、 位相とデジタルフィルタに設定する係数との対応を記憶
するメモリ、を備えることを特徴とする請求項2記載の
復調器。 - 【請求項4】 前記位相制御手段は、 移相器として動作するデジタルフィルタ、 干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相
進み/遅れ決定部、 干渉波信号の位相を遅らせる場合には、移相器の中心タ
ップ両側の2個のタップのうち出力側タップ係数を増加
し、入力側タップ係数を減少し、又、干渉波信号の位相
を進ませる場合には、移相器の出力側タップ係数を減少
し、入力側タップ係数を増加する係数値制御部、を備え
たことを特徴とする請求項1記載の復調器。 - 【請求項5】 前記位相制御手段は、 干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相
進み/遅れ決定部と、 移相器の係数値を制御する係数制御部を備え、 該係数制御部は、干渉波信号の位相を遅らせる場合に
は、移相器の中心タップ両側のトータル2m個(mは2
以上の整数)のタップのうち第1の1つおきの出力側タ
ップ係数群の係数値を増加すると共に、第2の1つおき
の出力側タップ係数群の係数値を減少し、第1の1つお
きの入力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第
2の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加し、 又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、移相器の第
1の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少する
と共に、第2の1つおきの出力側タップ係数群の係数値
を増加し、第1の1つおきの入力側タップ係数群の係数
値を増加すると共に、第2の1つおきの入力側タップ係
数群の係数値を減少することを特徴とする請求項1記載
の復調器。 - 【請求項6】 中心タップより遠くなるほど係数値の増
減の割合を減少することを特徴とする請求項5記載の復
調器。 - 【請求項7】 主偏波に対する異偏波の干渉を補償する
交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器において、 主偏波側のベースバンド信号を復調する復調部、 主偏波側の復調信号より干渉波信号成分をキャンセルす
る干渉波キャンセル部、 主偏波側の復調信号及び干渉波信号にそれぞれロールオ
フ特性を付与するデジタルフィルタ構成のロールオフフ
ィルタ、 干渉波信号用のロールオフフィルタの係数を干渉波信号
に付与する位相に応じて制御する位相制御手段、を備え
たことを特徴とする復調器。 - 【請求項8】 前記位相制御手段は、 干渉波信号の位相を決定し、該位相及びロールオフ特性
に応じた係数をロールオフフィルタに設定し、干渉波信
号の位相を制御するコントローラを備えたことを特徴と
する請求項7記載の復調器。 - 【請求項9】 前記位相制御手段は更に、 位相とロールオフフィルタに設定する係数との対応を記
憶するメモリ、を備えることを特徴とする請求項8記載
の復調器。 - 【請求項10】 前記位相制御手段は、 干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相
進み/遅れ決定部、 干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィ
ルタの中心タップ両側の2個のタップのうち出力側タッ
プ係数を増加し、入力側タップ係数を減少し、又、干渉
波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタ
の出力側タップ係数を減少し、入力側タップ係数を増加
する係数値制御部、を備えたことを特徴とする請求項7
記載の復調器。 - 【請求項11】 前記位相制御手段は、 干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相
進み/遅れ決定部と、 ロールオフフィルタの係数値を制御する係数制御部を備
え、 該係数制御部は、干渉波信号の位相を遅らせる場合に
は、ロールオフフィルタの中心タップ両側のトータル2
m個(mは2以上の整数)のタップのうち第1の1つお
きの出力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第
2の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少し、
第1の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少す
ると共に、第2の1つおきの入力側タップ係数群の係数
値を増加し、 又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフ
フィルタの第1の1つおきの出力側タップ係数群の係数
値を減少すると共に、第2の1つおきの出力側タップ係
数群の係数値を増加し、第1の1つおきの入力側タップ
係数群の係数値を増加すると共に、第2の1つおきの入
力側タップ係数群の係数値を減少することを特徴とする
請求項7記載の復調器。 - 【請求項12】 中心タップより遠くなるほど係数値の
増減の割合を減少することを特徴とする請求項11記載
の復調器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16234797A JP3616706B2 (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器 |
US08/962,052 US6236263B1 (en) | 1997-06-19 | 1997-10-31 | Demodulator having cross polarization interference canceling function |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16234797A JP3616706B2 (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1117762A true JPH1117762A (ja) | 1999-01-22 |
JP3616706B2 JP3616706B2 (ja) | 2005-02-02 |
Family
ID=15752839
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16234797A Expired - Fee Related JP3616706B2 (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
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---|---|
US6236263B1 (en) | 2001-05-22 |
JP3616706B2 (ja) | 2005-02-02 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040331 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040427 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040609 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040817 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040929 |
|
A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20041004 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20041102 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20041108 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081112 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081112 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091112 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101112 Year of fee payment: 6 |
|
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101112 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111112 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111112 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121112 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121112 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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