JPH1117762A - 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器 - Google Patents
交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器Info
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- JPH1117762A JPH1117762A JP9162347A JP16234797A JPH1117762A JP H1117762 A JPH1117762 A JP H1117762A JP 9162347 A JP9162347 A JP 9162347A JP 16234797 A JP16234797 A JP 16234797A JP H1117762 A JPH1117762 A JP H1117762A
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
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- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 主偏波側のベースバンド復調信号と干渉波信
号の位相差が大きい場合であっても、位相調整を行って
交差偏波間干渉補償能力を増大する。 【解決手段】 主偏波の復調部１は主偏波信号ＭＷを入
力されてベースバンド信号を復調する。位相制御手段３
のコントローラ５は、復調信号の誤差Ｅに基づいて異偏
波の干渉波信号の位相θを決定し、該位相に応じた係数
をＦＩＲ型フィルタ構成の移相器４に設定する。移相器
４は干渉波信号の位相を制御して干渉波キャンセル部２
に入力し、干渉波キャンセル部２はベースバンドの復調
信号より位相制御された干渉波信号をキャンセルして干
渉波成分をキャンセルする。
号の位相差が大きい場合であっても、位相調整を行って
交差偏波間干渉補償能力を増大する。 【解決手段】 主偏波の復調部１は主偏波信号ＭＷを入
力されてベースバンド信号を復調する。位相制御手段３
のコントローラ５は、復調信号の誤差Ｅに基づいて異偏
波の干渉波信号の位相θを決定し、該位相に応じた係数
をＦＩＲ型フィルタ構成の移相器４に設定する。移相器
４は干渉波信号の位相を制御して干渉波キャンセル部２
に入力し、干渉波キャンセル部２はベースバンドの復調
信号より位相制御された干渉波信号をキャンセルして干
渉波成分をキャンセルする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主偏波に対する異
偏波の干渉を補償する交差偏波間干渉補償機能を備えた
復調器に係わり、特に、主偏波側の復調信号と異偏波側
の復調信号（干渉波信号）間に位相差が存在しても、交
差偏波間干渉補償が可能な復調器に関する。
偏波の干渉を補償する交差偏波間干渉補償機能を備えた
復調器に係わり、特に、主偏波側の復調信号と異偏波側
の復調信号（干渉波信号）間に位相差が存在しても、交
差偏波間干渉補償が可能な復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】周波数が同じ２つの搬送波の偏波面を互
いに直交させることにより干渉を抑えて２つのチャネル
（コ・チャネル）を形成する直交偏波共用方式は、無線
周波数の有効利用の点で有利であり、ディジタル多重無
線装置その他の伝送装置に採用されている。このような
伝送装置では、降雨その他に応じた伝播路の歪みに起因
して偏波面に偏差が生じるために互いに一方のチャネル
が他方のチャネルの干渉を受け、受信端にこのような干
渉を抑圧するために交差偏波間干渉補償器（Cross Pola
rization Interference Cancellor:ＸＰＩＣ）が設けら
れる。
いに直交させることにより干渉を抑えて２つのチャネル
（コ・チャネル）を形成する直交偏波共用方式は、無線
周波数の有効利用の点で有利であり、ディジタル多重無
線装置その他の伝送装置に採用されている。このような
伝送装置では、降雨その他に応じた伝播路の歪みに起因
して偏波面に偏差が生じるために互いに一方のチャネル
が他方のチャネルの干渉を受け、受信端にこのような干
渉を抑圧するために交差偏波間干渉補償器（Cross Pola
rization Interference Cancellor:ＸＰＩＣ）が設けら
れる。
【０００３】図１５は、直交偏波共用方式を用いた伝送
装置の受信部の構成例を示す図である。同図において、
受信アンテナ１０１は直交偏分波器１０２の入力に接続
され、その一方の出力（Ｖ偏波出力）は周波数変換部１
０３ａを介してＱＡＭ復調部１０４ａの入力に接続され
る。ＱＡＭ復調部１０４ａの第１の出力は交差偏波間干
渉補償器１０５ａを介して後段に第１の復調信号(Qch,I
ch)を与える。直交偏分波器１０２の他方の出力（Ｈ偏
波出力）は周波数変換部１０３ｂを介してＱＡＭ復調部
１０４ｂの入力に接続され、その第１の出力は交差偏波
間干渉補償器１０５ｂを介して後段に第２の復調信号(Q
ch,Ich)を与える。ＱＡＭ復調部１０４ａの第２の出力
は交差偏波間干渉補償器１０５ｂに入力され、交差偏波
間の干渉を補償するために使用される。又、ＱＡＭ復調
部１０４ｂの第２の出力は交差偏波間干渉補償器１０５
ａに入力され、同様に交差偏波間の干渉を補償するため
に使用される。
装置の受信部の構成例を示す図である。同図において、
受信アンテナ１０１は直交偏分波器１０２の入力に接続
され、その一方の出力（Ｖ偏波出力）は周波数変換部１
０３ａを介してＱＡＭ復調部１０４ａの入力に接続され
る。ＱＡＭ復調部１０４ａの第１の出力は交差偏波間干
渉補償器１０５ａを介して後段に第１の復調信号(Qch,I
ch)を与える。直交偏分波器１０２の他方の出力（Ｈ偏
波出力）は周波数変換部１０３ｂを介してＱＡＭ復調部
１０４ｂの入力に接続され、その第１の出力は交差偏波
間干渉補償器１０５ｂを介して後段に第２の復調信号(Q
ch,Ich)を与える。ＱＡＭ復調部１０４ａの第２の出力
は交差偏波間干渉補償器１０５ｂに入力され、交差偏波
間の干渉を補償するために使用される。又、ＱＡＭ復調
部１０４ｂの第２の出力は交差偏波間干渉補償器１０５
ａに入力され、同様に交差偏波間の干渉を補償するため
に使用される。
【０００４】図１６は交差偏波間干渉補償機能を備えた
主偏波側復調器の構成図であり、Ｖ偏波を主偏波、Ｈ偏
波を異偏波としている。１０４ａはＶ偏波側の復調部、
１０５ａはＶ偏波側の交差偏波間干渉補償器（ＸＰＩ
Ｃ）である。尚、異偏波出力側の復調器の構成も同様で
ある。周波数変換部１０３ａで周波数変換された中間の
信号は、直交復調部を構成する２つのミキサ回路１１１
ａ，１１１ｂの一方の入力へ与えられる。各ミキサ回路
１１１ａ，１１１ｂの他方の入力には搬送周波数ｆｃで
発振する局部発信器１１２からの出力がハイブリッド１
１３によって互いに位相が９０°異なる２つの信号に分
けれられて入力される。このため、周波数変換部１０３
ａの出力信号は各ミキサ回路１１１ａ，１１１ｂにおい
て２つの直交する信号との混合によって直交検波され、
ベースバンドの同相（IN Phase）信号と直交（Quadratu
re）信号に分離される。これらベースバンドの同相信号
（Ｉチャンネル信号）と直交信号（Ｑチャンネル信号）
は、次段の各ローパスフィルタ１１４ａ、１１４ｂによ
って高調波成分が除去される。
主偏波側復調器の構成図であり、Ｖ偏波を主偏波、Ｈ偏
波を異偏波としている。１０４ａはＶ偏波側の復調部、
１０５ａはＶ偏波側の交差偏波間干渉補償器（ＸＰＩ
Ｃ）である。尚、異偏波出力側の復調器の構成も同様で
ある。周波数変換部１０３ａで周波数変換された中間の
信号は、直交復調部を構成する２つのミキサ回路１１１
ａ，１１１ｂの一方の入力へ与えられる。各ミキサ回路
１１１ａ，１１１ｂの他方の入力には搬送周波数ｆｃで
発振する局部発信器１１２からの出力がハイブリッド１
１３によって互いに位相が９０°異なる２つの信号に分
けれられて入力される。このため、周波数変換部１０３
ａの出力信号は各ミキサ回路１１１ａ，１１１ｂにおい
て２つの直交する信号との混合によって直交検波され、
ベースバンドの同相（IN Phase）信号と直交（Quadratu
re）信号に分離される。これらベースバンドの同相信号
（Ｉチャンネル信号）と直交信号（Ｑチャンネル信号）
は、次段の各ローパスフィルタ１１４ａ、１１４ｂによ
って高調波成分が除去される。
【０００５】次に、受信信号の変調速度ｆに同期した装
置内ＰＬＬの電圧制御発振器（ＶＣＯ：Variable Contr
olled Oscilator)１１５から出力されるサンプリングク
ロックｆを使って、各ＡＤ変換器１１６ａ，１１６ｂは
前記同相信号と直交信号を例えば８ビットのデジタルの
Ｉチャネル信号とＱチャネル信号に変換する。ＡＤ変換
器１１６ａ，１１６ｂから出力されるデジタルデータ
は、１６ＱＡＭの場合上位２ビットが各Ｉチャンネル信
号、Ｑチャンネル信号に担わされたデジタル情報となる
ように設定され、下位６ビットは波形歪等による誤差を
デジタル値で示す信号になる。
置内ＰＬＬの電圧制御発振器（ＶＣＯ：Variable Contr
olled Oscilator)１１５から出力されるサンプリングク
ロックｆを使って、各ＡＤ変換器１１６ａ，１１６ｂは
前記同相信号と直交信号を例えば８ビットのデジタルの
Ｉチャネル信号とＱチャネル信号に変換する。ＡＤ変換
器１１６ａ，１１６ｂから出力されるデジタルデータ
は、１６ＱＡＭの場合上位２ビットが各Ｉチャンネル信
号、Ｑチャンネル信号に担わされたデジタル情報となる
ように設定され、下位６ビットは波形歪等による誤差を
デジタル値で示す信号になる。
【０００６】ついで、デジタル化されたＩチャネル信号
及びＱチャネル信号はトランスバーサル等化器（ＴＶＥ
Ｑ）１１７に入力し、ここで波形等化処理が施され、伝
送路歪みや直交歪みが除去される。すなわち、トランス
バーサル等化器１１７は、(1) デジタルの信号等化処理
によりＩチャネル信号及びＱチャネル信号の伝送路歪み
成分を補償すると共に、(2) Ｉチャネル信号に含まれる
Ｑチャネル信号成分をキャンセルし、Ｑチャネル信号に
含まれるＩチャンネル信号成分をキャンセルして直交成
分を補償し、(3) これら補償後のＩチャンネル信号、Ｑ
チャンネル信号をそれぞれ交差偏波間干渉補償器（ＸＰ
ＩＣ）１０５ａの減算器１２１ａ，１２１ｂに入力す
る。
及びＱチャネル信号はトランスバーサル等化器（ＴＶＥ
Ｑ）１１７に入力し、ここで波形等化処理が施され、伝
送路歪みや直交歪みが除去される。すなわち、トランス
バーサル等化器１１７は、(1) デジタルの信号等化処理
によりＩチャネル信号及びＱチャネル信号の伝送路歪み
成分を補償すると共に、(2) Ｉチャネル信号に含まれる
Ｑチャネル信号成分をキャンセルし、Ｑチャネル信号に
含まれるＩチャンネル信号成分をキャンセルして直交成
分を補償し、(3) これら補償後のＩチャンネル信号、Ｑ
チャンネル信号をそれぞれ交差偏波間干渉補償器（ＸＰ
ＩＣ）１０５ａの減算器１２１ａ，１２１ｂに入力す
る。
【０００７】図１７はトランスバーサル等化器１１７と
して用いることができる周知の２次元トランスバーサル
等化器の構成図であり、２０１ａ，２０２ａはＩチャン
ネル信号の伝送路歪みを除去するトランスバーサルフィ
ルタ、２０１ｂ，２０２ｂはＱチャンネル信号の伝送路
歪みを除去するトランスバーサルフィルタ、２０３，２
０４減算器である。減算器２０３はＩチャンネル信号よ
りＱチャンネル信号を減算することにより、Ｉチャンネ
ル信号に含まれる直交成分（Ｑチャンネル成分）をキャ
ンセルする。又、減算器２０４はＱチャンネル信号より
Ｉチャンネル信号を減算することにより、Ｑチャンネル
信号に含まれる直交成分（Ｉチャンネル成分）をキャン
セルする。
して用いることができる周知の２次元トランスバーサル
等化器の構成図であり、２０１ａ，２０２ａはＩチャン
ネル信号の伝送路歪みを除去するトランスバーサルフィ
ルタ、２０１ｂ，２０２ｂはＱチャンネル信号の伝送路
歪みを除去するトランスバーサルフィルタ、２０３，２
０４減算器である。減算器２０３はＩチャンネル信号よ
りＱチャンネル信号を減算することにより、Ｉチャンネ
ル信号に含まれる直交成分（Ｑチャンネル成分）をキャ
ンセルする。又、減算器２０４はＱチャンネル信号より
Ｉチャンネル信号を減算することにより、Ｑチャンネル
信号に含まれる直交成分（Ｉチャンネル成分）をキャン
セルする。
【０００８】各トランスバーサルフィルタ２０１ａ〜２
０２ｂは図示しないが、係数可変のＮタップのＦＩＲ型
フィルタ構成になっており、伝送路歪みを補償するよう
に係数を決定する。前述のように、１６ＱＡＭにおい
て、Ｉチャンネル信号、Ｑチャンネル信号をそれぞれ８
ビットで表現すると、上位２ビットがデータを表し、下
位６ビットが波形歪等による誤差を表す。上位２ビット
の識別スレショールド値とデジタルデータの関係は図１
８に示すようになり、(1) 第３ビットＥが”１”であれ
ばデジタルデータは識別スレショールド値の中間値（点
線）より大きく、(2) Ｅ＝”０”であれば中間値より小
さい。伝送路歪みの影響をなくすには、下位６ビットの
値が識別スレショールド値の中間値(理想値)に等しくな
るように制御すればよい。トランスバーサルフィルタ２
０１ａ〜２０２ｂは上記の論理に従って、ＦＩＲ型デジ
タルフィルタの各係数を所定値に収束させて伝送路歪み
の影響を除去する。
０２ｂは図示しないが、係数可変のＮタップのＦＩＲ型
フィルタ構成になっており、伝送路歪みを補償するよう
に係数を決定する。前述のように、１６ＱＡＭにおい
て、Ｉチャンネル信号、Ｑチャンネル信号をそれぞれ８
ビットで表現すると、上位２ビットがデータを表し、下
位６ビットが波形歪等による誤差を表す。上位２ビット
の識別スレショールド値とデジタルデータの関係は図１
８に示すようになり、(1) 第３ビットＥが”１”であれ
ばデジタルデータは識別スレショールド値の中間値（点
線）より大きく、(2) Ｅ＝”０”であれば中間値より小
さい。伝送路歪みの影響をなくすには、下位６ビットの
値が識別スレショールド値の中間値(理想値)に等しくな
るように制御すればよい。トランスバーサルフィルタ２
０１ａ〜２０２ｂは上記の論理に従って、ＦＩＲ型デジ
タルフィルタの各係数を所定値に収束させて伝送路歪み
の影響を除去する。
【０００９】図１６に戻って、交差偏波間干渉補償器
（ＸＰＩＣ）１０５ａのＡＤ変換器１２２ａ，１２２ｂ
は電圧制御発振器１１５から出力されるサンプリングク
ロックｆを使って、Ｈ偏波側のＱＡＭ復調部１０４ｂ
（図１５参照）から入力されるＩチャンネル信号とＱチ
ャンネル信号を８ビットのデジタル信号に変換する。デ
ジタル化されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号はト
ランスバーサル等化器（ＴＶＥＱ）１２３に入力し、こ
こで波形等化処理が施され、伝送路歪みや直交歪みが除
去され、減算器１２１ａ，１２１ｂに入力する。減算器
１２１ａは、主偏波(Ｖ偏波)のＩチャンネル信号より異
偏波（Ｈ偏波）のＩチャンネル信号(干渉波信号)を減算
し、又、減算器１２１ｂは主偏波のＱチャンネル信号よ
り異偏波（Ｈ偏波）のＱチャンネル信号（干渉波信号）
を減算して出力する。すなわち、交差偏波間干渉補償器
（ＸＰＩＣ）１０５ａは、主偏波に異偏波の一部が干渉
波信号として乗っていても、主偏波から干渉波成分を除
去することにより主偏波の正しいＩチャンネル信号、Ｑ
チャンネル信号を出力できる。
（ＸＰＩＣ）１０５ａのＡＤ変換器１２２ａ，１２２ｂ
は電圧制御発振器１１５から出力されるサンプリングク
ロックｆを使って、Ｈ偏波側のＱＡＭ復調部１０４ｂ
（図１５参照）から入力されるＩチャンネル信号とＱチ
ャンネル信号を８ビットのデジタル信号に変換する。デ
ジタル化されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号はト
ランスバーサル等化器（ＴＶＥＱ）１２３に入力し、こ
こで波形等化処理が施され、伝送路歪みや直交歪みが除
去され、減算器１２１ａ，１２１ｂに入力する。減算器
１２１ａは、主偏波(Ｖ偏波)のＩチャンネル信号より異
偏波（Ｈ偏波）のＩチャンネル信号(干渉波信号)を減算
し、又、減算器１２１ｂは主偏波のＱチャンネル信号よ
り異偏波（Ｈ偏波）のＱチャンネル信号（干渉波信号）
を減算して出力する。すなわち、交差偏波間干渉補償器
（ＸＰＩＣ）１０５ａは、主偏波に異偏波の一部が干渉
波信号として乗っていても、主偏波から干渉波成分を除
去することにより主偏波の正しいＩチャンネル信号、Ｑ
チャンネル信号を出力できる。
【００１０】コントロール部１２４の搬送波再生回路１
２４ａは、Ｉチャンネル信号より搬送波の周波数制御信
号を出力し、ローパスフィルタ１１８は該信号を平滑化
して制御電圧として局部発振器１１２に入力し、局部発
振器１１２は該制御電圧により局部発振周波数を制御す
る。又、コントロール部１２４のクロック同期回路１２
４ｂはクロック周波数制御信号を出力し、ローパスフィ
ルタ１１９は該信号を平滑化して制御電圧として電圧制
御発振器１１５に入力し、電圧制御発振器１１５は該制
御電圧によりシンボルクロック（入力デジタルデータの
クロック）と同期するようにサンプリングクロック周波
数を制御する。以上、図１６に示す構成により、伝送路
歪み、直交誤差、チャンネル相互間の干渉を補償でき
る。
２４ａは、Ｉチャンネル信号より搬送波の周波数制御信
号を出力し、ローパスフィルタ１１８は該信号を平滑化
して制御電圧として局部発振器１１２に入力し、局部発
振器１１２は該制御電圧により局部発振周波数を制御す
る。又、コントロール部１２４のクロック同期回路１２
４ｂはクロック周波数制御信号を出力し、ローパスフィ
ルタ１１９は該信号を平滑化して制御電圧として電圧制
御発振器１１５に入力し、電圧制御発振器１１５は該制
御電圧によりシンボルクロック（入力デジタルデータの
クロック）と同期するようにサンプリングクロック周波
数を制御する。以上、図１６に示す構成により、伝送路
歪み、直交誤差、チャンネル相互間の干渉を補償でき
る。
【００１１】ところで、チャンネル相互間の干渉を正し
く補償するためには、主偏波のＩチャンネル信号、Ｑチ
ャンネル信号と干渉波信号の位相が一致していることが
望ましい。しかし、信号遅延時間や伝送路のマルチパス
フェージングの状況等により、主偏波の復調信号と干渉
波信号の位相が異なる。かかる信号位相の相違は、チャ
ネル相互間の干渉補償能力の低下をきたす。このため、
電圧制御発振器１１５と異偏波側のＡＤ変換器１２２
ａ，１２２ｂ間に移相器等の位相調整部を設け、位相調
整部において主偏波側の復調信号と干渉波信号の位相差
に応じた分、電圧制御発振器１１５から出力するサンプ
リングクロックの位相を調整する。図１９は以上の状況
説明図であり、ＭＷは主偏波の復調信号、ＤＷは干渉波
信号となる異偏波の復調信号、ＩＷは主偏波の復調信号
に重畳されている干渉波信号成分である。干渉波信号で
ある異偏波信号ＤＷと主偏波信号ＭＷに重畳されている
干渉波成分ＩＷとは時間ｔｄの遅延がある。このため、
主偏波側と異偏波側で同一のサンプリングクロックＣｓ
を用いて、主偏波信号と異偏波信号（干渉波信号）をＡ
Ｄ変換し、主偏波信号より干渉波信号を減算しても正し
く干渉波成分を補償できない。そこで、サンプリングク
ロックＣｓの位相を上記遅延時間ｔｄ分遅らせて得られ
るサンプリングクロックＣｓ′を異偏波側のサンプリン
グクロックとして使用する。
く補償するためには、主偏波のＩチャンネル信号、Ｑチ
ャンネル信号と干渉波信号の位相が一致していることが
望ましい。しかし、信号遅延時間や伝送路のマルチパス
フェージングの状況等により、主偏波の復調信号と干渉
波信号の位相が異なる。かかる信号位相の相違は、チャ
ネル相互間の干渉補償能力の低下をきたす。このため、
電圧制御発振器１１５と異偏波側のＡＤ変換器１２２
ａ，１２２ｂ間に移相器等の位相調整部を設け、位相調
整部において主偏波側の復調信号と干渉波信号の位相差
に応じた分、電圧制御発振器１１５から出力するサンプ
リングクロックの位相を調整する。図１９は以上の状況
説明図であり、ＭＷは主偏波の復調信号、ＤＷは干渉波
信号となる異偏波の復調信号、ＩＷは主偏波の復調信号
に重畳されている干渉波信号成分である。干渉波信号で
ある異偏波信号ＤＷと主偏波信号ＭＷに重畳されている
干渉波成分ＩＷとは時間ｔｄの遅延がある。このため、
主偏波側と異偏波側で同一のサンプリングクロックＣｓ
を用いて、主偏波信号と異偏波信号（干渉波信号）をＡ
Ｄ変換し、主偏波信号より干渉波信号を減算しても正し
く干渉波成分を補償できない。そこで、サンプリングク
ロックＣｓの位相を上記遅延時間ｔｄ分遅らせて得られ
るサンプリングクロックＣｓ′を異偏波側のサンプリン
グクロックとして使用する。
【００１２】図２０は位相調整部を備えた主偏波側復調
器の構成図であり、復調器をデジタル構成とした場合で
ある。図中、３０１は主偏波信号の周波数を中間周波信
号に変換する周波数変換部、３０２は局部発振周波数信
号を出力する局部発振器、３０３は中間周波信号をサン
プリングクロックＣｓに同期してＡＤ変換するＡＤ変換
器、３０４は異偏波側から入力される異偏波の中間周波
信号をサンプリングクロックＣｓ′に同期してＡＤ変換
するＡＤ変換器、３０５はサンプリングクロックＣｓを
発生する電圧制御発振器ＶＣＯ、３０６はサンプリング
クロックＣｓの位相をシフトする位相調整部である。
器の構成図であり、復調器をデジタル構成とした場合で
ある。図中、３０１は主偏波信号の周波数を中間周波信
号に変換する周波数変換部、３０２は局部発振周波数信
号を出力する局部発振器、３０３は中間周波信号をサン
プリングクロックＣｓに同期してＡＤ変換するＡＤ変換
器、３０４は異偏波側から入力される異偏波の中間周波
信号をサンプリングクロックＣｓ′に同期してＡＤ変換
するＡＤ変換器、３０５はサンプリングクロックＣｓを
発生する電圧制御発振器ＶＣＯ、３０６はサンプリング
クロックＣｓの位相をシフトする位相調整部である。
【００１３】３０７はＡＤ変換器３０３の出力にそれぞ
れデジタルのcosωt、-sinωtを乗算してベースバンド
の主偏波側のＩチャンネル信号及び、Ｑチャンネル信号
を発生するデジタル直交復調部、３０８はＡＤ変換器３
０４の出力にそれぞれデジタルの cosωt、-sinωtを
乗算してベースバンドの異偏波側のＩチャンネル信号及
び、Ｑチャンネル信号を発生するデジタル直交復調部で
ある。デジタルのcosωt、-sinωtは、予め離散的にcos
ωt、-sinωtの値をＲＯＭに記憶しておき、順次、各時
刻に応じたcosωt、-sinωt値を該ＲＯＭより呼び出す
ことにより発生できる。
れデジタルのcosωt、-sinωtを乗算してベースバンド
の主偏波側のＩチャンネル信号及び、Ｑチャンネル信号
を発生するデジタル直交復調部、３０８はＡＤ変換器３
０４の出力にそれぞれデジタルの cosωt、-sinωtを
乗算してベースバンドの異偏波側のＩチャンネル信号及
び、Ｑチャンネル信号を発生するデジタル直交復調部で
ある。デジタルのcosωt、-sinωtは、予め離散的にcos
ωt、-sinωtの値をＲＯＭに記憶しておき、順次、各時
刻に応じたcosωt、-sinωt値を該ＲＯＭより呼び出す
ことにより発生できる。
【００１４】３０９〜３１０はＦＩＲ型フィルタで構成
されたロールオフフィルタであり、直交復調部３０７か
ら出力される主偏波側のＩチャンネル信号，Ｑチャンネ
ル信号にロールオフ特性を付与するもの、３１１〜３１
２はＦＩＲ型フィルタで構成されたロールオフフィルタ
であり、直交復調部３０８から出力される異偏波側のＩ
チャンネル信号，Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を
付与するものである。３１３，３１４はトランスバーサ
ルイコライザ（ＴＶＥＱ）で有り、トランスバーサルイ
コライザ３１３は主偏波側のＩチャンネル信号及びＱチ
ャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正
し、トランスバーサルイコライザ３１４は異偏波側のＩ
チャンネル信号及びＱチャンネル信号に含まれる伝送路
歪みや直交誤差を補正する。３１５，３１６は減算器で
あり、減算器３１５は主偏波のＩチャンネル信号より異
偏波のＩチャンネル信号成分を減算し、減算器３１６は
主偏波のＱチャンネル信号より異偏波のＱチャンネル信
号成分を減算して出力する。３１７はコントロール部で
あり、搬送波周波数制御用の信号ＣＲＦ及びサンプリン
グクロック周波数制御用の信号ＣＬＦを出力する。３１
８，３１９はローパスフィルタであり、ローパス３１８
は信号ＣＲＦを平滑化して制御電圧として局部発振器３
０２に入力し、該局部発振器の発振周波数を制御する。
ローパスフィルタ３１９は、信号ＣＬＦを平滑化し制御
電圧として電圧制御発振器３０５に入力して該電圧制御
発振器のサンプリングクロック周波数を制御する
されたロールオフフィルタであり、直交復調部３０７か
ら出力される主偏波側のＩチャンネル信号，Ｑチャンネ
ル信号にロールオフ特性を付与するもの、３１１〜３１
２はＦＩＲ型フィルタで構成されたロールオフフィルタ
であり、直交復調部３０８から出力される異偏波側のＩ
チャンネル信号，Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を
付与するものである。３１３，３１４はトランスバーサ
ルイコライザ（ＴＶＥＱ）で有り、トランスバーサルイ
コライザ３１３は主偏波側のＩチャンネル信号及びＱチ
ャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正
し、トランスバーサルイコライザ３１４は異偏波側のＩ
チャンネル信号及びＱチャンネル信号に含まれる伝送路
歪みや直交誤差を補正する。３１５，３１６は減算器で
あり、減算器３１５は主偏波のＩチャンネル信号より異
偏波のＩチャンネル信号成分を減算し、減算器３１６は
主偏波のＱチャンネル信号より異偏波のＱチャンネル信
号成分を減算して出力する。３１７はコントロール部で
あり、搬送波周波数制御用の信号ＣＲＦ及びサンプリン
グクロック周波数制御用の信号ＣＬＦを出力する。３１
８，３１９はローパスフィルタであり、ローパス３１８
は信号ＣＲＦを平滑化して制御電圧として局部発振器３
０２に入力し、該局部発振器の発振周波数を制御する。
ローパスフィルタ３１９は、信号ＣＬＦを平滑化し制御
電圧として電圧制御発振器３０５に入力して該電圧制御
発振器のサンプリングクロック周波数を制御する
【００１５】位相調整部３０６は干渉波信号の位相が最
適位相となるように調整する。主偏波の復調信号と干渉
波信号の位相差は、信号遅延時間や伝送路のマルチパス
フェージングの状況等により異なるが、調整位相は一般
的に固定になっている。しかし、最近では、機器設置時
におけるケーブル調整を不要にすること、及び、フェー
ジング時のＸＰＩＣ補償量を改善すること、を目的とし
て調整位相量を自動的に調整する交差偏波間干渉補償機
能を備えた復調器が研究され、提案されている。
適位相となるように調整する。主偏波の復調信号と干渉
波信号の位相差は、信号遅延時間や伝送路のマルチパス
フェージングの状況等により異なるが、調整位相は一般
的に固定になっている。しかし、最近では、機器設置時
におけるケーブル調整を不要にすること、及び、フェー
ジング時のＸＰＩＣ補償量を改善すること、を目的とし
て調整位相量を自動的に調整する交差偏波間干渉補償機
能を備えた復調器が研究され、提案されている。
【００１６】図２１は自動的に位相調整する機能を有す
る主偏波側復調器の構成図であり、図２０と同一部分に
は同一符号を付している。図２１において図２０と異な
る点は、(1) コントロール部３１７にサンプリングクロ
ックの位相を決定する機能を持たせた点、(2) 位相調整
部３０６にコントロール部３１７より位相制御信号ＰＳ
Ｃを入力する点、(3) 位相調整部３０６が位相制御信号
ＰＳＣに基づいてＡＤ変換器３０４のサンプリングクロ
ックＣｓ′の位相を制御する点である。図２１の構成に
よりサンプリングクロックの自動調整が可能となり、こ
れにより干渉波（異偏波）の位相が主偏波の復調信号の
位相と同じになるように自動調整され、主偏波の復調信
号より干渉波成分を除去できる。
る主偏波側復調器の構成図であり、図２０と同一部分に
は同一符号を付している。図２１において図２０と異な
る点は、(1) コントロール部３１７にサンプリングクロ
ックの位相を決定する機能を持たせた点、(2) 位相調整
部３０６にコントロール部３１７より位相制御信号ＰＳ
Ｃを入力する点、(3) 位相調整部３０６が位相制御信号
ＰＳＣに基づいてＡＤ変換器３０４のサンプリングクロ
ックＣｓ′の位相を制御する点である。図２１の構成に
よりサンプリングクロックの自動調整が可能となり、こ
れにより干渉波（異偏波）の位相が主偏波の復調信号の
位相と同じになるように自動調整され、主偏波の復調信
号より干渉波成分を除去できる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】上記サンプリングクロ
ック位相を制御する従来方法では、位相差が大きくなっ
て広範囲にクロック位相を制御する際に新たな問題が発
生する。位相調整部３０６でクロック位相を制御する
と、当然、ＡＤ変換器３０４の出力ディジタル信号の位
相が追従して変化し、以後のディジタル信号の位相も全
てこれに追従して変化する。ところが、異偏波側のトラ
ンスバーサルフィルタ３１４の補償出力は、最終的に減
算器３１５、３１６において、主偏波側のトランスバー
サルフィルタ３１３の出力信号から減算される。このた
め、減算器３１５，３１６に至るまでの間に主波側のク
ロック位相に乗り換える必要がある。クロックを乗り換
えるには、クロックＣｓ′で異偏波側のデータを一旦メ
モリに記憶し、しかる後、主偏波側のクロックＣｓで該
メモリよりデータを読み出すことにより行う。しかし、
位相差が大きい場合にはクロックの乗換えが不可能であ
り、結果として干渉側（異偏波側）のＡＤ変換器のクロ
ック位相調整範囲が狭くなり、位相差が大きい場合には
位相調整ができない問題があった。
ック位相を制御する従来方法では、位相差が大きくなっ
て広範囲にクロック位相を制御する際に新たな問題が発
生する。位相調整部３０６でクロック位相を制御する
と、当然、ＡＤ変換器３０４の出力ディジタル信号の位
相が追従して変化し、以後のディジタル信号の位相も全
てこれに追従して変化する。ところが、異偏波側のトラ
ンスバーサルフィルタ３１４の補償出力は、最終的に減
算器３１５、３１６において、主偏波側のトランスバー
サルフィルタ３１３の出力信号から減算される。このた
め、減算器３１５，３１６に至るまでの間に主波側のク
ロック位相に乗り換える必要がある。クロックを乗り換
えるには、クロックＣｓ′で異偏波側のデータを一旦メ
モリに記憶し、しかる後、主偏波側のクロックＣｓで該
メモリよりデータを読み出すことにより行う。しかし、
位相差が大きい場合にはクロックの乗換えが不可能であ
り、結果として干渉側（異偏波側）のＡＤ変換器のクロ
ック位相調整範囲が狭くなり、位相差が大きい場合には
位相調整ができない問題があった。
【００１８】以上から本発明の目的は、主偏波の復調信
号と干渉波信号の位相差が大きい場合であっても、位相
調整を行って交差偏波間干渉補償能力を増大できるよう
にすることである。本発明の別の目的は、デジタル構成
の復調器に適用でき、しかも、ハードウェア量の増加を
抑制できるようにすることである。
号と干渉波信号の位相差が大きい場合であっても、位相
調整を行って交差偏波間干渉補償能力を増大できるよう
にすることである。本発明の別の目的は、デジタル構成
の復調器に適用でき、しかも、ハードウェア量の増加を
抑制できるようにすることである。
【００１９】
（ａ）本発明の第１の解決手段 図１は本発明の第１の原理説明図である。１は主偏波信
号ＭＷを入力されてベースバンド信号を復調する主偏波
側の復調部、２はベースバンドの復調信号より干渉波成
分をキャンセルする干渉波キャンセル部、３は干渉波信
号の位相を制御するための位相制御手段である。位相制
御手段３は、干渉波信号の位相を変化するＦＩＲ型構成
の移相器４、干渉波信号の位相を決定し、該位相に応じ
た係数を移相器４に設定するコントローラ５、位相と移
相器４に設定する係数との対応を記憶するメモリ６を備
えている。
号ＭＷを入力されてベースバンド信号を復調する主偏波
側の復調部、２はベースバンドの復調信号より干渉波成
分をキャンセルする干渉波キャンセル部、３は干渉波信
号の位相を制御するための位相制御手段である。位相制
御手段３は、干渉波信号の位相を変化するＦＩＲ型構成
の移相器４、干渉波信号の位相を決定し、該位相に応じ
た係数を移相器４に設定するコントローラ５、位相と移
相器４に設定する係数との対応を記憶するメモリ６を備
えている。
【００２０】主偏波側の復調部１は主偏波信号ＭＷを入
力されてベースバンド信号を復調する。位相制御手段３
のコントローラ５は、復調信号の誤差Ｅに基づいて干渉
波信号ＩＮＴの位相θを決定し、該位相に応じた係数を
ＦＩＲ型フィルタ構成の移相器４に設定する。移相器４
は干渉波信号の位相を制御して干渉波キャンセル部２に
入力し、干渉波キャンセル部２はベースバンドの復調信
号より位相制御された干渉波信号をキャンセルして干渉
波成分をキャンセルする。この場合、位相θと移相器に
設定する係数との対応を予めメモリ６に記憶しておき、
コントローラ５は算出した位相θに応じた係数をメモリ
より求めて移相器４に入力する。以上のようにすれば、
サンプリングクロックの位相を変化せず、替わって、干
渉波信号自身の位相を制御でき、クロック乗換えの必要
がなく、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合
であっても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償
能力を増大することができる。又、移相器を係数可変の
ＦＩＲ型デジタルフィルタで構成し、各タップの係数値
を位相調整量に応じて制御して干渉波信号の位相を調整
するようにしたから、デジタル構成の復調器に適用する
ことができる。又、位相調整量と各タップの係数値の対
応をメモリに記憶しておくことにより容易に位相調整を
することができる。
力されてベースバンド信号を復調する。位相制御手段３
のコントローラ５は、復調信号の誤差Ｅに基づいて干渉
波信号ＩＮＴの位相θを決定し、該位相に応じた係数を
ＦＩＲ型フィルタ構成の移相器４に設定する。移相器４
は干渉波信号の位相を制御して干渉波キャンセル部２に
入力し、干渉波キャンセル部２はベースバンドの復調信
号より位相制御された干渉波信号をキャンセルして干渉
波成分をキャンセルする。この場合、位相θと移相器に
設定する係数との対応を予めメモリ６に記憶しておき、
コントローラ５は算出した位相θに応じた係数をメモリ
より求めて移相器４に入力する。以上のようにすれば、
サンプリングクロックの位相を変化せず、替わって、干
渉波信号自身の位相を制御でき、クロック乗換えの必要
がなく、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合
であっても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償
能力を増大することができる。又、移相器を係数可変の
ＦＩＲ型デジタルフィルタで構成し、各タップの係数値
を位相調整量に応じて制御して干渉波信号の位相を調整
するようにしたから、デジタル構成の復調器に適用する
ことができる。又、位相調整量と各タップの係数値の対
応をメモリに記憶しておくことにより容易に位相調整を
することができる。
【００２１】（ｂ）本発明の第２の解決手段 図２は本発明の第２の原理説明図である。１は主偏波信
号を入力されてベースバンド信号を復調する復調部、２
はベースバンドの復調信号より干渉波成分をキャンセル
する干渉波キャンセル部、７ａ，７ｂは復調信号及び干
渉波信号にそれぞれロールオフ特性を付与するＦＩＲ型
フィルタ構成のロールオフフィルタ、８は干渉波信号用
のロールオフフィルタ７ｂの係数を干渉波信号の位相に
応じて制御する位相制御手段である。位相制御手段８
は、干渉波信号の位相を決定し、該位相及びロールオフ
特性に応じた係数をロールオフフィルタ７ｂに設定し、
干渉波信号の位相を制御するコントローラ８ａ、位相と
ロールオフフィルタに設定する係数との対応を記憶する
メモリ８ｂを備えている。
号を入力されてベースバンド信号を復調する復調部、２
はベースバンドの復調信号より干渉波成分をキャンセル
する干渉波キャンセル部、７ａ，７ｂは復調信号及び干
渉波信号にそれぞれロールオフ特性を付与するＦＩＲ型
フィルタ構成のロールオフフィルタ、８は干渉波信号用
のロールオフフィルタ７ｂの係数を干渉波信号の位相に
応じて制御する位相制御手段である。位相制御手段８
は、干渉波信号の位相を決定し、該位相及びロールオフ
特性に応じた係数をロールオフフィルタ７ｂに設定し、
干渉波信号の位相を制御するコントローラ８ａ、位相と
ロールオフフィルタに設定する係数との対応を記憶する
メモリ８ｂを備えている。
【００２２】復調部１は主偏波信号ＭＷを入力されベー
スバンド信号を復調する。位相制御手段３のコントロー
ラ８ａは、復調信号の誤差Ｅに基づいて干渉波信号ＺＮ
Ｔの位相θを決定し、該位相及びロールオフ特性に応じ
た係数をロールオフフィルタ７ｂに設定する。ロールオ
フフィルタ７ｂは干渉波信号にロールオフ特性を付与す
ると共に、干渉波信号の位相を制御して干渉波信号キャ
ンセル部２に入力する。干渉波信号キャンセル部２は主
偏波の復調信号よりローリオフフィルタ７ｂで位相制御
された干渉波信号を減算して干渉波成分をキャンセルす
る。この場合、位相とロールオフフィルタに設定する係
数との対応を予めメモリ８ｂに記憶しておき、コントロ
ーラ８ａは算出した位相θに応じた係数をメモリより求
めてロールオフフィルタ７ｂに入力する。
スバンド信号を復調する。位相制御手段３のコントロー
ラ８ａは、復調信号の誤差Ｅに基づいて干渉波信号ＺＮ
Ｔの位相θを決定し、該位相及びロールオフ特性に応じ
た係数をロールオフフィルタ７ｂに設定する。ロールオ
フフィルタ７ｂは干渉波信号にロールオフ特性を付与す
ると共に、干渉波信号の位相を制御して干渉波信号キャ
ンセル部２に入力する。干渉波信号キャンセル部２は主
偏波の復調信号よりローリオフフィルタ７ｂで位相制御
された干渉波信号を減算して干渉波成分をキャンセルす
る。この場合、位相とロールオフフィルタに設定する係
数との対応を予めメモリ８ｂに記憶しておき、コントロ
ーラ８ａは算出した位相θに応じた係数をメモリより求
めてロールオフフィルタ７ｂに入力する。
【００２３】又、位相制御手段８は位相と係数の対応を
メモリに記憶しないで係数値を決定することもできる。
すなわち、位相制御手段８は、干渉波信号の位相を遅ら
せるか、進めるか決定し、干渉波信号の位相を遅らせ
る場合には、ロールオフフィルタ７ｂの中心タップ両側
の２個のタップのうち出力側タップ係数Ｃ1の値を増加
し、入力側タップ係数Ｃ-1の値を減少し、又、干渉波
信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタ７
ｂの出力側タップ係数Ｃ1の値を減少し、入力側タップ
係数Ｃ-1の値を増加する。あるいは、位相制御手段８
は、干渉波の位相を遅らせるか、進めるか決定し、 干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフ
ィルタ７ｂの中心タップ両側のトータル２ｍ個（ｍは２
以上の整数）のタップのうち第１の１つおきの出力側タ
ップ係数群Ｃ1，Ｃ3，・・・の係数値を増加すると共
に、第２の１つおきの出力側タップ係数群Ｃ2，Ｃ4，・
・・の係数値を減少し、第１の１つおきの入力側タップ
係数群Ｃ-1，Ｃ-3，・・・の係数値を減少すると共に、
第２の１つおきの入力側タップ係数群Ｃ-2，Ｃ-4，・・
・の係数値を増加し、又、干渉波信号の位相を進ませ
る場合には、ロールオフフィルタの第１の１つおきの出
力側タップ係数群Ｃ1，Ｃ3，・・・の係数値を減少する
と共に、第２の１つおきの出力側タップ係数群Ｃ2，
Ｃ4，・・・の係数値を増加し、第１の１つおきの入力
側タップ係数群Ｃ-1，Ｃ-3，・・・の係数値を増加する
と共に、第２の１つおきの入力側タップ係数群Ｃ-2，Ｃ
-4，・・・の係数値を減少する。この場合、中心タップ
より遠くなるほど係数値の増減の割合を減少する。
メモリに記憶しないで係数値を決定することもできる。
すなわち、位相制御手段８は、干渉波信号の位相を遅ら
せるか、進めるか決定し、干渉波信号の位相を遅らせ
る場合には、ロールオフフィルタ７ｂの中心タップ両側
の２個のタップのうち出力側タップ係数Ｃ1の値を増加
し、入力側タップ係数Ｃ-1の値を減少し、又、干渉波
信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタ７
ｂの出力側タップ係数Ｃ1の値を減少し、入力側タップ
係数Ｃ-1の値を増加する。あるいは、位相制御手段８
は、干渉波の位相を遅らせるか、進めるか決定し、 干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフ
ィルタ７ｂの中心タップ両側のトータル２ｍ個（ｍは２
以上の整数）のタップのうち第１の１つおきの出力側タ
ップ係数群Ｃ1，Ｃ3，・・・の係数値を増加すると共
に、第２の１つおきの出力側タップ係数群Ｃ2，Ｃ4，・
・・の係数値を減少し、第１の１つおきの入力側タップ
係数群Ｃ-1，Ｃ-3，・・・の係数値を減少すると共に、
第２の１つおきの入力側タップ係数群Ｃ-2，Ｃ-4，・・
・の係数値を増加し、又、干渉波信号の位相を進ませ
る場合には、ロールオフフィルタの第１の１つおきの出
力側タップ係数群Ｃ1，Ｃ3，・・・の係数値を減少する
と共に、第２の１つおきの出力側タップ係数群Ｃ2，
Ｃ4，・・・の係数値を増加し、第１の１つおきの入力
側タップ係数群Ｃ-1，Ｃ-3，・・・の係数値を増加する
と共に、第２の１つおきの入力側タップ係数群Ｃ-2，Ｃ
-4，・・・の係数値を減少する。この場合、中心タップ
より遠くなるほど係数値の増減の割合を減少する。
【００２４】以上のようにすれば、図１で説明したのと
同一の効果が得られる。又、ロールオフフィルタの各タ
ップ係数値を変えることにより干渉波信号の位相を制御
するようにしたから、移相器を別途設ける必要がなくハ
ードウェアの増大を抑えることができる。又、本発明に
よれば、中心タップ両側のトータル２ｍ個（ｍ≧１）の
タップ係数を制御するだけでよく、しかも、遅れ位相
か、進み位相かに応じて各タップ係数を±１するだけで
最終的に干渉波の位相を調整できｒｕ．従って、位相調
整に際して、位相調整量と各タップの係数値の対応をメ
モリに記憶する必要がなく、ハードウェア量の増大を軽
減でき、特に、ｍ＝１の場合におけるハードウェア量の
増加を微増にとどめることができる。
同一の効果が得られる。又、ロールオフフィルタの各タ
ップ係数値を変えることにより干渉波信号の位相を制御
するようにしたから、移相器を別途設ける必要がなくハ
ードウェアの増大を抑えることができる。又、本発明に
よれば、中心タップ両側のトータル２ｍ個（ｍ≧１）の
タップ係数を制御するだけでよく、しかも、遅れ位相
か、進み位相かに応じて各タップ係数を±１するだけで
最終的に干渉波の位相を調整できｒｕ．従って、位相調
整に際して、位相調整量と各タップの係数値の対応をメ
モリに記憶する必要がなく、ハードウェア量の増大を軽
減でき、特に、ｍ＝１の場合におけるハードウェア量の
増加を微増にとどめることができる。
【００２５】
（Ａ）本発明の第１実施例 （ａ）全体の構成 図３は本発明の第１実施例である交差偏波間干渉補償機
能を備えた復調器の構成図である。図中、１１は主偏波
信号ＭＷの周波数を中間周波信号に変換する周波数変換
部、１２は局部発振周波数信号を出力する局部発振器LO
VCO、１３は中間周波信号をサンプリングクロックＣｓ
に同期してＡＤ変換するＡＤ変換器、１４は異偏波側か
ら入力される異偏波の中間周波信号をサンプリングクロ
ックＣｓに同期してＡＤ変換するＡＤ変換器である。１
５はサンプリングクロックＣｓを発生する電圧制御発振
器CLK VCO、１６はＡＤ変換器１４から出力されるデジ
タルデータの位相を制御する移相器であり、係数可変の
（２ｎ＋１）タップのＦＩＲ型フィルタで構成されてい
る。
能を備えた復調器の構成図である。図中、１１は主偏波
信号ＭＷの周波数を中間周波信号に変換する周波数変換
部、１２は局部発振周波数信号を出力する局部発振器LO
VCO、１３は中間周波信号をサンプリングクロックＣｓ
に同期してＡＤ変換するＡＤ変換器、１４は異偏波側か
ら入力される異偏波の中間周波信号をサンプリングクロ
ックＣｓに同期してＡＤ変換するＡＤ変換器である。１
５はサンプリングクロックＣｓを発生する電圧制御発振
器CLK VCO、１６はＡＤ変換器１４から出力されるデジ
タルデータの位相を制御する移相器であり、係数可変の
（２ｎ＋１）タップのＦＩＲ型フィルタで構成されてい
る。
【００２６】１７はＡＤ変換器１３の出力にそれぞれデ
ジタルのcosωt、-sinωtを乗算してベースバンドの主
偏波側のＩチャンネル信号及びＱチャンネル信号を発生
するデジタルの直交復調部、１８は移相器１６の出力に
それぞれデジタルのcosωt、-sinωtを乗算してベース
バンドの異偏波側のＩチャンネル信号、Ｑチャンネル信
号を発生するデジタル直交復調部である。各直交復調部
１７，１８から出力されるデジタルデータは例えば８ビ
ットデータで、１６ＱＡＭの場合上位２ビットがＩチャ
ンネル信号及び、Ｑチャンネル信号にそれぞれ担わされ
たデジタル情報となり、下位６ビットが誤差となる。
又、直交復調部１８から出力されるＩチャンネル信号及
び、Ｑチャンネル信号は、直交復調部１７から出力され
る主偏波側Ｉチャンネル信号及びＱチャンネル信号の干
渉波信号となる。
ジタルのcosωt、-sinωtを乗算してベースバンドの主
偏波側のＩチャンネル信号及びＱチャンネル信号を発生
するデジタルの直交復調部、１８は移相器１６の出力に
それぞれデジタルのcosωt、-sinωtを乗算してベース
バンドの異偏波側のＩチャンネル信号、Ｑチャンネル信
号を発生するデジタル直交復調部である。各直交復調部
１７，１８から出力されるデジタルデータは例えば８ビ
ットデータで、１６ＱＡＭの場合上位２ビットがＩチャ
ンネル信号及び、Ｑチャンネル信号にそれぞれ担わされ
たデジタル情報となり、下位６ビットが誤差となる。
又、直交復調部１８から出力されるＩチャンネル信号及
び、Ｑチャンネル信号は、直交復調部１７から出力され
る主偏波側Ｉチャンネル信号及びＱチャンネル信号の干
渉波信号となる。
【００２７】１９〜２０はＦＩＲ型フィルタで構成され
たロールオフフィルタであり、直交復調部１７から出力
される主偏波側の復調信号（Ｉチャンネル信号，Ｑチャ
ンネル信号）にロールオフ特性を付与するもの、２１〜
２２はＦＩＲ型フィルタで構成されたロールオフフィル
タであり、直交復調部１８から出力される異偏波側のＩ
チャンネル信号，Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を
付与するものである。２３，２４はトランスバーサルイ
コライザ（ＴＶＥＱ）であり、トランスバーサルイコラ
イザ２３は主偏波側のＩチャンネル信号及びＱチャンネ
ル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正し、トラ
ンスバーサルイコライザ２４は異偏波側のＩチャンネル
信号及びＱチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交
誤差を補正する。２５，２６は減算器であり、減算器２
５は主偏波側のＩチャンネル信号より異偏波側のＩチャ
ンネル信号成分を減算し、減算器２６は主偏波側のＱチ
ャンネル信号より異偏波側のＱチャンネル信号成分を減
算して出力する。これにより、主偏波に対する異偏波の
干渉波成分を除去して正しい主偏波のＩチャンネル信
号、Ｑチャンネル信号を出力できる。
たロールオフフィルタであり、直交復調部１７から出力
される主偏波側の復調信号（Ｉチャンネル信号，Ｑチャ
ンネル信号）にロールオフ特性を付与するもの、２１〜
２２はＦＩＲ型フィルタで構成されたロールオフフィル
タであり、直交復調部１８から出力される異偏波側のＩ
チャンネル信号，Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を
付与するものである。２３，２４はトランスバーサルイ
コライザ（ＴＶＥＱ）であり、トランスバーサルイコラ
イザ２３は主偏波側のＩチャンネル信号及びＱチャンネ
ル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正し、トラ
ンスバーサルイコライザ２４は異偏波側のＩチャンネル
信号及びＱチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交
誤差を補正する。２５，２６は減算器であり、減算器２
５は主偏波側のＩチャンネル信号より異偏波側のＩチャ
ンネル信号成分を減算し、減算器２６は主偏波側のＱチ
ャンネル信号より異偏波側のＱチャンネル信号成分を減
算して出力する。これにより、主偏波に対する異偏波の
干渉波成分を除去して正しい主偏波のＩチャンネル信
号、Ｑチャンネル信号を出力できる。
【００２８】２７はコントロール部で、搬送波再生回路
２７ａ、クロック同期回路２７ｂ、位相算出回路２７ｃ
を備えるもの、２８、２９はローパスフィルタである。
コントロール部２７の搬送波再生回路２７ａは、Ｉチャ
ンネル信号より搬送波の周波数制御信号ＣＲＦを出力
し、ローパスフィルタ２８は該信号を平滑化して制御電
圧として局部発振器１２に入力し、局部発振器１２は該
制御電圧により局部発振周波数を制御する。又、コント
ロール部２７のクロック同期回路２７ｂはクロック周波
数制御信号ＣＬＦを出力し、ローパスフィルタ２９は該
信号を平滑化して制御電圧として電圧制御発振器１５に
入力し、電圧制御発振器１５は該制御電圧によりシンボ
ルクロックと同期するようにサンプリングクロックＣｓ
の周波数を制御する。コントロール部２７の位相算出回
路２７ｃは主偏波と異偏波のＩチャンネル信号を用いて
位相θを算出して出力する。３０は位相θと移相器１６
に設定する係数Ｃｉとの対応をメモリＭＭに記憶すると
共に、入力された位相θに応じた係数Ｃｉをメモリから
読出して移相器１６に入力する係数設定部である。
２７ａ、クロック同期回路２７ｂ、位相算出回路２７ｃ
を備えるもの、２８、２９はローパスフィルタである。
コントロール部２７の搬送波再生回路２７ａは、Ｉチャ
ンネル信号より搬送波の周波数制御信号ＣＲＦを出力
し、ローパスフィルタ２８は該信号を平滑化して制御電
圧として局部発振器１２に入力し、局部発振器１２は該
制御電圧により局部発振周波数を制御する。又、コント
ロール部２７のクロック同期回路２７ｂはクロック周波
数制御信号ＣＬＦを出力し、ローパスフィルタ２９は該
信号を平滑化して制御電圧として電圧制御発振器１５に
入力し、電圧制御発振器１５は該制御電圧によりシンボ
ルクロックと同期するようにサンプリングクロックＣｓ
の周波数を制御する。コントロール部２７の位相算出回
路２７ｃは主偏波と異偏波のＩチャンネル信号を用いて
位相θを算出して出力する。３０は位相θと移相器１６
に設定する係数Ｃｉとの対応をメモリＭＭに記憶すると
共に、入力された位相θに応じた係数Ｃｉをメモリから
読出して移相器１６に入力する係数設定部である。
【００２９】（ｂ）移相器 図４は移相器１６の構成図であり、デジタルフィルタの
一つである(2n+1)タップを有する係数可変のＦＩＲ型フ
ィルタで構成されている。移相器１６において、ＦＦは
１サンプリング時間、入力データを遅延する遅延回路、
ＭＬＰは遅延回路から出力されるデータに係数Ｃ-n〜Ｃ
nを乗算する乗算器、ＡＤＤは各乗算器の乗算結果を加
算して出力する加算器である。
一つである(2n+1)タップを有する係数可変のＦＩＲ型フ
ィルタで構成されている。移相器１６において、ＦＦは
１サンプリング時間、入力データを遅延する遅延回路、
ＭＬＰは遅延回路から出力されるデータに係数Ｃ-n〜Ｃ
nを乗算する乗算器、ＡＤＤは各乗算器の乗算結果を加
算して出力する加算器である。
【００３０】かかるＦＩＲ型フィルタの中心タップの係
数Ｃ0を１にし、他のタップの係数をすべて０にした時
のインパルス応答は図５（ａ）に示すようになる。注目
すべきは、中心タップ位置を除き他の全てのタップ位置
でインパルス応答が零になることである。この図５
（ａ）のインパルス応答にθ1の遅れ位相を付加すると
図５（ｂ）に示すようになり、又、θ2の進み位相を付
加すると図５（ｃ）に示すようになる。このため、入力
信号を位相θ1だけ遅延するには、図５（ｂ）の各タッ
プ位置におけるインパルス応答値Ｃ0，Ｃ1，Ｃ-1・・・
を対応するタップの係数値として設定すればよい。又、
入力信号を位相θ2だけ進ませるには、図５（ｃ）の各
タップ位置におけるインパルス応答値Ｃ0′，Ｃ1′，Ｃ
-1′・・・を対応するタップの係数値として設定すれば
よい。以上より、予め位相θと移相器１６における(2n+
1)（ｎ≧１）個のタップ係数値の対応をメモリＭＭに記
憶しておけば、任意の位相θに応じたタップ係数値を直
ちに求めて移相器１６に設定して位相制御することがで
きる。
数Ｃ0を１にし、他のタップの係数をすべて０にした時
のインパルス応答は図５（ａ）に示すようになる。注目
すべきは、中心タップ位置を除き他の全てのタップ位置
でインパルス応答が零になることである。この図５
（ａ）のインパルス応答にθ1の遅れ位相を付加すると
図５（ｂ）に示すようになり、又、θ2の進み位相を付
加すると図５（ｃ）に示すようになる。このため、入力
信号を位相θ1だけ遅延するには、図５（ｂ）の各タッ
プ位置におけるインパルス応答値Ｃ0，Ｃ1，Ｃ-1・・・
を対応するタップの係数値として設定すればよい。又、
入力信号を位相θ2だけ進ませるには、図５（ｃ）の各
タップ位置におけるインパルス応答値Ｃ0′，Ｃ1′，Ｃ
-1′・・・を対応するタップの係数値として設定すれば
よい。以上より、予め位相θと移相器１６における(2n+
1)（ｎ≧１）個のタップ係数値の対応をメモリＭＭに記
憶しておけば、任意の位相θに応じたタップ係数値を直
ちに求めて移相器１６に設定して位相制御することがで
きる。
【００３１】（ｃ）位相算出処理 図６はコントロール部２７の位相算出回路２７ｃによる
位相算出処理の説明図である。１６ＱＡＭにおいて、Ｉ
チャンネル信号、Ｑチャンネル信号をそれぞれ８ビット
で表現すると、上位２ビットがデータを表し、下位６ビ
ットが波形歪等による誤差を表す。上位２ビットの識別
スレショールドとデジタルデータの関係は図６（ａ）に
示すようになり、デジタルデータの第３ビットＥが”
１”であればＩチャンネル信号は識別スレショールド値
の中間値（理想値）より大きくなり、Ｅ＝”０”であれ
ば中間値より小さいなる。
位相算出処理の説明図である。１６ＱＡＭにおいて、Ｉ
チャンネル信号、Ｑチャンネル信号をそれぞれ８ビット
で表現すると、上位２ビットがデータを表し、下位６ビ
ットが波形歪等による誤差を表す。上位２ビットの識別
スレショールドとデジタルデータの関係は図６（ａ）に
示すようになり、デジタルデータの第３ビットＥが”
１”であればＩチャンネル信号は識別スレショールド値
の中間値（理想値）より大きくなり、Ｅ＝”０”であれ
ば中間値より小さいなる。
【００３２】中間値からの偏差ｅは異偏波の交差干渉に
より生じるものである。従って、主偏波のＩチャンネル
信号と異偏波のＩチャンネル信号（干渉波信号）間に位
相差がなければ、主偏波のＩチャンネル信号より干渉波
信号の所定割合を減算すれば略ｅ＝０になる。例えば、
位相差＝０のとき、干渉波信号が図６（ｂ）の実線で示
すようになっており（識別タイミング時の値がｂ）、前
記割合がαであるとすれば、α・ｂを主偏波のＩチャン
ネル信号より減算することによりｅ＝０とすることがで
きる。しかし、位相差は零でなく、図６（ｂ）の点線に
示すように進んだり、一点鎖線で示すように遅れたりす
る。干渉波の位相が進むと識別タイミング時ｔ0におけ
る干渉波信号はｂより小さくなりａとなる。このため、
α・ａを主偏波のＩチャンネル信号より減算してもｅ＝
０とならず、ｅ＞０となる。すなわち、デジタルデータ
の第３ビット（エラービット）Ｅが”１”となる。これ
は、干渉波の傾きが正で、エラービットＥが”１”の場
合には干渉波の位相が進んでいることを意味し、干渉波
の位相を遅らせるように制御する必要がある。・・・Ａ
より生じるものである。従って、主偏波のＩチャンネル
信号と異偏波のＩチャンネル信号（干渉波信号）間に位
相差がなければ、主偏波のＩチャンネル信号より干渉波
信号の所定割合を減算すれば略ｅ＝０になる。例えば、
位相差＝０のとき、干渉波信号が図６（ｂ）の実線で示
すようになっており（識別タイミング時の値がｂ）、前
記割合がαであるとすれば、α・ｂを主偏波のＩチャン
ネル信号より減算することによりｅ＝０とすることがで
きる。しかし、位相差は零でなく、図６（ｂ）の点線に
示すように進んだり、一点鎖線で示すように遅れたりす
る。干渉波の位相が進むと識別タイミング時ｔ0におけ
る干渉波信号はｂより小さくなりａとなる。このため、
α・ａを主偏波のＩチャンネル信号より減算してもｅ＝
０とならず、ｅ＞０となる。すなわち、デジタルデータ
の第３ビット（エラービット）Ｅが”１”となる。これ
は、干渉波の傾きが正で、エラービットＥが”１”の場
合には干渉波の位相が進んでいることを意味し、干渉波
の位相を遅らせるように制御する必要がある。・・・Ａ
【００３３】一方、干渉波信号の位相が遅れると、識別
タイミング時ｔ0における干渉波信号はｂより大きくな
ってｃとなる。このため、α・ｃを主偏波のＩチャンネ
ル信号より減算するとｅ＜０となる。すなわち、デジタ
ルデータの第３ビット（エラービット）Ｅが”０”とな
る。これは、干渉波の傾きが正で、エラービットＥが”
０”の場合には干渉波の位相が遅れていることを意味
し、干渉波の位相を進ませる制御を行う必要がある。・
・・Ｂ 以上のＡ，Ｂをまとめると、図６（ｂ）の表に示すよう
になる。以上は、干渉波の傾きが正の場合であるが、負
の場合には図６（ｃ）の表に示すようになる。以上よ
り、正の傾斜を”０”、負の傾斜を”１”と表現し、進
み位相シフトを”０”、遅れ位相シフトを”１”とすれ
ば、傾斜ＳとエラービットＥの排他的論理和を演算し、
演算結果が”０”であれば位相を進ませ、”１”であれ
ば位相を遅らせるように制御すればよいことになる。
タイミング時ｔ0における干渉波信号はｂより大きくな
ってｃとなる。このため、α・ｃを主偏波のＩチャンネ
ル信号より減算するとｅ＜０となる。すなわち、デジタ
ルデータの第３ビット（エラービット）Ｅが”０”とな
る。これは、干渉波の傾きが正で、エラービットＥが”
０”の場合には干渉波の位相が遅れていることを意味
し、干渉波の位相を進ませる制御を行う必要がある。・
・・Ｂ 以上のＡ，Ｂをまとめると、図６（ｂ）の表に示すよう
になる。以上は、干渉波の傾きが正の場合であるが、負
の場合には図６（ｃ）の表に示すようになる。以上よ
り、正の傾斜を”０”、負の傾斜を”１”と表現し、進
み位相シフトを”０”、遅れ位相シフトを”１”とすれ
ば、傾斜ＳとエラービットＥの排他的論理和を演算し、
演算結果が”０”であれば位相を進ませ、”１”であれ
ば位相を遅らせるように制御すればよいことになる。
【００３４】（ｄ）位相算出回路 図７は位相算出回路２７ｃの構成図である。傾斜判定部
27c-1は干渉波信号の傾きＳを判定する。位相シフト方
向判定部27c-2は、主偏波のＩチャンネル信号の第３ビ
ット（エラービット）Ｅと傾きＳとの排他的論理和演算
を実行して出力する。尚、排他的論理和演算の結果が”
１”であれば干渉波の位相を遅らせ、”０”であれば干
渉波の位相を進ませることを意味する。アップ／ダウン
カウンタ27c-3は位相シフト方向判定部の出力信号が”
０”（進み方向）のときにカウントアップし、”１”
（遅れ方向）のときにカウントダウンし、計数値を干渉
波の位相θとして出力する。
27c-1は干渉波信号の傾きＳを判定する。位相シフト方
向判定部27c-2は、主偏波のＩチャンネル信号の第３ビ
ット（エラービット）Ｅと傾きＳとの排他的論理和演算
を実行して出力する。尚、排他的論理和演算の結果が”
１”であれば干渉波の位相を遅らせ、”０”であれば干
渉波の位相を進ませることを意味する。アップ／ダウン
カウンタ27c-3は位相シフト方向判定部の出力信号が”
０”（進み方向）のときにカウントアップし、”１”
（遅れ方向）のときにカウントダウンし、計数値を干渉
波の位相θとして出力する。
【００３５】（ｅ）全体の動作 主偏波の復調信号（Ｉチャンネル信号）のエラービット
Ｅ及び干渉波信号が、それぞれ減算器２５及びトランス
バーサルフィルタ２４からコントロール回路２７の位相
算出回路２７ｃに入力する。位相算出回路２７はエラー
ビットＥと干渉波の傾斜Ｓに基づいて位相シフト方向を
判断し、シフト方向に応じて位相θを増減（±１）して
出力する。係数設定部３０は位相θに応じたタップ係数
値Ｃ-n〜ＣnをメモリＭＭから読出し、ＦＩＲ型フィル
タ構成の移相器１６の各係数部に設定する。移相器１６
はＡＤ変換１４の出力データの位相がθとなるように制
御して直交復調部１８に入力する。この結果、トランス
バーサルフィルタ２３，２４からそれぞれ出力される干
渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。以後、
上記動作が繰り返され、アップ／ダウンカウンタ27c-3
（図７）の計数値が所定値に収束する。収束時、干渉波
と主偏波の復調信号の位相差はほぼ零となり、主偏波の
復調信号に含まれる干渉波成分が正しくキャンセルされ
る。
Ｅ及び干渉波信号が、それぞれ減算器２５及びトランス
バーサルフィルタ２４からコントロール回路２７の位相
算出回路２７ｃに入力する。位相算出回路２７はエラー
ビットＥと干渉波の傾斜Ｓに基づいて位相シフト方向を
判断し、シフト方向に応じて位相θを増減（±１）して
出力する。係数設定部３０は位相θに応じたタップ係数
値Ｃ-n〜ＣnをメモリＭＭから読出し、ＦＩＲ型フィル
タ構成の移相器１６の各係数部に設定する。移相器１６
はＡＤ変換１４の出力データの位相がθとなるように制
御して直交復調部１８に入力する。この結果、トランス
バーサルフィルタ２３，２４からそれぞれ出力される干
渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。以後、
上記動作が繰り返され、アップ／ダウンカウンタ27c-3
（図７）の計数値が所定値に収束する。収束時、干渉波
と主偏波の復調信号の位相差はほぼ零となり、主偏波の
復調信号に含まれる干渉波成分が正しくキャンセルされ
る。
【００３６】（Ｂ）本発明の第２実施例 第１実施例ではＦＩＲ型構成の移相器１６を別途設け
た。しかし、ＦＩＲ型フィルタはロールオフフィルタ１
９〜２２として元々存在する。そこで、第２実施例で
は、異偏波側のロールオフフィルタ２１，２２の係数値
を干渉波の位相θに基づいて制御することにより、移相
器を省略する。。
た。しかし、ＦＩＲ型フィルタはロールオフフィルタ１
９〜２２として元々存在する。そこで、第２実施例で
は、異偏波側のロールオフフィルタ２１，２２の係数値
を干渉波の位相θに基づいて制御することにより、移相
器を省略する。。
【００３７】図８は本発明の第２実施例である交差偏波
間干渉補償機能を備えた復調器の構成図であり、図３の
第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第２
実施例において、第１実施例と異なる点は、 移相器を除去した点、 異偏波側の直交復調部１８から出力されるＩチャンネ
ル信号，Ｑチャンネル信号が入力されるロールオフフィ
ルタ２１、２２の係数値を干渉波信号の位相θに応じて
可変制御する点、 干渉波の位相をθにし、かつ共にロールオフ特性を付
与する係数値を、該θに対応させてメモリＭＭに記憶す
る点、 算出された位相θに応じた係数値をメモリＭＭより求
め、ロールオフフィルタ２１、２２に設定する点であ
る。
間干渉補償機能を備えた復調器の構成図であり、図３の
第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第２
実施例において、第１実施例と異なる点は、 移相器を除去した点、 異偏波側の直交復調部１８から出力されるＩチャンネ
ル信号，Ｑチャンネル信号が入力されるロールオフフィ
ルタ２１、２２の係数値を干渉波信号の位相θに応じて
可変制御する点、 干渉波の位相をθにし、かつ共にロールオフ特性を付
与する係数値を、該θに対応させてメモリＭＭに記憶す
る点、 算出された位相θに応じた係数値をメモリＭＭより求
め、ロールオフフィルタ２１、２２に設定する点であ
る。
【００３８】図９はロールオフフィルタ２１、２２の構
成図であり、(2n+1)タップのＦＩＲ型フィルタ構成を備
えている。尚、位相θによりロールオフフィルタ２１、
２２の全てのタップ係数を制御する必要は無く、少なく
とも、中心タップ、その両側のタップの合計３つのタッ
プ係数を制御するだけでもよい。主偏波の復調信号（Ｉ
チャンネル信号）のエラービットＥ及び干渉波信号が、
それぞれ減算器２５及びトランスバーサルフィルタ２４
からコントロール回路２７の位相算出回路２７ｃに入力
する。位相算出回路２７ｃはエラービットＥと干渉波の
傾斜Ｓに基づいて位相シフト方向を判断し、シフト方向
に応じて位相θを増減（±１）して出力する。係数設定
部３１は位相θに応じた係数値をメモリＭＭより求め、
ロールオフフィルタ２１、２２に設定する。ロールオフ
フィルタ２１、２２は直交復調部１８の出力であるＩチ
ャンネル信号、Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を付
与すると共に、位相がθとなるように制御する。この結
果、干渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。
以後、上記動作が繰り返され、位相θが所定値に収束す
る。収束時、干渉波と主偏波の復調信号の位相差はほぼ
零となり、主偏波の復調信号に含まれる干渉波成分が正
しくキャンセルされる。
成図であり、(2n+1)タップのＦＩＲ型フィルタ構成を備
えている。尚、位相θによりロールオフフィルタ２１、
２２の全てのタップ係数を制御する必要は無く、少なく
とも、中心タップ、その両側のタップの合計３つのタッ
プ係数を制御するだけでもよい。主偏波の復調信号（Ｉ
チャンネル信号）のエラービットＥ及び干渉波信号が、
それぞれ減算器２５及びトランスバーサルフィルタ２４
からコントロール回路２７の位相算出回路２７ｃに入力
する。位相算出回路２７ｃはエラービットＥと干渉波の
傾斜Ｓに基づいて位相シフト方向を判断し、シフト方向
に応じて位相θを増減（±１）して出力する。係数設定
部３１は位相θに応じた係数値をメモリＭＭより求め、
ロールオフフィルタ２１、２２に設定する。ロールオフ
フィルタ２１、２２は直交復調部１８の出力であるＩチ
ャンネル信号、Ｑチャンネル信号にロールオフ特性を付
与すると共に、位相がθとなるように制御する。この結
果、干渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。
以後、上記動作が繰り返され、位相θが所定値に収束す
る。収束時、干渉波と主偏波の復調信号の位相差はほぼ
零となり、主偏波の復調信号に含まれる干渉波成分が正
しくキャンセルされる。
【００３９】（Ｃ）本発明の第３実施例 第２実施例では、位相θと係数値の対応を予めメモリＭ
Ｍに記憶しておき、係数設定部３１が位相算出部２７ａ
より入力された位相θに応じた係数値をメモリより読出
してロールオフフィルタ２１、２２に設定する。しか
し、位相θに応じた係数値を記憶するメモリが必要にな
る。第３実施例では位相θと係数値の対応をメモリを用
いないで係数値を算出してロールオフフィルタに設定す
る。
Ｍに記憶しておき、係数設定部３１が位相算出部２７ａ
より入力された位相θに応じた係数値をメモリより読出
してロールオフフィルタ２１、２２に設定する。しか
し、位相θに応じた係数値を記憶するメモリが必要にな
る。第３実施例では位相θと係数値の対応をメモリを用
いないで係数値を算出してロールオフフィルタに設定す
る。
【００４０】（ａ）構成 図１０は本発明の第３実施例の復調部の構成図であり、
図８の第２実施例と同一部分には同一符号を付してい
る。図中、４０は位相シフト方向に応じて±△を出力す
る位相シフト方向制御部、４１はロールオフフィルタ２
１、２２の−１タップ係数Ｃ-1及び＋１タップ係数Ｃ1
を決定するタップ係数決定部である。位相シフト方向制
御部４０は、図１１に示すように、干渉波の傾きＳを判
定する傾斜判定部４０ａ、主偏波のＩチャンネル信号の
第３ビット（エラービット）Ｅと傾きＳとの排他的論理
和演算を実行するＥＯＲ回路４０ｂ、ＥＯＲ結果に従っ
て＋Δまたは−Δを出力する±Δ出力回路４０ｃを備え
ている。タップ係数決定部４１は、図１２に示すよう
に、ロールオフフィルタ２１、２２の−１タップ係数Ｃ
-1を決定する−１タップ係数決定部４１ａ、ロールオフ
フィルタ２１、２２の＋１タップ係数Ｃ1を決定する＋
１タップ係数決定部４１ｂ、符号反転部４１ｃを備えて
いる。
図８の第２実施例と同一部分には同一符号を付してい
る。図中、４０は位相シフト方向に応じて±△を出力す
る位相シフト方向制御部、４１はロールオフフィルタ２
１、２２の−１タップ係数Ｃ-1及び＋１タップ係数Ｃ1
を決定するタップ係数決定部である。位相シフト方向制
御部４０は、図１１に示すように、干渉波の傾きＳを判
定する傾斜判定部４０ａ、主偏波のＩチャンネル信号の
第３ビット（エラービット）Ｅと傾きＳとの排他的論理
和演算を実行するＥＯＲ回路４０ｂ、ＥＯＲ結果に従っ
て＋Δまたは−Δを出力する±Δ出力回路４０ｃを備え
ている。タップ係数決定部４１は、図１２に示すよう
に、ロールオフフィルタ２１、２２の−１タップ係数Ｃ
-1を決定する−１タップ係数決定部４１ａ、ロールオフ
フィルタ２１、２２の＋１タップ係数Ｃ1を決定する＋
１タップ係数決定部４１ｂ、符号反転部４１ｃを備えて
いる。
【００４１】図６において説明したように、ＥＯＲ回路
４０ｂ（図１１）における排他的論理和演算の結果が”
１”であれば干渉波の位相を遅らせる必要があり、”
０”であれば干渉波の位相を進ませる必要がある。一
方、ｎ＝１の３タップのＦＩＲ型フィルタにおいて、入
力信号の位相を遅らせるには、＋１タップの係数値Ｃ1
を正方向へ変化させ（図５（ｂ）参照）、−１タップの
係数値Ｃ-1を負方向へ変化させればよい。又、入力信号
の位相を進ませるには、＋１タップの係数値Ｃ1を負方
向へ変化させ（図５（ｃ）参照）、−１タップの係数値
Ｃ-1を正方向へ変化させればよい。
４０ｂ（図１１）における排他的論理和演算の結果が”
１”であれば干渉波の位相を遅らせる必要があり、”
０”であれば干渉波の位相を進ませる必要がある。一
方、ｎ＝１の３タップのＦＩＲ型フィルタにおいて、入
力信号の位相を遅らせるには、＋１タップの係数値Ｃ1
を正方向へ変化させ（図５（ｂ）参照）、−１タップの
係数値Ｃ-1を負方向へ変化させればよい。又、入力信号
の位相を進ませるには、＋１タップの係数値Ｃ1を負方
向へ変化させ（図５（ｃ）参照）、−１タップの係数値
Ｃ-1を正方向へ変化させればよい。
【００４２】以上をまとめると
【表１】 となる。そこで、位相シフト方向制御部４０は、排他論
理和結果が”１”（遅れ位相）であれば＋１タップ係数
決定部４１ｂに＋Δを入力し、−１タップ係数決定部４
１ａに符号反転部４３を介して−Δを入力する。又、位
相シフト方向制御部４０は、排他論理和結果が”０”
（進み位相）であれば＋１タップ係数決定部４１ｂに−
Δを入力し、−１タップ係数決定部４１ａに符号反転部
４３を介して＋Δを入力する。
理和結果が”１”（遅れ位相）であれば＋１タップ係数
決定部４１ｂに＋Δを入力し、−１タップ係数決定部４
１ａに符号反転部４３を介して−Δを入力する。又、位
相シフト方向制御部４０は、排他論理和結果が”０”
（進み位相）であれば＋１タップ係数決定部４１ｂに−
Δを入力し、−１タップ係数決定部４１ａに符号反転部
４３を介して＋Δを入力する。
【００４３】位相シフト方向制御部４０より＋Δが出力
されると、−１タップ係数決定部４１ａは係数Ｃ-1をΔ
だけ減少し、＋１タップ係数決定部４１ｂは係数Ｃ1を
Δだけ増大して、ロールオフフィルタ２１、２２に設定
する。この結果、干渉波の位相が遅れる。又、位相シフ
ト方向制御部４０より−Δが出力されると、−１タップ
係数決定部４１ａは係数Ｃ-1をΔだけ増大し、＋１タッ
プ係数決定部４１ｂは係数Ｃ1をΔだけ減少して、ロー
ルオフフィルタ２１、２２に設定する。この結果、干渉
波の位相が進む。
されると、−１タップ係数決定部４１ａは係数Ｃ-1をΔ
だけ減少し、＋１タップ係数決定部４１ｂは係数Ｃ1を
Δだけ増大して、ロールオフフィルタ２１、２２に設定
する。この結果、干渉波の位相が遅れる。又、位相シフ
ト方向制御部４０より−Δが出力されると、−１タップ
係数決定部４１ａは係数Ｃ-1をΔだけ増大し、＋１タッ
プ係数決定部４１ｂは係数Ｃ1をΔだけ減少して、ロー
ルオフフィルタ２１、２２に設定する。この結果、干渉
波の位相が進む。
【００４４】（ｂ）動作 主偏波の復調信号（Ｉチャンネル信号）のエラービット
Ｅ及び干渉波信号が、それぞれ減算器２５及びトランス
バーサルフィルタ２４からコントロール回路２７の位相
シフト方向制御部４０に入力する。位相シフト方向制御
部４０はエラービットＥと干渉波信号の傾斜ＳとのＥＯ
Ｒを演算し、ＥＯＲ演算結果に基づいて位相シフト方向
を判断し、シフト方向に応じて±Δを出力する（表１参
照）。干渉波の位相を遅らせるために、位相シフト方向
制御部４０より＋Δが出力されると、−１タップ係数決
定部４１ａは係数Ｃ-1をΔだけ減少し、＋１タップ係数
決定部４１ｂは係数Ｃ1をΔだけ増大して、ロールオフ
フィルタ２１、２２に設定する。この結果、干渉波の位
相が遅れる。
Ｅ及び干渉波信号が、それぞれ減算器２５及びトランス
バーサルフィルタ２４からコントロール回路２７の位相
シフト方向制御部４０に入力する。位相シフト方向制御
部４０はエラービットＥと干渉波信号の傾斜ＳとのＥＯ
Ｒを演算し、ＥＯＲ演算結果に基づいて位相シフト方向
を判断し、シフト方向に応じて±Δを出力する（表１参
照）。干渉波の位相を遅らせるために、位相シフト方向
制御部４０より＋Δが出力されると、−１タップ係数決
定部４１ａは係数Ｃ-1をΔだけ減少し、＋１タップ係数
決定部４１ｂは係数Ｃ1をΔだけ増大して、ロールオフ
フィルタ２１、２２に設定する。この結果、干渉波の位
相が遅れる。
【００４５】又、干渉波の位相を進めるために、位相シ
フト方向制御部４０より−Δが出力されると、−１タッ
プ係数決定部４１ａは係数Ｃ-1をΔだけ増大し、＋１タ
ップ係数決定部４１ｂは係数Ｃ1をΔだけ減少して、ロ
ールオフフィルタ２１、２２に設定する。この結果、干
渉波の位相が進む。以後、上記制御が繰り返され、係数
Ｃ-1、Ｃ1が収束し、干渉波信号と主偏波の復調信号の
位相差はほぼ零となり、主偏波の復調信号に含まれる干
渉波成分が正しくキャンセルされる。
フト方向制御部４０より−Δが出力されると、−１タッ
プ係数決定部４１ａは係数Ｃ-1をΔだけ増大し、＋１タ
ップ係数決定部４１ｂは係数Ｃ1をΔだけ減少して、ロ
ールオフフィルタ２１、２２に設定する。この結果、干
渉波の位相が進む。以後、上記制御が繰り返され、係数
Ｃ-1、Ｃ1が収束し、干渉波信号と主偏波の復調信号の
位相差はほぼ零となり、主偏波の復調信号に含まれる干
渉波成分が正しくキャンセルされる。
【００４６】（Ｄ）本発明の第４実施例 第３実施例では、ロールオフフィルタ２１、２２の−１
タップ係数Ｃ-1と＋１タップ係数Ｃ1の２つ値を制御し
て干渉波の位相を制御した場合であるが、他のタップの
係数をも含めて制御することにより精度をあげることが
できる。第４実施例は、多数のタップ係数Ｃ+1，Ｃ+2，
・・・，Ｃ-1，Ｃ-2，・・・の値を制御して干渉波の位
相を制御する場合であり、図１０の第３実施例と異なる
点は、タップ係数決定部５１が多数の係数Ｃ+1，Ｃ+2，
・・・，Ｃ-1，Ｃ-2，・・・の値を決定してロールオフ
フィルタ２１、２２に設定する点である。
タップ係数Ｃ-1と＋１タップ係数Ｃ1の２つ値を制御し
て干渉波の位相を制御した場合であるが、他のタップの
係数をも含めて制御することにより精度をあげることが
できる。第４実施例は、多数のタップ係数Ｃ+1，Ｃ+2，
・・・，Ｃ-1，Ｃ-2，・・・の値を制御して干渉波の位
相を制御する場合であり、図１０の第３実施例と異なる
点は、タップ係数決定部５１が多数の係数Ｃ+1，Ｃ+2，
・・・，Ｃ-1，Ｃ-2，・・・の値を決定してロールオフ
フィルタ２１、２２に設定する点である。
【００４７】図５（ｂ），（ｃ）より明らかなように、
進み/遅れ位相のいずれにおいても、+2TAPの係数Ｃ2は+
1TAPの係数Ｃ1と極性が反転になり、+3TAPの係数Ｃ3は+
2TAPの係数Ｃ2と極性が反転になり、それ以降について
も極性が反転していく。同様に、進み/遅れ位相のいず
れにおいても、-2TAPの係数Ｃ-2は-1TAPの係数Ｃ-1と極
性が反転になり、-3TAPの係数Ｃ-3は-2TAPの係数Ｃ-2と
極性が反転になり、それ以降についても極性が反転して
いく。又、タップ係数は中心から離れるに従い小さくな
るので、極性を変更するだけでは正確な制御を行えな
い。そこで、中心から離れるに従いタップ係数が小さく
なっていく比α+1,α-1,・・・を乗じる。正確に乗じれ
ば、より正確であるが、 1/2, 1/4のようにビット演算
のハード規模が小さくなるような値に丸めるとハード規
模を小さくできる。
進み/遅れ位相のいずれにおいても、+2TAPの係数Ｃ2は+
1TAPの係数Ｃ1と極性が反転になり、+3TAPの係数Ｃ3は+
2TAPの係数Ｃ2と極性が反転になり、それ以降について
も極性が反転していく。同様に、進み/遅れ位相のいず
れにおいても、-2TAPの係数Ｃ-2は-1TAPの係数Ｃ-1と極
性が反転になり、-3TAPの係数Ｃ-3は-2TAPの係数Ｃ-2と
極性が反転になり、それ以降についても極性が反転して
いく。又、タップ係数は中心から離れるに従い小さくな
るので、極性を変更するだけでは正確な制御を行えな
い。そこで、中心から離れるに従いタップ係数が小さく
なっていく比α+1,α-1,・・・を乗じる。正確に乗じれ
ば、より正確であるが、 1/2, 1/4のようにビット演算
のハード規模が小さくなるような値に丸めるとハード規
模を小さくできる。
【００４８】図１４はタップ係数決定部５１の構成図で
あり、５１ａ，５１ｂ，５１ｃは極性反転部、５２ａ，
５２ｂは増減率α+1,α-1を乗算する乗算器、５３ａは
−１タップ係数決定部、５３ｂは＋１タップ係数決定
部、５４ａは−２タップ係数決定部、５４ｂは＋２タッ
プ係数決定部、・・・である。−１タップ係数決定部５
３ａは位相シフト方向制御部４０から出力される±Δを
加減算して−１タップ係数Ｃ-1を出力する。＋１タップ
係数決定部５３ｂは位相シフト方向制御部４０から出力
される±Δの極性反転値を加減算して＋１タップ係数Ｃ
1を出力する。−２タップ係数決定部５４ａは位相シフ
ト方向制御部４０から出力される±Δに−α-1倍して加
減算して−２タップ係数Ｃ-2を出力する。＋２タップ係
数決定部５４ｂは位相シフト方向制御部４０から出力さ
れる±Δにα+1倍して加減算して＋２タップ係数Ｃ2を
出力する。以下同様に±ｎタップ係数Ｃ+n，Ｃ-nを求め
ることができる。
あり、５１ａ，５１ｂ，５１ｃは極性反転部、５２ａ，
５２ｂは増減率α+1,α-1を乗算する乗算器、５３ａは
−１タップ係数決定部、５３ｂは＋１タップ係数決定
部、５４ａは−２タップ係数決定部、５４ｂは＋２タッ
プ係数決定部、・・・である。−１タップ係数決定部５
３ａは位相シフト方向制御部４０から出力される±Δを
加減算して−１タップ係数Ｃ-1を出力する。＋１タップ
係数決定部５３ｂは位相シフト方向制御部４０から出力
される±Δの極性反転値を加減算して＋１タップ係数Ｃ
1を出力する。−２タップ係数決定部５４ａは位相シフ
ト方向制御部４０から出力される±Δに−α-1倍して加
減算して−２タップ係数Ｃ-2を出力する。＋２タップ係
数決定部５４ｂは位相シフト方向制御部４０から出力さ
れる±Δにα+1倍して加減算して＋２タップ係数Ｃ2を
出力する。以下同様に±ｎタップ係数Ｃ+n，Ｃ-nを求め
ることができる。
【００４９】（Ｅ）変形例 第１実施例では、位相θと係数値の対応を予めメモリＭ
Ｍに記憶しておき、係数設定部３０（図３）が位相算出
部２７ｃより入力された位相θに応じた係数値をメモリ
より読出して移相器１６に設定する。しかし、位相θに
応じた係数値を記憶するメモリＭＭが必要になる。そこ
で、第３、第４実施例と同様にタップ係数決定部を設
け、該タップ係数決定部で同様の方法によりタップ係数
値を決定して移相器１６に設定するように構成すること
もできる。以上、本発明を実施例により説明したが、本
発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の
変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものでは
ない。
Ｍに記憶しておき、係数設定部３０（図３）が位相算出
部２７ｃより入力された位相θに応じた係数値をメモリ
より読出して移相器１６に設定する。しかし、位相θに
応じた係数値を記憶するメモリＭＭが必要になる。そこ
で、第３、第４実施例と同様にタップ係数決定部を設
け、該タップ係数決定部で同様の方法によりタップ係数
値を決定して移相器１６に設定するように構成すること
もできる。以上、本発明を実施例により説明したが、本
発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の
変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものでは
ない。
【００５０】
【発明の効果】以上本発明によれば、サンプリングクロ
ックの位相を変化せず、替わって、干渉波信号の位相を
制御するようにしたから、クロック乗換えの必要がな
く、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合であ
っても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償能力
を増大することができる。又、本発明によれば、移相器
を（２ｎ＋１）タップの係数可変のＦＩＲ型デジタルフ
ィルタで構成し、各タップの係数値を位相に応じて可変
することにより干渉波信号の位相を制御するようにした
から、デジタル構成の復調器に適用することができる。
又、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記
憶しておくことにより容易に位相調整ができる。
ックの位相を変化せず、替わって、干渉波信号の位相を
制御するようにしたから、クロック乗換えの必要がな
く、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合であ
っても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償能力
を増大することができる。又、本発明によれば、移相器
を（２ｎ＋１）タップの係数可変のＦＩＲ型デジタルフ
ィルタで構成し、各タップの係数値を位相に応じて可変
することにより干渉波信号の位相を制御するようにした
から、デジタル構成の復調器に適用することができる。
又、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記
憶しておくことにより容易に位相調整ができる。
【００５１】又、本発明によれば、復調器のロールオフ
フィルタの各タップ係数値を、干渉波信号の所定位相調
整量が得られ、しかも、所望のロールオフ特性が得られ
るように制御して干渉波信号の位相を制御するようにし
たから、ハードウェアの増大を抑えることができる。
又、本発明によれば、中心タップ両側のトータル２ｎ個
（ｎ≧１）のタップ係数を制御するだけでよく、しか
も、遅れ位相か、進み位相かに応じて各タップ係数を±
Δするだけで最終的に干渉波信号の位相を調整できる。
この結果、位相調整に際して、位相調整量と各タップの
係数値の対応をメモリに記憶する必要がなく、ハードウ
ェア量の増大を軽減でき、特に、ｎ＝１の場合における
ハードウェア量の増加を微増にとどめることができる。
フィルタの各タップ係数値を、干渉波信号の所定位相調
整量が得られ、しかも、所望のロールオフ特性が得られ
るように制御して干渉波信号の位相を制御するようにし
たから、ハードウェアの増大を抑えることができる。
又、本発明によれば、中心タップ両側のトータル２ｎ個
（ｎ≧１）のタップ係数を制御するだけでよく、しか
も、遅れ位相か、進み位相かに応じて各タップ係数を±
Δするだけで最終的に干渉波信号の位相を調整できる。
この結果、位相調整に際して、位相調整量と各タップの
係数値の対応をメモリに記憶する必要がなく、ハードウ
ェア量の増大を軽減でき、特に、ｎ＝１の場合における
ハードウェア量の増加を微増にとどめることができる。
【図１】本発明の第１の原理説明図である。
【図２】本発明の第２の原理説明図である。
【図３】本発明の第１実施例の復調器の構成である。
【図４】移相器（ＦＩＲフィルタ）構成例である。
【図５】インパルス応答とタップ係数算出の説明図であ
る。
る。
【図６】位相算出処理の説明図である。
【図７】位相算出部の構成である。
【図８】本発明の第２の実施例の復調器の構成である。
【図９】ロールオフフィルタの例である。
【図１０】本発明の第３実施例の復調部の構成である。
【図１１】位相シフト方向制御部である。
【図１２】第３実施例の要部構成図である。
【図１３】本発明の第４実施例の復調部の構成である。
【図１４】タップ係数決定部の構成である。
【図１５】直交偏波共用の方式を用いた伝送装置の受信
部の構成である。
部の構成である。
【図１６】ＱＡＭ復調部及びＸＰＩＣの構成図である。
【図１７】トランスバーサル等化器の構成である。
【図１８】識別スレショールド値とデジタルデータの関
係である。
係である。
【図１９】サンプリングクロックの位相制御説明図であ
る。
る。
【図２０】位相調整部を備えた主偏波側復調器である。
【図２１】自動位相調整機能を備えた主偏波側復調器で
ある。
ある。
１・・主偏波側の復調部 ２・・干渉波キャンセル部 ３・・位相制御手段 ４・・ＦＩＲ型構成の移相器 ５・・コントローラ ６・・位相と係数との対応を記憶するメモリ
Claims (12)
- 【請求項１】 主偏波に対する異偏波の干渉を補償する
交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器において、 主偏波側のベースバンド信号を復調する復調部、 主偏波側の復調信号より干渉波信号成分をキャンセルす
る干渉波キャンセル部、 異偏波側のベースバンド信号である干渉波信号の位相を
制御するための位相制御手段、を備えたことを特徴とす
る復調器。 - 【請求項２】 前記位相制御手段は、 移相器として動作するデジタルフィルタ、 干渉波信号の位相を決定し、該位相に応じた係数をデジ
タルフィルタに設定するコントローラを備えたことを特
徴とする請求項１記載の復調器。 - 【請求項３】 前記位相制御手段は更に、 位相とデジタルフィルタに設定する係数との対応を記憶
するメモリ、を備えることを特徴とする請求項２記載の
復調器。 - 【請求項４】 前記位相制御手段は、 移相器として動作するデジタルフィルタ、 干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相
進み／遅れ決定部、 干渉波信号の位相を遅らせる場合には、移相器の中心タ
ップ両側の２個のタップのうち出力側タップ係数を増加
し、入力側タップ係数を減少し、又、干渉波信号の位相
を進ませる場合には、移相器の出力側タップ係数を減少
し、入力側タップ係数を増加する係数値制御部、を備え
たことを特徴とする請求項１記載の復調器。 - 【請求項５】 前記位相制御手段は、 干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相
進み／遅れ決定部と、 移相器の係数値を制御する係数制御部を備え、 該係数制御部は、干渉波信号の位相を遅らせる場合に
は、移相器の中心タップ両側のトータル２ｍ個（ｍは２
以上の整数）のタップのうち第１の１つおきの出力側タ
ップ係数群の係数値を増加すると共に、第２の１つおき
の出力側タップ係数群の係数値を減少し、第１の１つお
きの入力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第
２の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加し、 又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、移相器の第
１の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少する
と共に、第２の１つおきの出力側タップ係数群の係数値
を増加し、第１の１つおきの入力側タップ係数群の係数
値を増加すると共に、第２の１つおきの入力側タップ係
数群の係数値を減少することを特徴とする請求項１記載
の復調器。 - 【請求項６】 中心タップより遠くなるほど係数値の増
減の割合を減少することを特徴とする請求項５記載の復
調器。 - 【請求項７】 主偏波に対する異偏波の干渉を補償する
交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器において、 主偏波側のベースバンド信号を復調する復調部、 主偏波側の復調信号より干渉波信号成分をキャンセルす
る干渉波キャンセル部、 主偏波側の復調信号及び干渉波信号にそれぞれロールオ
フ特性を付与するデジタルフィルタ構成のロールオフフ
ィルタ、 干渉波信号用のロールオフフィルタの係数を干渉波信号
に付与する位相に応じて制御する位相制御手段、を備え
たことを特徴とする復調器。 - 【請求項８】 前記位相制御手段は、 干渉波信号の位相を決定し、該位相及びロールオフ特性
に応じた係数をロールオフフィルタに設定し、干渉波信
号の位相を制御するコントローラを備えたことを特徴と
する請求項７記載の復調器。 - 【請求項９】 前記位相制御手段は更に、 位相とロールオフフィルタに設定する係数との対応を記
憶するメモリ、を備えることを特徴とする請求項８記載
の復調器。 - 【請求項１０】 前記位相制御手段は、 干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相
進み／遅れ決定部、 干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィ
ルタの中心タップ両側の２個のタップのうち出力側タッ
プ係数を増加し、入力側タップ係数を減少し、又、干渉
波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタ
の出力側タップ係数を減少し、入力側タップ係数を増加
する係数値制御部、を備えたことを特徴とする請求項７
記載の復調器。 - 【請求項１１】 前記位相制御手段は、 干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相
進み／遅れ決定部と、 ロールオフフィルタの係数値を制御する係数制御部を備
え、 該係数制御部は、干渉波信号の位相を遅らせる場合に
は、ロールオフフィルタの中心タップ両側のトータル２
ｍ個（ｍは２以上の整数）のタップのうち第１の１つお
きの出力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第
２の１つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少し、
第１の１つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少す
ると共に、第２の１つおきの入力側タップ係数群の係数
値を増加し、 又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフ
フィルタの第１の１つおきの出力側タップ係数群の係数
値を減少すると共に、第２の１つおきの出力側タップ係
数群の係数値を増加し、第１の１つおきの入力側タップ
係数群の係数値を増加すると共に、第２の１つおきの入
力側タップ係数群の係数値を減少することを特徴とする
請求項７記載の復調器。 - 【請求項１２】 中心タップより遠くなるほど係数値の
増減の割合を減少することを特徴とする請求項１１記載
の復調器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16234797A JP3616706B2 (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器 |
| US08/962,052 US6236263B1 (en) | 1997-06-19 | 1997-10-31 | Demodulator having cross polarization interference canceling function |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16234797A JP3616706B2 (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1117762A true JPH1117762A (ja) | 1999-01-22 |
| JP3616706B2 JP3616706B2 (ja) | 2005-02-02 |
Family
ID=15752839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16234797A Expired - Fee Related JP3616706B2 (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6236263B1 (ja) |
| JP (1) | JP3616706B2 (ja) |
Cited By (6)
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| JP3573627B2 (ja) * | 1998-09-28 | 2004-10-06 | 富士通株式会社 | マルチレートシンボルタイミングリカバリ回路 |
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| US20080019703A1 (en) * | 2006-07-21 | 2008-01-24 | Bbn Technologies Corp. | Optical Transmitter Using Nyquist Pulse Shaping |
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