JPH11164578A - 回転体駆動制御方法 - Google Patents
回転体駆動制御方法Info
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- JPH11164578A JPH11164578A JP9327719A JP32771997A JPH11164578A JP H11164578 A JPH11164578 A JP H11164578A JP 9327719 A JP9327719 A JP 9327719A JP 32771997 A JP32771997 A JP 32771997A JP H11164578 A JPH11164578 A JP H11164578A
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- JP
- Japan
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- rotating body
- control system
- target
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Abstract
位置とを関連付けて検出することで、回転体の周速を一
定にする。 【解決手段】 駆動源7により回転駆動される回転体1
の偏心量を回転体1の回転位置に対応させて検出し、検
出された偏心量及び対応する回転位置に基づき回転体1
の周速度が一定となるように回転体1の目標回転位置を
可変調整することで、回転体に偏心があっても、回転体
1の周位置での単位時間当りの移動量、即ち、周速は一
定となるようにした。
Description
法に関する。
ー複写機、カラープリンタ等においては、画像データの
書込みに際して位置ずれの少ない高画質化を図る上で
は、感光体の周速度(線速)が一定状態で安定している
ことが要求される。この他、感光体に限らず、周速度が
一定状態で安定していることが要求される回転体は多く
ある。ところが、現実には感光体等の回転体の回転軸の
偏心等の要因により回転体を周速一定で回転させること
は簡単ではなく、従来より、種々の対応策が講じられて
いる。
75427号公報に示されるような回転体駆動制御装置
がある。同公報によれば、回転軸の偏心等を考慮して、
感光体ドラムの回転軸にロータリエンコーダを取付けて
回転角速度を検出し、この回転角速度が一定となるよう
にモータの回転速度を制御することで、ロータリエンコ
ーダの偏心を除去するようにしている。換言すれば、偏
心量を検出し、その検出結果に基づいて感光体ドラムの
軸(即ち、回転中心)を調整することで、偏心を除去す
るようにしている。
御方法は速度制御方法である。そのため、時間とともに
位置偏差が大きくなるか、立上り時の遅れを吸収できな
い。特にカラー複写機のように、ブラック、イエロー、
マゼンダ、シアンの各色トナーを感光体上に順番に現像
し、転写ベルト上に重ね合わせると色ずれを起こす。ま
た、タンデム方式のような4ドラム方式では、外乱等に
より各々のドラムの速度差が生じた場合、そのまま色ず
れをした状態となる。即ち、速度差を生じた後は、ずれ
た状態のままとなる。
度変化等により制御系の伝達特性が変化して十分な位相
余裕及びゲイン余裕が得られなくなった場合には、制御
パラメータを切換えることにより、十分な位相余裕及び
ゲイン余裕を確保することができ、常に回転体の速度制
御を高精度に行うことができる。ところが、一巡伝達関
数G(s)・H(s)を動作開始時に自動的に或はユーザの
指示に基づいてCPUにより求める旨が記載されている
が、ここに、sはラプラス演算子であり、周波数特性を
求めるためには、s=j・ω(j;√(−1),ω;角
周波数)と置き、角周波数ωを求めたい周波数帯域でス
イープするなどの処理・操作が必要であり、簡単にはで
きない。また、温度変化の環境は、不特定多数のユーザ
では、予測できない場合があり、常に伝達特性を求める
必要が生じてしまう。
偏心があっても、その偏心量をその回転位置に対応付け
て検出することで、回転体の周位置での単位時間当りの
移動量、即ち、周速を一定にできる回転体駆動制御方法
を提供することである。
化、温度変化等により制御系の伝達特性が変動しても、
即ち、回転体と駆動源のパラメータ変動及び外乱等があ
っても安定して位置制御を行える回転体駆動制御方法を
提供することである。
時変化、温度変化等による、慣性モーメント、モータの
トルク定数、電機子抵抗及びインダクタンスが仕様値に
対して乗法的摂動があっても、目標値に安定して追従さ
せることができる回転体駆動制御方法を提供することを
目的とする。
ても目標値に対して正確に追従させて、回転体の周位置
での単位時間当りの移動量、即ち、周速を一定にできる
回転体駆動制御方法を提供することである。
とで、高価なデジタルシグナルプロセッサ等を用いるこ
となく、汎用の低価格のマイクロコンピュータで制御し
得る回転体駆動制御方法を提供することである。
ロバスト制御系を、そのままCPUで演算した場合と比
べてサンプリング時間の影響を受けることなく高精度に
目標値に追従させ得る回転体駆動制御方法を提供するこ
とである。
位追従遅れや定常偏差を抑制することができる回転体駆
動制御方法を提供することである。
駆動源により回転駆動される回転体の偏心量をその回転
位置に対応させて検出し、検出された偏心量及び対応す
る回転位置に基づき前記回転体の周速度が一定となるよ
うに前記回転体の目標回転位置を可変調整するようにし
た。従って、回転体に偏心があっても、その偏心量をそ
の回転位置に対応付けて検出し、周速度が一定となるよ
うに回転体の目標回転位置を可変調整することで、回転
体の周位置での単位時間当りの移動量、即ち、周速を一
定にできる。
転体駆動制御方法において、目標回転位置に回転体と駆
動源とのパラメータ変動及び外乱等による前記回転体の
目標位置ずれを設計に取り込んだロバスト制御系により
駆動源を駆動する。従って、経時変化、温度変化等によ
り制御系の伝達特性が変動しても、即ち、回転体と駆動
源のパラメータ変動及び外乱等があっても追従遅れがな
く安定して位置制御を行える。
転体駆動制御方法において、回転体のパラメータ変動を
慣性モーメント、駆動源のパラメータ変動をモータのト
ルク定数、電機子抵抗及びインダクタンスとし、これら
を仕様値に対する乗法的摂動として設計に取り込んだロ
バスト制御系を用いる。従って、製造ばらつき、経時変
化、温度変化等による、慣性モーメント、モータのトル
ク定数、電機子抵抗及びインダクタンスが仕様値に対し
て乗法的摂動があっても、それらを設計に取り込んだロ
バスト制御系を用いることにより、目標値に安定して追
従させることができる。
載の回転体駆動制御方法において、外乱等による回転体
の目標位置ずれは、偏心外乱最大振幅とその周波数に対
して目標位置の追従精度として設計に取り込んだロバス
ト制御系を用いる。従って、偏心外乱最大振幅とその周
波数に対して目標位置の追従精度として設計に取り込ん
だロバスト制御系を用いるので、偏心外乱等があっても
目標値に対して正確に追従させて、回転体の周位置での
単位時間当りの移動量、即ち、周速を一定にできる。
4記載の回転体駆動制御方法において、ロバスト制御系
は、低次元化されている。従って、低次元化することで
マイクロコンピュータの演算量を減らすことができ、高
価なデジタルシグナルプロセッサ等を用いることなく、
汎用の低価格のマイクロコンピュータで制御できる。
又は5記載の回転体駆動制御方法において、ロバスト制
御系は、制御演算のサンプリング時間で離散化され、マ
イクロコンピュータのソフトウェアサーボで演算され、
その演算結果が駆動源への入力として与えられる。従っ
て、連続時間系でロバスト制御系のコントローラを求め
ているので、そのままデジタル化すると、サンプリング
時間の影響により精密に駆動できないが、サンプリング
時間で離散化処理しているので、そのままCPUで演算
した場合と比べてサンプリング時間の影響を受けること
なく高精度に目標値に追従させることができる。
転体駆動制御方法において、回転体と駆動源の定常回転
での電流値から摩擦力を求め、その摩擦力によりフィー
ドフォワード系をロバスト制御系に付加する。従って、
定常回転での電流値から摩擦力を求めるため、現実の実
機に合った値をフィードフォワードでき、摩擦力による
目標位追従遅れや定常偏差を抑制することができる。
づいて説明する。本実施の形態は、例えば、タンデム型
のカラー複写機中の複数のドラム状の感光体を制御対象
である回転体とするものである。図1は回転体である1
つの感光体1に対する駆動系構成を示し、この感光体1
の中心には回転軸2が嵌合されている。この回転軸2に
対してはプーリ3,4、タイミングベルト5、減速機構
6等の伝達系を介して駆動源であるモータ7が連結され
ている。なお、8は前記回転軸2上に取り付けられて前
記感光体1の回転を安定させるためのフライホイールで
ある。また、本実施の形態では、前記感光体1としては
表面が比較的軟らかい有機感光体(OPC)が用いられ
ている。また、前記モータ7の軸上にはこのモータ制御
用の原点信号付きで回転位置速度検出手段として機能す
るロータリエンコーダ9が取り付けられている。さら
に、前記感光体1の表面の一部に対向させて前記感光体
1の偏心量を検出するための偏心量検出手段として機能
する偏心量検出計10が設けられている。この偏心量検
出計10としては、レーザ変位計や静電容量変位計等の
非接触型のものが用いられる。
成を図2により説明する。まず、全体の制御を受け持つ
マイクロコンピュータ16が設けられている。このマイ
クロコンピュータ16は、プロセッサであるマイクロプ
ロセッサ(CPU)17とROM18とRAM19とに
より構成されている。ここに、ROM18は読出し専用
メモリであり、前記CPU17が実行するプログラムや
所定のデータが格納されている。また、前記モータ7の
軸上に設けられた前記ロータリエンコーダ9のエンコー
ダ出力aは状態検出用インタフェース20、バス21を
介して前記マイクロコンピュータ16に入力されてい
る。前記偏心量検出計10の検出出力bも状態検出用イ
ンタフェース20、前記バス21を介して前記マイクロ
コンピュータ16に入力されている。ここに、前記状態
検出用インタフェース20はエンコーダ出力aを処理し
てデジタル数値に変換するもので、エンコーダパルスの
数を計数するカウンタを備えている。また、この状態検
出用インタフェース20は検出出力bを処理してデジタ
ル数値に変換して偏心量データとする機能も併せ持つ。
この際、この状態検出用インタフェース20はロータリ
エンコーダ9が持つ原点情報を利用することで、感光体
1上の偏心量と感光体1の回転位置との対応付け(相
関)をとる機能を備えている。従って、本実施の形態で
は、状態検出用インタフェース20が偏心量・位置対応
付け手段として機能する。
ピュータ16に対して前記バス21、駆動用インタフェ
ース22及び駆動装置23を介して接続されている。前
記駆動用インタフェース22は前記マイクロコンピュー
タ16における演算結果のデジタル信号を駆動装置23
を構成するパワー半導体、例えば、パワートランジスタ
を動作させるパルス状信号(制御信号)に変換する機能
を有する。駆動装置23はこのパルス状信号に基づき動
作し、モータ7に印加する電圧を制御する。この結果、
後述するようにモータ7は所定の目標回転位置に追従す
るように駆動される。この時のモータ7の回転速度はロ
ータリエンコーダ9、状態検出用インタフェース20に
より検出されてマイクロコンピュータ16に取り込まれ
る。
U17、駆動装置23等により構成されている。また、
ロバスト制御系によるコントローラ演算機能と目標値関
数(目標速度)を求める手段の機能は、前記CPU17
における演算処理機能により実行される。
マイクロコンピュータ16を用いたが、インタフェース
20,22を含めて1チップ化したマイクロコンピュー
タを用いてもよい。
が一定となるように感光体1の回転位置を制御するフィ
ードバック制御系の構成を図3のブロック線図により説
明する。このフィードバック制御系は、主として前記マ
イクロコンピュータ16によりソフトウェアサーボとし
て実行される。図中、“dist”は偏心等の外乱、“W
p”は重み関数を示し、種々の周波数帯域で希望する性
能を相対的に反映するのに用いる。“e”は制御量であ
り、目標回転位置入力と感光体位置との追従精度として
の意味合いもある。いま、感度関数sで表現すると、 s=e/dist=1/(1+GK) となる。ここで、“K”はロバストコントローラにな
る。
関数或はオープンループ伝達関数と称され、追従性能を
表すことになる。例えば、偏心外径100*10~6m、
周波数0.5Hz、目標追従誤差10*10~6mとする
ためには、0.5Hzのゲインが |GK(0.5Hz)|>20log(100*10~6/1
0*10~6)dB であり、20dB以上が必要になる。この条件を示す重
み関数Wpは図4のようになる。
す。即ち、ノミナル値(公称値=仕様値)とパラメータ
の変動部分を合わせた全体が制御対象(G)になる。制御
対象(G)の中には、ノミナルモデルGnom 、モデルの中
での不確かさを表すWdel とΔGとが含まれている。こ
の不確かさは、乗法的不確かさであり、Wdel は不確か
さを表す重み関数、ΔGは伝達関数を示す。伝達関数Δ
Gは、安定で、 ‖ΔG‖∞ <1 の条件を満足するものである。
動の中で、ノミナル値(公称値)に対して、イナーシャ
Jを80%、トルク定数Ktを20%、電機子抵抗Ra
を500%としたときのWdel・ΔG 及びWdel を示
す。ロバストコントローラKはWpとWdel とを選定す
ることにより数値計算できる。
方法について説明する。摩擦トルクをTf、トルク定数
Ktとすると、電流アンプ系では、 FF=Tf/Kt とすれば、摩擦トルクTfを打ち消すフィードフォワー
ド量FFが得られる。
すブロック線図である。図中、Ua;電流アンプ入力、
Ga;電流アンンプの帯域を決めるゲイン、Gpi;1次
系フィルタ、L;駆動源(モータ7)のインダクタン
ス、Ra;電機子抵抗、Rs;電流検出抵抗、Kt;ト
ルク定数、Ke;誘起電圧定数、J;イナーシャであ
る。
満足するロバストコントローラKの一例を説明する。状
態方程式で示すと、 dx/dt=ak1*x+bk1*u y=ck1*x+dk1*u となる。uは目標回転位置に対する観測出力の偏差、y
は電流アンプに与える制御入力である。xは状態変数、
ak1,bk1,ck1,dk1は各々 ak1 ;21行21列 bk1 ;21行 1列 ck1 ; 1行21列 dk1 ;=0 なるサイズの状態マトリックスである。
応答を示す。図示例によれば、|Gnom*K(0.5H
z)| は20dB以上のゲインになっていることが判
り、得られたロバストコントローラは外乱に対する制御
性能を満足することが判る。
理するために、サンプリングタイムTdでロバストコン
トローラKをTustin 変換により離散化する。この離散
化により得られたロバストコントローラをDKとする
と、 x(n+1)=dak1*x(n)+dbk1*u(n) y(n) =dck1*x(n)+ddk1*u(n) なる演算式が成り立つ。u(n) はサンプリングされた目
標回転位置に対する観測出力の偏差、y(n) はマイクロ
コンピュータ16の演算結果をサンプリングタイムTd
毎に電流アンプに与える制御入力である。また、x(n)
は状態変数、dak1,dbk1,dck1,ddk1は各々 dak1;21行21列 dbk1;21行 1列 dck1; 1行21列 ddk1;=0 なるサイズの状態マトリックスである。
合、このような行列式では演算時間が長くなるため、本
実施の形態では、低次元化処理をして次数を ak1 ;10行10列 bk1 ;10行 1列 ck1 ; 1行10列 dk1 ;=0 の如く下げるものである。この低次元化処理により得ら
れたロバストコントローラをDKreとする。離散化処理
されたロバストコントローラDKと低次元化処理された
ロバストコントローラをDKreとの周波数応答特性(ゲ
イン及び位相)を示すと図9のようになり、両者が一致
していることが判る。
(Θ)を有する回転体(感光体1)を駆動した結果につい
て説明する。駆動源(モータ7)の目標位置関数Θref
、定常状態でのモータ速度をWref とし、ロバストコ
ントローラとしては低次元化処理されたDKreを用いる
ものとする。偏心がない場合の目標位置関数Θref は、 Θref =Wref*t となる。但し、tは時間である。
しない場合の目標回転位置と実際の回転体(感光体1)
位置との時間応答特性を示す。図10によれば、回転体
位置が変動して周速が変化していることが判る。図11
に本実施の形態の方法に従い目標位置関数を補正(可変
調整)した場合の目標回転位置と実際の回転体(感光体
1)位置との時間応答特性を示す。なお、基準の半径R
0に対して前述した偏心量deltaR*cos(Θ)がある場合
の目標位置関数Θref は、 Θref =Wref*t*R0/(R0+deltaR*cos(Θ)) となる。図11によれば、目標回転位置を変化させてい
るため、駆動源の位置出力が目標回転位置に追従して変
化しているが、回転体位置は直線的に変化していること
が判る。即ち、回転体の周位置での単位時間当りの移動
量(=周速)が一定であることが判る。ちなみに、図1
0及び図11は制御対象(G)がノミナル値(Gnom )の結
果である。また、図12はトルク定数Ktをノミナル値
より20%大きくした場合の目標回転位置と実際の回転
体(感光体1)位置との時間応答特性を示し、図13は
イナーシャJをノミナル値より80%大きくした場合の
目標回転位置と実際の回転体(感光体1)位置との時間
応答特性を示している。何れの場合も、目標値に追従し
ていることが判る。
ドフォワード量FFによる効果について説明する。図1
4はフィードフォワードを行わない場合の目標回転位置
と実際の回転体(感光体1)の位置との偏差の時間応答
特性を示す。図14によれば、立上り時のオーバシュー
トが大きく、かつ、定常状態の位置の偏差が大きめ
(0.04〔rad〕)であることが判る。これに対して、
図15はフィードフォワードを行った場合の目標回転位
置と実際の回転体(感光体1)の位置との偏差の時間応
答特性を示す。図15によれば、立上り時のオーバシュ
ートが図14の場合よりも抑制され、かつ、定常状態の
位置の偏差が0.005〔rad〕 以下に小さくなってい
るのが判る。即ち、フィードフォワード量FFによる効
果として定常状態の位置偏差が抑えられている。なお、
これらの図14及び図15では、摩擦トルクが1Nmの
場合であり、偏心がない回転体での結果である。
光体1を用いた例で説明したが、感光体に限らず、周速
度の一定化を必要とする各種の回転体についても同様に
適用し得ることはもちろんである。また、回転体に偏心
がある場合について説明したが、回転体の回転状態を検
出するためのエンコーダ9に偏心がある場合にも、偏心
検出手段を用いて同様に補正し得ることは、明らかであ
る。
偏心があっても、その偏心量をその回転位置に対応付け
て検出し、周速度が一定となるように回転体の目標回転
位置を可変調整することで、回転体の周位置での単位時
間当りの移動量、即ち、周速を一定にすることができ
る。
置に回転体と駆動源とのパラメータ変動及び外乱等によ
る前記回転体の目標位置ずれを設計に取り込んだロバス
ト制御系により駆動源を駆動するようにしたので、経時
変化、温度変化等により制御系の伝達特性が変動して
も、即ち、回転体と駆動源のパラメータ変動及び外乱等
があっても追従遅れがなく安定して位置制御を行わせる
ことができる。
ラメータ変動を慣性モーメント、駆動源のパラメータ変
動をモータのトルク定数、電機子抵抗及びインダクタン
スとし、これらを仕様値に対する乗法的摂動として設計
に取り込んだロバスト制御系を用いるようにしたので、
製造ばらつき、経時変化、温度変化等による、慣性モー
メント、モータのトルク定数、電機子抵抗及びインダク
タンスが仕様値に対して乗法的摂動があっても、目標値
に安定して追従させることができる。
る回転体の目標位置ずれは、偏心外乱最大振幅とその周
波数に対して目標位置の追従精度として設計に取り込ん
だロバスト制御系を用いるようにしたので、偏心外乱等
があっても目標値に対して正確に追従させて、回転体の
周位置での単位時間当りの移動量、即ち、周速を一定に
させることかできる。
御系は、低次元化されているので、マイクロコンピュー
タの演算量を減らすことができ、高価なデジタルシグナ
ルプロセッサ等を用いることなく、汎用の低価格のマイ
クロコンピュータで制御させることができる。
でロバスト制御系のコントローラを求めているので、そ
のままデジタル化すると、サンプリング時間の影響によ
り精密に駆動できないが、サンプリング時間で離散化処
理しているので、そのままCPUで演算した場合と比べ
てサンプリング時間の影響を受けることなく高精度に目
標値に追従させることができる。
動源の定常回転での電流値から摩擦力を求め、その摩擦
力によりフィードフォワード系をロバスト制御系に付加
するようにしたので、定常回転での電流値から摩擦力を
求めるため、現実の実機に合った値をフィードフォワー
ドでき、摩擦力による目標位追従遅れや定常偏差を抑制
することができる
す斜視図である。
ロック図である。
図である。
を示すブロック線図である。
波数特性図である。
すブロック線図である。
回転体位置との時間応答を示す特性図である。
転体位置との時間応答を示す特性図である。
くした場合の目標位置と回転体位置との時間応答を示す
特性図である。
した場合の目標位置と回転体位置との時間応答を示す特
性図である。
置と回転体位置との偏差の時間応答を示す特性図であ
る。
と回転体位置との偏差の時間応答を示す特性図である。
Claims (7)
- 【請求項1】 駆動源により回転駆動される回転体の偏
心量をその回転位置に対応させて検出し、検出された偏
心量及び対応する回転位置に基づき前記回転体の周速度
が一定となるように前記回転体の目標回転位置を可変調
整するようにした回転体駆動制御方法。 - 【請求項2】 目標回転位置に回転体と駆動源とのパラ
メータ変動及び外乱等による前記回転体の目標位置ずれ
を設計に取り込んだロバスト制御系により駆動源を駆動
する請求項1記載の回転体駆動制御方法。 - 【請求項3】 回転体のパラメータ変動を慣性モーメン
ト、駆動源のパラメータ変動をモータのトルク定数、電
機子抵抗及びインダクタンスとし、これらを仕様値に対
する乗法的摂動として設計に取り込んだロバスト制御系
を用いる請求項2記載の回転体駆動制御方法。 - 【請求項4】 外乱等による回転体の目標位置ずれは、
偏心外乱最大振幅とその周波数に対して目標位置の追従
精度として設計に取り込んだロバスト制御系を用いる請
求項2又は3記載の回転体駆動制御方法。 - 【請求項5】 ロバスト制御系は、低次元化されている
請求項2,3又は4記載の回転体駆動制御方法。 - 【請求項6】 ロバスト制御系は、制御演算のサンプリ
ング時間で離散化され、マイクロコンピュータのソフト
ウェアサーボで演算され、その演算結果が駆動源への入
力として与えられる請求項2,3,4又は5記載の回転
体駆動制御方法。 - 【請求項7】 回転体と駆動源の定常回転での電流値か
ら摩擦力を求め、その摩擦力によりフィードフォワード
系をロバスト制御系に付加する請求項2記載の回転体駆
動制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32771997A JP3672713B2 (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 回転体駆動制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32771997A JP3672713B2 (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 回転体駆動制御方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH11164578A true JPH11164578A (ja) | 1999-06-18 |
JP3672713B2 JP3672713B2 (ja) | 2005-07-20 |
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ID=18202233
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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JP (1) | JP3672713B2 (ja) |
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CN106910490A (zh) * | 2017-04-30 | 2017-06-30 | 杭州电子科技大学 | 一种自动钢琴控制装置及方法 |
JP2023073241A (ja) * | 2021-11-15 | 2023-05-25 | 北京華能新鋭控制技術有限公司 | ロバスト制御に基づく風力発電ユニットの空力アンバランス負荷制御方法 |
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- 1997-11-28 JP JP32771997A patent/JP3672713B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JP2023073241A (ja) * | 2021-11-15 | 2023-05-25 | 北京華能新鋭控制技術有限公司 | ロバスト制御に基づく風力発電ユニットの空力アンバランス負荷制御方法 |
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