JPH11163676A - フィルタ回路 - Google Patents
フィルタ回路Info
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- JPH11163676A JPH11163676A JP32731297A JP32731297A JPH11163676A JP H11163676 A JPH11163676 A JP H11163676A JP 32731297 A JP32731297 A JP 32731297A JP 32731297 A JP32731297 A JP 32731297A JP H11163676 A JPH11163676 A JP H11163676A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 可変コンダクタンス回路を含むフィルタ回路
において、より小さな制御電流範囲で、より大きな遮断
周波数制御範囲が得られるフィルタ回路を提供する。 【解決手段】 可変コンダクタンス回路１０と、この可
変コンダクタンス回路の出力電流を充電する容量１１
と、充電した電流を出力するためのバッファ回路１２と
を備えており、可変コンダクタンス回路１０をそれぞれ
定電流源を備える第１及び第２の相互コンダクタンス回
路１００，２００で構成し、これら相互コンダクタンス
回路の出力の差を可変コンダクタンス回路１０の出力と
する。第１及び第２の相互コンダクタンス回路１００，
２００のそれぞれの定電流源の電流を任意に設定するこ
とで、遮断周波数範囲を制御するための可変電流の比を
任意に設定でき、制御電流源の電流の可変範囲を小さく
することができ、低消費電力で広範囲な遮断周波数設定
が可能となる。
において、より小さな制御電流範囲で、より大きな遮断
周波数制御範囲が得られるフィルタ回路を提供する。 【解決手段】 可変コンダクタンス回路１０と、この可
変コンダクタンス回路の出力電流を充電する容量１１
と、充電した電流を出力するためのバッファ回路１２と
を備えており、可変コンダクタンス回路１０をそれぞれ
定電流源を備える第１及び第２の相互コンダクタンス回
路１００，２００で構成し、これら相互コンダクタンス
回路の出力の差を可変コンダクタンス回路１０の出力と
する。第１及び第２の相互コンダクタンス回路１００，
２００のそれぞれの定電流源の電流を任意に設定するこ
とで、遮断周波数範囲を制御するための可変電流の比を
任意に設定でき、制御電流源の電流の可変範囲を小さく
することができ、低消費電力で広範囲な遮断周波数設定
が可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はフィルタ回路に関
し、特に低消費電力でかつ広い遮断周波数可変範囲を持
つフィルタ回路に関する
し、特に低消費電力でかつ広い遮断周波数可変範囲を持
つフィルタ回路に関する
【０００２】
【従来の技術】例えばビデオ信号処理用のフィルタとし
て用いられるフィルタ回路では、精度の高い遮断周波数
特性が要求される。図７は、この種のフィルタ回路の一
例のブロック回路図である。フィルタ回路３は、電圧Ｖ
ＩＮを入力、ＶＯＵＴを出力とし、その差電圧に比例す
る電流を出力する可変コンダクタンス回路４０を有す
る。容量１１Ｃは、一方の端子を定電圧に接続し、もう
一方の端子を可変コンダクタンス回路１の出力及びバッ
ファ回路１２Ｃの入力に接続する。バッファ回路１２Ｃ
は、前記容量１１Ｃ及び可変コンダクタンス回路４０の
出力に接続し、前記容量１１Ｃの端子電圧と同電位、又
は一定の増幅率を持って電圧として出力する回路であ
る。
て用いられるフィルタ回路では、精度の高い遮断周波数
特性が要求される。図７は、この種のフィルタ回路の一
例のブロック回路図である。フィルタ回路３は、電圧Ｖ
ＩＮを入力、ＶＯＵＴを出力とし、その差電圧に比例す
る電流を出力する可変コンダクタンス回路４０を有す
る。容量１１Ｃは、一方の端子を定電圧に接続し、もう
一方の端子を可変コンダクタンス回路１の出力及びバッ
ファ回路１２Ｃの入力に接続する。バッファ回路１２Ｃ
は、前記容量１１Ｃ及び可変コンダクタンス回路４０の
出力に接続し、前記容量１１Ｃの端子電圧と同電位、又
は一定の増幅率を持って電圧として出力する回路であ
る。
【０００３】このフィルタ回路３では、電圧ＶＩＮ，Ｖ
ＯＵＴを、制御電流により決定される相互コンダクタン
スを持つ可変コンダクタンス回路４０に入力し、入力の
差電圧に比例する出力電流を容量１１Ｃに充電する。容
量１１Ｃの電圧は、バッファ回路１２Ｃを通して電圧Ｖ
ＯＵＴとして出力される。可変コンダクタンス回路４０
の相互コンダクタンスをｇｍ、容量１１Ｃの容量値をＣ
とした場合、フィルタ回路３は一定の時定数を持つ低域
通過回路となり、次の遮断周波数ｆｃを持つフィルタ回
路となる。 ｆｃ＝１／（２π）×ｇｍ／Ｃ 可変コンダクタンス回路４０の相互コンダクタンスｇｍ
は、制御電流により可変されるため、その電流を変化さ
せることにより遮断周波数が変化するフィルタ回路とな
る。
ＯＵＴを、制御電流により決定される相互コンダクタン
スを持つ可変コンダクタンス回路４０に入力し、入力の
差電圧に比例する出力電流を容量１１Ｃに充電する。容
量１１Ｃの電圧は、バッファ回路１２Ｃを通して電圧Ｖ
ＯＵＴとして出力される。可変コンダクタンス回路４０
の相互コンダクタンスをｇｍ、容量１１Ｃの容量値をＣ
とした場合、フィルタ回路３は一定の時定数を持つ低域
通過回路となり、次の遮断周波数ｆｃを持つフィルタ回
路となる。 ｆｃ＝１／（２π）×ｇｍ／Ｃ 可変コンダクタンス回路４０の相互コンダクタンスｇｍ
は、制御電流により可変されるため、その電流を変化さ
せることにより遮断周波数が変化するフィルタ回路とな
る。
【０００４】図８に、図７のフィルタ回路３に用いられ
る可変コンダクタンス回路４０の一例を示す。トランジ
スタＱ１，Ｑ２は、電圧ＶＩＮｌ，ＶＩＮ２を入力と
し、共通に接続されたエミッタを定電流源Ｉ１に接続
し、トランジスタＱ１のコレクタを電源Ｖｃｃに接続
し、トランジスタＱ２のコレクタを前記定電流源Ｉ１の
半分の電流が流れる定電流源Ｉ２に接続し負荷とする差
勤回路として構成されている。このため、前記トランジ
スタＱ１，Ｑ２にバイポーラ型のトランジスタを用いた
場合、差動回路の相互コンダクタンスは、定電流源Ｉ１
の電流に比例して決定されるため、例えば１０倍の遮断
周波数範囲を得るための定電流源Ｉ１の電流比は同じく
１０倍となる。
る可変コンダクタンス回路４０の一例を示す。トランジ
スタＱ１，Ｑ２は、電圧ＶＩＮｌ，ＶＩＮ２を入力と
し、共通に接続されたエミッタを定電流源Ｉ１に接続
し、トランジスタＱ１のコレクタを電源Ｖｃｃに接続
し、トランジスタＱ２のコレクタを前記定電流源Ｉ１の
半分の電流が流れる定電流源Ｉ２に接続し負荷とする差
勤回路として構成されている。このため、前記トランジ
スタＱ１，Ｑ２にバイポーラ型のトランジスタを用いた
場合、差動回路の相互コンダクタンスは、定電流源Ｉ１
の電流に比例して決定されるため、例えば１０倍の遮断
周波数範囲を得るための定電流源Ｉ１の電流比は同じく
１０倍となる。
【０００５】このため、このフィルタ回路３では、遮断
周波数の可変範囲が大きい場合には、定電流源Ｉ１の電
流値を異なる値に設定するための可変電流の制御範囲も
大きくなり、結果的に多くの電力を消費してしまう。ま
た、可変電流の制御範囲が大きくなる場合、その制御回
路の設計が難しくなる。例えば、差動回路にエミッタ共
通のバイポーラトランジスタを用いた場合、相互コンダ
クタンスの制御範囲を１０倍取ろうとすると、制御電流
比を約１０倍取る必要がある。特に、ソース共通のＭＯ
Ｓトランジスタによる差動回路を用いた場合には、相互
コンダクタンスを１０倍にするためには電流を１００倍
にする必要がある。また、制御電流の範囲が大きくなる
ことにより、広い範囲で正確に電流を制御するための回
路の設計が難しくなる。
周波数の可変範囲が大きい場合には、定電流源Ｉ１の電
流値を異なる値に設定するための可変電流の制御範囲も
大きくなり、結果的に多くの電力を消費してしまう。ま
た、可変電流の制御範囲が大きくなる場合、その制御回
路の設計が難しくなる。例えば、差動回路にエミッタ共
通のバイポーラトランジスタを用いた場合、相互コンダ
クタンスの制御範囲を１０倍取ろうとすると、制御電流
比を約１０倍取る必要がある。特に、ソース共通のＭＯ
Ｓトランジスタによる差動回路を用いた場合には、相互
コンダクタンスを１０倍にするためには電流を１００倍
にする必要がある。また、制御電流の範囲が大きくなる
ことにより、広い範囲で正確に電流を制御するための回
路の設計が難しくなる。
【０００６】このような問題を解消すべく、例えば特開
平８−３２４０６号公報に示されるフィルタ回路が提案
されている。このフィルタ回路は低消費電力で実質的に
広範囲な遮断周波数の設定を目的としたものであり、図
９はそのフィルタ回路に用いられる可変コンダクタンス
回路の回路図である。トランジスタＱ１，Ｑ２は電圧Ｖ
ＩＮＸ，ＶＩＮＹを入力とし、共通エミッタ抵抗Ｒｅと
定電流源Ｉ０を接続され、一方向素子Ｄｌ及びＤ２を負
荷とする差動回路として構成されている。また、トラン
ジスタＱ３，Ｑ４は、そのベースにトランジスタＱ１，
Ｑ２のコレクタが接続され、定電流源Ｉ１にエミッタを
共通接続され、定電流源Ｉ１の電流の半分の電流が流れ
る定電流源Ｉ２を負荷とする差動回路として構成されて
いる。
平８−３２４０６号公報に示されるフィルタ回路が提案
されている。このフィルタ回路は低消費電力で実質的に
広範囲な遮断周波数の設定を目的としたものであり、図
９はそのフィルタ回路に用いられる可変コンダクタンス
回路の回路図である。トランジスタＱ１，Ｑ２は電圧Ｖ
ＩＮＸ，ＶＩＮＹを入力とし、共通エミッタ抵抗Ｒｅと
定電流源Ｉ０を接続され、一方向素子Ｄｌ及びＤ２を負
荷とする差動回路として構成されている。また、トラン
ジスタＱ３，Ｑ４は、そのベースにトランジスタＱ１，
Ｑ２のコレクタが接続され、定電流源Ｉ１にエミッタを
共通接続され、定電流源Ｉ１の電流の半分の電流が流れ
る定電流源Ｉ２を負荷とする差動回路として構成されて
いる。
【０００７】この可変コンダクタンス回路は、トランジ
スタＱ１，Ｑ２は、入力ＶＩＮＸ，ＶＩＮＹの差電圧に
比例する出力電流をコレクタから出力する。トランジス
タＱ１，Ｑ２の負荷である一方向素子Ｄｌ，Ｄ２は、定
電流源Ｉ０の電流に反比例する負荷抵抗となる。このた
め、トランジスタＱ１，Ｑ２及び一方向素子Ｄｌ，Ｄ２
による増幅回路は、入力ＶＩＮＸ，ＶＩＮＹに対し、そ
の電圧増幅率が定電流源Ｉ０の電流に反比例する出力が
得られる回路となる。さらに、トランジスタＱ３，Ｑ４
は、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ出力電圧をベー
スヘの入力とし、定電流源Ｉ１の電流により決定される
相互コンダクタンスにより電流に変換されコレクタより
出力される。トランジスタＱ３，Ｑ４の負荷は、定電流
源Ｉ１の電流の半分の電流が流れる定電流源Ｉ２に接続
されるため、小信号出力ＩＯＵＴＸ，ＩＯＵＴＹはトラ
ンジスタＱ２，Ｑ３のコレクタより出力される小信号出
力に等しい。これより、定電流源Ｉ０と定電流源Ｉ１に
おけるそれぞれの電流を制御することにより、少ない電
流の制御で広い範囲での遮断周波数の設定が可能とな
る。
スタＱ１，Ｑ２は、入力ＶＩＮＸ，ＶＩＮＹの差電圧に
比例する出力電流をコレクタから出力する。トランジス
タＱ１，Ｑ２の負荷である一方向素子Ｄｌ，Ｄ２は、定
電流源Ｉ０の電流に反比例する負荷抵抗となる。このた
め、トランジスタＱ１，Ｑ２及び一方向素子Ｄｌ，Ｄ２
による増幅回路は、入力ＶＩＮＸ，ＶＩＮＹに対し、そ
の電圧増幅率が定電流源Ｉ０の電流に反比例する出力が
得られる回路となる。さらに、トランジスタＱ３，Ｑ４
は、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ出力電圧をベー
スヘの入力とし、定電流源Ｉ１の電流により決定される
相互コンダクタンスにより電流に変換されコレクタより
出力される。トランジスタＱ３，Ｑ４の負荷は、定電流
源Ｉ１の電流の半分の電流が流れる定電流源Ｉ２に接続
されるため、小信号出力ＩＯＵＴＸ，ＩＯＵＴＹはトラ
ンジスタＱ２，Ｑ３のコレクタより出力される小信号出
力に等しい。これより、定電流源Ｉ０と定電流源Ｉ１に
おけるそれぞれの電流を制御することにより、少ない電
流の制御で広い範囲での遮断周波数の設定が可能とな
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この改
良された図９の回路では、可変コンダクタンス回路の利
得が、定電流源Ｉ０の電流により制御される差動回路の
電圧利得と、定電流源Ｉ１により制御される相互コンダ
クタンスの積により決定されるため、必ず２つの定電流
源の電流を制御する必要があり、これらの電流を設定す
るための制御回路が必要となり、制御系が複雑になると
いう問題がある。また、この回路では、可変コンダクタ
ンス回路について、一方向素子、抵抗が必要であるため
に、回路が複雑になり、回路規模が増大してしまう。さ
らに、定電流源Ｉ０の電流量により、準線形となる入力
範囲が変化してしまうこともある。これは、差動回路の
準線形の人力範囲が定電流源Ｉ０の電流量とエミッタ共
通抵抗Ｒｅとの積に比例するためである。
良された図９の回路では、可変コンダクタンス回路の利
得が、定電流源Ｉ０の電流により制御される差動回路の
電圧利得と、定電流源Ｉ１により制御される相互コンダ
クタンスの積により決定されるため、必ず２つの定電流
源の電流を制御する必要があり、これらの電流を設定す
るための制御回路が必要となり、制御系が複雑になると
いう問題がある。また、この回路では、可変コンダクタ
ンス回路について、一方向素子、抵抗が必要であるため
に、回路が複雑になり、回路規模が増大してしまう。さ
らに、定電流源Ｉ０の電流量により、準線形となる入力
範囲が変化してしまうこともある。これは、差動回路の
準線形の人力範囲が定電流源Ｉ０の電流量とエミッタ共
通抵抗Ｒｅとの積に比例するためである。
【０００９】本発明の目的は、より小さな制御電流範囲
で、より大きな遮断周波数制御範囲が得られるフィルタ
回路を提供することにある。また、本発明の他の目的
は、簡単な電流制御回路を用いて、広い遮断周波数制御
範囲を持つフィルタ回路を提供することにある。さら
に、本発明の他の目的は、可変コンダクタンス回路の制
御電流比を小さくすることにより、消費電力を低減した
フィルタ回路を提供することにある。
で、より大きな遮断周波数制御範囲が得られるフィルタ
回路を提供することにある。また、本発明の他の目的
は、簡単な電流制御回路を用いて、広い遮断周波数制御
範囲を持つフィルタ回路を提供することにある。さら
に、本発明の他の目的は、可変コンダクタンス回路の制
御電流比を小さくすることにより、消費電力を低減した
フィルタ回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明のフィルタ回路
は、可変コンダクタンス回路と、この可変コンダクタン
ス回路の出力電流を充電する容量と、充電した電流を出
力するためのバッファ回路とを備え、前記可変コンダク
タンス回路をそれぞれ定電流源を備える第１及び第２の
相互コンダクタンス回路で構成し、前記第１及び第２の
相互コンダクタンス回路の出力の差を前記可変コンダク
タンス回路の出力とする構成とする。すなわち、前記第
１及び第２の相互コンダクタンス回路は、それぞれの出
力の差を前記可変コンダクタンス回路の出力とし、かつ
前記第１の相互コンダクタンス回路の非反転入力と第２
の相互コンダクタンス回路の反転入力を接続して前記フ
ィルタ回路の入力とし、前記第１の相互コンダクタンス
回路の反転入力と前記第２の相互コンダクタンス回路の
非反転入力を接続して前記可変コンダクタンス回路の出
力を入力させる構成とし、前記第１及び第２の相互コン
ダクタンス回路の各定電流源を制御することにより前記
可変コンダクタンス回路の相互コンダクタンスを制御し
て遮断周波数範囲を制御することを特徴とする。
は、可変コンダクタンス回路と、この可変コンダクタン
ス回路の出力電流を充電する容量と、充電した電流を出
力するためのバッファ回路とを備え、前記可変コンダク
タンス回路をそれぞれ定電流源を備える第１及び第２の
相互コンダクタンス回路で構成し、前記第１及び第２の
相互コンダクタンス回路の出力の差を前記可変コンダク
タンス回路の出力とする構成とする。すなわち、前記第
１及び第２の相互コンダクタンス回路は、それぞれの出
力の差を前記可変コンダクタンス回路の出力とし、かつ
前記第１の相互コンダクタンス回路の非反転入力と第２
の相互コンダクタンス回路の反転入力を接続して前記フ
ィルタ回路の入力とし、前記第１の相互コンダクタンス
回路の反転入力と前記第２の相互コンダクタンス回路の
非反転入力を接続して前記可変コンダクタンス回路の出
力を入力させる構成とし、前記第１及び第２の相互コン
ダクタンス回路の各定電流源を制御することにより前記
可変コンダクタンス回路の相互コンダクタンスを制御し
て遮断周波数範囲を制御することを特徴とする。
【００１１】また、本発明のフィルタ回路は、非反転入
力と反転入力を有する第１の可変コンダクタンス回路
と、前記第１の可変コンダクタンス回路の非反転出力と
半身出力の各出力電流を充電する第１及び第２の容量
と、前記第１及び第２の容量の充電電圧をそれぞれ入力
する非反転入力と反転入力とを有する第２の可変コンダ
クタンス回路と、前記第２の可変コンダクタンス回路の
非反転出力と反転出力をそれぞれ出力するための第１及
び第２のバッファ回路とを備え、前記第１２の可変コン
ダクタンス回路は、非反転出力と反転出力をそれぞれ自
己の反転入力と非反転入力に入力させる構成とし、かつ
前記第１及び第２の可変コンダクタンス回路はそれぞれ
第１及び第２の相互コンダクタンス回路で構成し、前記
第１及び第２の相互コンダクタンス回路の各定電流源を
制御することにより前記第１及び第２の可変コンダクタ
ンス回路の相互コンダクタンスを制御して遮断周波数範
囲を制御することを特徴とする。
力と反転入力を有する第１の可変コンダクタンス回路
と、前記第１の可変コンダクタンス回路の非反転出力と
半身出力の各出力電流を充電する第１及び第２の容量
と、前記第１及び第２の容量の充電電圧をそれぞれ入力
する非反転入力と反転入力とを有する第２の可変コンダ
クタンス回路と、前記第２の可変コンダクタンス回路の
非反転出力と反転出力をそれぞれ出力するための第１及
び第２のバッファ回路とを備え、前記第１２の可変コン
ダクタンス回路は、非反転出力と反転出力をそれぞれ自
己の反転入力と非反転入力に入力させる構成とし、かつ
前記第１及び第２の可変コンダクタンス回路はそれぞれ
第１及び第２の相互コンダクタンス回路で構成し、前記
第１及び第２の相互コンダクタンス回路の各定電流源を
制御することにより前記第１及び第２の可変コンダクタ
ンス回路の相互コンダクタンスを制御して遮断周波数範
囲を制御することを特徴とする。
【００１２】本発明では、フィルタ回路を構成する可変
コンダクタンス回路を第１及び第２の２つの相互コンダ
クタンス回路で構成し、これら第１及び第２の相互コン
ダクタンス回路の出力を引き算してフィルタ回路出力と
する。このため、広い遮断周波数制御範囲が必要な場合
でも、その制御電流範囲を小さくすることが可能とな
る。また、本発明ではフィルタ回路の遮断周波数の制御
を、第１及び第２の相互コンダクタンス回路の一方の回
路の電流源の制御だけで行うことが可能であり、単純な
電流制御固路を用いて遮断周波数制御を行うことが可能
となる。
コンダクタンス回路を第１及び第２の２つの相互コンダ
クタンス回路で構成し、これら第１及び第２の相互コン
ダクタンス回路の出力を引き算してフィルタ回路出力と
する。このため、広い遮断周波数制御範囲が必要な場合
でも、その制御電流範囲を小さくすることが可能とな
る。また、本発明ではフィルタ回路の遮断周波数の制御
を、第１及び第２の相互コンダクタンス回路の一方の回
路の電流源の制御だけで行うことが可能であり、単純な
電流制御固路を用いて遮断周波数制御を行うことが可能
となる。
【００１３】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。図１は本発明の第１の実施形態のフ
ィルタ回路のブロック回路図である。フィルタ回路１
は、制御電流源により相互コンダクタンスが変化する可
変コンダクタンス回路１０を有している。この可変コン
ダクタンス回路１０は、入力をＶＩＮ及びｖＯＵＴに接
続され、出力が容量１１及びバッファ回路１２に接続さ
れ、入力の差電圧に比例した電流を出力する構成とされ
ている。前記容量１１は、前記可変コンダクタンス回路
１０の出力電流を充電する。また、前記バッファ回路１
２はその入力が前記可変コンダクタンス回路１０の出力
と容量１１に接続され、出力はＶＯＵＴ及び可変コンダ
クタンス回路１００の一方の入力に接続されている。
参照して説明する。図１は本発明の第１の実施形態のフ
ィルタ回路のブロック回路図である。フィルタ回路１
は、制御電流源により相互コンダクタンスが変化する可
変コンダクタンス回路１０を有している。この可変コン
ダクタンス回路１０は、入力をＶＩＮ及びｖＯＵＴに接
続され、出力が容量１１及びバッファ回路１２に接続さ
れ、入力の差電圧に比例した電流を出力する構成とされ
ている。前記容量１１は、前記可変コンダクタンス回路
１０の出力電流を充電する。また、前記バッファ回路１
２はその入力が前記可変コンダクタンス回路１０の出力
と容量１１に接続され、出力はＶＯＵＴ及び可変コンダ
クタンス回路１００の一方の入力に接続されている。
【００１４】前記可変コンダクタンス回路１０は、それ
ぞれ制御電流に応じた相互コンダクタンスを持つ相互コ
ンダクタンス回路１００及び回路２００で構成される。
図２は、図１のフィルタ回路に用いられている可変コン
ダクタンス回路１０のトランジスタレベルの回路図であ
る。トランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ電圧ＶＩＮ
１，ＶＩＮ２を入力とし、定電流源Ｉ１にエミッタを共
通接続され、トランジスタＱ１のコレクタは、電源Ｖｃ
ｃ及びトランジスタＱ４のコレクタに接続され、トラン
ジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ３のコレクタに
接続され、定電流源Ｉ１と定電流源Ｉ２の電流の合計の
半分の電流が流れる定電流源Ｉ３を負荷とする差動回路
として構成され、前記相互コンダクタンス回路１００を
構成する。また、トランジスタＱ３，Ｑ４は、電圧ＶＩ
Ｎｌ，ＶＩＮ２を入力とし、定電流源Ｉ２にエミッタを
共通接続され、トランジスタＱ３のコレクタはトランジ
スタＱ２のコレクタに接続され、トランジスタＱ４のコ
レクタはトランジスタＱ１のコレクタに接続された差動
回路として構成され、前記相互コンダクタンス回路２０
０を構成する。
ぞれ制御電流に応じた相互コンダクタンスを持つ相互コ
ンダクタンス回路１００及び回路２００で構成される。
図２は、図１のフィルタ回路に用いられている可変コン
ダクタンス回路１０のトランジスタレベルの回路図であ
る。トランジスタＱ１，Ｑ２は、それぞれ電圧ＶＩＮ
１，ＶＩＮ２を入力とし、定電流源Ｉ１にエミッタを共
通接続され、トランジスタＱ１のコレクタは、電源Ｖｃ
ｃ及びトランジスタＱ４のコレクタに接続され、トラン
ジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ３のコレクタに
接続され、定電流源Ｉ１と定電流源Ｉ２の電流の合計の
半分の電流が流れる定電流源Ｉ３を負荷とする差動回路
として構成され、前記相互コンダクタンス回路１００を
構成する。また、トランジスタＱ３，Ｑ４は、電圧ＶＩ
Ｎｌ，ＶＩＮ２を入力とし、定電流源Ｉ２にエミッタを
共通接続され、トランジスタＱ３のコレクタはトランジ
スタＱ２のコレクタに接続され、トランジスタＱ４のコ
レクタはトランジスタＱ１のコレクタに接続された差動
回路として構成され、前記相互コンダクタンス回路２０
０を構成する。
【００１５】次に動作を説明する。フィルタ回路１の可
変コンダクタンス回路１０は、電圧ＶＩＮと、バッファ
回路１２からの出力電圧ＶＯＵＴをそれぞれ入力し、そ
の差電圧を相互コンダクタンスにより変換された電流を
出力とし、容量１１に充電する。この容量１１の電圧は
バッファ回路１２を通して電圧ＶＯＵＴとして出力さ
れ、出力電圧ＶＯＵＴは可変コンダクタンス回路１０へ
の一方の入力となり、入力電圧ＶＩＮと出力電圧ＶＯＵ
Ｔが等しくなる方向に充電される。可変コンダクタンス
回路１０の利得は制御電流により決定される。ここで、
可変コンダクタンス回路１０の相互コンダクタンスをｇ
ｍ、容量１１の容量値をＣとした壕合、フィルタ回路１
は一定の時定数を持つ回路となり、以下の遮断周波数ｆ
ｃを持つ１次のフィルタ回路となる。 ｆｃ＝１／（２π）×ｇｍ／Ｃ 可変コンダクタンス回路１０の相互コンダクタンスｇｍ
は、定電流源の電流量により可変されるため、その電流
を変化させることにより遮断周波数が変化するフィルタ
回路となる。
変コンダクタンス回路１０は、電圧ＶＩＮと、バッファ
回路１２からの出力電圧ＶＯＵＴをそれぞれ入力し、そ
の差電圧を相互コンダクタンスにより変換された電流を
出力とし、容量１１に充電する。この容量１１の電圧は
バッファ回路１２を通して電圧ＶＯＵＴとして出力さ
れ、出力電圧ＶＯＵＴは可変コンダクタンス回路１０へ
の一方の入力となり、入力電圧ＶＩＮと出力電圧ＶＯＵ
Ｔが等しくなる方向に充電される。可変コンダクタンス
回路１０の利得は制御電流により決定される。ここで、
可変コンダクタンス回路１０の相互コンダクタンスをｇ
ｍ、容量１１の容量値をＣとした壕合、フィルタ回路１
は一定の時定数を持つ回路となり、以下の遮断周波数ｆ
ｃを持つ１次のフィルタ回路となる。 ｆｃ＝１／（２π）×ｇｍ／Ｃ 可変コンダクタンス回路１０の相互コンダクタンスｇｍ
は、定電流源の電流量により可変されるため、その電流
を変化させることにより遮断周波数が変化するフィルタ
回路となる。
【００１６】前記相互コンダクタンス回路１０の相互コ
ンダクタンスｇｍは、定電流源Ｉ１にエミッタを共通接
続したトランジスタＱ１，Ｑ２の差動回路により得られ
る相互コンダクタンスｇｍｌと、定電流源Ｉ２にエミッ
タを共通接続したトランジスタＱ３，Ｑ４の差動回路に
より得られる相互コンダクタンスｇｍ２との引き算、 ｇｍ＝ｇｍ１−ｇｍ２ により与えられる。図２に示したように、可変コンダク
タンス回路１０の差動回路にバイポーラ素子を使用した
場合、トランジスタＱ１，Ｑ２の差動回路、トランジス
タＱ３，Ｑ４の差動回路のそれぞれの相互コンダクタン
スは定電流源Ｉ１の電流及び定電流源Ｉ２の電流に比例
する。そのため、可変コンダクタンス回路１０の相互コ
ンダクタンスｇｍは定電流源Ｉ１の電流から定電流源Ｉ
２の電流を引き算したものに比例した値となる。
ンダクタンスｇｍは、定電流源Ｉ１にエミッタを共通接
続したトランジスタＱ１，Ｑ２の差動回路により得られ
る相互コンダクタンスｇｍｌと、定電流源Ｉ２にエミッ
タを共通接続したトランジスタＱ３，Ｑ４の差動回路に
より得られる相互コンダクタンスｇｍ２との引き算、 ｇｍ＝ｇｍ１−ｇｍ２ により与えられる。図２に示したように、可変コンダク
タンス回路１０の差動回路にバイポーラ素子を使用した
場合、トランジスタＱ１，Ｑ２の差動回路、トランジス
タＱ３，Ｑ４の差動回路のそれぞれの相互コンダクタン
スは定電流源Ｉ１の電流及び定電流源Ｉ２の電流に比例
する。そのため、可変コンダクタンス回路１０の相互コ
ンダクタンスｇｍは定電流源Ｉ１の電流から定電流源Ｉ
２の電流を引き算したものに比例した値となる。
【００１７】したがって、前記したように、フィルタ回
路１の遮断周波数ｆｃは、定電流源Ｉ１の電流をＩａ、
定電流源Ｉ２の電流をｌｂ、熱電圧をＶｔとした場合、
相互コンダクタンスｇｍが、 ｇｍ＝（ｌａ−１ｂ）／Ｖｔ により与えれられるため、 ｆｃ＝１／（２π）×（Ｉａ−Ｉｂ）／Ｖｔ と計算することができる。
路１の遮断周波数ｆｃは、定電流源Ｉ１の電流をＩａ、
定電流源Ｉ２の電流をｌｂ、熱電圧をＶｔとした場合、
相互コンダクタンスｇｍが、 ｇｍ＝（ｌａ−１ｂ）／Ｖｔ により与えれられるため、 ｆｃ＝１／（２π）×（Ｉａ−Ｉｂ）／Ｖｔ と計算することができる。
【００１８】遮断周波数の最大値をｆｃｍａｘとする時
の定電流Ｉａをｌａｍａｘ、遮断周波数の最小値をｆｃ
ｍｉｎとする時の定電流ＩａをＩａｍｉｎとした場合
の、可変遮断周波数比に対する制御電流の比を求める。
ここで、遮断周波数の最小値を得るための電流源Ｉｌの
電流値をｌａｍｉｎとして、その０．５倍の電流をバイ
アス電流として電流源Ｉ２に与えた場合に遮断周波数が
ｆｃｍｉｎとなるように容量Ｃを決定しとき、以下の式
が成立する。 ｆｃｍｉｎ＝１／（２π×Ｃ）×（Ｉａｍｉｎ−０．５
×Ｉａｍｉｎ）／Ｖｔ ＝１／（２π×Ｃ）×（０．５×Ｉａｍｉｎ）／Ｖｔ これより最大と最小の遮断周波数の比を１０倍としたと
き、 Ｉａｍａｘ−０．５×Ｉａｍｉｎ＝１０×０．５×Ｉａ
ｍｉｎ の方程式を満たすＩａｍａｘの電流は、 ｌａｍａｘ＝５．５×Ｉａｍｉｎ となり、１０倍の可変遮断周波数範囲を得るための制御
電流Ｉａの比Ｉｍａｘ／Ｉａｍｉｎは５．５倍となる。
の定電流Ｉａをｌａｍａｘ、遮断周波数の最小値をｆｃ
ｍｉｎとする時の定電流ＩａをＩａｍｉｎとした場合
の、可変遮断周波数比に対する制御電流の比を求める。
ここで、遮断周波数の最小値を得るための電流源Ｉｌの
電流値をｌａｍｉｎとして、その０．５倍の電流をバイ
アス電流として電流源Ｉ２に与えた場合に遮断周波数が
ｆｃｍｉｎとなるように容量Ｃを決定しとき、以下の式
が成立する。 ｆｃｍｉｎ＝１／（２π×Ｃ）×（Ｉａｍｉｎ−０．５
×Ｉａｍｉｎ）／Ｖｔ ＝１／（２π×Ｃ）×（０．５×Ｉａｍｉｎ）／Ｖｔ これより最大と最小の遮断周波数の比を１０倍としたと
き、 Ｉａｍａｘ−０．５×Ｉａｍｉｎ＝１０×０．５×Ｉａ
ｍｉｎ の方程式を満たすＩａｍａｘの電流は、 ｌａｍａｘ＝５．５×Ｉａｍｉｎ となり、１０倍の可変遮断周波数範囲を得るための制御
電流Ｉａの比Ｉｍａｘ／Ｉａｍｉｎは５．５倍となる。
【００１９】また、電流値Ｉａｍｉｎの０．７倍の電流
をバイアス電流として電流源Ｉ２に与えた場合には、 ｆｃｍｉｎ＝１／（２π×Ｃ）×（Ｉａｍｉｎ−０．７
×Ｉａｍｉｎ）／Ｖｔ ＝１／（２π×Ｃ）×（０．３×Ｉａｍｉｎ）／Ｖｔ 最大と最小の遮断周波数の比を１０倍としたとき、 Ｉａｍａｘ−０．７×Ｉａｍｉｎ＝１０×０．３×Ｉａ
ｍｉｎ の方程式を満たすＩａｍａｘの電流は、 Ｉａｍａｘ＝３．７×Ｉａｍｉｎ となり、１０倍の可変遮断周波数転喝を得るための、制
御電流ｌａの比Ｉａｍａｘ／Ｉａｍｉｎは３．７倍とな
る。
をバイアス電流として電流源Ｉ２に与えた場合には、 ｆｃｍｉｎ＝１／（２π×Ｃ）×（Ｉａｍｉｎ−０．７
×Ｉａｍｉｎ）／Ｖｔ ＝１／（２π×Ｃ）×（０．３×Ｉａｍｉｎ）／Ｖｔ 最大と最小の遮断周波数の比を１０倍としたとき、 Ｉａｍａｘ−０．７×Ｉａｍｉｎ＝１０×０．３×Ｉａ
ｍｉｎ の方程式を満たすＩａｍａｘの電流は、 Ｉａｍａｘ＝３．７×Ｉａｍｉｎ となり、１０倍の可変遮断周波数転喝を得るための、制
御電流ｌａの比Ｉａｍａｘ／Ｉａｍｉｎは３．７倍とな
る。
【００２０】このように、定電流源Ｉ２の電流値を任意
に設定することにより、同じ遮断周波数の可変範囲を得
るための充電流源１１の電流の可変範囲を任意に設定す
ることが可能となる。また、遮断周波数は定電流源Ｉ２
の電流を固定し定電流Ｉａを変化させるだけで、全て必
要な遮断周波数範囲を得ることが可能である。
に設定することにより、同じ遮断周波数の可変範囲を得
るための充電流源１１の電流の可変範囲を任意に設定す
ることが可能となる。また、遮断周波数は定電流源Ｉ２
の電流を固定し定電流Ｉａを変化させるだけで、全て必
要な遮断周波数範囲を得ることが可能である。
【００２１】図３は前記可変コンダクタンス回路１０の
変形例を示す回路図である。ここでは、前記可変コンダ
クタンス回路１０は、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，
Ｑ４と、１つの定電流源Ｉ１と、２つの定電流源Ｉ２
と、これら定電流源Ｉ１及びＩ２の電流の合計の半分の
電流値を持つ電流源負荷１３とを備えており、一対のト
ランジスタＱｌ，Ｑ２のエミッタは共通に接続されて定
電流源Ｉ１に接続され、かつトランジスタＱ１のコレク
タは、電源Ｖｃｃ及びトランジスタＱ４のコレクタに掟
続され、トランジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ
３のコレクタに接続され、前記電流源負荷Ｉ３に接続さ
れる。また、一対のトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ
はそれぞれ定電流源Ｉ２に接続され、さらにエミッタ間
には抵抗Ｒｅが接続されている。
変形例を示す回路図である。ここでは、前記可変コンダ
クタンス回路１０は、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，
Ｑ４と、１つの定電流源Ｉ１と、２つの定電流源Ｉ２
と、これら定電流源Ｉ１及びＩ２の電流の合計の半分の
電流値を持つ電流源負荷１３とを備えており、一対のト
ランジスタＱｌ，Ｑ２のエミッタは共通に接続されて定
電流源Ｉ１に接続され、かつトランジスタＱ１のコレク
タは、電源Ｖｃｃ及びトランジスタＱ４のコレクタに掟
続され、トランジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ
３のコレクタに接続され、前記電流源負荷Ｉ３に接続さ
れる。また、一対のトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ
はそれぞれ定電流源Ｉ２に接続され、さらにエミッタ間
には抵抗Ｒｅが接続されている。
【００２２】この構成の可変コンダクタンス回路１０の
相互コンダクタンスｇｍは、トランジスタＱ１，Ｑ２，
Ｑ３，Ｑ４にバイポーラ素子を使用した場合、差動トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２による相互コンダクタンスタｇｍ１
と、一対のトランジスタＱ３，Ｑ４による相互コンダク
タンスｇｍ２との引き算、 ｇｍ＝ｇｍ１−ｇｍ２ により与えられる。ここで、電流源Ｉ１の電流をＩａ、
電流源Ｉ２の電流をＩｂとした場合、相互コンダクタン
スｇｍ１は、 ｇｍ１＝（Ｉａ／２）／（Ｖｔ／２） 相互コンダクタンスｇｍ２は、 ｇｍ２＝１／（２×Ｖｔ／Ｉｂ＋Ｒｅ／２） となる。
相互コンダクタンスｇｍは、トランジスタＱ１，Ｑ２，
Ｑ３，Ｑ４にバイポーラ素子を使用した場合、差動トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２による相互コンダクタンスタｇｍ１
と、一対のトランジスタＱ３，Ｑ４による相互コンダク
タンスｇｍ２との引き算、 ｇｍ＝ｇｍ１−ｇｍ２ により与えられる。ここで、電流源Ｉ１の電流をＩａ、
電流源Ｉ２の電流をＩｂとした場合、相互コンダクタン
スｇｍ１は、 ｇｍ１＝（Ｉａ／２）／（Ｖｔ／２） 相互コンダクタンスｇｍ２は、 ｇｍ２＝１／（２×Ｖｔ／Ｉｂ＋Ｒｅ／２） となる。
【００２３】図４は本発明の第２の実施形態のフィルタ
回路２のブロック図である。このフィルタ回路２は、制
御電流により相互コンダクタンスが変化する２入力２出
力の相互コンダクタンス回路２０及び３０を有してい
る。前記可変コンダクタンス回路２０は、その入力がＶ
ＩＮｌ及びＶＩＮ２に接続され、その非反転出力が容量
１１Ａ、可変コンダクタンス回路３０の非反転入力端子
と反転出力端子に接続され、また反転出力が容量１１
Ｂ、可変コンダクタンス回路３０の反転入力端子と非反
転出力端子に接続され、入力ＶＩＮｌ，ＶＩＮ２の差電
圧を制御電流源により決定される相互コンダクタンスに
より決定される電流に変換し出力する。前記可変コンダ
クタンス回路３０は、非反転入力と反転入力がそれぞれ
可変コンダクタンス回路２０の非反転出力と反転出力に
接続され、かつその非反転出力と反転出力はそれぞれバ
ッファ回路１２Ａ，１２Ｂの入力端子に捷続され、入力
の差電圧を、制御電流源により決定される相互コンダク
タンスにより決定される電流値に変換し出力する。前記
バッファ回路１２Ａはその入力が、可変コンダクタンス
回路３０の非反転出力と接続されて出力はＶＯＵＴｌと
なり、入力電圧と同様の電圧を出力する回路である。ま
た、前記バッファ回路１２Ｂは、その構成がバッファ回
路１２Ａと同じ回路であり、入力が可変コンダクタンス
回路３０の反転出力１２と接続されＤ出力がＶＯＵＴ２
となる回路である。
回路２のブロック図である。このフィルタ回路２は、制
御電流により相互コンダクタンスが変化する２入力２出
力の相互コンダクタンス回路２０及び３０を有してい
る。前記可変コンダクタンス回路２０は、その入力がＶ
ＩＮｌ及びＶＩＮ２に接続され、その非反転出力が容量
１１Ａ、可変コンダクタンス回路３０の非反転入力端子
と反転出力端子に接続され、また反転出力が容量１１
Ｂ、可変コンダクタンス回路３０の反転入力端子と非反
転出力端子に接続され、入力ＶＩＮｌ，ＶＩＮ２の差電
圧を制御電流源により決定される相互コンダクタンスに
より決定される電流に変換し出力する。前記可変コンダ
クタンス回路３０は、非反転入力と反転入力がそれぞれ
可変コンダクタンス回路２０の非反転出力と反転出力に
接続され、かつその非反転出力と反転出力はそれぞれバ
ッファ回路１２Ａ，１２Ｂの入力端子に捷続され、入力
の差電圧を、制御電流源により決定される相互コンダク
タンスにより決定される電流値に変換し出力する。前記
バッファ回路１２Ａはその入力が、可変コンダクタンス
回路３０の非反転出力と接続されて出力はＶＯＵＴｌと
なり、入力電圧と同様の電圧を出力する回路である。ま
た、前記バッファ回路１２Ｂは、その構成がバッファ回
路１２Ａと同じ回路であり、入力が可変コンダクタンス
回路３０の反転出力１２と接続されＤ出力がＶＯＵＴ２
となる回路である。
【００２４】前記可変コンダクタンス回路２０及び３０
は同じ構成の回路により実現される。図５は前記可変コ
ンダクタンス回路２０，３０の回路図である。これら可
変コンダクタンス回路２０，３０は、２つの可変コンダ
クタンス回路１０１及び２０１を含み、その相互コンダ
クタンスが、２つの相互コンダクタンス回路１０１，２
０１の引き算のコンダクタンスを持つ回路となる。
は同じ構成の回路により実現される。図５は前記可変コ
ンダクタンス回路２０，３０の回路図である。これら可
変コンダクタンス回路２０，３０は、２つの可変コンダ
クタンス回路１０１及び２０１を含み、その相互コンダ
クタンスが、２つの相互コンダクタンス回路１０１，２
０１の引き算のコンダクタンスを持つ回路となる。
【００２５】図６に前記可変コンダクタンス回路２０，
３０のトランジスタレベルの回路の一例を示す。前記可
変コンダクタンス回路２０，３０は、トランジスタＱ
１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４と、定電流源Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，
Ｉ４により構成されている。一対のトランジスタＱｌ，
Ｑ２のエミッタは共通に接続され、定電流源Ｉ１に接続
され、差動増幅器を構成する。前記トランジスタＱｌの
コレクタは、定電流源Ｉ３、トランジスタＱ４のコレク
タと接続され出力電流端子ＩＯＵＴ１となる。トランジ
スタＱ２のコレクタは、定電流源Ｉ４、トランジスタＱ
３のコレクタと接続され出力電流端子ＩＯＵＴ２とな
る。また、一対のトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは
共通に接続され、定電流源Ｉ２に接続され、差動増幅器
を構成する。なお、定電流源Ｉ３，Ｉ４は同じ電流値を
持ち、定電流源Ｉ１及びＩ２の電流を加算した電流の半
分の電流値を持つ。
３０のトランジスタレベルの回路の一例を示す。前記可
変コンダクタンス回路２０，３０は、トランジスタＱ
１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４と、定電流源Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，
Ｉ４により構成されている。一対のトランジスタＱｌ，
Ｑ２のエミッタは共通に接続され、定電流源Ｉ１に接続
され、差動増幅器を構成する。前記トランジスタＱｌの
コレクタは、定電流源Ｉ３、トランジスタＱ４のコレク
タと接続され出力電流端子ＩＯＵＴ１となる。トランジ
スタＱ２のコレクタは、定電流源Ｉ４、トランジスタＱ
３のコレクタと接続され出力電流端子ＩＯＵＴ２とな
る。また、一対のトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは
共通に接続され、定電流源Ｉ２に接続され、差動増幅器
を構成する。なお、定電流源Ｉ３，Ｉ４は同じ電流値を
持ち、定電流源Ｉ１及びＩ２の電流を加算した電流の半
分の電流値を持つ。
【００２６】この構成における可変コンダクタンス回路
２０，３０の拍互コンダクタンスｇｍは、トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２により構成される差動増幅器の相互コンダク
タンスｇｍ１と、トランジスタＱ３，Ｑ４より構成され
る差動増幅器の相互コンダクタンスｇｍ２の引き算、 ｇｍ＝ｇｍ１−ｇｍ２ により与えられる。ここで、トランジスタＱｌ，Ｑ２に
パイポーラ素子を用いた場合、共通エミッタに電流Ｉａ
を持つ定下痢源Ｉ１を接続した差動増幅回路の相互コン
ダクタンスをｇｍ１とすると、ｇｍ１はおおよそ、 ｇｍ１＝（Ｉａ／２）／Ｖｔ により与えられる。また、トランジスタＱ３，Ｑ４もト
ランジスタＱｌ，Ｑ２と同様に接続し、共通エミッタに
電流Ｉｂを持つ定電流源１２を接続した場合、その差動
増幅回路の相互コンダクタンスをｇｍ２とすると、 ｇｍ２＝（Ｉｂ／２）／Ｖｔ で与えられる。
２０，３０の拍互コンダクタンスｇｍは、トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２により構成される差動増幅器の相互コンダク
タンスｇｍ１と、トランジスタＱ３，Ｑ４より構成され
る差動増幅器の相互コンダクタンスｇｍ２の引き算、 ｇｍ＝ｇｍ１−ｇｍ２ により与えられる。ここで、トランジスタＱｌ，Ｑ２に
パイポーラ素子を用いた場合、共通エミッタに電流Ｉａ
を持つ定下痢源Ｉ１を接続した差動増幅回路の相互コン
ダクタンスをｇｍ１とすると、ｇｍ１はおおよそ、 ｇｍ１＝（Ｉａ／２）／Ｖｔ により与えられる。また、トランジスタＱ３，Ｑ４もト
ランジスタＱｌ，Ｑ２と同様に接続し、共通エミッタに
電流Ｉｂを持つ定電流源１２を接続した場合、その差動
増幅回路の相互コンダクタンスをｇｍ２とすると、 ｇｍ２＝（Ｉｂ／２）／Ｖｔ で与えられる。
【００２７】この実施形態においても、定電流源Ｉ２の
電流値を任意に設定することにより、同じ遮断周波数の
可変範囲を得るための充電流源１１の電流の可変範囲を
任意に設定することが可能となる。また、遮断周波数は
定電流源Ｉ２の電流を固定し定電流Ｉａを変化させるだ
けで、全て必要な遮断周波数範囲を得ることが可能であ
る。
電流値を任意に設定することにより、同じ遮断周波数の
可変範囲を得るための充電流源１１の電流の可変範囲を
任意に設定することが可能となる。また、遮断周波数は
定電流源Ｉ２の電流を固定し定電流Ｉａを変化させるだ
けで、全て必要な遮断周波数範囲を得ることが可能であ
る。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、フィルタ
回路を構成する可変コンダクタンス回路を第１及び第２
の相互コンダクタンス回路で構成し、これら相互コンダ
クタンス回路の出力の差を可変コンダクタンス回路の出
力とする構成としているので、第１及び第２の相互コン
ダクタンス回路のそれぞれの定電流源の電流を任意に設
定することで、遮断周波数範囲を制御するための可変電
流の比を任意に設定できる。これにより、制御電流源の
電流の可変範囲を小さくすることができ、制御が容易に
なるとともに、低消費電力で広範囲な遮断周波数設定が
可能となる。また、第１及び第２の相互コンダクタンス
回路の一方の定電流源の電流を制御するだけで広い範囲
の遮断周波数範囲をもつフィルタ回路が構成できるた
め、電流の制御系の構成を簡易化し、かつ小規模化で
き、フィルタ回路の小型化、低価格化が実現できる。
回路を構成する可変コンダクタンス回路を第１及び第２
の相互コンダクタンス回路で構成し、これら相互コンダ
クタンス回路の出力の差を可変コンダクタンス回路の出
力とする構成としているので、第１及び第２の相互コン
ダクタンス回路のそれぞれの定電流源の電流を任意に設
定することで、遮断周波数範囲を制御するための可変電
流の比を任意に設定できる。これにより、制御電流源の
電流の可変範囲を小さくすることができ、制御が容易に
なるとともに、低消費電力で広範囲な遮断周波数設定が
可能となる。また、第１及び第２の相互コンダクタンス
回路の一方の定電流源の電流を制御するだけで広い範囲
の遮断周波数範囲をもつフィルタ回路が構成できるた
め、電流の制御系の構成を簡易化し、かつ小規模化で
き、フィルタ回路の小型化、低価格化が実現できる。
【図１】本発明の第１の実施の形態のブロック図であ
る。
る。
【図２】図１の可変コンダクタンス回路の一例の回路図
である。
である。
【図３】図１の可変コンダクタンス回路の他の例の回路
図である。
図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態のブロック図であ
る。
る。
【図５】図４の可変コンダクタンス回路の構成図であ
る。
る。
【図６】図４の可変コンダクタンス回路の一例の回路図
である。
である。
【図７】従来のフィルタ回路の一例のブロック図であ
る。
る。
【図８】図７の可変コンダクタンス回路の一例の回路図
である。
である。
【図９】図７の可変コンダクタンス回路の他の例の回路
図である。
図である。
１，２，３ フィルタ回路 １０，２０，３０ 可変コンダクタンス回路 １１，１１Ａ，１１Ｂ 容量 １２，１２Ａ，１２Ｂ バッファ回路 １００，１０１，２００，２０１ 相互コンダクタンス
回路 Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３ 定電流源 Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ バイポーラトランジスタ
回路 Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３ 定電流源 Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ バイポーラトランジスタ
Claims (7)
- 【請求項１】 可変コンダクタンス回路と、この可変コ
ンダクタンス回路の出力電流を充電する容量と、充電し
た電流を出力するためのバッファ回路とを備え、前記可
変コンダクタンス回路をそれぞれ定電流源を備える第１
及び第２の相互コンダクタンス回路で構成し、前記第１
及び第２の相互コンダクタンス回路の出力の差を前記可
変コンダクタンス回路の出力とする構成としたことを特
徴とするフィルタ回路。 - 【請求項２】 前記第１及び第２の相互コンダクタンス
回路は、それぞれの出力の差を前記可変コンダクタンス
回路の出力とし、かつ前記第１の相互コンダクタンス回
路の非反転入力と第２の相互コンダクタンス回路の反転
入力を接続して前記フィルタ回路の入力とし、前記第１
の相互コンダクタンス回路の反転入力と前記第２の相互
コンダクタンス回路の非反転入力を接続して前記可変コ
ンダクタンス回路の出力を入力させる構成とし、前記第
１及び第２の相互コンダクタンス回路の各定電流源を制
御することにより前記可変コンダクタンス回路の相互コ
ンダクタンスを制御して遮断周波数範囲を制御すること
を特徴とする請求項１に記載のフィルタ回路。 - 【請求項３】 前記可変コンダクタンス回路は、第１の
定電流源に接続されて前記第１の相互コンダクタンス回
路を構成する一対のトランジスタと、第２の定電流源に
接続されて前記第２の相互コンダクタンス回路を構成す
る他の一対のトランジスタと、前記各対のトランジスタ
のうち、非反転入力側または反転入力側のトランジスタ
に共通に接続される第３の定電流源とで構成され、前記
第２の定電流源に所要の制御電流を与え、前記第１の定
電流源の制御電流を制御して前記可変コンダクタンス回
路の相互コンダクタンスを制御することを特徴とする請
求項２に記載のフィルタ回路。 - 【請求項４】 前記第２の定電流源は２つ設けられ、前
記第２の相互コンダクタンス回路を構成する他の一対の
トランジスタのそれぞれに独立して接続され、かつこれ
ら一対のトランジスタと各第２の定電流源との間に抵抗
を接続したことを特徴とする請求項２に記載のフィルタ
回路。 - 【請求項５】 非反転入力と反転入力を有する第１の可
変コンダクタンス回路と、前記第１の可変コンダクタン
ス回路の非反転出力と半身出力の各出力電流を充電する
第１及び第２の容量と、前記第１及び第２の容量の充電
電圧をそれぞれ入力する非反転入力と反転入力とを有す
る第２の可変コンダクタンス回路と、前記第２の可変コ
ンダクタンス回路の非反転出力と反転出力をそれぞれ出
力するための第１及び第２のバッファ回路とを備え、前
記第１２の可変コンダクタンス回路は、非反転出力と反
転出力をそれぞれ自己の反転入力と非反転入力に入力さ
せる構成とし、かつ前記第１及び第２の可変コンダクタ
ンス回路はそれぞれ第１及び第２の相互コンダクタンス
回路で構成し、前記第１及び第２の相互コンダクタンス
回路の各定電流源を制御することにより前記第１及び第
２の可変コンダクタンス回路の相互コンダクタンスを制
御して遮断周波数範囲を制御することを特徴とするフィ
ルタ回路。 - 【請求項６】 前記第１及び第２の可変コンダクタンス
回路は、前記第１及び第２の相互コンダクタンス回路の
非反転入力と反転入力とを反対極性で接続し、前記第１
及び第２の相互コンダクタンス回路の非反転出力と反転
出力を同じ極性で接続したことを特徴とする請求項５に
記載のフィルタ回路。 - 【請求項７】 前記第１及び第２の可変コンダクタンス
回路は、第１の定電流源に接続されて前記第１の相互コ
ンダクタンス回路を構成する一対のトランジスタと、第
２の定電流源に接続されて前記第２の相互コンダクタン
ス回路を構成する他の一対のトランジスタと、前記各対
のトランジスタのうち、非反転入力側のトランジスタに
共通に接続される第３の定電流源と、前記反転入力側の
トランジスタに共通に接続される第４の定電流源とで構
成され、前記第２の定電流源に所要の制御電流を与え、
前記第１の定電流源の制御電流を制御して前記第１及び
第２の可変コンダクタンス回路の相互コンダクタンスを
制御することを特徴とする請求項６に記載のフィルタ回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32731297A JPH11163676A (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32731297A JPH11163676A (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | フィルタ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11163676A true JPH11163676A (ja) | 1999-06-18 |
Family
ID=18197740
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32731297A Pending JPH11163676A (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | フィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11163676A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002198755A (ja) * | 2000-12-22 | 2002-07-12 | Texas Instr Japan Ltd | 可変利得増幅回路 |
-
1997
- 1997-11-28 JP JP32731297A patent/JPH11163676A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002198755A (ja) * | 2000-12-22 | 2002-07-12 | Texas Instr Japan Ltd | 可変利得増幅回路 |
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