JPH11145896A - 携帯電話受信装置に送信された信号の同期を回復する方法及び装置 - Google Patents
携帯電話受信装置に送信された信号の同期を回復する方法及び装置Info
- Publication number
- JPH11145896A JPH11145896A JP10186778A JP18677898A JPH11145896A JP H11145896 A JPH11145896 A JP H11145896A JP 10186778 A JP10186778 A JP 10186778A JP 18677898 A JP18677898 A JP 18677898A JP H11145896 A JPH11145896 A JP H11145896A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- synchronization
- signal
- output
- coarse
- acquisition
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/10—Arrangements for initial synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 小さい最終変動の高速同期捕捉を保証する。
【解決手段】 携帯電話受信装置に送信された信号の同
期を回復する装置であって、送信された信号の絶対値
（ＡＢＳ）及びサイン（ＳＩＧＮ）のための位相推定手
段（４７、４９）、推定器（４７、４９）の出力信号を
処理するための手段（６４）、その１つの入力が処理手
段（６４）の出力に接続され、その１つの出力が前記処
理手段へのモード信号を供給するシーケンサ（６７）を
含み、シーケンサ（６７）の別の出力は、サンプリング
時間発生器（６８）を介して推定器（４７、４９）のサ
ンプリング時間制御入力へ接続される。
期を回復する装置であって、送信された信号の絶対値
（ＡＢＳ）及びサイン（ＳＩＧＮ）のための位相推定手
段（４７、４９）、推定器（４７、４９）の出力信号を
処理するための手段（６４）、その１つの入力が処理手
段（６４）の出力に接続され、その１つの出力が前記処
理手段へのモード信号を供給するシーケンサ（６７）を
含み、シーケンサ（６７）の別の出力は、サンプリング
時間発生器（６８）を介して推定器（４７、４９）のサ
ンプリング時間制御入力へ接続される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、個人用携帯電話シ
ステム向け非同期π／４ ＱＰＳＫ変調器（π／４ジャ
ンプの４状態位相変調）の同期回復回路に関連する。
ステム向け非同期π／４ ＱＰＳＫ変調器（π／４ジャ
ンプの４状態位相変調）の同期回復回路に関連する。
【０００２】
【従来の技術及びその課題】現在日本で用いられている
ＰＨＳ携帯電話システムは、時分割多元接続／時分割複
信（ＴＤＭＡ／ＴＤＤ）システムである。１９９３年１
２月２０日に公示された「パーソナル・ハンディ・フォ
ン・システム」ＲＣＲ標準規格第１版、ＲＣＲ ＳＴＤ
−２８が参考となり得る。
ＰＨＳ携帯電話システムは、時分割多元接続／時分割複
信（ＴＤＭＡ／ＴＤＤ）システムである。１９９３年１
２月２０日に公示された「パーソナル・ハンディ・フォ
ン・システム」ＲＣＲ標準規格第１版、ＲＣＲ ＳＴＤ
−２８が参考となり得る。
【０００３】これは１９２Ｋ ボー／秒でπ／４シフト
のＤＱＰＳＫ変調方式を用いている。あまり複雑でなく
電力消費要求が適度であるため、この種のシステムでは
差動検出が用いられる。
のＤＱＰＳＫ変調方式を用いている。あまり複雑でなく
電力消費要求が適度であるため、この種のシステムでは
差動検出が用いられる。
【０００４】レイリー・フェージング（Rayleigh fadin
g ）があるチャネルの場合、差動検出の誤り率は一層低
い。論文「新しいデジタル・セルラー・モバイル無線シ
ステムのためのモデム（Modems for Emerging Digital
Cellular-Mobile Radio System）」IEEE Trans Veh. Te
ch, Volume 40, No.2, May 1991 が参考となり得る。受
信装置の複雑さを更に減らし、それにより電力消費を低
減させるため、受信された信号は通常は中間周波（Ｉ
Ｆ）で復調される。
g ）があるチャネルの場合、差動検出の誤り率は一層低
い。論文「新しいデジタル・セルラー・モバイル無線シ
ステムのためのモデム（Modems for Emerging Digital
Cellular-Mobile Radio System）」IEEE Trans Veh. Te
ch, Volume 40, No.2, May 1991 が参考となり得る。受
信装置の複雑さを更に減らし、それにより電力消費を低
減させるため、受信された信号は通常は中間周波（Ｉ
Ｆ）で復調される。
【０００５】ＩＦ信号は分離され、信号の正の値は高レ
ベルに変換され、一方、負の値は低レベルに変換され、
この分離された信号を用いて差動検出が行われる。分離
によって変化しない情報が信号の位相に含まれている場
合、この信号を位相検出に用いることができる。
ベルに変換され、一方、負の値は低レベルに変換され、
この分離された信号を用いて差動検出が行われる。分離
によって変化しない情報が信号の位相に含まれている場
合、この信号を位相検出に用いることができる。
【０００６】
【課題を達成するための手段及び作用】本発明の全般的
な目的は、携帯電話受信装置に到達する信号の同期回復
を改善することである。従って本発明は、携帯電話受信
装置に転送された信号の同期を回復する方法に関連し、
転送された信号に含まれる同期パケットを検出し、粗捕
捉モードでクロック位相を捕捉し、その間に１シンボル
の期間の４分の１以内に同期が捕捉され、１次位相同期
ループ・オペレーションである微細捕捉モードで、この
推定値をリファインし、最終変動が小さな高速な同期捕
捉を保証することを含むことを特徴とする。本発明は、
単に例示の目的のために提供された以下の説明によっ
て、及び添付の図面を参照することによって、更に明瞭
に理解されよう。
な目的は、携帯電話受信装置に到達する信号の同期回復
を改善することである。従って本発明は、携帯電話受信
装置に転送された信号の同期を回復する方法に関連し、
転送された信号に含まれる同期パケットを検出し、粗捕
捉モードでクロック位相を捕捉し、その間に１シンボル
の期間の４分の１以内に同期が捕捉され、１次位相同期
ループ・オペレーションである微細捕捉モードで、この
推定値をリファインし、最終変動が小さな高速な同期捕
捉を保証することを含むことを特徴とする。本発明は、
単に例示の目的のために提供された以下の説明によっ
て、及び添付の図面を参照することによって、更に明瞭
に理解されよう。
【０００７】
【実施例】図１に示した受信装置は、無線周波部１及び
中間周波ＩＦ部２を有する。無線周波部１は、フィルタ
４の入力に接続されるアンテナ３を有し、フィルタ４の
出力は第１のミキサ５の第１の入力に接続される。ミキ
サ５は、位相同期ループＰＬＬシンセサイザ６の出力に
接続される第２の入力を有する。ミキサ５の出力は、第
２のフィルタ７の入力に接続され、フィルタ７の出力は
第２のミキサ８の第１の出力にと順に接続される。この
第２のミキサ８の第２の入力は、電圧制御発振器ＶＣＯ
９の出力に接続される。第２のミキサ８の出力は、第３
のフィルタ１０に接続され、フィルタ１０の出力は分離
器１１の入力に接続される。
中間周波ＩＦ部２を有する。無線周波部１は、フィルタ
４の入力に接続されるアンテナ３を有し、フィルタ４の
出力は第１のミキサ５の第１の入力に接続される。ミキ
サ５は、位相同期ループＰＬＬシンセサイザ６の出力に
接続される第２の入力を有する。ミキサ５の出力は、第
２のフィルタ７の入力に接続され、フィルタ７の出力は
第２のミキサ８の第１の出力にと順に接続される。この
第２のミキサ８の第２の入力は、電圧制御発振器ＶＣＯ
９の出力に接続される。第２のミキサ８の出力は、第３
のフィルタ１０に接続され、フィルタ１０の出力は分離
器１１の入力に接続される。
【０００８】分離器１１の出力はＲＦ部１の出力であ
る。これは位相検出器回路１２の入力に接続され、その
別の入力は時間捕捉回路１３の出力に接続される。位相
検出器回路１２の出力は、自動周波数オフセット補償Ａ
ＦＣ回路１４の入力に接続され、その別の入力は周波数
オフセット推定回路１５の出力に接続される。ＡＦＣ回
路の出力はデータ復号器１６の入力に接続される。復号
器１６の出力は、周波数オフセット推定回路１５の出力
にも接続されるベースバンド・プロセッサの入力に接続
される。周波数オフセット推定回路１５は時間捕捉回路
１３に接続される。データ復号器１６は、「ユニーク・
ワード」ＵＷと呼ばれる特定のデータ・シーケンスのた
めの検出器１８に接続され、これは周波数オフセット推
定回路１５にも接続される。ベースバンド・プロセッサ
の出力は、デジタル／アナログ変換器１９の入力に接続
され、後者の出力はＶＴＣＸＯ回路２０にと順に接続さ
れ、その出力は位相同期ループＰＬＬシンセサイザ６の
入力に接続される。
る。これは位相検出器回路１２の入力に接続され、その
別の入力は時間捕捉回路１３の出力に接続される。位相
検出器回路１２の出力は、自動周波数オフセット補償Ａ
ＦＣ回路１４の入力に接続され、その別の入力は周波数
オフセット推定回路１５の出力に接続される。ＡＦＣ回
路の出力はデータ復号器１６の入力に接続される。復号
器１６の出力は、周波数オフセット推定回路１５の出力
にも接続されるベースバンド・プロセッサの入力に接続
される。周波数オフセット推定回路１５は時間捕捉回路
１３に接続される。データ復号器１６は、「ユニーク・
ワード」ＵＷと呼ばれる特定のデータ・シーケンスのた
めの検出器１８に接続され、これは周波数オフセット推
定回路１５にも接続される。ベースバンド・プロセッサ
の出力は、デジタル／アナログ変換器１９の入力に接続
され、後者の出力はＶＴＣＸＯ回路２０にと順に接続さ
れ、その出力は位相同期ループＰＬＬシンセサイザ６の
入力に接続される。
【０００９】連続するシンボルの間の位相差は、分離さ
れたＩＦ信号を用いて測定される。この位相差は、転送
されたデータを得るため復号化される。しかし、正確な
復調を確実にするために、位相差は適切な時点で測定さ
れなければならない。
れたＩＦ信号を用いて測定される。この位相差は、転送
されたデータを得るため復号化される。しかし、正確な
復調を確実にするために、位相差は適切な時点で測定さ
れなければならない。
【００１０】ＰＨＳ携帯電話システムでは、データ・パ
ケットがプロトコル（プリアンブル・フィールド）に割
当てられる場合、同期を捕捉するために３２の同期シン
ボルが提供される。簡略化のため、このパケットを同期
パケットと呼ぶ。
ケットがプロトコル（プリアンブル・フィールド）に割
当てられる場合、同期を捕捉するために３２の同期シン
ボルが提供される。簡略化のため、このパケットを同期
パケットと呼ぶ。
【００１１】図２はこのデータ・パケットを示す。これ
は、それぞれ４、２、６２、３２、１２４、及び４ビッ
トを有するフィールドＲ、Ｓ、ＰＲ、ＵＷ、ＤＡＴＡ、
及びＲを含む。Ｒはランプ・フィールド、ＰＲはプリア
ンブル・フィールド、Ｓは開始フィールド（同期フィー
ルドとも呼ばれる）、ＵＷはデータ（次のフィールド）
の開始を示すために認識される特定のシーケンスのフィ
ールド、ＤＡＴＡはデータ・フィールドである。同期の
ためのフィールドが短いことは、提案する受信装置にと
って従来の同期回復が、高い確率で１つ以上のパケット
を取り得ることを意味する。（ハングアップに関する更
に詳細な情報については、「ＭＯＤＥＭ設計の理論及び
実践（The Theory and Practice of MODEM design ）」
A.C. Bingham, JohnWiley & Sons, 1988 を参照された
し。）単に同期フィールドに基づいて同期を達成するた
めに、２つの工程で同期を捕捉することを提案する。第
１の工程の間、シンボルのこの周期（period）の４分の
１以内に同期を捕捉するために粗同期推定が用いられ
る。微細捕捉工程の間、位相同期ループＰＬＬを時変
（time-variable ）ループ利得とともに用いることによ
って、この推定はリファインされ、必要とされる精度の
同期が捕捉される。さらに、通常、転送されたパケット
を受取る前に捕捉のためのウィンドウは開いているた
め、同期を回復するためにパケットの開始を検出する必
要がある。従って、同期パケット検出器を提案し用い
る。全ての同期捕捉タスクのシーケンスを以下に説明す
る。
は、それぞれ４、２、６２、３２、１２４、及び４ビッ
トを有するフィールドＲ、Ｓ、ＰＲ、ＵＷ、ＤＡＴＡ、
及びＲを含む。Ｒはランプ・フィールド、ＰＲはプリア
ンブル・フィールド、Ｓは開始フィールド（同期フィー
ルドとも呼ばれる）、ＵＷはデータ（次のフィールド）
の開始を示すために認識される特定のシーケンスのフィ
ールド、ＤＡＴＡはデータ・フィールドである。同期の
ためのフィールドが短いことは、提案する受信装置にと
って従来の同期回復が、高い確率で１つ以上のパケット
を取り得ることを意味する。（ハングアップに関する更
に詳細な情報については、「ＭＯＤＥＭ設計の理論及び
実践（The Theory and Practice of MODEM design ）」
A.C. Bingham, JohnWiley & Sons, 1988 を参照された
し。）単に同期フィールドに基づいて同期を達成するた
めに、２つの工程で同期を捕捉することを提案する。第
１の工程の間、シンボルのこの周期（period）の４分の
１以内に同期を捕捉するために粗同期推定が用いられ
る。微細捕捉工程の間、位相同期ループＰＬＬを時変
（time-variable ）ループ利得とともに用いることによ
って、この推定はリファインされ、必要とされる精度の
同期が捕捉される。さらに、通常、転送されたパケット
を受取る前に捕捉のためのウィンドウは開いているた
め、同期を回復するためにパケットの開始を検出する必
要がある。従って、同期パケット検出器を提案し用い
る。全ての同期捕捉タスクのシーケンスを以下に説明す
る。
【００１２】図３はＰＨＳシステム復調器の構造を示
す。復調器の入力は、分離された中間周波信号を受信す
る。このＩＦ信号は、シンボル遅延回路３０及び位相シ
フト及び遅延回路３２へ、及び排他的ＯＲゲート３４、
３６の第１の入力へ供給され、排他的ＯＲゲート３４、
３６の第２の入力は、回路３０及び３２の出力信号をそ
れぞれ受ける。排他的ＯＲゲート３４、３６の出力は、
対応する位相測定回路３８、４０の入力にそれぞれ接続
され、これらは同期発生器４２に接続される入力も有す
る。位相測定回路３８の出力はＡＢＳ信号を伝える。位
相測定回路４０の出力はＳＩＧＮ信号を伝える。
す。復調器の入力は、分離された中間周波信号を受信す
る。このＩＦ信号は、シンボル遅延回路３０及び位相シ
フト及び遅延回路３２へ、及び排他的ＯＲゲート３４、
３６の第１の入力へ供給され、排他的ＯＲゲート３４、
３６の第２の入力は、回路３０及び３２の出力信号をそ
れぞれ受ける。排他的ＯＲゲート３４、３６の出力は、
対応する位相測定回路３８、４０の入力にそれぞれ接続
され、これらは同期発生器４２に接続される入力も有す
る。位相測定回路３８の出力はＡＢＳ信号を伝える。位
相測定回路４０の出力はＳＩＧＮ信号を伝える。
【００１３】分離された復調器の入力信号は、回路３０
で１シンボルの周期分遅延され、回路３２で遅延および
９０度位相シフトされる。その後、復調器の入力信号の
前及び後のエッジと遅延され位相シフトされた信号の前
及び後のエッジとの間の時間差が、周知のクロックを用
いて測定される。この時間情報は、「ティック（tic
k）」（各ティックはこのクロックの周期Ｔ clk であ
る）で測定され、転送されたデータを得るためにその後
用いられる、差動的に符号化された位相を直接提供す
る。
で１シンボルの周期分遅延され、回路３２で遅延および
９０度位相シフトされる。その後、復調器の入力信号の
前及び後のエッジと遅延され位相シフトされた信号の前
及び後のエッジとの間の時間差が、周知のクロックを用
いて測定される。この時間情報は、「ティック（tic
k）」（各ティックはこのクロックの周期Ｔ clk であ
る）で測定され、転送されたデータを得るためにその後
用いられる、差動的に符号化された位相を直接提供す
る。
【００１４】１つのシンボル時間Ｔsym に多数の中間周
波ＩＦサイクルがあるため、この測定がトリガされるた
めに必要な時点の正確な同期位相を推定しなければなら
ない。入力として同期フィールドと共に（with）得られ
る復調器の出力の信号を、同期オフセットの様々な値に
対して、図４に示す。位相値はゼロ・オフセット、即ち
正確なサンプリング時点、に対し最大であることに注意
されたい。
波ＩＦサイクルがあるため、この測定がトリガされるた
めに必要な時点の正確な同期位相を推定しなければなら
ない。入力として同期フィールドと共に（with）得られ
る復調器の出力の信号を、同期オフセットの様々な値に
対して、図４に示す。位相値はゼロ・オフセット、即ち
正確なサンプリング時点、に対し最大であることに注意
されたい。
【００１５】これらの信号は量子化されていないこと、
つまり、時間オフセットは限りなく正確に測定され得る
と仮定されていることに注意されたい。実際は、これら
の信号は量子化され、その量子化はクロック周期Ｔclk
に依る。現在のシステムに対する量子化された信号を同
様に図５に示す。以下で、用語ＡＢＳは、信号と遅延さ
れた同相成分との間の位相差の推定値を示すために用い
られ、用語ＳＩＧＮは、信号とその遅延された直交信号
との間の位相差の推定値を示すために用いられる。
つまり、時間オフセットは限りなく正確に測定され得る
と仮定されていることに注意されたい。実際は、これら
の信号は量子化され、その量子化はクロック周期Ｔclk
に依る。現在のシステムに対する量子化された信号を同
様に図５に示す。以下で、用語ＡＢＳは、信号と遅延さ
れた同相成分との間の位相差の推定値を示すために用い
られ、用語ＳＩＧＮは、信号とその遅延された直交信号
との間の位相差の推定値を示すために用いられる。
【００１６】本発明に従って提案される同期捕捉の具体
例を次に説明する。同期捕捉の目的は、現在のサンプリ
ング時間と復調器の入力との間の時間オフセットを推定
することである。この推定値はその後、サンプリング時
間発生器へ伝えられる。
例を次に説明する。同期捕捉の目的は、現在のサンプリ
ング時間と復調器の入力との間の時間オフセットを推定
することである。この推定値はその後、サンプリング時
間発生器へ伝えられる。
【００１７】同期捕捉に含まれる種々の工程を以下に説
明する。最初に、微細捕捉に用いられる同期誤り推定手
段を説明し、１．５周期のサンプリング・オフセットに
つながる誤った平衡（equilibrium ）位置の存在の問題
を明らかにする。この現象により、粗モードを有するこ
とが必要となる。
明する。最初に、微細捕捉に用いられる同期誤り推定手
段を説明し、１．５周期のサンプリング・オフセットに
つながる誤った平衡（equilibrium ）位置の存在の問題
を明らかにする。この現象により、粗モードを有するこ
とが必要となる。
【００１８】次に、本発明に従って用いられる粗時間捕
捉を説明する。最後に、同期パケットの開始を検出する
ために粗モード推定を用いる手段を提案する。微細時間
捕捉の基本的概念は、時間誤りに相関する推定値を計算
するために位相の値をオーバーサンプルすることであ
る。できるだけ回路の複雑さを減らすため、判定はシン
ボル当り２つのサンプルのみを用いて成される。
捉を説明する。最後に、同期パケットの開始を検出する
ために粗モード推定を用いる手段を提案する。微細時間
捕捉の基本的概念は、時間誤りに相関する推定値を計算
するために位相の値をオーバーサンプルすることであ
る。できるだけ回路の複雑さを減らすため、判定はシン
ボル当り２つのサンプルのみを用いて成される。
【００１９】任意の等間隔のサンプルが選択され得る
が、Ｔsym ／４の間隔で互いに離れて配置されているサ
ンプルを用いるとき良好な結果が得られることが分かっ
ている。つまり、中央のサンプルが正確なサンプリング
時点Ｔsamp＝０にある場合、他の２つのサンプルは、
が、Ｔsym ／４の間隔で互いに離れて配置されているサ
ンプルを用いるとき良好な結果が得られることが分かっ
ている。つまり、中央のサンプルが正確なサンプリング
時点Ｔsamp＝０にある場合、他の２つのサンプルは、
【００２０】
【数３】Ｔsamp-left ＝−Ｔsym ／４、及びＴ
samp-right＝Ｔsym ／４にある。完全な時間同期の場合
のサンプリング時点を図６に示す。この図は、微細ルー
プの位相誤りを計算するためのサンプリング時点を示
す。
samp-right＝Ｔsym ／４にある。完全な時間同期の場合
のサンプリング時点を図６に示す。この図は、微細ルー
プの位相誤りを計算するためのサンプリング時点を示
す。
【００２１】ＡＢＳ及びＳＩＧＮ信号は、２つの周期的
なシンボルであることに注意されたい。従って、実際の
同期オフセットに関して同期推定不変性（invariance）
を持たせるため、２つのシンボル（４つのサンプル／推
定値）を共に考慮する。１つの時点で考慮される任意の
偶数のシンボルは、同期推定における不変性につながる
ことに注意されたい。
なシンボルであることに注意されたい。従って、実際の
同期オフセットに関して同期推定不変性（invariance）
を持たせるため、２つのシンボル（４つのサンプル／推
定値）を共に考慮する。１つの時点で考慮される任意の
偶数のシンボルは、同期推定における不変性につながる
ことに注意されたい。
【００２２】しかし、同期オフセットを推定するための
シンボルの数の増加は、遅延を増大させ、これは次い
で、微細モードの同期捕捉ループの不安定なオペレーシ
ョンにつながり得る。ａ（Ｔ）及びｓ（Ｔ）をそれぞ
れ、時点ＴのＡＢＳ及びＳＩＧＮ信号のサンプルとす
る。同期誤り推定は、まず誤りｅabs 及びｅsignを以下
のように計算する。
シンボルの数の増加は、遅延を増大させ、これは次い
で、微細モードの同期捕捉ループの不安定なオペレーシ
ョンにつながり得る。ａ（Ｔ）及びｓ（Ｔ）をそれぞ
れ、時点ＴのＡＢＳ及びＳＩＧＮ信号のサンプルとす
る。同期誤り推定は、まず誤りｅabs 及びｅsignを以下
のように計算する。
【００２３】
【数４】 ｅabs ＝（ａ（Ｔsamp-left ）−ａ（Ｔsamp-right））＋ （ａ（Ｔsamp-left ＋Ｔsym ）−ａ（Ｔsamp-right＋Ｔsym ）） ｅsign＝（ｓ（Ｔsamp-left ）−ｓ（Ｔsamp-right））＋ （ｓ（Ｔsamp-left ＋Ｔsym ）−ｓ（Ｔsamp-right＋Ｔsym ））
【００２４】ＡＢＳ及びＳＩＧＮ信号の類似性のため、
ノイズ又は量子化がないときｅabs及びｅsignは同じで
あることに注意されたい。しかし、これらの２つの推定
値を用いることは、ノイズが存在する場合に利点があ
る。
ノイズ又は量子化がないときｅabs及びｅsignは同じで
あることに注意されたい。しかし、これらの２つの推定
値を用いることは、ノイズが存在する場合に利点があ
る。
【００２５】図７は、サンプリングにおける同期誤りの
関数として正規化された位相誤りを示す。別の同期推定
との曖昧さを避けるため、ｅabs 及びｅsignを位相誤り
推定と呼ぶ。図７は、Ｔsamp-right＝Ｔ1 ＋Ｔsym ／４
及びＴsamp-left ＝Ｔ1 −Ｔsym ／４のときの種々の同
期オフセットの位相誤りを示す。
関数として正規化された位相誤りを示す。別の同期推定
との曖昧さを避けるため、ｅabs 及びｅsignを位相誤り
推定と呼ぶ。図７は、Ｔsamp-right＝Ｔ1 ＋Ｔsym ／４
及びＴsamp-left ＝Ｔ1 −Ｔsym ／４のときの種々の同
期オフセットの位相誤りを示す。
【００２６】この図によると、位相誤り曲線は、同期誤
りが±Ｔsym ／２になる毎に正の傾斜でＸ軸を横切るこ
とがわかる。これは、実際のサンプリング値が理想的な
値に対して±Ｔsym ／２ずれる（offset）とき、誤った
平衡位置に達し得ることを意味する。別の言葉でいえ
ば、Ｔ 1 が実際のサンプリング時点に対して約±Ｔsym
／２ずれるとき、微細ループは収束（converge）するの
に一層長い時間が必要である。最も好ましくないケース
は、ちょうど±Ｔsym ／２でのサンプリングであろう。
りが±Ｔsym ／２になる毎に正の傾斜でＸ軸を横切るこ
とがわかる。これは、実際のサンプリング値が理想的な
値に対して±Ｔsym ／２ずれる（offset）とき、誤った
平衡位置に達し得ることを意味する。別の言葉でいえ
ば、Ｔ 1 が実際のサンプリング時点に対して約±Ｔsym
／２ずれるとき、微細ループは収束（converge）するの
に一層長い時間が必要である。最も好ましくないケース
は、ちょうど±Ｔsym ／２でのサンプリングであろう。
【００２７】例えサンプリングが１．５周期後に行われ
るべきはずであっても、観念的には、計算された位相誤
りはその時０である。そして、同期はこの誤った位置で
ロックされる。従って、サンプリング時点の±Ｔsym ／
４の間隔で粗く同期を修正するために粗捕捉が必要とさ
れる。
るべきはずであっても、観念的には、計算された位相誤
りはその時０である。そして、同期はこの誤った位置で
ロックされる。従って、サンプリング時点の±Ｔsym ／
４の間隔で粗く同期を修正するために粗捕捉が必要とさ
れる。
【００２８】以下の様に、微細モードにおいて、初期同
期オフセットは、ほぼ完全なサンプリング位置である−
Ｔsym ／４及び＋Ｔsym ／４の間であると仮定される。
この範囲の同期オフセットにおいて位相誤り推定は非常
に利点があり、実際の時間オフセットを正確に推定する
ことが可能である。
期オフセットは、ほぼ完全なサンプリング位置である−
Ｔsym ／４及び＋Ｔsym ／４の間であると仮定される。
この範囲の同期オフセットにおいて位相誤り推定は非常
に利点があり、実際の時間オフセットを正確に推定する
ことが可能である。
【００２９】同期オフセットに関連する位相誤りを蓄積
するため組合せロジック又はＲＯＭメモリが用いられ、
そのため、同期オフセットの良好な推定値が得られる。
ノイズ及び量子化のため、誤り信号ｅabs 及びｅsignは
通常は異なる。このため、同期オフセットを得るために
ｅabs 及びｅsignの平均値を用いることによって、又は
ｅabs 及びｅsignの使用に基づいて得られた同期オフセ
ットの平均値を用いることによって、同期変動の低減が
達成される。同期オフセットτoff を推定するためのこ
の２つの方法は、等しい最終同期変動を導くことが分か
っている。
するため組合せロジック又はＲＯＭメモリが用いられ、
そのため、同期オフセットの良好な推定値が得られる。
ノイズ及び量子化のため、誤り信号ｅabs 及びｅsignは
通常は異なる。このため、同期オフセットを得るために
ｅabs 及びｅsignの平均値を用いることによって、又は
ｅabs 及びｅsignの使用に基づいて得られた同期オフセ
ットの平均値を用いることによって、同期変動の低減が
達成される。同期オフセットτoff を推定するためのこ
の２つの方法は、等しい最終同期変動を導くことが分か
っている。
【００３０】しかし、それが１つのＲＯＭアクセスのみ
につながるため、第１の方法が好ましい。推定された同
期オフセットは、その後、図８に示した標準の１次ルー
プに用いられる。利得αはループ利得と呼ぶ。
につながるため、第１の方法が好ましい。推定された同
期オフセットは、その後、図８に示した標準の１次ルー
プに用いられる。利得αはループ利得と呼ぶ。
【００３１】図８に示したループは、オフセットτoff
を推定する回路４２を含み、その出力は、利得α（ｎ）
を有する増幅器４４の入力に接続される。増幅器４４の
出力は、アキュムレータ４６を介して推定器４２の制御
入力へフィードバックされる。
を推定する回路４２を含み、その出力は、利得α（ｎ）
を有する増幅器４４の入力に接続される。増幅器４４の
出力は、アキュムレータ４６を介して推定器４２の制御
入力へフィードバックされる。
【００３２】ループ利得の高い値では、収束は一層速い
が最終同期変動も高く、一方、低い値ではループはゆっ
くりと収束する。従って、可変値のループ利得αを用い
ることが提案される。この値αは、それらが乗算器を必
要としないハードウェア形式で容易に実行されるように
選択される。次の表は、連続する値αn の一例を示す。
が最終同期変動も高く、一方、低い値ではループはゆっ
くりと収束する。従って、可変値のループ利得αを用い
ることが提案される。この値αは、それらが乗算器を必
要としないハードウェア形式で容易に実行されるように
選択される。次の表は、連続する値αn の一例を示す。
【００３３】
【表１】 α1 α2 α3 α4 α5 α6 α7 α8 α9 α10 3/4 3/4 1/2 1/2 1/4 1/4 1/4 1/4 1/8 1/8 微細モード捕捉デバイスを実行する１つの考え得る方法
のブロック図を図９に示す。
のブロック図を図９に示す。
【００３４】この捕捉デバイスは、絶対値ＡＢＳ信号の
ための第１の位相推定器４７を有し、その出力は微細モ
ード推定器４８の入力に接続され、その出力に誤り信号
ｅab s が現われる。捕捉デバイスは、ＳＩＧＮ信号のた
めの第２の位相推定器４９を有し、その出力は微細モー
ド推定器５０の入力に接続され、その出力に誤り信号ｅ
signが現われる。
ための第１の位相推定器４７を有し、その出力は微細モ
ード推定器４８の入力に接続され、その出力に誤り信号
ｅab s が現われる。捕捉デバイスは、ＳＩＧＮ信号のた
めの第２の位相推定器４９を有し、その出力は微細モー
ド推定器５０の入力に接続され、その出力に誤り信号ｅ
signが現われる。
【００３５】第１及び第２の推定器４７及び４９はそれ
ぞれ制御入力を有し、そこへサンプリング時間信号が供
給される：±Ｔsym ／４。微細モード推定器４８及び５
０の出力は、第１の加算器５１の入力に接続され、その
出力はＲＯＭメモリ５２の入力に接続される。後者は組
合せロジックで置き換えられてもよい。
ぞれ制御入力を有し、そこへサンプリング時間信号が供
給される：±Ｔsym ／４。微細モード推定器４８及び５
０の出力は、第１の加算器５１の入力に接続され、その
出力はＲＯＭメモリ５２の入力に接続される。後者は組
合せロジックで置き換えられてもよい。
【００３６】ＲＯＭ５２の出力で、第２の加算器５３の
入力として供給されるオフセットn信号が現われ、第２
の加算器５３の別の入力ではテーブル５４に蓄積された
ループ利得値αn に対応する信号を受ける。
入力として供給されるオフセットn信号が現われ、第２
の加算器５３の別の入力ではテーブル５４に蓄積された
ループ利得値αn に対応する信号を受ける。
【００３７】第２の加算器５３の出力は第３の加算器５
５の入力に接続され、加算器５５の出力はオフセット修
正回路５６の入力に接続される。後者は、別の入力で修
正信号を受取り、その出力で、第３の加算器の別の入力
に供給される信号残りn-1 を伝える。
５の入力に接続され、加算器５５の出力はオフセット修
正回路５６の入力に接続される。後者は、別の入力で修
正信号を受取り、その出力で、第３の加算器の別の入力
に供給される信号残りn-1 を伝える。
【００３８】ループによって伝えられた結果が整数でな
い場合、その推定値の整数の部分のみがサンプリング時
間発生器ユニットへ伝えられる。この推定値の残りは、
より良好な最終精度を得るために累積される。
い場合、その推定値の整数の部分のみがサンプリング時
間発生器ユニットへ伝えられる。この推定値の残りは、
より良好な最終精度を得るために累積される。
【００３９】粗捕捉を以下に説明する。粗捕捉の目的
は、現在のサンプリング時間が、完全なサンプリング時
点に関する−Ｔsymb／４から＋Ｔsymb／４の間の範囲に
あるかどうかを示すことである。そうでない場合、粗モ
ードはサンプリング時間をＴsymb／２ずらす。この関数
を満たすため、以下の推定値：
は、現在のサンプリング時間が、完全なサンプリング時
点に関する−Ｔsymb／４から＋Ｔsymb／４の間の範囲に
あるかどうかを示すことである。そうでない場合、粗モ
ードはサンプリング時間をＴsymb／２ずらす。この関数
を満たすため、以下の推定値：
【００４０】
【数５】ｅ（ｔｏ，τ）＝ABS(τ) −ABS （τ＋T
symb）−[SIGN(τ) −SIGN（τ+Tsy mb)] が用いられ、ここで、ｔｏは、復調器のサンプリング時
間と完全なサンプリング時間との間の実際の時間オフセ
ットであり、
symb）−[SIGN(τ) −SIGN（τ+Tsy mb)] が用いられ、ここで、ｔｏは、復調器のサンプリング時
間と完全なサンプリング時間との間の実際の時間オフセ
ットであり、
【００４１】τは、復調器のサンプリング時間とｅを計
算するためのサンプリング位置との間のオフセットであ
る。図１０は、サンプリング時間のオフセットに関連す
る信号ＡＢＳ（ｅ（ｔｏ，τ＝０））の曲線を示す。関
数ｅ（ｔｏ，τ）は、時間オフセット誤りがτに等しい
とき、最大である。閾値ＴＨ粗値（coarse）及び関数Ｈ
（ｔｏ，τ）は、以下のように定義することができる。
算するためのサンプリング位置との間のオフセットであ
る。図１０は、サンプリング時間のオフセットに関連す
る信号ＡＢＳ（ｅ（ｔｏ，τ＝０））の曲線を示す。関
数ｅ（ｔｏ，τ）は、時間オフセット誤りがτに等しい
とき、最大である。閾値ＴＨ粗値（coarse）及び関数Ｈ
（ｔｏ，τ）は、以下のように定義することができる。
【００４２】
【数６】ａｂｓ（ｅ（ｔｏ，τ））＞ＴＨ粗値のとき、
Ｈ（ｔｏ，τ）＝１ ａｂｓ（ｅ（ｔｏ，τ））＜ＴＨ粗値のとき、Ｈ（ｔ
ｏ，τ）＝０
Ｈ（ｔｏ，τ）＝１ ａｂｓ（ｅ（ｔｏ，τ））＜ＴＨ粗値のとき、Ｈ（ｔ
ｏ，τ）＝０
【００４３】Ｈは図１１に示されている。τを変更する
ことによって、e （ｔｏ，τ）及びＨ（ｔｏ，τ）は、
横軸に対してずれる。
ことによって、e （ｔｏ，τ）及びＨ（ｔｏ，τ）は、
横軸に対してずれる。
【００４４】Ｅ（ｔｏ，τ1 ，τ2 ）＝Ｈ（ｔｏ，
τ1 ）及びＨ（ｔｏ，τ2 ）は、τ1 及びτ2 で次のよ
うに定義することができる：実際のオフセットが±Ｔ
symb／４の範囲にあるときＥは１に等しく、それ以外の
場合０に等しい。Ｅは、サンプリング位置のオフセット
Ｔsymbが必要であるかどうかを示すために直接用いられ
る。Ｅが０に等しいとき、時間オフセットはＴsymb／４
より大きい。従って、Ｔsy mb／４より小さな時間オフセ
ットを得るため、Ｔsymbの半分がサンプリング時間に加
算される。
τ1 ）及びＨ（ｔｏ，τ2 ）は、τ1 及びτ2 で次のよ
うに定義することができる：実際のオフセットが±Ｔ
symb／４の範囲にあるときＥは１に等しく、それ以外の
場合０に等しい。Ｅは、サンプリング位置のオフセット
Ｔsymbが必要であるかどうかを示すために直接用いられ
る。Ｅが０に等しいとき、時間オフセットはＴsymb／４
より大きい。従って、Ｔsy mb／４より小さな時間オフセ
ットを得るため、Ｔsymbの半分がサンプリング時間に加
算される。
【００４５】次に、適用値（application value ）が与
えられる。τ1 は約＋Ｔsymb／８であり、τ2 は約−Ｔ
symb／８である。この値により、粗モード・オフセット
指示値（indicator ）を示す図１２で、Ｅ（ｔｏ，Ｔ／
８，−Ｔ／８）が与えられる。
えられる。τ1 は約＋Ｔsymb／８であり、τ2 は約−Ｔ
symb／８である。この値により、粗モード・オフセット
指示値（indicator ）を示す図１２で、Ｅ（ｔｏ，Ｔ／
８，−Ｔ／８）が与えられる。
【００４６】誤判定の確率をできるだけ低減させるた
め、ＴＨ粗値τ1 及びτ2 は最適化される（つまり、実
際の同期オフセットが正しい範囲にあるときＴsymb／２
のオフセット）。
め、ＴＨ粗値τ1 及びτ2 は最適化される（つまり、実
際の同期オフセットが正しい範囲にあるときＴsymb／２
のオフセット）。
【００４７】以下に説明するように、ｅ（ｔ）を推定す
るため、３対のシンボルが実際に用いられる。
るため、３対のシンボルが実際に用いられる。
【００４８】Ｅの計算の具体例を図１３に関連して説明
する。この図に示す回路は、図９の位相推定器４７及び
４９を含み、その出力に粗モード推定器５８の入力が接
続される。信号ｅ1 及びｅ2 はそれぞれ、推定器５８の
出力で現われる。これらの出力は、ＴＨ粗閾値回路５９
及び６０の入力に接続される。これらの閾値回路の出力
は、その出力で、値Ｅに対応する信号を伝えるＡＮＤゲ
ート６１に接続される。
する。この図に示す回路は、図９の位相推定器４７及び
４９を含み、その出力に粗モード推定器５８の入力が接
続される。信号ｅ1 及びｅ2 はそれぞれ、推定器５８の
出力で現われる。これらの出力は、ＴＨ粗閾値回路５９
及び６０の入力に接続される。これらの閾値回路の出力
は、その出力で、値Ｅに対応する信号を伝えるＡＮＤゲ
ート６１に接続される。
【００４９】次にパケット検出を図１４に関連して説明
する。復調すべきパケットが転送される前、捕捉のため
のウィンドウが通常開いているとすると、粗及び微細捕
捉をトリガするためパケット検出器が必要とされる。パ
ケットは、値ｅ（τ1 ）及びｅ（τ2 ）の平均値を用い
ることによって容易に検出することができる。
する。復調すべきパケットが転送される前、捕捉のため
のウィンドウが通常開いているとすると、粗及び微細捕
捉をトリガするためパケット検出器が必要とされる。パ
ケットは、値ｅ（τ1 ）及びｅ（τ2 ）の平均値を用い
ることによって容易に検出することができる。
【００５０】ｅ（τ1 ）及びｅ（τ2 ）の平均絶対値
が、閾値であるＴＨノイズを下回る毎に、１パケットが
存在すると示される。この判定を更に効率よくするた
め、平均値化された複数の連続する値ｅが用いられる。
が、閾値であるＴＨノイズを下回る毎に、１パケットが
存在すると示される。この判定を更に効率よくするた
め、平均値化された複数の連続する値ｅが用いられる。
【００５１】誤アラーム又は誤判定（つまり、それが実
際はそうでないときパケットが存在すると示されるこ
と、及びそれが実際は存在するときパケットを検出しな
いこと）の確率は、用いられる値ｅの数に依る。
際はそうでないときパケットが存在すると示されるこ
と、及びそれが実際は存在するときパケットを検出しな
いこと）の確率は、用いられる値ｅの数に依る。
【００５２】ある閾値の誤アラームの確率はノイズの不
一致（variance）に依り、一方、誤判定の確率は閾値の
みに依る。平均値を用いることにより、推定値の不一致
が減少し、そのため誤アラーム及び誤判定の確率を一層
低くすることができる。しかし、このことは、微細捕捉
工程のためのシンボル数が一層少なく、同期の終りの誤
りの可能性が一層高くなることを意味する。
一致（variance）に依り、一方、誤判定の確率は閾値の
みに依る。平均値を用いることにより、推定値の不一致
が減少し、そのため誤アラーム及び誤判定の確率を一層
低くすることができる。しかし、このことは、微細捕捉
工程のためのシンボル数が一層少なく、同期の終りの誤
りの可能性が一層高くなることを意味する。
【００５３】最良のあり得る結果（誤アラーム及び誤判
定の可能性が低く、最終同期結果の不一致度が低い）を
得るため、粗モードによって用いられるシンボルの数
と、微細モードによって用いられるシンボルの数の間に
妥協が成されるべきである。
定の可能性が低く、最終同期結果の不一致度が低い）を
得るため、粗モードによって用いられるシンボルの数
と、微細モードによって用いられるシンボルの数の間に
妥協が成されるべきである。
【００５４】図１４はパケット検出に関連する図を示
し、閾値回路５９及び６０がノイズ閾値ＴＨノイズを用
いる回路であり、ＯＲゲート６２に接続されることを除
けば、図１３に類似している。誤判定の影響を最小まで
低減させるために時間捕捉に用いられる一般的な状態マ
シンを以下に説明する。このマシンの効率は、時間捕捉
の最終効率の粗及び微細モードの効率と同じくらい重要
である。
し、閾値回路５９及び６０がノイズ閾値ＴＨノイズを用
いる回路であり、ＯＲゲート６２に接続されることを除
けば、図１３に類似している。誤判定の影響を最小まで
低減させるために時間捕捉に用いられる一般的な状態マ
シンを以下に説明する。このマシンの効率は、時間捕捉
の最終効率の粗及び微細モードの効率と同じくらい重要
である。
【００５５】ここで同期捕捉シーケンスを説明する。復
調条件に依って様々な状態マシンを用いることができ
る。起こり得る最悪の場合を取り入れるため、復調器は
パケットがいつ到達するかという情報を持たないと仮定
する。更に、「パケットの存在しない」時間は非常に長
く、そのためシーケンサがしばしば誤検出し、パケット
を逃さないよう非常に高速にそれ自身をリセットする必
要があると仮定する。
調条件に依って様々な状態マシンを用いることができ
る。起こり得る最悪の場合を取り入れるため、復調器は
パケットがいつ到達するかという情報を持たないと仮定
する。更に、「パケットの存在しない」時間は非常に長
く、そのためシーケンサがしばしば誤検出し、パケット
を逃さないよう非常に高速にそれ自身をリセットする必
要があると仮定する。
【００５６】同期に用いられる状態マシンの第１の工程
は、信号を検出する工程Ａである。４つのシンボルでの
粗推定値が用いられる。ノイズ閾値の選択は、誤アラー
ムの確率と非検出の確率との間の妥協点である。ノイズ
閾値は、誤アラームの確率が約１０％で、一方、パケッ
ト非検出の確率が約１％であるように選択される。実際
は、同期の後続の工程の間にノイズが適切に検出される
場合、誤アラームを受けることが好ましいように思われ
る。逆に言えば、これは、同期フィールドの少なくとも
４つのシンボルが失われていることを意味するため、パ
ケットを検出しないことは非常に不利益がある。
は、信号を検出する工程Ａである。４つのシンボルでの
粗推定値が用いられる。ノイズ閾値の選択は、誤アラー
ムの確率と非検出の確率との間の妥協点である。ノイズ
閾値は、誤アラームの確率が約１０％で、一方、パケッ
ト非検出の確率が約１％であるように選択される。実際
は、同期の後続の工程の間にノイズが適切に検出される
場合、誤アラームを受けることが好ましいように思われ
る。逆に言えば、これは、同期フィールドの少なくとも
４つのシンボルが失われていることを意味するため、パ
ケットを検出しないことは非常に不利益がある。
【００５７】第２工程は粗推定の工程Ｂである。粗推定
はフィールドＲのビット（誤判定となり得る）ではなく
フィールドＰＲで成されることを確実にするため、信号
検出工程Ａの結果は粗推定には用いられない。６つのシ
ンボルでの粗推定が用いられ、誤判定の確率を最小まで
低減させるため、新しい粗閾値が選択される。
はフィールドＲのビット（誤判定となり得る）ではなく
フィールドＰＲで成されることを確実にするため、信号
検出工程Ａの結果は粗推定には用いられない。６つのシ
ンボルでの粗推定が用いられ、誤判定の確率を最小まで
低減させるため、新しい粗閾値が選択される。
【００５８】同時に、粗推定の結果はノイズ閾値と比較
される。そして、誤パケット検出が識別され（identifi
ed）得る。第３の工程は微細推定工程Ｃである。微細推
定は、まず８つのシンボルで成される。これらの最初の
８シンボルの間、誤パケット検出を識別するためノイズ
推定も成される。その後、工程Ｄの間、８つの別のシン
ボルで微細推定が行われる。これらの新しい８シンボル
の間、ノイズ推定も成される。しかし、この推定がノイ
ズを示すとき、これは、同期捕捉が遅く、それが同期フ
ィールドの外で起こるということを意味するのが普通で
ある。この場合、微細推定は停止する。
される。そして、誤パケット検出が識別され（identifi
ed）得る。第３の工程は微細推定工程Ｃである。微細推
定は、まず８つのシンボルで成される。これらの最初の
８シンボルの間、誤パケット検出を識別するためノイズ
推定も成される。その後、工程Ｄの間、８つの別のシン
ボルで微細推定が行われる。これらの新しい８シンボル
の間、ノイズ推定も成される。しかし、この推定がノイ
ズを示すとき、これは、同期捕捉が遅く、それが同期フ
ィールドの外で起こるということを意味するのが普通で
ある。この場合、微細推定は停止する。
【００５９】工程Ｅの間、最初と最後のシンボルが、隣
り合うシンボルによって影響を受けると仮定する場合、
微細推定の精度を改善するため、同期フィールドの４シ
ンボルは通常は順に残される。
り合うシンボルによって影響を受けると仮定する場合、
微細推定の精度を改善するため、同期フィールドの４シ
ンボルは通常は順に残される。
【００６０】微細モードの間中、ＡＢＳ及びＳＩＧＮ信
号はサンプリングされ（−Ｔsymb／４及び＋Ｔsymb／４
の間の中心位置で）、同期パケットのＵＷフィールドを
探す。これは、同期が遅く、ＵＷフィールドの第１のビ
ットが失われないとき有効である。時間捕捉の終りでフ
ェーズＦの間、状態マシンはＵＷ検出を待つ。一定時間
後にＵＷフィールドが検出されない場合、状態マシンは
ゼロにリセットされる。
号はサンプリングされ（−Ｔsymb／４及び＋Ｔsymb／４
の間の中心位置で）、同期パケットのＵＷフィールドを
探す。これは、同期が遅く、ＵＷフィールドの第１のビ
ットが失われないとき有効である。時間捕捉の終りでフ
ェーズＦの間、状態マシンはＵＷ検出を待つ。一定時間
後にＵＷフィールドが検出されない場合、状態マシンは
ゼロにリセットされる。
【００６１】図１６は同期の具体例のブロック図を示
す。時間捕捉回路は、図９及び図１３で既に示したもの
と同じ参照番号を付した位相推定器４７及び４９を含
み、そのＡＢＳ及びＳＩＧＮ出力は推定プロセッサ６４
の２つの入力に接続され、推定プロセッサ６４はシーケ
ンサ６７の対応する入力及び出力にそれぞれ接続される
推定値出力６５及びモード入力６６を有し、シーケンサ
６７の別の出力はサンプリング時間発生器６８のモード
変更入力に接続される。この発生器の出力は、位相推定
器４７及び４９の各サンプリング時間制御入力に接続さ
れる。推定プロセッサ・ユニット６４は、上述で説明さ
れたように、シーケンサ６７によって定義されたモード
に従って定義された数のシンボルの推定値を計算する。
す。時間捕捉回路は、図９及び図１３で既に示したもの
と同じ参照番号を付した位相推定器４７及び４９を含
み、そのＡＢＳ及びＳＩＧＮ出力は推定プロセッサ６４
の２つの入力に接続され、推定プロセッサ６４はシーケ
ンサ６７の対応する入力及び出力にそれぞれ接続される
推定値出力６５及びモード入力６６を有し、シーケンサ
６７の別の出力はサンプリング時間発生器６８のモード
変更入力に接続される。この発生器の出力は、位相推定
器４７及び４９の各サンプリング時間制御入力に接続さ
れる。推定プロセッサ・ユニット６４は、上述で説明さ
れたように、シーケンサ６７によって定義されたモード
に従って定義された数のシンボルの推定値を計算する。
【００６２】サンプリング時間発生器６８は、シーケン
サ６７によって定義されたモード（粗、微細、非捕捉）
に従ってサンプリング時間を発生する。例えば、粗モー
ドでは、通常のサンプリング時間から開始し、位置τ1
及びτ 2 でシンボル毎に２つのサンプリング時間を発生
する。サンプリング位置は、シーケンサのオフセット値
に従ってずらしてもよい。サンプリング時間発生器６８
の１つの実施例は、周期Ｔsymbを有するカウンタを用い
ることを含み、その初期値は、オフセットの値に従って
増加又は減少し得る。
サ６７によって定義されたモード（粗、微細、非捕捉）
に従ってサンプリング時間を発生する。例えば、粗モー
ドでは、通常のサンプリング時間から開始し、位置τ1
及びτ 2 でシンボル毎に２つのサンプリング時間を発生
する。サンプリング位置は、シーケンサのオフセット値
に従ってずらしてもよい。サンプリング時間発生器６８
の１つの実施例は、周期Ｔsymbを有するカウンタを用い
ることを含み、その初期値は、オフセットの値に従って
増加又は減少し得る。
【００６３】回路の数多くのシミュレーション及び検査
により、この同期捕捉システムの性能が確認されてい
る。このシステムの性能を示すため、ＵＷフィールドの
非検出の確率及び同期結果の不一致が用いられた。
により、この同期捕捉システムの性能が確認されてい
る。このシステムの性能を示すため、ＵＷフィールドの
非検出の確率及び同期結果の不一致が用いられた。
【００６４】この結果は、８ｄＢのＥb ／Ｎo でデータ
パケットが検出されない確率は、０．００９より小さか
ったことを示している。同期結果の不一致は０．０２６
１５Ｔsym より小さかった。更に、復調器に周波数誤り
を導入した場合の実験も行われた。単純な１次ループの
性能は、誤差９ｐｐｍまでで良好であることが証明され
た。
パケットが検出されない確率は、０．００９より小さか
ったことを示している。同期結果の不一致は０．０２６
１５Ｔsym より小さかった。更に、復調器に周波数誤り
を導入した場合の実験も行われた。単純な１次ループの
性能は、誤差９ｐｐｍまでで良好であることが証明され
た。
【００６５】ここで説明されたモバイル受信装置のため
の新規の同期捕捉システムは、個人用携帯電話システム
の標準に従っている。アルゴリズムは先ず、パケット検
出及び粗捕捉を行い、微細捕捉が後に続く。同期位相検
出器の設計、関連する同期ループ、及び同期捕捉方法
は、具体例の細部を考慮に入れている。特に、これら
は、回路の形式で容易に製造されるように、そして、消
費する電力をできるだけ小さくするように設計された。
微細捕捉ループは、それが時変ループ利得を用いる限り
において新規なものである。そのアルゴリズムは更に、
変調周波数の食い違いに関して強いことが分かってい
る。最後に、これらのモード（粗、微細）のシーケンシ
ングが説明されている。誤アラーム及び誤判定に関し、
非常に良好な強さが示されている。
の新規の同期捕捉システムは、個人用携帯電話システム
の標準に従っている。アルゴリズムは先ず、パケット検
出及び粗捕捉を行い、微細捕捉が後に続く。同期位相検
出器の設計、関連する同期ループ、及び同期捕捉方法
は、具体例の細部を考慮に入れている。特に、これら
は、回路の形式で容易に製造されるように、そして、消
費する電力をできるだけ小さくするように設計された。
微細捕捉ループは、それが時変ループ利得を用いる限り
において新規なものである。そのアルゴリズムは更に、
変調周波数の食い違いに関して強いことが分かってい
る。最後に、これらのモード（粗、微細）のシーケンシ
ングが説明されている。誤アラーム及び誤判定に関し、
非常に良好な強さが示されている。
【図１】本発明に従った同期を捕捉するための手段を備
えた電話受信装置のブロック図。
えた電話受信装置のブロック図。
【図２】ＰＨＳ型の携帯電話システムのプロトコルに特
定されるチャネルのデータ間隔を示す図。
定されるチャネルのデータ間隔を示す図。
【図３】携帯電話復調器のブロック図。
【図４】同期パケットの絶対値信号ＡＢＳの図。
【図５】量子化された信号ＡＢＳを示す図。
【図６】微細ループの位相誤りを計算するためのサンプ
リング時間の図。
リング時間の図。
【図７】サンプリングにおける同期誤りの関数として標
準化された位相誤りを示す図。
準化された位相誤りを示す図。
【図８】微細捕捉ループの図。
【図９】微細捕捉の具体例のブロック図。
【図１０】サンプリング時間のオフセットの関数として
粗捕捉信号を示す図。
粗捕捉信号を示す図。
【図１１】図１０の捕捉信号の関数ｅ（ｔ０，τ＝０）
の分離関数Ｈ（ｔ０，τ）を示す図。
の分離関数Ｈ（ｔ０，τ）を示す図。
【図１２】粗モード・オフセット指示値を示す。
【図１３】粗モード・オフセット指示値Ｅを計算するた
めの手段のブロック図。
めの手段のブロック図。
【図１４】同期パケットを検出する回路を示す図。
【図１５】本発明に従った同期捕捉シーケンスのフロー
チャート。
チャート。
【図１６】本発明に従った同期捕捉の具体例を示す図。
４７、４９ 位相推定手段 ６４ 処理手段 ６７ シーケンサ ６８ サンプリング時間発生器
フロントページの続き (72)発明者 スリナス ホサー アメリカ合衆国 テキサス州ダラス，シャ ディブルック レーン 6441，アパートメ ント ナンバー 2152 (72)発明者 アナンド ジー．ダバク アメリカ合衆国 テキサス州リチャードソ ン，イー．レナー 2600，アパートメント ナンバー 165
Claims (16)
- 【請求項１】 携帯電話受信装置に送信された信号の同
期を回復する方法であって、 送信された信号に含まれる同期パケットを検出し、 粗捕捉モードでクロック位相を捕捉し、その間に１シン
ボル期間の４分の１以内に同期が捕捉され、 微細捕捉モードでこの推定値をリファインし、これは１
次位相同期ループ・オペレーションであり、最終変動の
小さな高速な同期捕捉を保証することを含むことを特徴
とする方法。 - 【請求項２】 請求項１に従った同期回復方法であっ
て、位相同期ループは可変利得を含むことを特徴とする
方法。 - 【請求項３】 請求項１に従った回復方法であって、位
相同期ループは固定利得を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項４】 請求項１から請求項３の１つに従った回
復方法であって、同期パケットは、誤アラームの確率と
非検出の確率の間の妥協点であるノイズ閾値を選択する
ことによって検出されることを特徴とする方法。 - 【請求項５】 請求項４に従った回復方法であって、粗
推定の工程の間、推定は転送された信号のプリアンブル
・フィールドＰＲで成され、粗推定は最低数のシンボル
で成され、更に、粗閾値は誤判定を最小まで低減させる
ように選択されることを保証することを特徴とする方
法。 - 【請求項６】 請求項５に従った回復方法であって、生
じ得る誤信号を検出するため、粗推定の結果はノイズ閾
値と比較されることを特徴とする方法。 - 【請求項７】 請求項１から請求項６の１つに従った回
復方法であって、微細推定の工程は、最初にシンボルの
第１グループで実行され、その間に誤信号を検出する目
的でノイズ推定も成され、次にシンボルの別のグループ
で実行され、その間に同期捕捉が遅く同期フィールドの
外で起こるかどうかを判定するためノイズ推定も実行さ
れ、そうである場合は推定工程は停止し、最後に、微細
推定の精度を改善するために残りの数のシンボルで実行
されることを特徴とする方法。 - 【請求項８】 請求項７に従った回復方法であって、粗
推定及び微細推定の間、同期誤りに相関する推定値（es
timator ）を計算するため、受信した信号の位相値はオ
ーバーサンプルされることを特徴とする方法。 - 【請求項９】 請求項８に従った回復方法であって、微
細推定の間、受信した信号の絶対値（ＡＢＳ）及びサイ
ン（ＳＩＧＮ）信号のサンプリングから生じる少なくと
も２に等しい偶数の数のシンボルが同時に考慮されるこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項１０】 請求項８及び９の１つに従った回復方
法であって、同期誤り計算は、以下の式： 【数１】 ｅabs ＝（ａ（Ｔsamp-left ）−ａ（Ｔsamp-right））＋ （ａ（Ｔsamp-left ＋Ｔsym ）−ａ（Ｔsamp-right＋Ｔsym ）） ｅsign＝（ｓ（Ｔsamp-left ）−ｓ（Ｔsamp-right））＋ （ｓ（Ｔsamp-left ＋Ｔsym ）−ｓ（Ｔsamp-right＋Ｔsym ）） に従って、絶対値（ＡＢＳ）及びサイン（ＳＩＧＮ）信
号の誤りｅabs 及びｅsi gnの計算を行うことを特徴とす
る方法であり、ここで、 ａ（Ｔ）及びｓ（Ｔ）はそれぞれ、時点ＴのＡＢＳ及び
ＳＩＧＮ信号のサンプルであり、 Ｔsym はシンボルの期間であり、 Ｔsamp-left 及びＴsamp-rightは、正しいサンプリング
時点Ｔsamp＝０に位置するサンプルの中心のそれぞれ左
及び右にあるサンプルの時点である。 - 【請求項１１】 請求項８から請求項１０の１つに従っ
た回復方法であって、推定された同期オフセットは、１
次位相同期ループに用いられることを特徴とする方法。 - 【請求項１２】 請求項９から請求項１１の１つに従っ
た回復方法であって、粗捕捉を行うために推定値： 【数２】ｅ（ｔｏ，τ）＝ABS(τ) −ABS （τ+Tsymb）
−［SIGN（τ) −SIGN（τ+Tsy mb) ］ を用いることを特徴とする方法であり、ここで、 ｔｏは、復調器のサンプリング時点と理想的なサンプリ
ング時点との間の実際の時間オフセットであり、 τは、復調器のサンプリング時点とｅを推定するために
用いられるサンプリング位置との間のオフセットであ
る。 - 【請求項１３】 携帯電話受信装置に転送された信号の
同期を回復するデバイスであって、転送された信号に含
まれる同期パケットを検出するための手段（４７、４
８、５８、６１、６２、６３）、粗捕捉モードでクロッ
ク位相を捕捉するための手段（４７、４８、５８、５
９、６０、６１）であって、その間にシンボルの期間の
４分の１以内に同期が捕捉される手段、及び１次位相同
期ループ捕捉である微細モードのための手段（４７、４
８、４９、５０、５１、５２、５３、５４、５５、５
６）を含み、最終変動の小さな高速な同期捕捉を保証す
ることを特徴とする回復デバイス。 - 【請求項１４】 請求項１３に従った回復デバイスであ
って、転送された信号に含まれる同期パケットを検出す
る手段は、絶対値（ＡＢＳ）のための第１の位相推定器
（４７）、サイン信号（ＳＩＧＮ）のための第２の位相
推定器（４９）、その出力で誤り信号（ｅ1 、ｅ2 ）を
伝える粗モード推定器（５８）に接続される第１及び第
２の推定器の出力、粗モード推定器（５８）の出力に接
続されるノイズ閾値スレショルディング回路（６１、６
２）、及びスレショルディング回路（６１、６２）の出
力に接続され同期パケットの検出に対応する信号を伝え
るＯＲゲート（６３）を含むことを特徴とする回復デバ
イス。 - 【請求項１５】 請求項１４に従った回復デバイスであ
って、粗捕捉モードのクロック位相捕捉のための手段
は、絶対値（ＡＢＳ）及びサイン（ＳＩＧＮ）のための
第１及び第２の位相推定器（４７、４９）、誤り信号
（ｅ1 、ｅ2 ）のためのその出力が粗閾値スレショルデ
ィング回路（５９、６０）に接続される粗モード推定器
を含み、スレショルディング回路の出力は、サンプリン
グ時点に関連する誤差（deviation ）信号（Ｅ）をその
出力で伝えるＡＮＤゲート（６１）に接続されることを
特徴とする回復デバイス。 - 【請求項１６】 請求項１４及び１５の１つに従った回
復デバイスであって、微細モード捕捉手段は、転送され
た信号の絶対値（ＡＢＳ）及びサイン（ＳＩＧＮ）のた
めの第１及び第２の位相推定器（４７、４９）であっ
て、それぞれに第３及び第４の微細モード推定器（４
８、５０）が関連する推定器、第３及び第４の微細モー
ド推定器（４８、５０）によって出力される絶対値及び
サイン誤り信号（ｅABS 及びｅSIGN）のための第１の加
算器（５１）、第１の加算器の出力信号の値を蓄積する
ための手段（５２）であって、その出力でオフセット信
号を伝える手段、利得テーブル（５４）によって与えら
れる利得（αn ）を有するオフセット信号を加算する第
２の加算器（５３）、第２の加算器（５３）の出力信号
を、その入力が第３の加算器の出力に接続されるオフセ
ット修正回路（５６）の出力信号と加算する第３の加算
器（５５）を含むことを特徴とする回復デバイス。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9706547 | 1997-05-08 | ||
| FR9706547A FR2764147B1 (fr) | 1997-05-28 | 1997-05-28 | Procede et dispositif de recuperation de synchronisation sur un signal transmis a un recepteur de telephone mobile |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11145896A true JPH11145896A (ja) | 1999-05-28 |
Family
ID=9507332
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10186778A Pending JPH11145896A (ja) | 1997-05-28 | 1998-05-28 | 携帯電話受信装置に送信された信号の同期を回復する方法及び装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6366574B1 (ja) |
| EP (1) | EP0881798A1 (ja) |
| JP (1) | JPH11145896A (ja) |
| KR (1) | KR100900277B1 (ja) |
| FR (1) | FR2764147B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007523573A (ja) * | 2004-02-20 | 2007-08-16 | クアルコム インコーポレイテッド | 無線媒体中のパケットを検出する適応パケット検出 |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3850151B2 (ja) * | 1998-10-20 | 2006-11-29 | 富士通株式会社 | 無線基地局受信同期保護設定方式 |
| KR100655569B1 (ko) * | 2000-12-18 | 2006-12-08 | 주식회사 케이티 | 피드포워드 심볼 타이밍 에러 추정 방법 |
| US20030081699A1 (en) * | 2001-10-31 | 2003-05-01 | Hiroshi Takatori | Phase detector |
| JP2005184335A (ja) * | 2003-12-18 | 2005-07-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | 無線通信装置における誤同期防止装置 |
| CN101257349B (zh) * | 2007-02-26 | 2011-05-11 | 富士通株式会社 | 数字相位估计器、数字锁相环以及光相干接收机 |
| US9407357B1 (en) | 2009-05-29 | 2016-08-02 | Rockwell Collins, Inc. | Systems and methods for radio node synchronization based on range calculations |
| KR101855229B1 (ko) * | 2011-10-27 | 2018-05-10 | 삼성전자주식회사 | 디바이스의 동기화 수행 방법 및 장치 |
| US10365849B2 (en) * | 2017-08-18 | 2019-07-30 | Seagate Technology Llc | Dual granularity dynamic mapping with packetized storage |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4151485A (en) * | 1977-11-21 | 1979-04-24 | Rockwell International Corporation | Digital clock recovery circuit |
| GB2103402B (en) * | 1981-07-27 | 1984-09-05 | Standard Telephones Cables Ltd | Synchronisation of digital radio pager |
| US5373536A (en) * | 1991-05-06 | 1994-12-13 | Motorola, Inc. | Method of synchronizing to a signal |
| US5444697A (en) * | 1993-08-11 | 1995-08-22 | The University Of British Columbia | Method and apparatus for frame synchronization in mobile OFDM data communication |
| US5541967A (en) * | 1994-03-09 | 1996-07-30 | National Semiconductor Corporation | Fast symbol synchronization for use in conditioning a receiving modem |
| US5706057A (en) * | 1994-03-21 | 1998-01-06 | Rca Thomson Licensing Corporation | Phase detector in a carrier recovery network for a vestigial sideband signal |
| US5835532A (en) * | 1994-03-21 | 1998-11-10 | Rca Thomson Licensing Corporation | Blind equalizer for a vestigial sideband signal |
| US5533025A (en) * | 1994-09-26 | 1996-07-02 | International Business Machines Corporation | Robust frequency management and acquisition in a wireless local area network that uses frequency-hopping radios |
| JP3162980B2 (ja) * | 1995-11-22 | 2001-05-08 | 三洋電機株式会社 | ダイバーシチ装置 |
| US5890068A (en) * | 1996-10-03 | 1999-03-30 | Cell-Loc Inc. | Wireless location system |
| US5950131A (en) * | 1996-10-29 | 1999-09-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for fast pilot channel acquisition using a matched filter in a CDMA radiotelephone |
-
1997
- 1997-05-28 FR FR9706547A patent/FR2764147B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-05-28 KR KR1019980019442A patent/KR100900277B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-05-28 EP EP98401289A patent/EP0881798A1/en not_active Withdrawn
- 1998-05-28 US US09/086,689 patent/US6366574B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-05-28 JP JP10186778A patent/JPH11145896A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007523573A (ja) * | 2004-02-20 | 2007-08-16 | クアルコム インコーポレイテッド | 無線媒体中のパケットを検出する適応パケット検出 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19980087445A (ko) | 1998-12-05 |
| FR2764147B1 (fr) | 1999-08-20 |
| KR100900277B1 (ko) | 2009-09-25 |
| FR2764147A1 (fr) | 1998-12-04 |
| EP0881798A1 (en) | 1998-12-02 |
| US6366574B1 (en) | 2002-04-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0812079B1 (en) | Synchronizing apparatus | |
| KR100301407B1 (ko) | 맨체스터-코드화된fm신호용변조기 | |
| US5093848A (en) | Method of controlling the frequency of a coherent radio receiver and apparatus for carrying out the method | |
| US7492836B2 (en) | Wireless data communication demodulation device and demodulation method | |
| JP2002523972A (ja) | 無線送受信機のロバストな同期を提供する方法及び装置 | |
| JP3118384B2 (ja) | 受信信号変調方式識別回路 | |
| US5247543A (en) | Carrier aquisition apparatus for digital satellite communication system | |
| JPH11145896A (ja) | 携帯電話受信装置に送信された信号の同期を回復する方法及び装置 | |
| EP1463233A2 (en) | Signal transmission method for frame formatted data using a unique word | |
| JPH06205062A (ja) | 遅延検波回路 | |
| JPH09219732A (ja) | データ同期装置のロック検出器およびその動作方法 | |
| US5500620A (en) | Timing recovery for digital demodulation | |
| EP0053939B1 (en) | Digital phase locked loop pull-in circuitry | |
| KR100554194B1 (ko) | 널-파일럿 심볼 이용 고속 자동 주파수 제어 | |
| TW417372B (en) | Clock recovery circuit and a receiver having a clock recovery circuit | |
| JP3783853B2 (ja) | Ｆｓｋ復調信号の中心レベル検出補正回路 | |
| JPS6362931B2 (ja) | ||
| JPH07273823A (ja) | 自動周波数制御装置 | |
| JP2000049877A (ja) | クロックタイミング再生回路 | |
| JP2003229920A (ja) | Ｆｓｋ復調信号の中心レベル検出補正回路 | |
| JP3399003B2 (ja) | ディジタル携帯電話における復調装置 | |
| JP3017757B2 (ja) | ベースバンド遅延検波器 | |
| JPH11112590A (ja) | π／４シフトＤＱＰＳＫデジタル復調器 | |
| JP3817166B2 (ja) | シンボルタイミング検出回路及び多値位相変調信号の受信装置 | |
| JPH06252965A (ja) | クロック再生回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050428 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070628 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070720 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20071022 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20071025 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20071120 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20071126 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20071220 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20071226 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080314 |