JPH11103525A

JPH11103525A - スイッチング装置

Info

Publication number: JPH11103525A
Application number: JP9263880A
Authority: JP
Inventors: Toshiya Shinpo; 俊也真保; Hiroyasu Suzuki; 浩恭鈴木
Original assignee: Mitsubishi Motors Corp
Current assignee: Mitsubishi Motors Corp
Priority date: 1997-09-29
Filing date: 1997-09-29
Publication date: 1999-04-13
Anticipated expiration: 2017-09-29
Also published as: JP3368527B2

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング装置において、繰り返し長時間
使用しても消費電力を抑制することができるようにす
る。【解決手段】ゲートに印加される電圧によって導通状
態と非導通状態とに制御可能なＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２
Ａ，１Ｂ，２Ｂと、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの
間に接続されたコンデンサ３Ａ，３Ｂと、ゲートとソー
スとの間にコンデンサ３Ａ，３Ｂと並列に接続され、パ
ルス状の充電信号の入力によりコンデンサ３Ａ，３Ｂの
充電を行ない、ＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａ，１Ｂ，２Ｂを
導通状態に保持する充電手段４Ａ，４Ｂと、ゲートとソ
ースとの間にコンデンサ３Ａ，３Ｂと並列に接続され、
パルス状の放電信号の入力によりコンデンサ３Ａ，４Ａ
の放電を行ない、ＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａ，１Ｂ，２Ｂ
を非導通状態に保持する放電手段５Ａ，５Ｂとでスイッ
チング装置を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、切換頻度の高いス
イッチング対象に用いて好適の、スイッチング装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】近年、さまざまなスイッチング装置が開
発されている。例えば、実公平４−４１６３２号公報で
は、２個のＭＯＳＦＥＴを直列に接続しているスイッチ
回路において、制御電圧Ｖ_Cのパルス状のサージ電圧な
どに起因するノイズ成分からスイッチ回路を保護するこ
とを目的として、各ＭＯＳＦＥＴのゲート側端子と、各
ＭＯＳＦＥＴのソース側どうしの間に直列接続された２
つの抵抗の相互間の端子との間にコンデンサを接続して
いる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、スイッチン
グ対象が切換頻度の高いものであれば、スイッチング動
作に要する電力を極力抑制するようにして、極めて低電
力でスイッチ制御ができるようにしたい。このようなス
イッチング対象の１つとして、蓄電装置の電圧均衡化回
路がある。

【０００４】ここで、かかる蓄電装置について説明す
る。すなわち、例えば、現在の電気自動車の電源として
は、多数の蓄電池（以下、バッテリという）を直列接続
したもの（組電池）を使用している。このように多数の
組電池を直列接続した組電池の場合、組電池の出力は、
最も低い電圧の電池に依存するため、各組電池を均等に
使用することができず、各電池の能力を最大限に発揮さ
せることができない。

【０００５】ところで、図５に示すように、リチウムイ
オン電池の場合、放電量に依存して出力電圧が決定する
が、このリチウムイオン電池のように、放電量に依存し
て出力電圧が決定されるものでは、各電池の電圧を等し
くすることで、各電池の放電量（逆に言うと、充電量又
は残存容量）を等しくすることができ、各電池の電圧が
等しくなるように調整しながら、充電を行なうようにす
ればよい。

【０００６】そこで、蓄電池（バッテリ）の電圧均衡化
回路が従来から提供されており、図６に示すように構成
されている。図６に示す回路は、組電池の電圧均衡化回
路の１セル分（あるいは１モジュール分）を抜粋したも
のであり、各バッテリに同回路が装備される。そして、
このような回路をそなえた状態での充電動作が行なわれ
るが、充電動作の末期に該回路による放電動作が行なわ
れる。

【０００７】すなわち、充電の進行によりバッテリ１０
１の端子電圧が上昇するが、この状態を電圧監視回路
（電圧検出回路）１０４が監視しており、セルの両端電
圧ＶＢが設定電圧以上になった場合に放電スイッチ１０
２をオン状態（閉状態）に移行させる。これにより、放
電抵抗器１０３への通電が行なわれ、電気エネルギが熱
に変換されることにより消費される。

【０００８】この消費により、セル電圧ＶＢが設定電圧
以下の電圧になれば、放電スイッチ１０２をオフ状態
（開状態）に移行させることが行なわれる。このような
放電スイッチ１０２のオン，オフが繰り返されることに
より、バッテリセルの電圧ＶＢは、設定電圧に調整され
る。なお、実際の回路では、放電スイッチ１０２の代わ
りにパワートランジスタ等の電力素子を使用し、オンオ
フ制御ではなく、リニア制御により電圧を調整する等の
方法が一般的である。

【０００９】しかしながら、上述の回路による場合、設
定電圧を超過したエネルギが放電抵抗器１０３により熱
の形で浪費されてしまい、電力損失が大きくなるととも
に、放熱対策を考慮しなければならないことが大きな問
題となる。また、満充電に近づいた時セル電圧ＶＢが上
昇した場合にだけ均衡化が可能であり、放電時や車両を
使用していない間の空き時間などを利用した電圧均衡化
を行なえず、ハイブリッド電気自動車のように発電走行
時に満充電まで充電しないものには利用できない。

【００１０】さらに、放電抵抗器や放熱板およびスイッ
チング用の素子など大容量のものを使用しなければなら
ず、装置が大型化したり、放熱のために冷却装置が必要
になるなど構造が単純にならないという課題もある。こ
れに対して、特開平６−３１９２８７号公報には、放電
方式ではない均衡化回路を用いた技術が開示されてい
る。この技術は、直列接続された組電池の両端にコンデ
ンサを接続して、各バッテリセル（充電単電池）を略均
一に充電するものであるが、大容量コンデンサが必要で
あり、各バッテリセルの端子電圧を検出しながら所要の
充電対象となるバッテリセルを選択する制御は制御ロジ
ックが複雑である。

【００１１】そこで、直列に接続されたバッテリに対し
て、各バッテリと対応した数のコンデンサを設け、各コ
ンデンサを対応したバッテリとそれぞれ並列接続させる
第１の接続モードと、上記の各コンデンサを対応するバ
ッテリに隣接したバッテリとそれぞれ並列接続させる第
２の接続モードとを交互に切り換えるようにすること
で、各バッテリの電圧の均衡化を図ることが考えられ
る。

【００１２】この場合は、コンデンサを介して電荷をバ
ッテリ間で移動させることにより、各バッテリの電圧が
均衡化されるのである。しかしながら、このような構成
では、各バッテリの電圧が均衡化されるまでモード切換
のためのスイッチングを繰り返して長時間駆動させる必
要があるが、このスイッチングに大きな駆動消費電力を
要してしまうと、バッテリの長寿命化という本来の目的
に反してしまう。したがって、このモード切換スイッチ
は出来るだけ駆動消費電力が小さいものが要望されてい
た。

【００１３】このように、省電型のスイッチング装置が
要望される現状において、前述の実公平４−４１６３２
号公報の技術は立ち上がりの速いサージパルスが入力さ
れたときのＭＯＳＦＥＴの破壊防止を目的としており、
かかる技術では、スイッチの低消費電力化を十分に達成
することができない。本発明は、上述の課題に鑑み創案
されたもので、繰り返し長時間使用しても消費電力を抑
制することができるようにした、スイッチング装置を提
供することを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の本発明のスイッチング装置では、Ｍ
ＯＳＦＥＴを導通状態にする場合は、ＭＯＳＦＥＴのゲ
ートとソースとの間に接続された充電手段にパルス状の
充電信号を入力する。充電手段はこのパルス状の充電信
号を受けてＭＯＳＦＥＴのゲートに電圧を印加し、ＭＯ
ＳＦＥＴを導通状態にするとともに、ゲートとソースと
の間に充電手段と並列に接続されたコンデンサの充電も
行なう。充電手段によるゲートへの電圧の印加はパルス
状の充電信号を受けている間のみ行なわれるが、その後
はコンデンサに充電された電荷によりＭＯＳＦＥＴの導
通状態が保持される。

【００１５】また、ＭＯＳＦＥＴを非導通状態に切り換
える場合は、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接
続された放電手段にパルス状の充電信号を入力する。放
電手段はこのパルス状の放電信号を受けてコンデンサに
充電されている電荷を放電すし、これによりＭＯＳＦＥ
Ｔのゲート電圧が低下してＭＯＳＦＥＴは非導通状態へ
切り換わる。

【００１６】請求項２記載の本発明のスイッチング装置
では、スイッチング回路のＭＯＳＦＥＴを導通状態にす
るは、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接続され
た充電手段にパルス状の充電信号を入力する。充電手段
はこのパルス状の充電信号を受けてＭＯＳＦＥＴのゲー
トに電圧を印加し、ＭＯＳＦＥＴを導通状態にするとと
もに、ゲートとソースとの間に充電手段と並列に接続さ
れたコンデンサの充電も行なう。充電手段によるゲート
への電圧の印加はパルス状の充電信号を受けている間の
み行なわれるが、その後はコンデンサに充電された電荷
によりＭＯＳＦＥＴの導通状態が保持される。

【００１７】また、ＭＯＳＦＥＴを非導通状態に切り換
える場合は、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接
続された放電手段にパルス状の充電信号を入力する。放
電手段はこのパルス状の放電信号を受けてコンデンサに
充電されている電荷を放電すし、これによりＭＯＳＦＥ
Ｔのゲート電圧が低下してＭＯＳＦＥＴは非導通状態へ
切り換わる。

【００１８】このようにしてスイッチング回路のＭＯＳ
ＦＥＴを導通状態と非導通状態に切換制御することによ
り、直列に接続された複数の蓄電手段と蓄電手段に並列
に接続された蓄電器との接続を切り換えることを特徴と
している。請求項３記載の本発明のスイッチング装置で
は、第１の接続モードでは蓄電器を蓄電手段により充電
し、第２の接続モードでは蓄電手段を蓄電器により充電
するが、この第１の接続モードと第２の接続モードとの
切換は蓄電手段と蓄電器との接続を切り換えることによ
り選択的に、かつ繰り返して行なうことができるように
なっている。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、図面により、本発明の一実
施形態としてのスイッチング装置を説明すると、図１〜
図３は本発明の一実施形態としてのスイッチング装置を
示すものである。まず、本実施形態のスイッチング装置
が適用される蓄電装置の電圧均衡化装置について説明す
ると、図２はその模式的回路構成図である。

【００２０】図２に示すように、本スイッチング装置が
適用される蓄電装置では、複数の蓄電手段としての蓄電
池（バッテリセル）Ｂ１１，Ｂ１２が直列に接続されて
おり、これにより組電池が構成されている。なお、この
例では、２個のバッテリを接続した例を示しているが、
勿論、バッテリ数はこれに限定されるものではない。そ
して、電圧均衡化装置としては、これらの蓄電池Ｂ１
１，Ｂ１２に対して蓄電器（コンデンサ）Ｃ１１が並列
接続されて設けられ、さらに、蓄電器Ｃ１１と各蓄電池
Ｂ１１，Ｂ１２との間には、接続切換手段としてのスイ
ッチＳ１１，Ｓ１２が介装された構成になっている。

【００２１】ここで、蓄電池Ｂ１１，Ｂ１２の相互間に
は端子Ｓ１１Ｂ，Ｓ１２Ａが、蓄電池Ｂ１１の一端側
（端子Ａ側）には端子Ｓ１１Ａが、蓄電池Ｂ１２の他端
側（端子Ｂ側）には端子Ｓ１２Ｂがそれぞれ接続されて
いる。また、蓄電器Ｃ１１の一端側には端子Ｓ１１Ａ又
は端子Ｓ１１Ｂに選択的に接続切り換え可能なスイッチ
Ｓ１１が、又、蓄電器Ｃ１１の他端側には端子Ｓ１２Ａ
又は端子Ｓ１２Ｂに選択的に接続切り換え可能なスイッ
チＳ１２がそれぞれ設けられている。

【００２２】そして、これらのスイッチＳ１１，Ｓ１２
は連動して切り換えられるように構成され、それぞれが
端子Ｓ１１Ａ，Ｓ１２Ａに接続した状態（第１の接続モ
ードＭ１）と、それぞれが端子Ｓ１１Ｂ，Ｓ１２Ｂに接
続した状態（第２の接続モードＭ２）との間で、一斉に
同期して切り換えられるように構成されている。なお、
第１の接続モードＭ１では、蓄電器Ｃ１１は蓄電池Ｂ１
１と並列接続された状態となり、第２の接続モードＭ２
では、蓄電器Ｃ１１は蓄電池Ｂ１２と並列接続された状
態となる。

【００２３】ここで、電圧均衡化原理について説明する
と、まずはじめに、蓄電池Ｂ１１の電圧がＶ１、蓄電池
Ｂ１２の電圧がＶ２（Ｖ１＞Ｖ２）であったものとす
る。図２に示すように、スイッチＳ１１，Ｓ１２が上側
へ揺動され、それぞれ端子Ｓ１１Ａ，Ｓ１２Ａに接続さ
れて、コンデンサＣ１１と蓄電池Ｂ１１とが並列接続に
なると、蓄電池Ｂ１１の電圧及びコンデンサＣ１１の電
位差はそれぞれＶ１′となる。このＶ１′は、Ｖ１より
も電池１からコンデンサへ流入した電荷に応じた分（微
小量）ｖ₁ だけ低い電圧（＝Ｖ１−ｖ₁ ）である。

【００２４】次に、スイッチＳ１１，Ｓ１２が下側へ揺
動され、端子Ｓ１１Ｂ，Ｓ１２Ｂに接続されて、コンデ
ンサＣ１１と蓄電池Ｂ１２とが並列接続になると、蓄電
池Ｂ１２の電圧及びコンデンサＣ１１の電位差はそれぞ
れＶ２′となる。このＶ２′は、Ｖ２よりも電池２から
コンデンサへ流入した電荷分（微小量）ｖ₂ だけ高い電
圧（＝Ｖ２＋ｖ₂ ）である。

【００２５】このようにして、コンデンサＣ１１を介
し、蓄電池Ｂ１１から蓄電池Ｂ１２へ電荷が移送されて
蓄電池Ｂ１１の電圧はＶ１から徐々に減少し、蓄電池Ｂ
１２の電圧はＶ２から徐々に増加して、やがて蓄電池Ｂ
１１，蓄電池Ｂ１２の電圧は等しい値Ｖ12（Ｖ１＞Ｖ12
＞Ｖ２）となるのである。次に、本スイッチング装置の
構成について詳細に説明すると、図１はその回路構成図
であり、ここでは図２におけるスイッチＳ１１に対応し
た部分を例に説明する。

【００２６】図１に示すように、本スイッチング装置で
は、スイッチＳ１１の端子としてパワーＭＯＳＦＥＴ
（以下、単にＭＯＳＦＥＴという）１Ａ，２Ａ，１Ｂ，
２Ｂが用いられており、図２における端子Ｓ１１Ａとし
てはＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａが、端子Ｓ１１Ｂとしては
ＭＯＳＦＥＴ１Ｂ，２Ｂがそれぞれ過電流防止用のヒュ
ーズ２０Ａ，２０Ｂとともに配設されている。そして、
それぞれの２つのＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａ及びＭＯＳＦ
ＥＴ１Ｂ，２Ｂはソースを互いに連結されドレイン側を
回路に接続されている。

【００２７】まず、端子Ｓ１１Ａ、つまりＭＯＳＦＥＴ
１Ａ，２Ａのスイッチングを行なうスイッチング回路Ｓ
Ｃ１１Ａについて説明すると、図１に示すように、ＭＯ
ＳＦＥＴ１Ａ，２Ａのソースとゲートの間にはコンデン
サ３Ａが接続されている。このコンデンサ３Ａは、ＭＯ
ＳＦＥＴ１Ａ，２Ａのゲートに電圧を印加するために設
けられたものであり、コンデンサ３Ａの充電電圧がＭＯ
ＳＦＥＴ１Ａ，２Ａのソース−ゲート間の閾値電圧より
も高ければ、ＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａは導通状態になり
端子Ｓ１１Ａがオンになったことになる。なお、ＭＯＳ
ＦＥＴ１Ａとコンデンサ３Ａとの間には抵抗７Ａが、Ｍ
ＯＳＦＥＴ２Ａとコンデンサ３Ａとの間には抵抗８Ａが
緩衝用に接続されている。

【００２８】コンデンサ３Ａの充電は、コンデンサ３Ａ
と並列に接続された充電手段４Ａにより行なわれるよう
になっている。そして、この充電手段４Ａは直列に接続
された複数個のフォトダイオード４０Ａと、フォトダイ
オード４０Ａの近傍に配設されたＬＥＤ４１Ａとで構成
されている。ＬＥＤ４１Ａはフォトダイオード４０Ａに
光を照射できるように位置決めされており、１２Ｖ電源
２０ａ，２０ｂにトランジスタ６Ａ及び緩衝用の抵抗１
２Ａとともに直列に接続されている。そして、トランジ
スタ６Ａのベースに駆動信号パルスを印加してトランジ
スタ６Ａを導通状態にすることにより、ＬＥＤ４１Ａは
電源を供給されて発光するようになっている。

【００２９】そして、ＬＥＤ４１Ａとフォトダイオード
４０Ａとは光学的に結合された状態（フォトカプラ）に
なっており、ＬＥＤ４１Ａが発光した光はフォトダイオ
ード４０Ａに照射され、フォトダイオード４０Ａはこの
光を受けて起電力を発生し、この光起電力によりコンデ
ンサ３Ａの充電が行なわれるようになっている。なお、
フォトダイオード４０Ａとコンデンサ３Ａとの間には逆
電圧防止用のダイオード１０Ａと緩衝用の抵抗１４Ａが
直列に接続されている。

【００３０】一方、コンデンサ３Ａの放電は、上述の充
電手段４Ａとともにコンデンサ３Ａと並列に接続された
放電手段５Ａにより行なわれるようになっている。そし
て、この放電手段５Ａは、コンデンサ３Ａと並列に接続
されたフォトトランジスタ５０Ａと、フォトトランジス
タ５０Ａの近傍に配設されたＬＥＤ５１Ａとで構成され
ている。

【００３１】ＬＥＤ５１Ａはフォトトランジスタ５０Ａ
に光を照射できるように位置決めされており、ＬＥＤ４
１Ａと同様に、１２Ｖ電源２０ａ，２０ｂにトランジス
タ６Ｂ及び緩衝用の抵抗１３Ａとともに直列に接続され
ている。そして、トランジスタ６Ｂのベースに駆動信号
パルスを印加してトランジスタ６Ｂをオンすることによ
り、ＬＥＤ５１Ａは電源を供給されて発光するようにな
っている。

【００３２】そして、ＬＥＤ５１Ａとフォトトランジス
タ５０Ａとは光学的に結合された状態（フォトカプラ）
になっており、ＬＥＤ５１Ａが発光した光はフォトトラ
ンジスタ５０Ａに照射され、フォトトランジスタ５０Ａ
はこの光を受けて導通状態になり、これによりコンデン
サ３Ａの両端が短絡されて放電が行なわれるようになっ
ている。

【００３３】また、これらの充電手段４Ａ，放電手段５
Ａとともにコンデンサ３Ａには抵抗９Ａが接続されてい
るが、この抵抗９Ａは端子Ｓ１１Ａのオフ時にＭＯＳＦ
ＥＴ１Ｂ，２Ｂの作用によりコンデンサ３Ａが充電され
てしまうことを防止するために設けられた抵抗値の大き
い抵抗である。次に、端子Ｓ１１Ｂ、つまりＭＯＳＦＥ
Ｔ１Ｂ，２Ｂのスイッチングを行なうスイッチング回路
ＳＣ１１Ｂについて説明すると、図２に示すように、ス
イッチング回路ＳＣ１１Ｂは上述のスイッチング回路Ｓ
Ｃ１１Ａと同構成である。ただし、ＬＥＤ４１Ｂ，ＬＥ
Ｄ５１ＢはそれぞれＬＥＤ５１Ａ，ＬＥＤ４１Ａと並列
に１２Ｖ電源２０ａ，２０ｂに接続されており、トラン
ジスタ６Ａが導通状態になることによりＬＥＤ４１Ａ，
ＬＥＤ５１Ｂへ同時に電源供給が行なわれ、トランジス
タ６Ｂが導通状態になることによりＬＥＤ４１Ｂ，ＬＥ
Ｄ５１Ａへ同時に電源供給が行なわれるようになってい
る。

【００３４】本発明の一実施形態としてのスイッチング
回路は上述のごとく構成されているので、図３（ａ）に
示すような駆動信号パルスをトランジスタ６Ａ，６Ｂに
入力することにより、以下のような動作を行なう。な
お、図３（ａ）における実線で示すパルスはトランジス
タ６Ａに入力するパルス１（充電信号）を示し、点線で
示すパルスはトランジスタ６Ｂに入力するパルス２（放
電信号）を示している。また、図３（ｂ）は図３（ａ）
に対応した端子Ｓ１１Ａ，Ｓ１１Ｂのオンオフのタイミ
ング図であり、実線は端子Ｓ１１Ａ、点線は端子Ｓ１１
Ｂのタイミング図を示す。

【００３５】図３（ａ）に示すように、トランジスタ６
Ａ，トランジスタ６Ｂには１ｓｅｃ毎に交互に駆動信号
パルス（５Ｖ，１０ｍｓｅｃ）が印加される。まず、ト
ランジスタ６Ａのベースに駆動信号パルスが印加される
と（時点ｔ₁）、トランジスタ６Ａはこの駆動信号パル
スが印加されている間はエミッタ−コレクタ間が導通状
態になり、トランジスタ６Ａと直列に互いに並列に接続
されたＬＥＤ４１Ａ，ＬＥＤ５１Ｂに電源が供給され、
ＬＥＤ４１Ａ，ＬＥＤ５１Ｂは光を発生する。

【００３６】ＬＥＤ４１Ａの発光により、フォトダイオ
ード４０Ａは光を照射されて光起電力を発生し、ＭＯＳ
ＦＥＴ１Ａ，２Ａのゲートに電圧を印加する。また、同
時にＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａと並列に接続されているコ
ンデンサ３Ａの充電も行なう。この光起電力がＭＯＳＦ
ＥＴ１Ａ，２Ａのソース−ゲート間の閾値電圧よりも高
くなったときＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａは導通状態とな
り、端子Ｓ１１Ａがオンになるが、トランジスタ６Ａの
ベースに駆動信号パルスが入力されてから、フォトダイ
オード４０Ａの光起電力が閾値電圧を越えるまでには微
小な時間を要し、駆動信号パルスの入力からＭＯＳＦＥ
Ｔ１Ａ，２Ａが導通状態になるまでには若干のタイムラ
グが発生する（時点ｔ₃）。なお、ＭＯＳＦＥＴ１Ａ，
２Ａはソースを互いに連結されているので双方のソース
−ゲート間の電圧は同一であり光起電力が閾値電圧を越
えたとき同時に導通状態になる。

【００３７】そして、フォトダイオード４０Ａが光起電
力を発生するのは、ＬＥＤ４１Ａから光を照射されてい
る間、つまりトランジスタ６Ａのベースに入力された駆
動信号パルスの幅の時間だけであり、その後はフォトダ
イオード４０ＡによるＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａのゲート
への印加電圧は消滅する。ところが、フォトダイオード
４０Ａが光起電力を発生している間にコンデンサ３Ａは
充電が行なわれており、フォトダイオード４０Ａの光起
電力が消滅した後は、このコンデンサ３Ａに充電された
電荷によりＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａのソース−ゲート間
の電圧が保持される。したがって、ＭＯＳＦＥＴ１Ａ，
２Ａはこのコンデンサ３Ａの電圧により導通状態に保持
される。

【００３８】一方、ＬＥＤ５１Ｂの発光により、フォト
トランジスタ５０Ｂのエミッタ−コレクタ間が導通状態
になる。これによりコンデンサ３Ｂの両端は短絡状態と
なり、充電手段４Ｂにより充電されて蓄えられていた電
荷は急激に放電される。そして、このコンデンサ３Ｂの
放電によりコンデンサ３Ｂの両端の電圧、すなわちＭＯ
ＳＦＥＴ１Ｂ，２Ｂのソース−ゲート間電圧も急激に下
降し、ＭＯＳＦＥＴ１Ｂ，２Ｂ（端子Ｓ１１Ｂ）は非導
通状態となる（時点ｔ₂）。なお、このコンデンサ３Ｂ
の放電によるソース−ゲート間電圧の下降は、前述のフ
ォトダイオード４０Ａの光起電力の上昇よりも急激であ
るため、ＭＯＳＦＥＴ１Ｂ，２Ｂが非導通状態になるタ
イミング（時点ｔ₂）はＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａが導通
状態になるタイミング（時点ｔ₃）よりも若干（約４ｍ
ｓｅｃ）早い。

【００３９】そして、トランジスタ６Ａに駆動信号パル
ス１が入力されてから１ｓｅｃ後には、トランジスタ６
Ｂに駆動信号パルス２が入力される（時点ｔ₄）。この
駆動信号パルス２によりトランジスタ６Ｂが導通状態と
なり、放電手段５Ａはコンデンサ３Ａの放電を行ない、
充電手段４ＢはＭＯＳＦＥＴ１Ｂ，２Ｂのゲートへの電
圧の印加とコンデンサ３Ｂの充電とを行なう。そして、
これにより、まずＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２Ａ（端子Ｓ１１
Ａ）が非導通状態となり（時点ｔ₅）、遅れてＭＯＳＦ
ＥＴ１Ｂ，２Ｂ（端子Ｓ１１Ｂ）が導通状態になる（時
点ｔ₆）。

【００４０】以上のスイッチＳ１１と同様の動作をスイ
ッチＳ１２についても行なうことにより、蓄電池Ｂ１
１，Ｂ１２と充電器Ｃ１１との接続の切換（第１接続モ
ードと第２接続モードとの切換）が行なわれる。なお、
スイッチＳ１２の接続切換はスイッチＳ１１と同じくト
ランジスタ６Ａ，６Ｂへの駆動信号パルスの入力により
行なわれ、これによりスイッチＳ１１と同期して接続切
換が行なわれる。

【００４１】このように、本発明の一実施形態としての
スイッチング装置によれば、トランジスタ６Ａ，６Ｂに
交互に駆動信号パルスを入力することにより、ＭＯＳＦ
ＥＴ１Ａ，２Ａ，ＭＯＳＦＥＴ１Ｂ，２Ｂを導通状態又
は非導通状態にすることができ、これにより端子Ｓ１１
Ａ，Ｓ１１Ｂのオン又はオフができるので、低消費電力
でスイッチＳ１１を駆動することができる。

【００４２】また、ＭＯＳＦＥＴ１Ａ，２ＡとＭＯＳＦ
ＥＴ１Ｂ，２Ｂとは、同一の駆動信号パルスにより導通
状態又は非導通状態となり、かつ非導通状態になるタイ
ミングが導通状態になるタイミングよりも早いため、蓄
電池Ｂ１１，Ｂ１２や充電器Ｃ１１がショートすること
がなく安全である。さらに、駆動信号パルスのパルス間
隔を変化させることによりスイッチＳ１１，Ｓ１２の切
換間隔を調整することができ、また駆動信号パルスの入
力を連続して行なうことにより繰り返しスイッチＳ１
１，Ｓ１２の接続切換を行なうことができる。これによ
り、蓄電池Ｂ１１，Ｂ１２や充電器Ｃ１１の性能に応じ
て効率よく蓄電池Ｂ１１，Ｂ１２の電圧均衡化を行なう
ことができる。

【００４３】なお、図４は直列接続された複数の蓄電池
Ｂ１１，Ｂ１２，Ｂ１３に直列接続された複数の蓄電器
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３を並列に配設し、その間に本ス
イッチング装置に係るスイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３
を接続した場合の蓄電装置の回路構成図である。ただ
し、ここでは蓄電池数は３つのみ示しているが、さらに
同様な構成で増設することももちろん可能である。

【００４４】この場合、図４に示すように、各スイッチ
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３における充電手段４Ａ，４
Ａ′，４Ａ″及び放電手段５Ｂ，５Ｂ′，５Ｂ″への駆
動信号パルスを一つのトランジスタ６Ａから入力し、充
電手段５Ａ，５Ａ′，５Ａ″及び放電手段４Ｂ，４
Ｂ′，４Ｂ″への駆動信号パルスを一つのトランジスタ
６Ｂから入力する。これにより、各スイッチＳ１１，Ｓ
１２，Ｓ１３を一斉に作動させることができ、効率よく
第１の接続モードと第２の接続モードとの切換を行なう
ことができる。また、各スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１
３が同時に切り換わることなく連動して切り換わること
により各蓄電池Ｂ１１，Ｂ１２，Ｂ１３や蓄電器Ｃ１
１，Ｃ１２，Ｃ１３がショートすることがなく安全であ
る。

【００４５】以上、本実施形態では、蓄電装置の電圧均
衡化装置に本スイッチング装置を用いる場合を説明した
が、本スイッチング装置の用途は当然ながらこれに限定
されることなく、種々のスイッチング対象に対して適用
可能であり、特に、切換頻度の高いスイッチング対象に
ついて適用することが効果的である。そして、本発明の
スイッチング装置の構成は上述した実施形態に限定され
るものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々
変形して実施することができる。

【００４６】

【発明の効果】以上詳述したように、請求項１，２記載
の本発明のスイッチング装置によれば、パルス状の充電
信号及び放電信号を入力することでＭＯＳＦＥＴを導通
状態と非導通状態とに切り換え、コンデンサによりその
状態を保持することによりスイッチングを行なうことが
できるので、スイッチングに必要な駆動電力は少なくて
済み、低消費電力化が可能である。

【００４７】さらに、請求項２記載の本発明のスイッチ
ング装置によれば、蓄電装置の電圧均衡化を省電力で行
なうことができる。

【００４８】請求項３記載の本発明のスイッチング装置
によれば、充電信号及び放電信号のパルス間隔を変化さ
せることによりスイッチング回路の切換間隔を調整する
ことができ、また充電信号及び放電信号の入力を連続し
て行なうことにより繰り返しスイッチング回路の接続切
換を行なうことができる。これにより、蓄電手段や蓄電
器の性能に応じて効率よく複数の蓄電池の電圧均衡化を
行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態としてのスイッチング装置
の回路構成図である。

【図２】本発明の一実施形態としてのスイッチング装置
が適用される蓄電装置の模式的な回路構成図である。

【図３】本発明の一実施形態としてのスイッチング装置
のスイッチの切換タイミングを示す図であり、（ａ）は
駆動信号パルスの入力タイミングを示す図、（ｂ）は
（ａ）に対応したスイッチの切換タイミングを示す図で
ある。

【図４】本発明の一実施形態としてのスイッチング装置
が適用された蓄電装置の具体的な回路構成図である。

【図５】本発明の課題を説明するための図であって、電
池の特性を示すグラフである。

【図６】本発明の課題を説明するための図であって、従
来の蓄電装置の模式的回路構成図である。

【符号の説明】１Ａ，２Ａ，１Ｂ，２ＢＭＯＳＦＥＴ３Ａ，３Ｂコンデンサ４Ａ，４Ｂ充電手段５Ａ，５Ｂ放電手段６Ａ，６Ｂトランジスタ４０Ａ，４０Ｂフォトダイオード５０Ａ，５０Ｂフォトトランジスタ４１Ａ，４１Ｂ，５１Ａ，５１ＢＬＥＤＢ１１，Ｂ１２，Ｂ１３蓄電池（蓄電手段）Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３蓄電器（コンデンサ）Ｓ１１，Ｓ１２スイッチＳ１１Ａ，Ｓ１１Ｂ，Ｓ１２Ａ，Ｓ１２Ｂ端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ゲートに印加される電圧によって導通状
態と非導通状態とに制御可能なＭＯＳＦＥＴと、該ＭＯＳＦＥＴの該ゲートとソースとの間に接続された
コンデンサと、該ゲートと該ソースとの間に該コンデンサと並列に接続
され、パルス状の充電信号の入力により該コンデンサの
充電を行ない、該ＭＯＳＦＥＴを導通状態に保持する充
電手段と、該ゲートと該ソースとの間に該コンデンサと並列に接続
され、パルス状の放電信号の入力により該コンデンサの
放電を行ない、該ＭＯＳＦＥＴを非導通状態に保持する
放電手段とをそなえていることを特徴とする、スイッチ
ング装置。
【請求項２】直列に接続された複数の蓄電手段と、該蓄電手段に並列に接続された蓄電器の接続を切り換え
るスイッチング回路とからなり、該スイッチング回路が、ゲートに印加される電圧によって導通状態と非導通状態
とに制御可能なＭＯＳＦＥＴと、該ＭＯＳＦＥＴの該ゲートとソースとの間に接続された
コンデンサと、該ゲートと該ソースとの間に該コンデンサと並列に接続
され、パルス状の充電信号の入力により該コンデンサの
充電を行ない、該ＭＯＳＦＥＴを導通状態に保持する充
電手段と、該ゲートと該ソースとの間に該コンデンサと並列に接続
され、パルス状の放電信号の入力により該コンデンサの
放電を行ない、該ＭＯＳＦＥＴを非導通状態に保持する
放電手段とをそなえていることを特徴とする、スイッチ
ング装置。
【請求項３】該蓄電手段と該蓄電器との接続を切り換
えることにより、該蓄電器を該蓄電手段により充電する
第１の接続モードと該蓄電手段を該蓄電器により充電す
る第２の接続モードとの切換が選択的に行なわれるとと
もに、該第１の接続モードと該第２の接続モードとの切
換が繰り返して行なわれることを特徴とする、請求項２
記載のスイッチング装置。