JPH1068776A - 距離測定方法 - Google Patents
距離測定方法Info
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- JPH1068776A JPH1068776A JP8225255A JP22525596A JPH1068776A JP H1068776 A JPH1068776 A JP H1068776A JP 8225255 A JP8225255 A JP 8225255A JP 22525596 A JP22525596 A JP 22525596A JP H1068776 A JPH1068776 A JP H1068776A
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- signal
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- sampling
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Abstract
(57)【要約】
【課題】光波測距儀を用いた従来の距離測定方法では、
測定に用いる信号に、該信号に対して若干周波数の相違
する局部発振信号を畳重させビート信号を得ることによ
り周波数を下げていたため、局部発振回路等の多くの回
路を必要とし、装置が複雑となっていた。 【解決手段】受信信号Sig3を、基準周期Ｔ0の整数倍の
周期Ｔ1の第１サンプリング信号Sig21で有限個サンプリ
ングして第１有限和Ｄｉを得ると共に、基準周期Ｔ0の
１／４の周期に前記基準周期Ｔ0の整数倍の周期を加え
た周期の時間だけ前記第１サンプリング信号Sig21とは
異なる初期位相を有する信号であって、前記基準周期Ｔ
0の整数倍の周期Ｔ2の第２サンプリング信号Sig22でサ
ンプリングして第２有限和Ｄｑを得て、２つの有限和の
比から位相遅れφを求めて測定対象物との距離を算出す
る。
測定に用いる信号に、該信号に対して若干周波数の相違
する局部発振信号を畳重させビート信号を得ることによ
り周波数を下げていたため、局部発振回路等の多くの回
路を必要とし、装置が複雑となっていた。 【解決手段】受信信号Sig3を、基準周期Ｔ0の整数倍の
周期Ｔ1の第１サンプリング信号Sig21で有限個サンプリ
ングして第１有限和Ｄｉを得ると共に、基準周期Ｔ0の
１／４の周期に前記基準周期Ｔ0の整数倍の周期を加え
た周期の時間だけ前記第１サンプリング信号Sig21とは
異なる初期位相を有する信号であって、前記基準周期Ｔ
0の整数倍の周期Ｔ2の第２サンプリング信号Sig22でサ
ンプリングして第２有限和Ｄｑを得て、２つの有限和の
比から位相遅れφを求めて測定対象物との距離を算出す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】測定対象物の位置に反射プリ
ズム等の反射体を配置し、該反射体への射出光と反射体
で返光されて帰ってきた入射光との位相差から測定対象
物までの距離を求める距離測定方法に関する。
ズム等の反射体を配置し、該反射体への射出光と反射体
で返光されて帰ってきた入射光との位相差から測定対象
物までの距離を求める距離測定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般的に測定対象物までの距離を測定す
る場合に光波測距儀を用いる。該光波測距儀には送信光
学系が備えられており、送信光学系を用いて主周波数で
輝度変調された射出光を測定対象物の位置に配置された
反射プリズム等の反射体に射出する。該射出光は反射体
で返光され、該返光された光を同じく光波測距儀に備え
られた受信光学系が受信する。この受信光学系により受
信された受信信号は反射体までの距離に応じた位相遅れ
を含んでおり、該位相遅れから反射体までの距離を求め
その距離を測定対象物までの距離としている。
る場合に光波測距儀を用いる。該光波測距儀には送信光
学系が備えられており、送信光学系を用いて主周波数で
輝度変調された射出光を測定対象物の位置に配置された
反射プリズム等の反射体に射出する。該射出光は反射体
で返光され、該返光された光を同じく光波測距儀に備え
られた受信光学系が受信する。この受信光学系により受
信された受信信号は反射体までの距離に応じた位相遅れ
を含んでおり、該位相遅れから反射体までの距離を求め
その距離を測定対象物までの距離としている。
【０００３】このような測定方法では、測定精度を向上
させるため、主周波数は１５ＭＨｚ以上の高周波が用い
られるのが一般的であるが、この様な高周波信号間の位
相差を直接測定することは困難である。そこで、主周波
数よりも999／1000程度の周波数で発振する局部周波数
と前記受信信号とのビートをとり、該受信信号をもとの
周波数の1／1000の周波数の受信ビート信号に変換し、
図４に示すように、該受信ビート信号ａの位相と、該受
信ビート信号ａと同じ周波数の信号であって位相遅れを
含まない参照信号ｂの位相との位相差を、クロックパル
スｄで内挿し、パルス列ｃに含まれるパルス数をカウン
トすることで位相差を測定していた。
させるため、主周波数は１５ＭＨｚ以上の高周波が用い
られるのが一般的であるが、この様な高周波信号間の位
相差を直接測定することは困難である。そこで、主周波
数よりも999／1000程度の周波数で発振する局部周波数
と前記受信信号とのビートをとり、該受信信号をもとの
周波数の1／1000の周波数の受信ビート信号に変換し、
図４に示すように、該受信ビート信号ａの位相と、該受
信ビート信号ａと同じ周波数の信号であって位相遅れを
含まない参照信号ｂの位相との位相差を、クロックパル
スｄで内挿し、パルス列ｃに含まれるパルス数をカウン
トすることで位相差を測定していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来技術による測定方
法では、受信ビート信号を得るための局部周波数信号発
振器、波形成形回路、クロック回路、クロックパルスで
内挿した後のパルス列をカウントするカウンター等の論
理回路等多くの回路を必要とし、回路構成が複雑であっ
た。
法では、受信ビート信号を得るための局部周波数信号発
振器、波形成形回路、クロック回路、クロックパルスで
内挿した後のパルス列をカウントするカウンター等の論
理回路等多くの回路を必要とし、回路構成が複雑であっ
た。
【０００５】本発明は、上記従来技術の不利、不便に鑑
みてなされたもので、簡便な回路で精度の高い測定を行
うことができる距離測定方法を提供することを課題とす
る。
みてなされたもので、簡便な回路で精度の高い測定を行
うことができる距離測定方法を提供することを課題とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明は、送信光学系は主周波数で発振する基準信
号で変調された射出光を射出し、受信光学系は前記射出
光が測定対象物の位置に配置された反射体で返光されて
成る入射光を受光して受信信号を出力し、基準信号に対
する受信信号の位相遅れから測定対象物までの距離を求
める距離測定方法であって、前記受信信号を、前記基準
信号の一周期である基準周期と同じ周期、又はその基準
周期の整数倍の周期の第１サンプリング信号でサンプリ
ングし、サンプリングしたデータのうち所定の有限個数
のデータを合計して第１有限和を求め、前記基準周期の
１／４の周期、又は基準周期の１／４の周期に前記基準
周期の整数倍の周期を加えた周期だけ、前記第１サンプ
リング信号とは異なる初期位相を有する信号であって、
前記基準周期と同じ周期、又はその基準周期の整数倍の
周期の第２サンプリング信号で前記受信信号をサンプリ
ングしたデータのうち有限個数のデータを合計して第２
有限和を求め、第１有限和と第２有限和との比から受信
信号の位相遅れを求めることを特徴とする。
に、本発明は、送信光学系は主周波数で発振する基準信
号で変調された射出光を射出し、受信光学系は前記射出
光が測定対象物の位置に配置された反射体で返光されて
成る入射光を受光して受信信号を出力し、基準信号に対
する受信信号の位相遅れから測定対象物までの距離を求
める距離測定方法であって、前記受信信号を、前記基準
信号の一周期である基準周期と同じ周期、又はその基準
周期の整数倍の周期の第１サンプリング信号でサンプリ
ングし、サンプリングしたデータのうち所定の有限個数
のデータを合計して第１有限和を求め、前記基準周期の
１／４の周期、又は基準周期の１／４の周期に前記基準
周期の整数倍の周期を加えた周期だけ、前記第１サンプ
リング信号とは異なる初期位相を有する信号であって、
前記基準周期と同じ周期、又はその基準周期の整数倍の
周期の第２サンプリング信号で前記受信信号をサンプリ
ングしたデータのうち有限個数のデータを合計して第２
有限和を求め、第１有限和と第２有限和との比から受信
信号の位相遅れを求めることを特徴とする。
【０００７】尚、前記第１サンプリング信号の初期位相
と基準信号の初期位相とを相互に一致させると、その後
の演算処理が行いやすく、また初期位相のずれによる誤
差を回避できる。
と基準信号の初期位相とを相互に一致させると、その後
の演算処理が行いやすく、また初期位相のずれによる誤
差を回避できる。
【０００８】送信光学系が射出する射出光は主周波数で
発振する基準信号で輝度変調されており、この射出光が
測定対象物の位置に配置された反射体で返光されて帰っ
てきた入射光を受信光学系が受信して受信信号を出力す
る。該受信信号には位相遅れφ(rad)が含まれている。
基準信号の一周期、即ち基準周期をＴ0とすると、Ｔ0間
に光が進む距離λは、光速度をｃとすると、 λ ＝ Ｔ0・ｃ ・・・ (１) となり、反射体までの距離Ｌ0と、受信信号の位相遅れ
φとの間には次の関係がある。
発振する基準信号で輝度変調されており、この射出光が
測定対象物の位置に配置された反射体で返光されて帰っ
てきた入射光を受信光学系が受信して受信信号を出力す
る。該受信信号には位相遅れφ(rad)が含まれている。
基準信号の一周期、即ち基準周期をＴ0とすると、Ｔ0間
に光が進む距離λは、光速度をｃとすると、 λ ＝ Ｔ0・ｃ ・・・ (１) となり、反射体までの距離Ｌ0と、受信信号の位相遅れ
φとの間には次の関係がある。
【０００９】 Ｌ0 ＝ (λ／２)・Ｎ＋(λ／２)・φ／２π ・・・ (２) ここで、Ｎは測定対象物との間の往復路に存在する測定
に用いられた光の波長の整数倍の量であり、右辺第１項
は該基準信号の波長λよりも大きい基準信号を使って既
に測定してあり、φの値を測定すれば右辺第２項を算出
することができるので、反射体までの距離をλ以下の値
まで精度よく求めることができる。
に用いられた光の波長の整数倍の量であり、右辺第１項
は該基準信号の波長λよりも大きい基準信号を使って既
に測定してあり、φの値を測定すれば右辺第２項を算出
することができるので、反射体までの距離をλ以下の値
まで精度よく求めることができる。
【００１０】ここで、前記基準信号ＳTの発振周波数を
主周波数ｆ0とし、射出光の最大強度をＡTとすれば、前
記基準信号ＳTは時間ｔの関数として次のように表せ
る。
主周波数ｆ0とし、射出光の最大強度をＡTとすれば、前
記基準信号ＳTは時間ｔの関数として次のように表せ
る。
【００１１】 ＳT(ｔ) ＝ ＡT・ｓｉｎ(２π・ｆ0・ｔ) ・・・ (３) そして、受信光学系の出力する受信信号ＳRは、最大振
幅値ＡR、前記位相遅れφを用いて次の様に表すことが
できる。
幅値ＡR、前記位相遅れφを用いて次の様に表すことが
できる。
【００１２】 ＳR(ｔ) ＝ ＡR・ｓｉｎ(２π・ｆ0・ｔ−φ) ・・・ (４) ところで、ｔ0だけ位相がシフトした単位インパルス関
数δ(ｔ−ｔ0)と任意関数ｇ(ｔ)との間には、
数δ(ｔ−ｔ0)と任意関数ｇ(ｔ)との間には、
【００１３】
【数１】
【００１４】なる関係がある。また、周期Ｔ1をもった
連続的単位インパルス関数δT1(ｔ)は、単位インパルス
関数δ(ｔ)と整数ｎ1（＝１，２，３・・・）を使っ
て、
連続的単位インパルス関数δT1(ｔ)は、単位インパルス
関数δ(ｔ)と整数ｎ1（＝１，２，３・・・）を使っ
て、
【００１５】
【数２】
【００１６】と表せる。前記連続的単位インパルス関数
δT1(ｔ)を第１サンプリング信号として用いて前記受信
信号ＳR(ｔ)をサンプリングした第１サンプリング関数
Ｄi(ｔ)は、(５)式の任意関数ｇ(ｔ)を受信信号ＳR(ｔ)
に替え、
δT1(ｔ)を第１サンプリング信号として用いて前記受信
信号ＳR(ｔ)をサンプリングした第１サンプリング関数
Ｄi(ｔ)は、(５)式の任意関数ｇ(ｔ)を受信信号ＳR(ｔ)
に替え、
【００１７】
【数３】
【００１８】で表すことができる。
【００１９】そして、前記連続的単位インパルス関数δ
T1(ｔ)の初期位相を、前記主周波数ｆ0の初期位相に一
致させ、連続的単位インパルス関数δT1(ｔ)の周期Ｔ1
が基準信号の周期Ｔ0の整数ｍ1（＝１，２，３・・・）
倍の周期であるとすると、 Ｔ1 ＝ ｍ1・Ｔ0 ・・・(８) で表せ、周波数ｆ0、ｆ1とで、 ｆ0 ＝ １／Ｔ0 ， ｆ1 ＝ １／Ｔ1 ・・・(９） の関係があるので、（８）式は、 ｆ０・Ｔ1 ＝ ｍ1 ・・・(１０) となる。従って、(７)式の Σ の中の項は、 ｓｉｎ(２π・ｎ1・ｆ0・Ｔ1)・ｃｏｓφ −ｃｏｓ(２π・ｎ1・ｆ0・Ｔ1)・ｓｉｎφ ＝ ｓｉｎ(２π・ｍ1・ｎ1)・ｃｏｓφ −ｃｏｓ(２π・ｍ1・ｎ1)・ｓｉｎφ ＝ −ｓｉｎφ ・・・(１１) よって、(７)式は上式により次のように簡略化できる。
T1(ｔ)の初期位相を、前記主周波数ｆ0の初期位相に一
致させ、連続的単位インパルス関数δT1(ｔ)の周期Ｔ1
が基準信号の周期Ｔ0の整数ｍ1（＝１，２，３・・・）
倍の周期であるとすると、 Ｔ1 ＝ ｍ1・Ｔ0 ・・・(８) で表せ、周波数ｆ0、ｆ1とで、 ｆ0 ＝ １／Ｔ0 ， ｆ1 ＝ １／Ｔ1 ・・・(９） の関係があるので、（８）式は、 ｆ０・Ｔ1 ＝ ｍ1 ・・・(１０) となる。従って、(７)式の Σ の中の項は、 ｓｉｎ(２π・ｎ1・ｆ0・Ｔ1)・ｃｏｓφ −ｃｏｓ(２π・ｎ1・ｆ0・Ｔ1)・ｓｉｎφ ＝ ｓｉｎ(２π・ｍ1・ｎ1)・ｃｏｓφ −ｃｏｓ(２π・ｍ1・ｎ1)・ｓｉｎφ ＝ −ｓｉｎφ ・・・(１１) よって、(７)式は上式により次のように簡略化できる。
【００２０】
【数４】
【００２１】一方、基準信号の周期Ｔ0の１／４の周期
（π／２）に基準信号の周期Ｔ0の整数ｎ3（＝０，１，
２・・・）倍の周期を加えた周期だけ、前記連続的単位
インパルス関数δT1(ｔ)とは異なる初期位相を有する信
号であって、前記基準信号の周期Ｔ0の整数ｎ2（＝１，
２，３・・・）倍の周期のＴ2の連続的単位インパルス
関数δT2(ｔ)は、単位インパルス関数δ(ｔ)を使って、
（π／２）に基準信号の周期Ｔ0の整数ｎ3（＝０，１，
２・・・）倍の周期を加えた周期だけ、前記連続的単位
インパルス関数δT1(ｔ)とは異なる初期位相を有する信
号であって、前記基準信号の周期Ｔ0の整数ｎ2（＝１，
２，３・・・）倍の周期のＴ2の連続的単位インパルス
関数δT2(ｔ)は、単位インパルス関数δ(ｔ)を使って、
【００２２】
【数５】
【００２３】と表せる。該δT2(ｔ)を第２サンプリング
信号に用いて前記受信信号ＳR(ｔ)をサンプリングした
第２サンプリング関数Ｄｑ(ｔ)は次式の様になる。
信号に用いて前記受信信号ＳR(ｔ)をサンプリングした
第２サンプリング関数Ｄｑ(ｔ)は次式の様になる。
【００２４】
【数６】
【００２５】連続的単位インパルス関数δT2(ｔ)の周期
Ｔ2は、基準信号の周期Ｔ0、整数ｍ2を使用して、(８)
式と同様に、 Ｔ2 ＝ ｍ2・Ｔ0 ・・・(１５) で表すことができ、(９)式と同様に、周波数ｆ2との間
で、 ｆ0 ＝ １／Ｔ0 ， ｆ2 ＝ １／Ｔ2 ・・・(１６) の関係があるので、 ｆ0・Ｔ2 ＝ ｍ2 ・・・(１７) となり、(１４)式の Σ の中の項は、
Ｔ2は、基準信号の周期Ｔ0、整数ｍ2を使用して、(８)
式と同様に、 Ｔ2 ＝ ｍ2・Ｔ0 ・・・(１５) で表すことができ、(９)式と同様に、周波数ｆ2との間
で、 ｆ0 ＝ １／Ｔ0 ， ｆ2 ＝ １／Ｔ2 ・・・(１６) の関係があるので、 ｆ0・Ｔ2 ＝ ｍ2 ・・・(１７) となり、(１４)式の Σ の中の項は、
【００２６】
【数７】
【００２７】よって、第２サンプリング関数Ｄｑ(ｔ)
は、
は、
【００２８】
【数８】
【００２９】と表すことができる。
【００３０】Ｄｉ(ｔ)とＤｑ(ｔ)との各項をそれぞれ有
限項数ｋ個とって合計した第１有限和Ｄｉと、第２有限
和Ｄｑは、 Ｄｉ ＝ −ＡR・ｋ・ｓｉｎφ ・・・(２０) Ｄｑ ＝ −ＡR・ｋ・ｃｏｓφ ・・・(２１) になるから、位相遅れφは次式で求められる。
限項数ｋ個とって合計した第１有限和Ｄｉと、第２有限
和Ｄｑは、 Ｄｉ ＝ −ＡR・ｋ・ｓｉｎφ ・・・(２０) Ｄｑ ＝ −ＡR・ｋ・ｃｏｓφ ・・・(２１) になるから、位相遅れφは次式で求められる。
【００３１】 φ ＝ ａｒｃｔａｎ(Ｄｉ／Ｄｑ) ・・・(２２) そして、(２)式の右辺第２項の値をＬ1とおけば、位相
遅れの値φによってＬ1は、 Ｌ1 ＝ φ／２π・(Ｔ0・ｃ)／２ ・・・(２３) で求めることができる。
遅れの値φによってＬ1は、 Ｌ1 ＝ φ／２π・(Ｔ0・ｃ)／２ ・・・(２３) で求めることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施の形態の
処理手順を示す一例である。図１を参照して、初期化ス
テップＳ1で処理を開始し、ＲＡＭ等の記憶手段の初期
化を行って処理をＳ2に移行させる。
処理手順を示す一例である。図１を参照して、初期化ス
テップＳ1で処理を開始し、ＲＡＭ等の記憶手段の初期
化を行って処理をＳ2に移行させる。
【００３３】Ｓ2は検出ステップであり、例えば図２の
ブロック図で示す測定系を使用して検出を行う。図２の
１は送信用の電子回路であり、主発振器２が発生する主
周波数ｆMの基準信号Sig1で変調された射出光４を射出
し、図示しない反射体で返光されて帰ってくる入射光５
を受信用の電子回路６で受光して、増幅器、波形成形回
路等から成る後処理回路７を介して、第１サンプリング
回路１５と第２サンプリング回路１６とに、主周波数ｆ
Mと同じ周波数であって基準信号Sig1よりも遅れた位相
φを含む周波数ｆM’の受信信号Sig3を出力して処理を
Ｓ3に移行させる。
ブロック図で示す測定系を使用して検出を行う。図２の
１は送信用の電子回路であり、主発振器２が発生する主
周波数ｆMの基準信号Sig1で変調された射出光４を射出
し、図示しない反射体で返光されて帰ってくる入射光５
を受信用の電子回路６で受光して、増幅器、波形成形回
路等から成る後処理回路７を介して、第１サンプリング
回路１５と第２サンプリング回路１６とに、主周波数ｆ
Mと同じ周波数であって基準信号Sig1よりも遅れた位相
φを含む周波数ｆM’の受信信号Sig3を出力して処理を
Ｓ3に移行させる。
【００３４】Ｓ3はサンプリングステップである。サン
プリング信号生成回路１８は前記主発振器２から入力さ
れる基準信号Sig1を、例えば波形整形して分周して、前
記第１サンプリング回路１５に、該基準信号Sig1の周期
と同じ周期又はその周期の整数倍の周期の第１サンプリ
ング信号Sig21を出力する。前記サンプリング信号生成
回路１８は、位相シフタ回路等により、前記第１サンプ
リング信号Sig21の位相をシフトさせ、前記第１サンプ
リング信号Sig21とは Ｔ0／４ 周期だけ異なる初期位相
を有する信号であって、前記基準信号Sig1の周期と同じ
周期又はその周期の整数倍の周期の第２サンプリング信
号Sig22を第２サンプリング回路１６に出力する。この
ときの前記基準信号Sig1、前記受信信号Sig3、前記第１
サンプリング信号Sig21、前記第２サンプリング信号Sig
22の関係をタイミングチャートにして図３に示す。
プリング信号生成回路１８は前記主発振器２から入力さ
れる基準信号Sig1を、例えば波形整形して分周して、前
記第１サンプリング回路１５に、該基準信号Sig1の周期
と同じ周期又はその周期の整数倍の周期の第１サンプリ
ング信号Sig21を出力する。前記サンプリング信号生成
回路１８は、位相シフタ回路等により、前記第１サンプ
リング信号Sig21の位相をシフトさせ、前記第１サンプ
リング信号Sig21とは Ｔ0／４ 周期だけ異なる初期位相
を有する信号であって、前記基準信号Sig1の周期と同じ
周期又はその周期の整数倍の周期の第２サンプリング信
号Sig22を第２サンプリング回路１６に出力する。この
ときの前記基準信号Sig1、前記受信信号Sig3、前記第１
サンプリング信号Sig21、前記第２サンプリング信号Sig
22の関係をタイミングチャートにして図３に示す。
【００３５】図３を参照して、Ｔ0’は受信信号Sig3の
周期であり、基準信号Sig1の周期Ｔ0と等しい。Ｐ1は第
１サンプリング信号のパルス列であり、前記基準信号Si
g1とは初期位相の差がない様に、前記基準信号Sig1のレ
ベルがゼロの時に出力しており、該第１サンプリング信
号の周期（パルス間隔）Ｔ1は、前記周期Ｔ0の整数倍で
あり、かつ周期Ｔ0’の整数倍としている。
周期であり、基準信号Sig1の周期Ｔ0と等しい。Ｐ1は第
１サンプリング信号のパルス列であり、前記基準信号Si
g1とは初期位相の差がない様に、前記基準信号Sig1のレ
ベルがゼロの時に出力しており、該第１サンプリング信
号の周期（パルス間隔）Ｔ1は、前記周期Ｔ0の整数倍で
あり、かつ周期Ｔ0’の整数倍としている。
【００３６】Ｐ2は第２サンプリング信号のパルス列で
あり、前記基準信号Sig1のレベルが最大になったときに
出力しているので、前記基準信号Sig1とは初期位相がＴ
0／４分だけ異なっており、又、その周期Ｔ2は、前記周
期Ｔ1と同様に、Ｔ0’の整数倍としている。
あり、前記基準信号Sig1のレベルが最大になったときに
出力しているので、前記基準信号Sig1とは初期位相がＴ
0／４分だけ異なっており、又、その周期Ｔ2は、前記周
期Ｔ1と同様に、Ｔ0’の整数倍としている。
【００３７】そして、前記受信信号Sig3を第１サンプリ
ング信号Sig21でｋ1個サンプリングして第１有限和Ｄｉ
とし、前記第２サンプリング信号Sig22でｋ2個サンプリ
ングして第２有限和ＤｑとしてＣＰＵ１９に出力して処
理をＳ4に移行させる。
ング信号Sig21でｋ1個サンプリングして第１有限和Ｄｉ
とし、前記第２サンプリング信号Sig22でｋ2個サンプリ
ングして第２有限和ＤｑとしてＣＰＵ１９に出力して処
理をＳ4に移行させる。
【００３８】Ｓ4は位相差測定ステップであり、ＣＰＵ
１９が前記第１有限和Ｄｉと前記第２有限和Ｄｑとから
受信信号Sig3の位相遅れを算出する。ここで、受信信号
Sig3の最大振幅値をＡR、位相遅れをφとすると、前記
第１有限和Ｄｉと第２有限和Ｄｑとの間で、 Ｄｉ ＝ −ＡR・ｋ1・ｓｉｎφ ・・・(２４) Ｄｑ ＝ −ＡR・ｋ2・ｃｏｓφ ・・・(２５) の関係が成立しするので、 φ ＝ ａｒｃｔａｎ(ｋ2／ｋ1・Ｄｉ／Ｄｑ) ・・・(２６) により、受信信号Sig3の最大強度ＡRを測定しなくても
位相遅れφを求めることができる。又、ｋ1とｋ2とを等
しくすれば、上式は、 φ ＝ ａｒｃｔａｎ(Ｄｉ／Ｄｑ) ・・・(２７) と簡略化される。
１９が前記第１有限和Ｄｉと前記第２有限和Ｄｑとから
受信信号Sig3の位相遅れを算出する。ここで、受信信号
Sig3の最大振幅値をＡR、位相遅れをφとすると、前記
第１有限和Ｄｉと第２有限和Ｄｑとの間で、 Ｄｉ ＝ −ＡR・ｋ1・ｓｉｎφ ・・・(２４) Ｄｑ ＝ −ＡR・ｋ2・ｃｏｓφ ・・・(２５) の関係が成立しするので、 φ ＝ ａｒｃｔａｎ(ｋ2／ｋ1・Ｄｉ／Ｄｑ) ・・・(２６) により、受信信号Sig3の最大強度ＡRを測定しなくても
位相遅れφを求めることができる。又、ｋ1とｋ2とを等
しくすれば、上式は、 φ ＝ ａｒｃｔａｎ(Ｄｉ／Ｄｑ) ・・・(２７) と簡略化される。
【００３９】又、(２４)式と(２５)と式を各々２乗して
加えれば、
加えれば、
【００４０】
【数９】
【００４１】となるので、最大振幅値ＡRは、
【００４２】
【数１０】
【００４３】により求められるので、 φ ＝ ａｒｃｓｉｎ｛Ｄｉ／(ｋ・ＡR)｝ ・・・(３０) φ ＝ ａｒｃｃｏｓ｛Ｄｑ／(ｋ・ＡR)｝ ・・・(３１) により位相遅れの値φを求めても良い。
【００４４】以上により位相遅れφの値が求められるの
で、(２)式によって測定対象物との距離のλ以下の部分
の長さが算出され、この値と(２)式右辺第１項の λ／
２ の整数倍の部分の距離とを合計して、ステップＳ5で
この合計値をディスプレイ２０に表示して処理を終了す
る。
で、(２)式によって測定対象物との距離のλ以下の部分
の長さが算出され、この値と(２)式右辺第１項の λ／
２ の整数倍の部分の距離とを合計して、ステップＳ5で
この合計値をディスプレイ２０に表示して処理を終了す
る。
【００４５】
【発明の効果】本発明によれば、主周波数と近接した局
部信号を使用して、受信信号を受信ビート信号に変換
し、クロックパルスで内挿しなくても位相遅れを測定す
ることができる。従って、局部発振器、同期回路、混合
器、ローパスフィルター等が不要になり、簡便な回路構
成で精度の高い距離測定を行うことができる。
部信号を使用して、受信信号を受信ビート信号に変換
し、クロックパルスで内挿しなくても位相遅れを測定す
ることができる。従って、局部発振器、同期回路、混合
器、ローパスフィルター等が不要になり、簡便な回路構
成で精度の高い距離測定を行うことができる。
【００４６】特に、第１サンプリング信号の初期位相と
基準信号の初期位相とを相互に一致させれば、２つのサ
ンプリング信号により得られた２つの有限和の比をとる
だけで、測定対象物との距離が求められるので、簡単且
つ高精度で測定対象物との距離を求めることができ、か
つ初期位相の差に起因する測定誤差を排除することがで
きる。
基準信号の初期位相とを相互に一致させれば、２つのサ
ンプリング信号により得られた２つの有限和の比をとる
だけで、測定対象物との距離が求められるので、簡単且
つ高精度で測定対象物との距離を求めることができ、か
つ初期位相の差に起因する測定誤差を排除することがで
きる。
【図１】本発明の処理手順の一例
【図２】本発明に用いられる測定回路のブロック図の一
例
例
【図３】サンプリング回路のタイミングチャート
【図４】パルス列をカウントする位相遅れ測定方法のタ
イミングチャート
イミングチャート
１ 送信光学系 ４ 射出光 ５ 入射光 ６ 受信光学系 Sig1 基準信号 Sig3 受信信号 Sig21 第１サンプリング信号 Sig22 第２サンプリング信号 Ｔ0 基準周期 Ｄｉ 第１有限和 Ｄｑ 第２有限和
Claims (2)
- 【請求項１】送信光学系は主周波数で発振する基準信号
で変調された射出光を射出し、 受信光学系は前記射出光が測定対象物の位置に配置され
た反射体で返光されて成る入射光を受光して受信信号を
出力し、 基準信号に対する受信信号の位相遅れから測定対象物ま
での距離を求める距離測定方法であって、 前記受信信号を、前記基準信号の一周期である基準周期
と同じ周期、又はその基準周期の整数倍の周期の第１サ
ンプリング信号でサンプリングし、サンプリングしたデ
ータのうち所定の有限個数のデータを合計して第１有限
和を求め、 前記基準周期の１／４の周期、又は基準周期の１／４の
周期に前記基準周期の整数倍の周期を加えた周期だけ、
前記第１サンプリング信号とは異なる初期位相を有する
信号であって、前記基準周期と同じ周期、又はその基準
周期の整数倍の周期の第２サンプリング信号で前記受信
信号をサンプリングしたデータのうち有限個数のデータ
を合計して第２有限和を求め、 第１有限和と第２有限和との比から受信信号の位相遅れ
を求めることを特徴とする距離測定方法。 - 【請求項２】前記第１サンプリング信号の初期位相を基
準信号の初期位相に一致させたことを特徴とする請求項
１記載の距離測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8225255A JPH1068776A (ja) | 1996-08-27 | 1996-08-27 | 距離測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8225255A JPH1068776A (ja) | 1996-08-27 | 1996-08-27 | 距離測定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1068776A true JPH1068776A (ja) | 1998-03-10 |
Family
ID=16826453
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8225255A Pending JPH1068776A (ja) | 1996-08-27 | 1996-08-27 | 距離測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1068776A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014522979A (ja) * | 2011-07-15 | 2014-09-08 | ソフトキネティック センサー エヌブイ | 距離情報を提供する方法及びタイム・オブ・フライトカメラ |
-
1996
- 1996-08-27 JP JP8225255A patent/JPH1068776A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014522979A (ja) * | 2011-07-15 | 2014-09-08 | ソフトキネティック センサー エヌブイ | 距離情報を提供する方法及びタイム・オブ・フライトカメラ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050323 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050906 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20060110 |