JPH10512424A - 受信信号濾波装置および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 受信信号を検出する圧縮受信機（２２），および圧縮受信機（２２）に応答する周波数可変フィルタ（６０）を含む装置（１０）。周波数可変フィルタ（６０）は受信信号を濾波する。受信信号を検出する段階（２０４），受信信号をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号を生成する段階（２０６），ダウンコンバート信号に対して分散遅延線計算を行い、複数のパルスを有するパルス状信号を生成する段階（２０８），パルス状信号内の少なくともいくつかのパルスをスレシホルドと比較する段階（２１０），所定の時間間隔にわたり、スレシホルドを超過するパルスの時間遅延を測定する段階（２１２），パルスの時間遅延に基づいてフィルタ周波数を判定する段階（２１４），および受信信号をフィルタ周波数で濾波する段階（２１６）を含む方法。

Description

【発明の詳細な説明】 受信信号濾波装置および方法 発明の分野 本発明は、一般的に無線周波数（ＲＦ）信号のような信号の受信に関し、更に 特定すれば受信信号の濾波に関するものである。 発明の背景 周波数分割多重アクセス，時分割多重アクセス，および符号分割多重アクセス ・システムのような従来の無線通信システムで用いるための無線周波数受信機は 、典型的に、多重信号環境において動作する。このような環境では、受信機は、 受信信号の品質を悪化させることなく、できるだけ広いダイナミック・レンジを 有することが望ましい。加えて、広帯域信号を受信する用途では、ダイナミック ・レンジの拡大は特に重要である。したがって、ダイナミック・レンジを改善し つつ受信信号の品質を維持する、受信信号濾波装置および方法が必要とされてい る。 発明の概要 この必要性に対処するために、本発明は受信信号濾波装置および方法を提供す る。この装置は、圧縮受信機（ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｖｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）お よびこの圧縮受信機に応答する周波数可変フィルタ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｇ ｉｌｅ ｆｉｌｔｅｒ）を含む。周波数可変フィルタは受信信号を濾波する。本 発明の他の態様によれば、前記装置は、周波数可変フィルタ，第１アナログ／デ ジタル変換器，減衰器，および第２アナログ／デジタル変換器を含む。第１アナ ログ／デジタル変換器は周波数可変フィルタに応答し、第２アナログ／デジタル 変換器は減衰器に応答する。減衰器は受信信号に応答し、減衰信号を生成する。 前記方法は、受信信号を検出する段階；受信信号をダウンコンバートし、ダウ ンコンバート信号を生成する段階；ダウンコンバートした信号に対して分散遅延 線計算（ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ ｄｅｌａｙ ｌｉｎｅ ｃａｌｃｕｌａｔｉｎ ）を行い、複数のパルスを有するパルス状信号を生成する段階；パルス状信号の 少なくともいくつかのパルスの振幅をしきい値と比較する段階；所定時間間隔に わたって、しきい値を超過する振幅を有するパルスの遅延を測定する段階；時間 遅延に基づきフィルタ周波数を判定する段階；およびこのフィルタ周波数で受信 信号を濾波する段階を含む。 図面の簡単な説明 第１図は、受信信号濾波装置の好適実施例のブロック図である。 第２図は、受信信号濾波装置の他の好適実施例のブロック図である。 第３図は、受信信号濾波方法の好適実施例のフロー・チャートである。 実施例の詳細な説明 第１図を参照すると、受信信号を検出し濾波する装置１０が示されている。装 置１０は、アンテナ１２，入力バンドパス・フィルタ１４，スプリッタ１６，圧 縮受信機２２，および周波数可変フィルタ６０を含む。入力フィルタ１４は、ア ンテナ１２およびスプリッタ１６に結合されている。また、装置１０は、スプリ ッタ１６に結合され、増幅器４０，フィルタ４２，局部発振器４６を有するミキ サ４４，第２増幅器４８，第２フィルタ５０，第３増幅器５２，第３フィルタ５ ４および遅延回路５７を含む、信号経路も含む。 圧縮受信機２２は、局部発振器（ＬＯ）１１を有するミキサ１８および減衰パ ッド２０を介して、スプリッタ１６に結合されており、更に、スレシホルド比較 器３２，カウンタ３４，デジタル制御部３６，およびデジタル／アナロ グ変換器３８を含むデジタル素子を介して周波数可変フィルタ６０に結合されて いる。圧縮受信機２２に対するタイミングはタイム・ベース（ｔｉｍｅ ｂａｓ ｅ）３０によって制御される。圧縮受信機２２は、ミキサ２４，掃引局部発振器 （ｓｗｅｅｐｉｎｇ ｌｏｃａｌ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）２６，分散遅延線（ ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ ｄｅｌａｙ ｌｉｎｅ）２８，および重み付けフィルタ ２９を含む。 動作の間、無線周波数（ＲＦ）入力信号１３は、アンテナ１２によって受信さ れ、フィルタ１４によって濾波され、スプリッタ１６によって分割される。スプ リッタ１６からの分割された第１分岐路は、ＬＯ１１を有するミキサ１８によっ て混合され、減衰器２０によって減衰され、圧縮受信機２２に供給される。スプ リッタ１６からの分割信号の第２分岐路は、第１増幅器４０に供給され、フィル タ４２によって濾波され、ミキサ４４によって局部発振器４６からの出力と混合 され、増幅器４８，５２によって増幅され、フィルタ５０，５４によって濾波さ れ、結果信号が形成される。単一フィルタや単一増幅器のように、多くの別の構 成もフィルタおよび増幅器に使用することも考えられるが、第１図に示す直列配 列は、受信機に所望の感度およびダイナミック・レンジを与える。結果信号は遅 延回路５７によって遅延され、周波数可変フィルタ６０に供給される。周波数可 変フィルタ６０は、圧縮受信機２２に応答する、デジタル／アナログ変換器３８ によって制御される。周波数可 変フィルタ６０からの出力は、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）６２によっ てデジタル信号に変換され、出力信号６４として送出される。デジタル部３６に 応答するデジタル・フィルタを用いることによる出力信号６４のデジタル反転濾 波（ｄｉｇｉｔａｌｌｙ ｉｎｖｅｒｓｅ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）のような、更 に別の処理が出力信号６４に施される。出力信号６４のこれ以外の更に別の処理 は、デジタル・ダウン・コンバート，濾波，および復調を含む。 受信信号１３がアンテナ１２によって検出され、ミキサ１８によってその周波 数がダウンコンバートされ、減衰器２０によって減衰された後、圧縮受信機２２ はダウンコンバート信号に対して分散遅延線計算を行い、複数のパルスを有する パルス状信号を生成する。これらパルスの各々は、受信信号１３の信号強度に対 応する高さと、周波数に対応する位置とを有する。圧縮受信機２２は、ダウンコ ンバート信号に対してリアル・タイム・フーリエ変換を行い、出力パルス状信号 を供給する。圧縮受信機２２は、ダウンコンバート信号を、掃引発振器２６から の高速掃引局部発振信号と混合し、周波数変調（ＦＭ）波形を生成する。分散遅 延線２８は、ダウンコンバート信号内の各キャリアを狭い時間領域パルスに圧縮 する。重み付けフィルタ２９は、パルス状信号に重み付けフィルタ処理を適用し 、パルス状信号内のパルスをより良く規定し、輪郭を明確にする。 局部発振器の掃引開始の基準となる各出力パルスに対す る時間遅延は、ダウンコンバート信号内のキャリアの周波数に関係がある。重み 付けフィルタ２９からの出力パルス状信号は検出された無線周波数（ＲＦ）入力 信号１３の入力電力に比例するので、スレシホルド比較器３２を用い、パルス状 信号内のパルスの振幅に基づいて、濾波すべき入力周波数を選択することができ る。スレシホルド比較器３２は、パルス状信号内の少なくともいくつかのパルス 振幅をスレシホルドと比較する。カウンタ３４は、好ましくはマルチ・イベント ・カウンタ（ｍｕｌｔｉ−ｅｖｅｎｔ ｃｏｕｎｔｅｒ）であり、タイム・ベー ス３０を用いて、掃引ＬＯ２６の開始時間に時間的に関連付けて、どこでパルス が発生するかについて判定を行う。 次に、デジタル制御部３６は、カウンタ出力をデジタル・ワードに変換するこ とによって、フィルタ周波数を判定する。デジタル・ワードは、デジタル／アナ ログ変換器３８によってアナログ制御信号に変換され、周波数可変フィルタ６０ は、デジタル制御部３６によって設定されたフィルタ周波数で受信信号を濾波す る。好ましくは、デジタル制御部３６は、参照テーブルを用い測定時間遅延を各 フィルタ周波数にマップすることによって、フィルタ周波数を判定する。カウン タ３４は、ＬＯ２６による掃引の開始時に起動され、カウンタ出力は、スレシホ ルドを超過したときに、デジタル部３６によって読み取られる。好ましくは、デ ジタル制御部３６は、Ｍｏｔｏｒｏｌａ Ｉｎｃ．，からのＨＣ１６型 コントローラのようなコントローラから成り、プロセッサおよびメモリを含む。 圧縮受信機２２における信号受信および周波数可変フィルタ６０へのフィルタ 周波数の送出の間に要する時間のため、スプリッタ１６からの第２分割信号を遅 延５７によって時間的に遅延させることによって、デジタル／アナログ変換器３ ８からの制御信号とほぼ同時に、第２分割信号を周波数可変フィルタ６０に到達 させることが好ましい。このように、周波数可変フィルタ６０は、デジタル部３ ６によって計算された周波数で受信信号を濾波する。 第１図に示す特定実施例では、回路１０は以下の素子で構成することができる 。フィルタ１４は、Ｆｉｌｔｒｏｎｉｘ ＣＢ２８５フィルタであり、スプリッ タ１６はＭｉｎｉ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ＺＦＳＣ−２−２型スプリッタであり、 ミキサ１８は、Ｍｉｎｉ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ＺＦＭ−１５０であり、ＬＯ１１ は、好ましくは、約８８０ＭＭＺに同調させたＰａｎａｓｏｎｉｃ ＥＮＦ−Ｖ Ａ７シリーズ型発振器である。圧縮受信機２２は、Ａｎｄｅｒｓｅｎ Ｌａｂｏ ｒａｔｏｒｉｅｓ ＣＲ−７２−１２−１５圧縮受信機であり、スレシホルド比 較器３２は、Ａｎａｌｏｇ ＤｅｖｉｃｅｓからのＡＤ９６９６型比較器である 。タイム・ベース３０は、ＵＳ Ｃｒｙｓｔａｌ ＣｏｒｐからのＵＳ−６８５ −１２０型タイム・ベースである。カウンタ３４はＨａｒｒｉｓ Ｓｅｍｉｃｏ ｎｄｕｃｔｏｒからのＩＣＭ７２１Ｂ１Ｐ１型カウンタであり、デジタル部３６ はＭｏｔｏｒｏｌａ ＭＣ６８ＨＣ１６Ｚ１であり、デジタル／アナログ変換器 ３８はＢｕｒｒ Ｂ ｒｏｗｎ ＤＡＣ６００である。増幅器４０は１対の直列なＡｎｚａｃ ＡＭＣ １５５型増幅器であり、フィルタ４２はＦｉｌｃｒｏｎｉｘ ＣＢ２８６フィル タであり、ミキサ４４はＷａｔｋｉｎｓ Ｊｏｈｎｓｏｎ ＷＪ−４０２０ミキ サであり、局部発振器４６は、Ｐａｎａｓｏｎｉｃからの約９３０ＭＨｚに同調 させたＥＮＦ−ＶＡ７ Ｓｅｒｉｅｓ型発振器である。増幅器４８はＣｏｕｇａ ｒ ＡＣ３７９増幅器であり、フィルタ５０はＮｅｔｗｏｒｋｓ Ｉｎｔｅｒｎ ａｔｉｏｎａｌ Ｄ３１８フィルタであり、増幅器５２は１対の直列Ｃｏｕｇａ ｒ ＡＰ１４８増幅器である。アナログ／デジタル変換器６２はＡｎａｌｏｇ ＤｅｖｉｃｅｓのＡＤ９０４２変換器である。周波数可変フィルタ６０は、Ｍｉ ｌｃｏｍの論文“Ｎｏｖｅｌ Ａｃｔｉｖｅ ＲＦ Ｔｒａｃｋｉｎｇ Ｎｏｔ ｃｈ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｕｐｐｒｅｓｓ ｉｏｎ ｉｎ ＨＦ，ＶＨＦ，ａｎｄ ＵＨＦ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐ ｉｎｇ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”（Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｒｅｃｏｒｄ １９９ １ ＩＥＥＥ Ｍｉｌｉｔａｒｙ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅ ｒｅｎｃｅ Ｖｏｌ．３ ｏｆ ３，ｐ．９５６，Ｍａｓｏｏｄ Ｇｈａｄａｋ ｓａｋ，１９９１年）に記載されているように構築されたフィルタのようなノッ チ・フィルタである。 好適な受信ＲＦ信号検出および濾波方法および装置には多くの利点がある。例 えば、好適実施例は、アナログ／デジタル変換器６２のようなハードウエア素子 を大きな飽和信号から保護することにより、ダイナミック・レンジの改善が得ら れる。加えて、好適実施例は、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ），符号分割多重 アクセス（ＣＤＭＡ），お よび周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）のような、多重アクセス・システムに おける使用が可能である。入力信号が適正な圧縮受信機の入力周波数に混合され るので、好適実施例は、広い範囲のＲＦ周波数帯にわたって使用可能である。し かしながら、好適実施例は特にセルラ周波数と共に用いるのに適しているが、本 発明はＲＦセルラ周波数帯に限定されるものではないことは理解されよう。 更に、ＡＤＣのように、受信機の検出器に信号レベルを制限する従来方法の多 くは、受信機の信号対ノイズ（Ｓ／Ｎ）性能の悪化を招き、そのために受信機の 感度が低下する。対照的に、好適実施例は、Ｓ／Ｎ性能を悪化させることなく、 セルラのダイナミック・レンジ全体にわたってＲＦ信号処理を可能にする。加え て、好適実施例は、周波数可変フィルタ６０の自動周波数制御を提供する。周波 数可変フィルタ６０は所望の受信帯全体で同調可能であるので、固定的なノッチ ・フィルタは不要であり、フィルタ６０を同調させる周波数は、通常、信号レベ ルがスレシホルド比較器のレベルよりも高くなると直ちに処理することができる 。 本発明の他の実施例を第２図に示す。各図において、同一参照番号を同一素子 に使用することとする。第２図に示すように、装置１００は第１図の回路と同様 であるが、更に、減衰器７０，およびこの減衰器７０に結合された第２アナログ ／デジタル変換器７２を含む。減衰器７０は受信 信号１３に応答し、遅延５７に結合されている。減衰器７０に対するスレシホル ド値は、変換器７２を飽和させることなく、アンテナ１２によって受信される最 大信号がアナログ／デジタル変換器７２によって処理されるように選択される。 周波数可変フィルタ６０は、第１アナログ／デジタル変換器６２を飽和から保護 する。この構成では、第１アナログ／デジタル変換器６２はレベルが低い方の信 号を処理し、第２アナログ／デジタル変換器７２はレベルが高い方の信号を処理 する。したがって、第２アナログ／デジタル変換器７２は、周波数可変フィルタ ６０によって波波される周波数に対応する周波数を有する信号を処理することが できる。 ＡＤＣが多数のＲＦ入力を処理する広帯域マルチ・キャリア環境では、受信機 のＡＤＣ６２の前段に配置された多数のノッチ・フィルタが、最大信号による飽 和からそれを保護する。これによって、低いレベルの信号をＡＤＣ６２で処理可 能となる。スレシホルド設定減衰器７０の値は、アンテナ・ポート１２への最大 信号が、ＡＤＣ７２を飽和させることなく、これによる処理が可能となるように 選択することが好ましい。 第２図を参照すると、ＲＦ入力は２本の別個の経路に印加される。一方は圧縮 受信機２２に至り、他方は増幅段４０で始まる低レベル受信機分岐路である。遅 延５７の後に第３経路が設けられており、スレシホルド減衰器７０に到 達する。 ３本の経路は、アンテナ入力または多重アンテナ入力に結合するか、あるいは 複数の受信機分岐路に分割してもよい。圧縮受信機２２は、その入力信号に対し て、リアル・タイム・フリエ変換表現を行い、各入力信号に対して出力パルスを 供給する。圧縮受信機２２の入力信号は、高速掃引ＬＯ２６と混合され、これに よって、ミキサ出力２４にＦＭ波形を生成する。分散遅延線（ＤＤＬ）２８は、 各入力信号を時間領域における狭いパルスに圧縮するために用いられる。重み付 けフィルタ２９は、ＤＤＬ２８からの出力パルスを整形し、圧縮受信機２２のダ イナミック・レンジを拡大する。重み付けフィルタ２９は、ＤＤＬ２８の構造内 に組み込んでもよい。 ＬＯの掃引開始の基準とされる出力パルスの時間遅延は、圧縮受信機２２の入 力信号の周波数に関係がある。重み付けフィルタ２９の出力パルス振幅は検出入 力信号の電力に比例するので、その振幅に基づいて、どの入力周波数を濾波すべ きかを選択するためにスレシホルド比較器３２が用いられている。次いで、振幅 および時間遅延情報の組み合わせは、周波数可変フィルタ６０の同調電圧に変換 される。 上述の変換を行う方法は、マルチ・イベント・カウンタ３４を用いて、入力信 号を検出した周波数に相関付けるというものである。これは、掃引開始時にカウ ンタ３４を起動し、振幅スレシホルドを超過したときにカウント値をラッ チ・アウト（ｌａｔｃｈ ｏｕｔ）し、掃引が終了したときにカウンタ３４をリ セットすることによって達成される。カウンタ出力は、デジタル制御部３６によ って読み取られ、フィルタ６０のフィルタ制御要件にしたがって、アナログ電圧 またはデシタル・ワードのいずれかに変換される。 多数の同調可能なノッチまたはバンドストップ・フィルタ（ｂａｎｄｓｔｏｐ ｆｉｌｔｅｒ）を用いることによって、ＡＤＣ６２は、多数の大きなＲＦ入力 信号から実質的に保護される。遅延ブロック５７によって、ＡＤＣ６２が飽和す る前に、圧縮受信機２２は検出およびフィルタ６０の制御を行うことができる。 予め規定したスレシホルド電力レベル未満のＲＦ信号は、ＡＤＣ６２によって処 理される。このスレシホルド・レベルを越える大きなＲＦ信号については、入力 スレシホルド設定減衰器７０によって保護されるＡＤＣ７２が処理する。したが って、多数のアナログ／デジタル変換器６２，７２を使用する好適実施例では、 受信機１０全体のダイナミック・レンジが改善される。 受信無線周波数信号を濾波する方法の好適実施例を第３図に示す。第３図に示 すように、方法２００は２０２において開始され、受信信号を検出するステップ ２０４；受信信号をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号を生成するステ ップ２０６；ダウンコンバート信号に対して分散遅延線計算を行い、複数のパル スを有するパルス状信号を生成するステップ２０８；パルス状信号内の少なくと もい くつかのパルスの振幅をスレシホルドと比較するステップ２１０；所定の時間間 隔にわたって、スレシホルドを超過する振幅を有するパルスの遅延を測定するス テップ２１２；この時間遅延に基づいてフィルタ周波数を判定するステップ２１ ４；およびこのフィルタ周波数で受信信号を濾波するステップ２１６を含む。フ ィルタ周波数を判定するステップ、即ち、ステップ２１６は、参照テーブルを用 い、カウントしたパルス数をフィルタ周波数にマップしてもよい。加えて、本方 法は、重み付けフィルタをパルス状信号に適用するステップ，またはフィルタ周 波数で受信信号を濾波する前に受信ＲＦ信号を遅延させるステップを更に含んで もよい。 この出願の目的のために、素子間の関係を直接的または間接的に確立すること が可能な信号経路を得ることができるのであれば、第１および第２素子が直接結 合されているか、あるいはある時間区間の間のみ素子を動作的に結合するスイッ チを含む中間素子を介する等のように、間接的に結合されているかには無関係に 、第２素子は第１素子に応答するあるいはこれと連通することは理解されよう。 例えば、比較器３２，カウンタ３４，コントローラ３６，およびＤ／Ａ３８のよ うな中間素子が圧縮受信機２２およびフィルタ６０間に配置されていても、周波 数可変フィルタ６０は、ここで規定したように、圧縮受信機２２に応答する。 上述の装置および方法の更に別の利点および変更も、当 業者には容易に想起されよう。例えば、デジタル制御部３６は好適実施例ではデ ジタル・ワードを生成したが、代わりに、特定のフィルタ要件によっては、デジ タル制御部３６はアナログ電圧を生成してフィルタ６０を制御してもよい。加え て、好適実施例の処理は、２つのアナログ／デジタル変換器を用いて説明したが 、本発明は使用するアナログ／デジタル変換器の数による限定を受けるものでは ない。 したがって、本発明は、そのより広い態様においては、先に示しかつ記載した 具体的な詳細，代表的な装置，および図示した例には限定されない。本発明の範 囲または精神から逸脱することなく、様々な変更や改変が上述の明細書に対して 行うことができる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信信号濾波装置であって： 圧縮受信機；および 前記圧縮受信機に応答する周波数可変フィルタであって、前記受信信号を濾波 する周波数可変フィルタ； から成ることを特徴とする装置。 ２．前記圧縮受信機は、ミキサ，分散遅延線モジュール，および重み付けフィル タから成り； 前記ミキサは前記受信信号に応答し、前記分散遅延線モジュールは前記ミキサ に応答し、前記重み付けフィルタは前記分散遅延線モジュールに応答する； ことを特徴とする請求項１記載の装置。 ３．前記圧縮受信機は、前記ミキサに結合された掃引局部発振器を更に含むこと を特徴とする請求項２記載の装置。 ４．前記周波数可変フィルタに応答するアナログ／デジタル変換器を更に含むこ とを特徴とする請求項１記載の装置。 ５．前記周波数可変フィルタおよび前記圧縮受信機と通信するバンドパス・フィ ルタを更に含むことを特徴とする請求項４記載の装置。 ６．受信した無線周波数ＲＦ信号を濾波する装置であって： 前記受信したＲＦ信号に応答し、濾波信号を生成する周波数可変フイルタ； 前記周波数可変フィルタに応答する第１アナログ／デジ タル変換器； 前記受信ＲＦ信号に応答し、減衰信号を生成する減衰器； および 前記減衰器に応答する第２アナログ／デジタル変換器； から成ることを特徴とする装置。 ７．前記周波数可変フィルタと通信するコントローラを更に含むことを特徴とす る請求項６記載の装置。 ８．前記コントローラと通信する圧縮受信機を更に含むことを特徴とする請求項 ７記載の装置。 ９．受信信号を検出し濾波する方法であって： 前記受信信号を検出する段階； 前記受信信号をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号を生成する段階； 前記ダウンコンバート信号に対して分散遅延線計算を行い、複数のパルスを有 するパルス状信号を生成する段階； 前記パルス状信号内の少なくともいくつかのパルスの振幅をしきい値と比較す る段階； 前記しきい値を超過する振幅を有するパルスの時間遅延を、所定の期間にわた って測定する段階； 前記時間遅延に基づいてフィルタ周波数を判定する段階； および 前記受信信号を前記フィルタ周波数で濾波する段階； から成ることを特徴とする方法。 １０．前記パルス状信号に重み付けフィルタ処理を施す段 階を更に含むことを特徴とする請求項９記載の方法。