JPH10511242A

JPH10511242A - 無線通信システム用の衝突検出装置および方法

Info

Publication number: JPH10511242A
Application number: JP8519983A
Authority: JP
Inventors: ローレンスエムバーンズ; アレンポーデル; ディヴィッドエイフィッシャー; ラヴィラマチャンドラン
Original assignee: ３コムコーポレイション
Priority date: 1994-12-20
Filing date: 1995-12-19
Publication date: 1998-10-27
Also published as: GB2310978B; AU4603996A; US5657326A; WO1996019877A1; GB2310978A; GB9710461D0

Abstract

(57)【要約】衝突検出が行われる、無線ＣＳＭＡ／ＣＤネットワーク、或いは他の無線ネットワークにおいて使用するのに適した衝突検出方法および装置である。本装置はネットワークにあるステーションで衝突するデータ送信の相互変調積或いは他の混合積を検出する検出器（３１，４１）及び相互変調積の特性に基づいてデータ送信間の衝突を示す信号プロセッサ（３６）を有する。本システムは、装置が配置されたステーションからの送信と他のソースからの送信間、及び他のソースから受信した２つの送信間で衝突を検出することができる。ステーションは、データパケット用の入力を有する送信機（３９）を有する。入力に結合された資源（３７）は、ヘッダー（２５０−２５４）をデータパケットに加え、ヘッダーは、疑似ランダムビットシーケンス（２５３）を含む衝突検出回路によって監視される特性を有する。データ送信信号は、ヘッダー（２５０−２５４）及びデータパケットに応答して、送信機（３９）に供給される。従って、ヘッダーシーケンス（２５３）の送信中に生じる衝突は、不整合が衝突する信号とデータ送信間に生じる間隔を有する。

Description

【発明の詳細な説明】無線通信システム用の衝突検出装置および方法発明の背景発明の属する分野本発明は、無線通信システム、特に、衝突検出プロトコルに頼る無線通信チャネルにおけるデータパケット間の衝突を検出するシステムに関する。関連技術一つの共通のネットワークプロトコルは、所謂衝突検出技術を伴うキャリア感知、多重アクセス(carrier sense，multiple access with collision detection technique: ＣＳＭＡ／ＣＤ）に基づかれている。この技術は、例えば、広範囲に使用されている有線化されたアーサーネット標準ＬＡＮ(wired Ethernet stan dard LANS)に用いられる。しかし、このプロトコルは無線チャネルにうまく適用できない。無線環境において、ステーションからの送信信号は、送信の基本サービスエリア内で有効であるかも知れない最も弱い受信信号より非常に高いレベルを有している。例えば、一つの応用において、送信信号は０ｄＢｍで送出され、一方、有効であることが期待される最も弱い受信信号は、電力において、３１.６ミリオン対１の割合を生じる−７５ｄｂｍのレベルで検出される。信号の送信中に、大きさの小さな、数百万回の信号の存在を検出することは、全く困難である。ＣＳＭＡ／ＣＤプロトコルは、幾つかの基本的な前提の下で動作する。ａ．メディアへのアクセスの制御は、ネットワーク上の全てのユーザー間に分配される。ｂ．メディアの振る舞いは、良く定義され（決定論的な）及び一定（確率論的な）である。ｃ．同等且つ完全な接続性。ｄ．話す前に聴く（キャリア検出部分）。ｅ．データ送信が開始されると、衝突が検出されるならば、全てのパーティーは送信することを止め、再送信する前にランダム・バック・オフ・モード(rando m back off mode)へ行く。衝突が検出されると、衝突している全てのパーティーが送信を完了するようにすることによって、ネットワークの帯域を無駄にすることなく回復することができるので、最も安いプロトコルの経費で帯域の最も高い利用性が維持される。ＣＳＭＡ／ＣＤプロトコルは、１つの他の魅力的な特性を有しており、重い負荷の下で段々良くなる。例えば、（多数のユーザー、或いは高いトラフィック要求による）帯域に対する要求が高くなればなる程、パケット衝突の可能性は高くなる。IEEE 802.3（アーサーネット）のプロトコルは、これらの条件の下で、極端な性能の低下を示さない；他のプロトコルが行う。良く同調のとれた環境において、９０％以上の効率が得られる。衝突がランを完了するようにするにつれて、帯域が無駄にされるので、衝突を検出することなく（ＣＳＭＡ／ＣＤ−衝突回避の状態）、１８％と３０％の間の低い効率範囲が得られる。多くの無線開発者は、真の無線衝突の検出は得ることができないと確信していた。有線上の衝突を検出するために用いられたメカニズム（有線上のｄｃオフセットを探す）は無線環境に変換できないので、この確信が生じる。この問題に対して補償するために、いろいろな他の媒体のアクセス制御(mediu m access control: MAC)のプロトコルが開発されている。それらは、“リザーベイション(reservation)”の基本特性を共有する。この技術は、個々のユーザーに対して帯域（時間や周波数）か、ハードウェアの何れかをリザーブするようにして、衝突が起きないことを保証する。以下は、有線及び無線媒体間の相違に対して補償するために、代表的な、しかし包括的でない、共通のＭＡＣプロトコルのリストである。それらは：ａ．時分割多重アクセスｂ．コード分割多重アクセスｃ．周波数分割多重アクセスｄ．送信要求／送信クリア／確認（ＲＴＳ／ＣＴＳ／Ａｃｋ）のようなリザーベーションに基づくシステムである。これらの技術に伴う問題は、それらは、中央ポイント調整機能(central Piont Coordination Function(PCF))が“リザーベーション”要求（ａ，ｂ及びｃ）或いは衝突の期間（ｄ）のある形状を扱うように要求する。その結果は、非常に高いプロトコールの経費となる。例えば、従来技術のシステムは、いくつかの場合において、プロトコル経費を伴って、大雑把に５０％から６０％の帯域を使う。更に、経費問題は大きな負荷条件の下では複雑である。従って、ＣＳＭＡ／ＣＤのようなより効率的なプロトコルを可能にするために、無線環境において真の衝突検出用の技術を提供することが要求される。本発明の概要本発明は、衝突検出が重要である無線ＣＳＭＡ／ＣＤネットワーク、或いは他の無線ネットワークにおいて使用するのに適した衝突検出方法及び装置を提供する。この装置は、ネットワークにおけるステーションで衝突するデータ送信の混合によって生じた積を検出する検出器、及び検出された積の特性に基づくデータ送信間の衝突を示す単一のプロセッサを有する。このシステムは、装置が配置されているステーションからの送信と他のソースからの送信間、及び他のソースから受信される２つの送信間の双方で衝突を検出することができる。１つの特徴によると、例えば、送信機は、相互変調（Intermadulation: IMD）積を生成する衝突信号に非線形な応答を有する増幅器を有する。検出器は、送信機に結合されたフィルターを含み、このフィルターは、衝突するデータ送信の相互変調積の特性を信号処理資源に通過する。この衝突検出信号は、フィルターによって通過された相互変調積の振幅に応答して、信号処理資源によって生成される。更に、本発明は、相互変調積を生成する非線形装置を含む受信機を提供する。非線形装置に結合されたフィルターは、他のソースからの衝突するデータ送信の相互変調積或いはたの混合積の特性を通過する。信号処理資源は、受信機のフィルターによって通過された混合積の振幅がスレッショルドを越える時、衝突検出信号を発生する。１つの具現化された装置において、送信は、中心周波数を有する周波数変調されたキャリア、第１のデータ値を表す中心周波数より低い周波数、及び第２のデータ値を表す中心周波数より高い周波数を有する。信号処理資源は、前記低い周波数と高い周波数間の差に基づく積に応答する。本発明の他の特徴によると、ステーションはデータパケット用の入力を有する送信機を含む。その入力に結合された資源は、ヘッダーをデータパケットに加える。このヘッダーは衝突検出回路によって監視される特性を有している。データ送信信号は、ヘッダー及びデータパケットに応答して、送信機へ供給される。ヘッダーは、無線リンクにおける他の送信機に割り当てられたシーケンスと異なるようにされた、送信機に割り当てられたシーケンス、所謂曖昧でないビットシーケンス(unambiguous bit sequence:UBS)を有する。従って、ヘッダーシーケンスの送信中に生じる衝突は、周波数ミスマッチのようなミスマッチが衝突する信号とデータ送信間で生じるインターバルを有する。送信機は、単一ビットのデータが特徴的に送信される１ビット期間より長い、特徴的なエコー設定時間を有する範囲を有している。この特徴において、ヘッダーはシンボルのシーケンスを有している。各シンボルはデータ値を有し、且つエコー設定時間より長い複数のビット期間続く。更に、送信機は、確かな衝突検出がなされる前に、設定しなければならないフィルター或いは他の要素を有することができる。ヘッダーにおけるシンボルはこの特徴的な回路の設定時間より長く続く。１つの実施の形態において、本発明は、ＣＳＭＡ／ＣＤネットワークにおける無線リンク用のステーションとして特徴づけられる。このステーションは、データ送信信号に応答して、データ送信を与える増幅器を有する送信機を含む。入力は、ヘッダーを送信のためのディジタルデータパッケトを受信し、その入力に結合された資源は、ヘッダーをディジタルデータパケットへ与える。入力に結合された周波数変調回路は、データ送信信号を、ヘッダーとディジタルデータパケットに応答して変調されたキャリア周波数を有する増幅器へ供給する。送信衝突検出器は送信機に結合される。それは、増幅器からのデータ送信及び送信中に受信した他のソースからの信号の相互変調積を検出する。受信機は、他のソースから受信したデータ送信の相互変調積を生成する非線形装置を含み、ステーション内に含まれる。受信衝突検出器は受信機に結合され、他のソースからのデータ送信間の衝突に特有の相互変調積を検出する。信号処理資源は、送信衝突検出器及び受信衝突検出器に結合され、検出された相互変調積の特徴に基づくデータ送信間の衝突を示す。本発明は、衝突検出プロトコルでキャリア検出多重アクセスを動作するネットワークの無線リンク上でステーションにおける衝突を検出する方法として特徴づけられる。本方法は、ヘッダーをエコーによって干渉しにくいシーケンスを含む無線リンク上に送信されるべきデータパケットに与えるステップを含む。次に、本方法は、ステーションによるデータ送信と他のソースからの信号間のステーションにおける相互変調積或いは他の混合積を生成するステップを有する。最後に、本方法は、データ送信間の衝突を検出するために、相互変調積を処理するステップを含む。従って、無線通信ネットワークにおけるデータ送信間の衝突を検出するためのシステムが提供される。このシステムによって、無線環境におけるＣＳＭＡ／ＣＤプロトコルの使用が可能になる。このシステムを用いて、標準のイサーネットＣＳＭＡ／ＣＤプロトコルが無線ステーションに拡張され得る。更に、信頼のある、効率的な無線ネットワーク技術が可能である。本発明の他の特徴と利点は、図面、詳細な説明及び特許請求の範囲に照らして理解されるであろう。図面の詳細な説明図１は、本発明によるＣＳＭＡ／ＣＤ無線リンクを含む通信システムの概略図である。図２は、本発明による無線ステーションのブロック図である。図３は、本発明による送信機の概略図である。図４は、本発明による受信機の概略図である。図５は、図３の送信機に使用するための衝突検出回路の概略図である。図６は、本発明によるデータパケットと共に用いられた無線ヘッダーの概略図である。図７は、ほぼ同時に送信される２つのパケットを有する無線ヘッダーの動作を示す。図８は、時間的に少し離れて送信されるが、重なった送信中にマッチする唯一のビットシーケンスを有する２つのパケットを有する無線ヘッダーの動作を示す。図９は、本発明による無線ヘッダー上のエコー或いは内部フィルターの設定時間の影響を示す。図１０は、受信機上の衝突検出回路の概略図である。図１１は、ＦＥＴのドレインを用いて衝突を検出する方法を示す概略図である。図１２は、ＦＥＴのドレイン上の混合作用を解析において用いられる等価回路図である。図１３は、ＦＥＴのドレイン上の混合作用を示す信号のグラフである。図１４は、無線送信機において非線形ミキサーを用いて衝突を検出する方法を示す。図１５は、受信機における衝突検出の原理を示す概略図である。図１６は、図１０の受信の衝突検出回路における増幅器と全波を検出するステージのより詳細な図を示す。図１７は、図１６の回路に用いられた制限増幅器の回路レベルの概要である。図１８は、図１６の回路に用いられた乗算器の回路レベルの概要である。詳細な説明図面を参照して、本発明の好適な実施の形態の詳細な説明を行う。図１は、本発明による無線リンクを含むローカル・エリア・ネットワークを示す。システムは、例えば標準のイーサネットシステムのようなＣＳＭＡ／ＣＤの有線（ワイヤード）ＬＡＮ１０を含む。この技術において標準である複数の終端ステーション１１、１２が有線ＬＡＮに結合されている。また、無線ステーションＷＳＴＡ１と無線ステーションＷＳＴＡ２を含む、無線ステーションと通信するためのアクセスポイント１３も有線ＬＡＮに結合されている。このアクセスポイントは、基本サービスエリアを定めるために用いられた受信機及び送信機の技術によって定められる点線１４によって示された境界を有する代表的な範囲を有する。いろいろな通信チャネルの技術が用いられるけれども、本発明による好適なシステムは、2.4ＧＨｚＩＳＭ帯域における比較的狭帯域の周波数変調されたＮＲＺチャネルを用いて実現される。好適なシステムにおけるチャネル帯域は、７ＭＨｚと１４ＭＨｚの間にある。このチャネル割り当てシステムは、隣接の基本サービスエリアのためのＩＳＭ帯域内に複数のチャネルを割り当てるために考慮する。ＣＳＭＡ／ＣＤプロトコルによると、通信チャネルの制御を行うために、各無線ステーションは、他のステーションが現在送信していないことを確かめなければならない。従って、受信機の状態がチェックされ、キャリアがないかどうかを決める。もし、キャリアが無ければ、送信を始める。ＢＳＡ内の２つのステーションがこのプロトコルの下で同時に、或いはほぼ同時に送信しようとすることができる。従って、有線のアーサネットＬＡＮ環境において良く知られているように、同時の、或いはほぼ同時の送信間の衝突を検出するメカニズムが必要とされる。しかし、これは無線環境においては特有の困難性を示す。図２は、本発明による無線ステーションのブロック図である。この無線ステーションは、アナログ受信機２１に接続されたアンテナ２０を含む。このアナログ受信機は、クロック回復回路２３に与えられる、ライン２２上にアナログＮＲＺ信号を生成する。クロック回復回路は、デホワイトニング回路(dewhitening cir cuit)２６に供給される、ライン２４上のデータ信号とライン２５上のクロック信号を生成する。このデホワイトニング回路はライン２７上にデホワイトされたデータ信号を出力する。ライン２７上のデータとライン２５上のクロックは、ＣＲＣ発生回路２９に供給される。また、ライン２７とライン２５上の信号は、ライン９９をとおって、発生回路２９によって供給されるＣＲＣをカプセルに包まれたパケットにおけるＣＲＣと比較するＣＲＣ比較回路３０に供給される。受信したパケットのＣＲＣが発生回路２９によって発生されたＣＲＣと一致しない場合、このＣＲＣ比較回路３０は、ライン３５上にデータエラー信号を発生する。更に、振幅モニターと衝突検出回路３１がアナログ受信機２１に接続される。この回路３１は、受信信号の振幅を監視して、エラーのあるデータ特有の変則性を検出し、受信信号の振幅がエラーのあるデータ特有の変則的に変化する場合、振幅エラー信号を生成する。また、衝突する送信に特有である、受信信号の相互変調積が検出される。もし、衝突が検出されるなら、衝突信号（COLL）がライン４３を通ってプロセッサ３６へ供給される。位相モニター回路３２が、ＮＲＺデータストリーム２２の変換において、同相での変化を監視する、本発明によるクロック回復回路２３と結合される。エラーのあるデータに特有のＮＲＺデータストリームの同相における変則性が検出された場合、位相モニター回路３３は、ライン３４上に位相エラー信号を発生する。ライン２７上のデータ、ライン２８上のクロック、及びライン３３、３４と３５上のエラー信号がプロセッサ３６に加えられる。プロセッサ３６は、高いプロトコルレベル処理のため受信したデータフレームをＬＡＮの有線セグメントへ通過させる。また、もし、エラー信号或いは衝突信号が受信された場合、プロセッサ３６は、衝突の検出された、或いは再び試みた、パケットを生成して、パケットのソースへ送る。更に、プロセッサ３６は、送信されるべきそれ自身のパケットを発生し、これらのパケットをライン２８上へ供給する。無線ヘッダー及び無線ＣＲＣは無線ヘッダー及びＣＲＣ発生ブロック３７において、ライン２８上でパケットへ供給される。カプセル化された無線パケットはＮＲＺデータを白くするホワイトナー(whitener)回路３８へ供給され、受信機おいてクロック回復を助けるためにパケットにおける変換数を増加する。カプセル化された無線パケットはアナログ送信機３９へ供給され、アンテナ４０を介して媒体へ結合される。アンテナ２０と４０は、送信機と受信機間で共有される同じアンテナ或いはアンテナシステムであることができる。衝突検出器４１がアンテナ４０或いは送信機３９に接続される。衝突検出器４１は、送信中に送信アンテナ４０の状態を検出して、アナログ送信機３９からの送信信号とアンテナ４０上の他のソースからの受信信号の混合によって生成される相互変調積に基づいて衝突を検出する。無線ネットワーク内で、以下に説明されるヘッダーのような送信されたデータパケットの既知の特性に関する情報を用いて、相互変調積が解析され、無線リンクにおいて送信されたディジタルデータ信号間の衝突を示す相互変調積の特別な特徴を検出する。もし、衝突が検出されると、信号はライン４２上に生成され、プロセッサ３６へ供給される。プロセッサは、例えば、イーサネット・ローカル・エリア・ネットワークにおいて実行される共通のバックオフ及びリトライシーケンス(a backoff and retry sequence) のようなバックオフ及びリトライシーケンスを実行する。以下の詳細な例に記載されているように、ブロック３８において生成された無線ヘッダーは、衝突中に検出器によって検出された相互変調積を増大する特性を有する。図３を参照して、好適なシステムのための送信機が理解されるであろう。送信機は、ライン１００上のＮＲＺ入力データを受けとる。それは、増大した数のデータ変換を有する、ライン１０２上にＮＲＺストリームを生成するデータホワイトナー(data whitener)１０１へ供給される。この信号は、フェーズロックドループ１０６における加算ジャンクション１０５へ結合されたライン１０４上の周波数変調信号を生成するガウスのローパスフィルター１０３に与えられる。このフェーズロックドループ１０６は水晶発振器１０７に接続される。この発振器１０７の出力は、位相検出器１０８に接続される。位相検出器の出力は、ループフィルター１０７を駆動する。ループフィルター１０９の出力は、加算ジャンクション１０５においてライン１０４らのデータ信号と混合される。加算ジャンクション１０５の出力は、電圧制御発振器１１０を駆動する。電圧制御発振器の出力は、Ｎ分割回路１１１へ供給される。Ｎ分割回路１１１の出力は、位相検出器１０８へ入力として供給され、フェーズロックドループを完成する。フェーズロックドループの出力は、電圧制御発振器１１０の出力のノード１１２上に供給される。この信号は、例示の送信位置において動作され、２分割回路１１４へ結合される。２分割回路の出力は、ミキサー１１５へ供給される。送信機は、水晶発振器１１７によって駆動される第２のフェーズロックドループを含む。この水晶発振器１１７の出力は、位相検出器１１８へ与えられる。位相検出器１１８の出力は、電圧制御発振器１２０を駆動するループフィルター１１９へ供給される。電圧制御発振器１２０の出力は、フェーズロックドループの出力としてノード１２１へ与えられ、位相検出器１１８への入力として供給されるＮ分割回路１２２へ戻される。フェーズロックドループ１１６は、送信機が動作している特定のチャネルに依存して１.９２７ＭＨｚから１.９９７ＭＨｚまでの間で動作する。フェーズロックドループ１１６の出力は、この図における送信位置にセットされたスイッチ１３９に一般に加えられる。送信位置におけるスイッチ１３９の出力は、ミキサー１１５に結合され、そこで２分割回路１１４の出力と混合される。このミキサーは、バンドパスフィルター１２５を通して信号を供給する。バンドパスフィルター１２５の出力は電力増幅器１２６へ供給され、スイッチ１２７を介して送信アンテナ１２８へ結合される。従って、送信機は、２つの独立したフェーズロックドループ１０６、１１６からなる。各々のフェーズロックドループは、水晶発振器の基準周波数にロックされるている。フェーズロックドループ１１６は、送信機が動作するチャネルに対する周波数基準を与える。フェーズロックドループ１０６は、送信中にフェーズロックドループ１１６から基準に加えられる変調されたオフセット周波数を与える。スイッチ１２２と１１３は、数マイクロ秒内の送信と受信モード間のスイッチングを可能にする。従って、この場合、４７９.５ＭＨｚの周波数（中間帯域の周波数に等しい）が２ＭＨｚより僅かに小さい信号に加えられて、通信チャネルをセットアップする。９５９ＭＨｚでフェーズロックドループを維持することによって、このループは受信機における中間帯域の処理を妨げることなく受信モード中にフリーランニングのままにすることができる。信号は、送信中２分割されるのみである。上述したように、データは、ガウスのローパスフィルター１０３の前に、ホワイトニング或いはスクランブル回路を通過される。ホワイトナーは、ＮＲＺデータストリームがＤＣ成分を有しないことを保証する。これは、チャネル中心の周波数にロックされたフェーズロックドループ１０６を維持することを助ける。発見的手法で、電力増幅器１２６の出力において、衝突検出器１３０は、ライン１３１を横切って信号ラインへタップされる。衝突検出器１３０の具現化に関する詳細は、図５を参照して以下に記載される。図４は、本発明による受信機の概略図である。この受信機は、第１のアンテナ１５０と第２のアンテナ１５１を有する。スイッチ１５２は、最良の受信信号を有するアンテナを選択する。アンテナは、スイッチ１２７を介して送信回路か受信回路の何れかに接続される。図において、スイッチ１２７は受信回路に接続されている。アンテナの出力は、バンドパスフィルター(BPF)１５３を介してダウンコンバータ１５４に供給される。このダウンコンバータはミキサー１５６を駆動する増幅器１５５を含む。ミキサー１５６の他の出力は、図３に示されたスイッチ１２２を介してノード１２１上の信号により駆動される増幅器１５７から受信される。ミキサー１５７の出力は、増幅器１５８を介してバンドパスフィルター１５９へ供給される。バンドパスフィルター(BPF)１５９の出力は、中間周波増幅器(IF AMP)１６０を介して第２ステージ（段）のバンドパスフィルター１６１へ供給される。第２ステージのバンドパスフィルター１６１の出力は、第２ステージの中間周波増幅器１６２(IF AMP)へ供給される。この増幅器１６２の出力は、象限検出器(quadrature detector)１６３を介して供給され、ライン１６４上にＮＲＺ信号を生成する。中間周波増幅器１６０は、全波検出器(FWD)１６６を介して接続される、ライン１６５上に出力を生成し、ノード１６７にアナログＤＣ値を生成する。ノード１６７は、全波検出器(FWD)１６８を介して増幅器(IF AMP)１６２の出力によって駆動もされる。ノード１６７は、ライン１７０上にディジタルの受信信号の強さを示す信号を供給するために、アナログ−ディジタル変換器(ADC)１６９を介して接続される。ノード１６７は、より詳細に以下に説明される受信データ送信信号間の衝突の相互変調積特性を検出する衝突検出回路１７５にも接続される。受信信号の強さの表示装置は、受信信号電力が受信機用の特定のビットエラー割合を保証するのに充分高いか否かを決めるために用いられる。受信機用のビットエラー割合は、受信機の設計のための全体のノイズフィギュアに依存する。しかし、他の良好な信号の受信中に、無線環境において可能な、受信信号の強さを変動させる他のエラーが生じるかもしれない。従って、ライン１７０上で受信信号の強さの表示を監視することによって、エラーが受信データパケットにおいて検出される。上述のように、受信機は２つのアンテナ１５０と１５１を有していて、マルチパス（多重路）効果に抗するために空間ダイバシティーを与える。入力バンドパスフィルターは、ＩＳＭ帯域外のあらゆる信号を除くために用いられる。フィルター及びスイッチの後、信号は、それが４７９.５ＭＨｚの中間周波帯の信号に変換される場合は、ダウンコンバーターに供給される。この中間周波帯は小さく、安価な表面音響波（surface acoustic wave:ＳＡＷ）フィルターを利用するために選択される。ＳＡＷフィルターは、帯域のロールオフ特性をストップする非常に鋭い通過帯域、及び優れたストップ帯域減衰を有する。従って、フィルター１５９と１６１はＳＡＷフィルターを用いて実現される。第１のＳＡＷフィルター１５９は、システムに対する最も弱い所望信号のレベルにおいて、或いはそれ以下において帯域信号からノックアウトするために用いられる。第２のＳＡＷフィルターは、帯域エネルギーからあらゆる残差を効果的に除く。双方の中間信号増幅器１６０と１６２は、利得ステージとしてばかりでなく、制限増幅器としても作用する。更に、各増幅器ステージは全波検出器１６６、１６８を駆動する。これらの全波検出器の出力を加えることは、受信された信号強度の指示機能を与える。この受信された信号強度の指示機能は、振幅に対数的に比例する電圧を生成する。その電圧は、アナログ−ディジタル変換器１６９においてディジタル化され、プロセッサに受信信号の電力レベルの指示を与える。受信信号の電力レベルは、通常−４０ｄＢｍと−７５ｄＢｍの間の範囲にある。この範囲より上及び下の余分な５ｄＢは製造誤差のために許容される。従って、受信信号強度回路は４５ｄＢの全ダイナミック範囲をカバーしなければならない。ノード１６７上の信号を５ビットの解像度に量子化することは、このダイナミック範囲にわたって１.４ｄＢの解像レベルを与える。象限検出器の出力は、送信されたＮＲＺデータに相当するアナログ信号を与える。このアナログ信号は、データ及びクロック回復回路に供給され、回復されたデータ及びクロックを生成する。図５は、送信用の衝突検出回路の概略図である。図５に示されるように、図３の増幅器１２６は電力増幅ＦＥＴトランジスタ２００を有する。ＦＥＴトランジスタ２００は、バンドパスフィルター１２５の出力からそのゲート２０１上に送信信号を受ける。ＦＥＴ２００のドレインは、アンテナ１２８と誘導性コイル２１５を介して５ボルト電源２０２へ接続される。５ボルト電源は、またキャパシタ２０３を介して接地される。誘導性コイル２１５は信号をガウスのバンドパスフィルター２０４(GBPF)のライン２１３上の入力へ供給する。このフィルターは２.５ＭＨｚから５ＭＨｚまでの通過帯域を有し、隣接チャネルの低域変換された中心周波数においてゼロに設計され、例えば１４ＭＨｚによって間隔が開けられた隣接チャネルにおいて信号を減衰する。第１のフィルター２０４の出力が同じ周波数特性を有する第２のガウスのバンドパスフィルター(GBPF)２０６を駆動する利得ステージ２０５に供給される。第２のフィルター２０６の出力は、全波検出器(FWD)２０８を駆動する利得ステージ２０７に供給される。全波検出器２０８の出力は、比較器２０９に接続されるアナログＤＣ値である。検出スレッショルドは比較器２０９にライン２１０上から供給される。また、検出ストローブ２１１も比較器２０９に供給され、スレッショルド検出のタイミングを制御する。図５の衝突検出回路は、２.５ＭＨｚと５ＭＨｚの間の周波数差を電圧に変換する。もし、衝突信号がないか、或いは衝突信号が局部送信信号と同じ周波数を有しているなら、決定間隔中、衝突検出回路の出力に信号は出ない。パワーＦＥＴ２００は、アンテナ１２８上の衝突信号に対して非線形応答を有している。従って、相互変調積信号は、増幅器の電力供給ドレン端子へ引かれ、第１のガウスのバンドパスフィルター２０４に供給される。送信のアップコンバーターによる制限まで駆動されるＦＥＴの作用は、アンテナからの衝突信号を低い周波数に変換する非線形応答を生じる。各々のガウスのバンドパスフィルターは約２.５ＭＨｚから５ＭＨｚまでの通過帯域を有し、隣接チャネルにおける信号を減衰するために、隣接チャネルのダウンコンバートされた中心周波数においてゼロであるように設計される。２つの利得ステージ（段）と他のフィルターは、信号が全波検出器２０８に与えられる前に、信号を増幅し、更にろ波する。各利得ステージは、約４５ｄＢの利得を有する。もし、他の装置がローカルステーションからの送信と同じ時間中に、送信し、同じチャネルにあるなら、５ＭＨｚの正弦波の出力がパケットの開始に近いある点で第２の利得ステージ２０７の出力に生成される。この応答は以下に説明されるように無線ヘッダーによって増大される。全波検出器２０８は、第２の利得ステージ２０７の出力に正弦波の振幅に比例した電圧を生成して、包絡線検出器として動作する。全波検出器の出力は、アナログラッチ比較器によってサンプリングされる。検出された信号は、ライン２１０上のプリセット検出スレッショルドと比較される。もし、全波検出器の出力が各々の決定間隔の終わりに生じる、ライン２１１上のストローブ信号のローからハイへの移行中に検出スレッショルドより上にあると、論理１がラッチ比較器の出力に現れる。もし、全ての決定間隔の間に、衝突検出回路がゼロであれば、衝突は発生しない。上述のように、無線ヘッダーは、衝突検出回路の動作を高めるために、各データパケットに付加される。図６は、好適な実施の形態による無線ヘッダーの基本形状を示す。それは、非変調キャリアの第１のセグメントを含み、それにクロックの基準フィールドを与える１４ビットセグメント２５１、非変調キャリアの第３セグメント２５２、曖昧でないビットシーケンス２５３のためのＵＢＳと呼ばれる第４のセグメント、及び非変調キャリア２５４の最終セグメントが続く。非変調キャリアのセグメント２５０、２５２と２５４は、与えられた具現化のためには必要でない。ヘッダーは、フィールド２５０における８ビットの非変調キャリアを有して、スタートし、１４ビットの交互に起きる１（チャネル中心周波数より２.５ＭＨｚ上）とゼロ（チャネル中心周波数より２.５ＭＨｚ下）が続く。これは、送信する無線ＬＡＮステーションにおける衝突検出回路が初期に決まることを可能にする２つの目的を果たし、受信する無線ＬＡＮのための手段を与え、フイールド２５３におけるＵＢＳの個々のビットを回復する前に、クロック上にロックする。フィールド２５２における非変調キャリアの短い２ビット期間が、受信ステーションがＵＢＳをデコードできるように、受信ステーションに対するフレームインジケータの開始を与える。ＵＢＳの各シンボルは実際には１６ビットの長さである。これは、ＵＢＳにおける各シンボルに対して１.６マイクロ秒を与え、エコーが消えるようにし、且つ衝突検出回路のフィルターが決まるようにする。全体のＵＢＳ２４０ビット（１５シンボル）の長さであり、それは２¹⁵の異なるＵＢＳシンボルを可能にする。もし、ＵＢＳシンボルが“１”であれば、連続した１６個の１が送られることを留意すべきである。最後に、プリアンブルは非変調キャリア２５４の期間で終わる。ＵＢＳが終わる時間までに、衝突が検出されるか否かについての決定がなされる。図７は、ＵＢＳシーケンスに基づく無線ヘッダーの動作を示す。図７において第１のパケット（パケット１）を表す第１のトレース２６０が示されている。第２のパケット（パケット２）を表す第１のトレース２６１が示されている。第３のトレースは、２つのパケットの衝突によって生じた異なる周波数の相互変調積を示す。第１のトレース２６０において、ＵＢＳセグメントはフィールド２６３に示されている。同様に、第２のトレース２６１のＵＢＳは実質的に同時に送信されるパケットに対して同じフィールドにある。トレース２６２上のセグメント２６４によって表されるシーケンスの第１の部分の間に、パケット１とパケット２は同じ周波数を有し、異なる周波数の振幅はゼロである。トレース２６２の第２のセグメント、即ち第１のパケットと第２のパケット間の周波数差は５ＭＨｚである。これは、パケット１において、ＵＢＳはセグメント２６５の第１の部分の間ハイであり、パケット２のＵＢＳはローであるために、生じる。セグメント２６５の第２の部分の間、パケット１のＵＢＳはローであり、パケット２のＵＢＳはハイである。これは、５ＭＨｚ差の信号の振幅がハイであるシーケンスを生成する。トレース２６２のセグメント２６６の間、第１と第２のパケットの周波数は、等しく、両方ともハイである。従って、セグメント２６６の間、差周波数はローである。セグメント２６７におけるシーケンスの終わりに、パケット１がハイでありパケット２がローであるから、差周波数は生成される。従って、衝突信号がパケットの開始後、或る点で短時間送信されている信号と異なる差周波数を有している限り、回路は送信中の衝突を検出する。こらは、送信機が異なる、通常関係のないデータシーケンスで基本的にＦＭ変調されているので、パケットの主要部の間で自動的に起きる。しかし、ＣＳＭＡ／ＣＤ有線ネットワークにおいて全てのパケットに対して、終わるために通常同じであるプリアンブルを待つ以外、できるだけ早く衝突を検知することが望ましい。早期の検出は、ＵＢＳ、各無線ステーション及びアクセス点に割り当てられ、各ステーションに対して異なるようにされた、疑似ランダムデータビットストリーム(pseudo-random data bit stream)を用いることによって、本発明において達成される。このビットストリームは、パケットの初期に衝突検出のために可能であるようにパケットの開始において与えられる。これは、パケットの始めの間の少なくとも一瞬に、ＵＢＳシーケンスはミスマッチとなり、相互変調積が増強され、衝突を示すことを保証する。図７に示されているように、２つの送信信号がＵＢＳシーケンスの間、異なる周波数を有している場合、多くのインターバルがある。前述のように、好適なシステムにおける送信機は、帯域を一定に保つために、ＧＭＳＫ変調を用いる。図面は、搬送波の±２.５ＭＨｚを実質的に、瞬時に変える周波数を有する最小のシフトキーの送信信号を示す。実際に、ガウスのローパスフィルターの作用は、ＧＭＳＫ信号を一周波数から他の周波数へ鋭いエッジがなく滑らかに変化させる。この作用は、送信された信号が狭帯域であることを保証する。しかし、明瞭にするためい、鋭いエッジが図７において使用される。もし、信号が図７に示されるように配列されるなら、２つのＵＢＳシーケンスがシーケンス中に偶然に整列する僅かな可能性がある。この問題は、ＵＢＳパケットの終わりに非変調キャリア（図６のセグメント２５４）の短い間隔を送ることによって解決される。図８において、第１のトレース２７０は、時間２７１に送信されるパケットを表す。時間２７３に送信を始める第２のトレース２７２が示されている。２つのトレース２７０、２７１に対するＵＢＳシーケンスの偶然の配列のために、周波数のミスマッチは第１のパケットに対する点２７４でのＵＢＳシーケンスの終わりまで検出されない。搬送周波数でセットされるＵＢＳの終わりにおける短い間隔２７５のために、２.５ＭＨｚの差周波数が検出される、周波数差のトレース２７７に間隔２７６が生成される。離間したソースからの送信間の衝突を検知しようとする無線環境において、衝突検出回路は送信された信号のエコー間で他のソースからの実際に衝突する送信を他のソースから識別することができなければならない。送信機は、特性のエコー整定時間を定める特性範囲を有する。好適な実施の形態において、この信号に対するラウンドトリップ(round trip)はビット期間等のオーダーにあり、送信機から送信された信号と異なる周波数である反射信号を生成する。これは、衝突パケットを識別することはできない。本発明によると、エコーは、曖昧でないビッドシーケンスにおける各ビットの期間を少なくとも数データのビット期間を長くするようにし、且つ衝突検出ストローブのタイミングを制御することによって、扱われる。これは衝突が発生したが否かを決める前に送信機へ戻すために、システムがエコーに対して充分長く待つことができるようにする。反射信号を生じる物体の効果的なレーダー断面ばかりでなく、ラウンドトリップに対する伝播路の損失を考慮して、５０フィートのオーダーの範囲を有する無線システムに対して、１００ナノ秒のオーダーの整定時間はエコーが消えるのに充分である。この決定時間は、更に、例えばフィルターの整定時間のような回路における要素の整定特性によって制限される。図９は、エコー問題が扱われる方法を示す。図９において、ＵＢＳ２８１を有するトレース２８０上のパケットが送信される。エコーは一般に間隔２８３による時間的に遅らされてトレース２８２上に示されている。図からわかるように、差周波数のトレース２８４は、差周波数が検出できる間隔２８５を生成する。エコー間の衝突の検出は、パケット２８０のＵＳＢにおけるシンボルの値を変える直前に発生する間隔２８６、２８７、２８８及び２８９の間、衝突検出比較器２０９をストローブすることによって、避けられる。従って、間隔２８６の間のストローブは、間隔２９１の間に発生するエコーによる誤りの衝突読み取りを避ける。同様に、間隔２８７の間のストローブは間隔２９１の間のエコーを避ける。間隔２８９中の決定は、間隔２９２中のエコーを避ける。決定間隔２８８におけるようなＵＢＳに周波数の変化がない場合、決定間隔２８８の後に示されるエコー２８２によって生成される誤りの衝突信号はない。要するに、衝突検出回路は、送信中にチャネルの中心周波数の何れかの側における２.５ＭＨｚと５ＭＨｚ間の周波数帯域にある全ての信号の存在を探す。従って、衝突検出回路は、非常に単純である。この特徴において、妨害の間で、他の無線ステーション、アクセス点或いはジャマー(jammer)の区別をすることができない。チャネルの中心周波数の非常に近い妨害信号があることが簡単にわかる。これにより、ステーションは、それが妨害信号の性質を評価する場合に、受信モードに戻る。衝突検出回路内のフィルターの整定時間は、図９に示された決定間隔の長さおよび位置を最後に決める。図５に示されたガウスのバンドパスフィルターを用いて、フィルターに対しておよそ１.５から２マイクロ秒の整定時間が与えられ、送信された周波数が変えられる各々の時間に検出の最小のスレッショルドレベル以下に落ちる。整定時間は、大きな帯域幅のフィルターを用いることによって改善される。しかし、上部帯域は、誤った警報を防ぐために、隣接チャネルからの帯域信号外を適切に減衰ように、出来る限り低く保たれるべきである。好適な他のフィルターは、優れたストップ帯域の減衰のある標準のガウスフィルターのような殆ど良好なパルス応答を有する従来のガウスのバンドパスフィルターでよい。最適なフィルターは、電力増幅ＦＥＴのドレインから得られる差信号の予期された形状と周波数、或いはディジタルの限られたインパルス応答（finite impul se response: FIR）フィルターのある形状を求める整合されたフィルターである。上述のように、無線プリアンブルは、送信中に衝突の検出を改善するためにある特性を必要とする。それは時間のある点で異なる２つの周波数を必要とし、また衝突検出の決定をする前にフィルターやエコーに対して充分な時間が決まるようにする必要がある。しかし、更なる特徴はプリアンブルに追加されてもよい。従って、クロックの回復フィールド２５１を有するプリアンブルが与えられる。上述のように、受信機は図１０に示された衝突検出器も持っている。これは、図１の無線ステーションＷＳＴＡ１のような１つの無線ステーションがアクセスポイント１３に送信しており、一方図１の無線ステーションＷＡＳＴＡ２のような第２の無線ステーションも送信する、所謂隠れたターミナル問題のために必要である。従って、アクセス点１３は衝突を検出することができる受信機を必要とする。衝突は、エラーがアクセスポイントで検出されると、衝突が発生していると単に仮定することによって、アクセスポイントで検知してもよい。これは、もし、衝突信号は共に振幅が近いならば、うまく働く。しかし、妨害する信号は、無線ネットワークの他の信号より振幅が非常に低い。更に、有効な信号であるかもしれない弱い信号が、低い大きさの信号は信号にエラーを生じない他の信号より大きさが充分低くてもよい。従って、同時に送信している無線ステーションにおいて衝突を検出するより感度のよい手段が、−７５ｄＢｍ程度の低い信号と−４０ｄＢｍの他の信号間の衝突を検出するものものでさえも、開発されている。図１０は、上述のように、図４の受信機と共に使用するための衝突検出回路の概略図を示す。図４において、ダウンコンバータ１５４は、信号をバンドパスフィルター１５９に供給する。図１０において、このバンドパスフィルターは、受信機の他の要素と同様に、図４に用いられたと同じ参照番号で示されている。これらの素子については再度説明しない。衝突検出器は増幅器３５１を与えるガウスのバンドパスフィルター３５０を有する。増幅器３５１の出力は、３５２に接続される。受信の衝突スレッショルド信号は、ライン３５３上でラッチ比較器３５２へ与えられる。ラッチ比較器３５２は、示されたようなＳＴＲＯＢＥ信号によってストローブされると、受信された信号間の衝突を示す衝突検出信号をライン３５４上に生成する。上述のように、受信信号強度指示器は、受信された信号の振幅に対数的に比例した、ノード１６７上に電圧を生成する。全波検出器１６６と１６８の作用は、非線形であり、同時に受信したとき、無線パケットのＵＢＳ部分によって生成される差の周波数を含む相互変調積を生成する。衝突信号が１２ｄＢ程度異なっていると、２.５ｄＢ，５ＭＨｚの包絡線の変化が合成信号上に現れる。２つの信号間の振幅の差が１２ｄＢより大きいと、この包絡線の変化は減少される。衝突検出回路は、弱い信号と強い信号が衝突している場合に、この低いレベルの５ＭＨｚ包絡線の変動を選択的にろ波し、増幅するために、用いられる。この方法において、既に受信機に組み込まれた回路は、同時に送信された信号を検出するために、用いられる。しかし、他のシステムは、５ＭＨｚのビート信号を感知するフィルターや検出器の分離セットに依存するかもしれない。受信機におけるＳＡＷフィルターの作用は、隣接チャネルや非隣接チャネルからの妨害を避ける。従って、単純なフィルターが５ＭＨｚの周波数差信号を抽出することができる。受信衝突検出回路は、隠れたターミナルが可能である環境において必要なだけである。システムはネットワークにおける全ての可能な送信機が他からの信号を受信することを保証する場合、送信の衝突検出システムのみで充分である。図１１−図１８を参照すると、本発明の衝突検出プロセスに関する詳細が示されている。図１１−図１４は、生成する相互変調積に基づいて、衝突を検出する方法に関する。図１５−図１７は、受信の衝突検出原理、及び受信された衝突を検出するための回路の詳細な具現化を扱っている。図１１は、送信機の出力アンテナを駆動する増幅ステージにおけるパワーＭＥＳＦＥＴのドレインを介して衝突を検出する方法を示す。従って、回路は、パワーＭＥＳＦＥＴＢ１を含み、そのソースは接地され、またそのドレインは出力整合ネットワーク４００に接続されている。ＭＥＳＦＥＴＢ１のゲートは、入力整合ネットワーク４０１に接続されている。この入力整合ネットワーク４０１は、図１１に等価回路４０２によって表されている増幅器の駆動ステージによって駆動される。出力整合ネットワーク４００は、等価回路４０４によって表されているアンテナからライン４０３へ接続されている。また、出力整合ネットワーク４００は、ＭＥＳＦＥＴＢ１とバイパスキャパシタＣ_BYPが接続されているノード４０５間に接続される。バイパスキャパシタＣ_B _YP は、約１０−１００ピコファラッドの値を有していて、約２.４ＧＨｚでＡＣ接地をもたらす。相互変調（ＩＭＤ）積は、電源Ｖ_DDからの電流Ｉ_DDにおいて、ＭＥＳＦＥＴＢ１のドレインからのノード４０５において生成される。図１１からわかるように、駆動ステージの等価回路４０２は、整合した５０Ω の回路にいて、電源Ｖ_DRV及び約５０Ωの抵抗Ｒ_DRVを有する。入力整合ネットワーク４０１は、抵抗Ｒ_DRVとノード４０６間に接続されたキャパシタＣ１を含む。キャパシタＣ２は、ノード４０６と接地間に接続されている。インダクタＬ１はノード４０６とＭＥＳＦＥＴＢ１のゲートに接続されている。また、抵抗Ｒ１は、ＭＥＳＦＥＴＢ１のゲートと接地間に接続されている。出力整合ネットワーク４００は、ＭＥＳＦＥＴＢ１のドレインとノード４０５間に接続されたインダクタＬ２を有する。また、出力整合ネットワーク４００は、ＭＥＳＦＥＴＢ１のドレインとノード４０３間に接続されたキャパシタＣ３を有する。アンテナ４０４の等価回路は、５０オームの抵抗Ｒ_ANTと電源Ｖ_ANTを有していて、駆動ステージの等価回路と整合する。ＭＥＳＦＥＴＢ１のドレインノードは図１２と図１３に関して示されているようにミッキシング動作をする。図１２はアンテナの両端の電圧Ｖ_Aに対する等価回路を示す。この等価回路は、電流源Ｉ_Dと時間と共に変化するインピーダンスを含む。アンテナの等価回路は５０オームの抵抗と電源Ｖ_ANTを含んでいる。この等価回路は、また図１２に示されているように、電流源Ｉ_D、インピーダンスＺ_ouT（t）を含む等価回路、並びにＶ_Aと接地間に接続された５０オームの抵抗、及び電流源Ｖ_ANT/50 に基づいたアンテナの等価回路によって、表されることもできる。電圧Ｖ_Aは図１２に示されるように式１で計算される。図１３は、両信号が殆ど同じ周波数である等価回路の動作結果を簡単に示す。図１３において、第１のグラフは周期的な信号としての電圧Ｖ_ANTを示す。第２のグラフは整流された信号としての電流を示す。また、図１３において、インピーダンスＺ_OUT（t）はオフセットの矩形波として示されている。式１がＶ_Aを計算するためい与えられると、図１３の波形４１９が生成される。インピーダンスＺ_OUT（t）が高いと、Ｖ_Aは、図１３に示されるように、拡大された形状を有する。逆に、インピーダンスＺ_OUT（t）が低いと、減衰された形状が得られる。従って、波形Ｖ_Aは、駆動ＭＥＳＦＥＴのドレインにおけるミキシング作用によって用いられる相互変調積を含む。非線形ミキサーを用いて相互変調積を生成するための他の設計が図１４に示されている。図１４の回路において、アップコンバータからの送信信号がライン４５０上に与えられる。その信号は、電力増幅器４５１を介してノード４５２へ供給される。また、ノード４５２は、高インピーダンスのトランス４５５へ接続される。高インピーダンスのトランス４５５の出力側は、バイアス電圧Ｖ_BIASを有する中央でタップされる。トランス４５５の第１の側はＦＥＴＢ１のゲートに接続され、一方、トランス４５５の第２の側はＦＥＴＢ２のゲートに接続される。ＦＥＴＢ１とＦＥＴＢ２のソースは、電流源４５６に共に接続される。ＦＥＴＢ１とＦＥＴＢ２のドレインは、電源Ｖ_DDに接続される。ＦＥＴＢ１とＦＥＴＢ２の共通のソースノードに、全波整流信号Ｖ_Aが生成される。この信号は＋Ｖ_OUTとしてのライン４５７上に抵抗Ｒ１を介して供給される。キャパシタＣ１はライン４５７と接地間に接続される。基準電圧は、ノードＶ_Bに接続されたソースおよびバイアス電圧Ｖ_BIASに接続されたゲートを有するＦＥＴＢ３とＦＥＴＢ４によって生成される。ＦＥＴＢ３とＦＥＴＢ４のドレインは、電源Ｖ_DDに接続される。ＦＥＴＢ３とＦＥＴＢ４の共通のソースにあるノードＶ_Bは、抵抗Ｒ２を介して−Ｖ_OUT信号としてのライン４５８へ接続される。キャパシタＣ２は、ライン４５８と接地間に接続される。また、電流源４５９はノードＶ_Bと接地間に接続される。図１４の回路は、モノリシックなマイクロ波集積回路上に具現化するのに特に適している。共通のソースのＦＥＴＢ１とＦＥＴＢ２によって与えられる非線形ミキシング作用は、上述のように、衝突検出に必要な信号Ｖ_Aに相互変調積を生成する。図１５乃至図１８は、受信機の衝突検出プロセスを示す。図１５において、き基本原理が示されている。受信信号は、アンテナ５００において検出され、低雑音増幅器(LNA)５０１を介してミキサー５０２へ供給される。局部発振器５０３は、ミキサー５０２において、アンテナから受信された信号と混合される。その結果、信号は、中間周波バンドパスフィルター５０４を介して中間周波増幅器５０５へ供給される。線形波形が増幅器５０５の出力に生成され、ライン５０６を介して受信機の残りに結合される。相互変調積が、増幅器５０５の出力において非線形回路素子５０７をとおして線形波形を供給することによって生成される。この非線形回路素子５０７の出力は、ライン５０８上に相互変調積を有し、その相互変調積は、受信機において衝突検出信号を生成するために、ローパスフィルターと検出回路をとおして供給される。図１６乃至図１８は、図１０の受信機の衝突回路において用いられる、増幅器１６２と全波検出器１６８のような、増幅器と全波検出器の好適な実施の形態を示す。従って、増幅器１６２のような、中間周波増幅器は、図１６に示されているような４つのステージの回路を含む。それは、ライン６００と６０１上のバランスした２つのライン信号として中間周波数(IF)入力を受信する。ライン６００と６０１は、それぞれキャパシタＣ１とＣ２を介して、第１の制限増幅器６０３へ接続される。制限増幅器６０３の出力は、ツルー・アンド・コンプリメント・ージョンを含み、キャパシタＣ３とＣ４を介して第２の制限増幅器６０４にＡＣ結合される。同様に、制限増幅器６０４は、ＡＣ結合するキャパシタＣ５とＣ６を介して制限増幅器６０５への入力を駆動する。増幅器６０５の出力は、キャパシタＣ７とＣ８を介して制限増幅器６０６の入力にＡＣ結合される。増幅器６０６の出力は、キャパシタＣ９とＣ１０を介して、ライン６０７と６０８上の増幅器の出力段（ステージ）にＡＣ結合される。増幅器の出力段の一つに対する回路の概要は図１７に示されている。全波検出器は、乗算器ＭＵＬＴ１、ＭＵＬＴ２、ＭＵＬＴ３およびＭＵＬＴ４から成っている。第１の乗算器ＭＵＬＴ１は、入力として、第１の増幅器６０３の入力に供給された信号と第１の増幅器６０３の出力において供給された信号を受信する。ライン６０９と６１０上の乗算器の出力端子上の信号は、トレース６１１に示された形状を有する。第２の乗算器ＭＵＬＴ２は、第２の増幅器６０４の入力および第２の増幅器６０４の出力に結合された入力を有する。第２の乗算器ＭＵＬＴ２の出力は、ライン６０９と６１０に接続され、トレース６１２に示された形状を有する信号を生成する。乗算器ＭＵＬＴ３は、第３の増幅器６０５の入力および出力に結合され、ライン６０９と６１０に結合された出力を有する。第３の乗算器ＭＵＬＴ３の出力は、トレース６１３に示された形状を有する。最後に、第４の乗算器ＭＵＬＴ４は第４の増幅器６０６の両端に接続されている。その出力は、ライン６０９と６１０に結合され、トレース６１４に示された形状を有する信号を生成する。衝突検出比較器への入力は、ライン６０９と６１０に接続されたライン６１５と６１６上に与えられる。ライン６１５は、抵抗器Ｒ３とＲ１を介して電源Ｖ_CCに接続される。同様に、ライン６１６は、抵抗器Ｒ４とＲ２を介して電源Ｖccに接続される。抵抗器Ｒ３とＲ１間のノードにおいて、受信信号強度指示ＲＳＳＩの出力がライン６１７に与えられる。同様に、抵抗器Ｒ４とＲ２間のノードにおいて、受信信号強度指示ＲＳＳＩの出力がライン６１８に与えられる。キャパシタＣ_FILTERがライン６１７と６１８間に接続される。図１７は、図１６の回路において増幅器６０３−６０６として用いられることができる制限増幅器の概要図である。増幅器への入力は、乗算器への入力としてのトランジスタＱ１とＱ２のベースにおいてライン６５０と６５１へ与えられる。ライン６５０と６５１の入力端子は、ぞれぞれ抵抗Ｒ８とＲ９を介してノード６５８にあるバイアス電位Ｖ_BIAS3に接続されている。トランジスタＱ１と２のエミッタは、それぞれ抵抗Ｒ３とＲ４を介してノード６５２へ接続されている。ノード６５２は、電流源トランジスタＱ８と抵抗Ｒ６を介して接地されている。電流源トランジスタＱ８はライン６５３でバイアス電位Ｖ_BIAS2に接続されるベースを有している。トランジスタＱ１のコレクタは、ライン６５４で乗算器のマイナス出力（−ＭＵＬＴ）を与え、トランジスタＱ２のコレクタはライン６５５で乗算器のプラス出力（＋ＭＵＬＴ）を与える。トランジスタＱ１のコレクタは、トランジスタＱ３のエミッタへ接続され、トランジスタＱ３のコレクタは、抵抗Ｒ１を介して電源Ｖ_CCへ接続される。トランジスタＱ３のベースは、バイアス電位Ｖ_BIAS1に接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは、トランジスタＱ４のエミッタへ接続され、トランジスタＱ４のコレクタは、抵抗Ｒ２を介して電源Ｖccへ接続される。トランジスタＱ４のベースは、バイアス電位Ｖ_BIAS1に接続されている。増幅器のマイナス出力（−ＯＵＴ）は、トランジスタＱ３のコレクタに接続されているベースとマイナス出力を与えるライン６５６に接続されるエミッタを有するエミッタフォロアートランジスタＱ５を介して与えられる。プラスの出力（＋ＯＵＴ）は、トランジスタＱ４のコレクタに接続されているベースとライン６５７に接続されるエミッタを有するエミッタフォロアートランジスタＱ６を介して与えられる。トランジスタＱ５のコレクタとトランジスタＱ６のコレクタは、抵抗Ｒ１０とＲ１１を介して電源Ｖccにそれぞれ接続されている。トランジスタＱ５とＱ６のエミッタは、電流源トランジスタＱ７とＱ９にそれぞれ接続されている。トランジスタＱ７のエミッタは、抵抗Ｒ５を介して接地されている。トランジスタＱ７のベースは、ライン６５３でバイアス電位Ｖ_BIAS2 に接続されている。同様に、トランジスタＱ９のエミッタは、抵抗Ｒ７を介して接地され、トランジスタＱ９のベースは、バイアス電位Ｖ_BIAS2に接続されている。図１６において乗算器ＭＵＬＴ４のような、全波検出器として用いられた乗算器が図１８に示されている。この回路は、ノード６７０に接続されたエミッタを有するトランジスタＱ１とＱ２から成っており、ノード６７０はトランジスタＱ５のコレクタに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは、ノード６７１に接続されている。ノード６７１は、電流源トランジスタＱ７のコレクタに接続れ、トランジスタＱ７のエミッタは、抵抗Ｒ１を介して接地されている。トランジスタＱ７のベースは、バイアス電位Ｖ_BIAS2に接続されている。また、トランジスタＱ３とＱ４からなるエミッタ結合対も含まれる。トランジスタＱ３とＱ４のエミッタは、ノード６７２に接続されている。ノード６７２は、トランジスタＱ６のコレクタに接続されている。トランジスタＱ６のエミッタはノード６７１に接続されている。増幅器への入力（＋ＩＮ、−ＩＮ）は、エミッタ結合対の第１のステージ（Ｑ５、Ｑ６）に接続されている。正の乗算器入力（＋ＭＵＬＴ）がトランジスタＱ１とＱ４のベースにライン６５５に与えられる。負の乗算器入力（−ＭＵＬＴ）がトランジスタＱ２とＱ３のベースにライン６５４に与えられる。乗算器の出力は、マイナス合計（−ＳＵＭ）ライン６０９とプラス合計（＋ＳＵＭ）ライン６１０で抵抗Ｒ１とＲ４、及びキャパシタＣ_FILTERから成る、図１６に示された付加へ接続される。要約すると、本発明は、無線ネットワークにおける受信機と送信機のための衝突検出システムを提供する。衝突検出によって、最大のネットワークスループットを与える無線環境において、衝突検出プロトコルによって全波多重アクセスの実現が可能になる。更に、システムは、実現するのが比較的簡単で、感度がよく、堅牢である。本発明の好適な実施の形態についての上記の説明は、例示のためになされた。本発明を開示された形状に限定することを意図するものではない。多くの変形や変更がこの分野の通常の知識を有するものには明らかであろう。本発明の範囲は特許請求の範囲およびその均等物によって定められるべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ポーデルアレンアメリカ合衆国カリフォルニア州 94301 パロアルトハーカーアベニュー 1351 (72)発明者フィッシャーディヴィッドエイアメリカ合衆国カリフォルニア州 94025 メンロパークサンタクルーズアベニュー 1465 (72)発明者ラマチャンドランラヴィアメリカ合衆国カリフォルニア州 95131 サンホセファーンパインコート 1640 【要約の続き】隔を有する。

Claims

【特許請求の範囲】１．無線通信チャネルにおけるデータ送信間の衝突を検出する無線通信チャネル用の装置であって、ステーションにおける衝突するデータ送信の混合積を検出する検出器と、前記検出器に接続され、前記混合積の特性に基づいてデータ送信間の衝突を表示する信号処理資源を有する装置。２．前記データ送信は、中心周波数を有する周波数変調されたキャリア、第１のデータ値を表す中心周波数より下の低い周波数、及び第２のデータ値を表す中心周波数より上の高い周波数を有し、且つ信号処理資源は、前記低い周波数と高い周波数間の差に基づく混合積に応答することを特徴とする請求１に記載の装置。３．前記ステーションは、送信機を含み、前記送信機は、相互変調積を生成する衝突信号への非線形応答を有する増幅器を含み、且つ前記検出器は、衝突するデータ送信の相互変調積特性を信号処理資源へ通過する、送信機に結合したフィルターを有することを特徴とする請求項１に記載の装置。４．前記信号処理資源は、前記フィルターによって通過された相互変調積の振幅に応答して衝突検出信号を発生する回路を有することを特徴とする請求項３に記載の装置。５．前記データ送信は、名目上の中心周波数を有する周波数変調されたキャリア、第１のデータ値を表す名目上の中心周波数より下の低い周波数、及び第２のデータ値を表す名目上の中心周波数より上の高い周波数を有し、且つフィルターにより通過された相互変調積は、前記低い周波数と高い周波数間の差に基づかれていることを特徴とする請求４に記載の装置。６．前記ステーションは、受信機を有し、且つ前記検出器は、前記受信機に結合され、相互変調積を生成する非線形装置と、衝突するデータ送信の相互変調積特性を前記信号処理資源へ通過する、前記非線形データ送信に結合されたフィルターを有することを特徴とする請求項１に記載の装置。７．前記信号処理資源は、前記フィルターによって通過された相互変調積の振幅に応答して、衝突検出信号を発生する回路を有することを特徴とする請求項６に記載の装置。８．前記データ送信は、名目上の中心周波数を有する周波数変調されたキャリア、第１のデータ値を表す名目上の中心周波数より下の低い周波数、及び第２のデータ値を表す名目上の中心周波数より上の高い周波数を有し、且つフィルターにより通過された相互変調積は、前記低い周波数と高い周波数間の差に基づかれていることを特徴とする請求７に記載の装置。９．ネットワークにおける無線リンク用のステーションであって、前記ステーションからのデータ送信を与える送信機と、前記送信機に結合され、前記ステーションからのデータ送信と、送信中に受信された他のソースからのデータ送信間の衝突を検出する送信の衝突検出器と、他のソースからのデータ送信を受信する受信機と、前記受信器に結合され、ステーションにおいて他のソースらのデータ送信間の衝突を検出する受信衝突検出器、を有するステーション。 10．前記送信機は、衝突するデータ送信の相互変調積特性を生成する非線形装置を含み、且つ前記送信衝突検出器は前記相互変調積に応答することを特徴とする請求項９に記載のステーション。 11．前記送信機は、衝突における相互変調積を生成するコレクタ或いはドレイン回路、又は衝突するデータ送信のドレイン回路特性を有するトランジスタを含み、且つ送信の衝突検出器が前記相互変調積に応答することを特徴とする請求項９に記載のステーション。 12．前記送信機は、データ送信を駆動する増幅器と、送信のためのデータパケットを受信する入力と、ヘッダーを前記データパケットに加え、前記ヘッダーは前記送信衝突検出器と受信衝突検出器によって監視され、且つ前記ヘッダーとデータパケットに応答して、データ送信信号を前記増幅器へ供給する前記入力に結合され資源、を有することを特徴とする請求項９に記載のステーション。 13．前記ヘッダーは、無線リンクにおいて他の送信機に割り当てられたシーケンスと異なるように意図された、送信機に割り当てられたシーケンスを含み、その結果、前記シーケンスの送信中に生じる衝突は、不整合が衝突信号とデータ送信間に生じる間隔を有することを特徴とする請求項１２に記載の装置。 14．データ送信は、単一ビットが送信されるビット期間を有し、及び前記送信機は、特性の整定時間を有し、且つ前記ヘッダーは一連シンボルを有し、各シンボルは、データ値を有し、前記整定時間より長い複数のビット期間を続けることを特徴とする請求項第１３に記載のステーション。 15．前記ヘッダーは、更に、クロックの基準フィールド有することを特徴とする請求項１４に記載のステーション。 16．前記送信衝突検出器は、衝突するデータ送信の相互変調積を前記信号処理資源へ通過する、送信機に結合されたフィルター、及び前記受信衝突検出器は、衝突するデータ送信の相互変調積を前記信号処理資源へ通過する、送信機に結合されたフィルターを有することを特徴とする請求項９に記載のステーション。 17．前記信号処理資源は、送信及び受信の衝突検出器においてフィルターによって通過された相互変調積の振幅に応答して衝突検出信号を発生する回路を有することを特徴とする請求項１６に記載のステーション。 18．前記データ送信は、名目上の中心周波数を有する周波数変調されたキャリア、第１のデータ値を表す名目上の中心周波数より下の低い周波数、及び第２のデータ値を表す名目上の中心周波数より上の高い周波数を有し、且つフィルターにより通過された相互変調積は、前記低い周波数と高い周波数間の差に基づかれていることを特徴とする請求１７に記載の装置。 19．ネットワークにおける無線リンク用のステーションであって、データ送信信号に応答してデータ送信を与えるために結合された増幅器を含む送信機と、送信のためにディジタルデータパケットを受信する入力と、データ送信信号を、前記ヘッダーとディジタルデータパケットに応答して変調されたキャリア周波数を含む増幅器へ供給する、入力と結合された周波数変調回路と、送信機と結合され、前記増幅器からのデータ送信と送信中に受信された他のソースからの信号の混合積を検出する送信衝突検出器と、受信機と、送信衝突検出器に結合され、前記混合積の特性に基づいて、データ送信間の衝突を含む信号処理資源、を含むことを特徴とするステーション。 20．前記周波数変調回路は、ガウスの最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ）変調を生成することを特徴とする請求項１９に記載のステーション。 21．前記データ送信信号は、名目上の中心周波数を有するキャリア、第１のデータ値を表す名目上の中心周波数より下の低い周波数、及び第２のデータ値を表す名目上の中心周波数より上の高い周波数を有し、且つ検出器により検出された混合積は、前記低い周波数と高い周波数間の差に基づかれていることを特徴とする請求１７に記載の装置。 22．前記送信衝突検出器は、前記混合積を通過する、送信機における増幅器に結合されたフィルターを有し、前記信号処理資源は、前記フィルターにより通過された混合積の振幅に応答して、衝突検出信号を発生する回路を有することを特徴とする請求項１９に記載のステーション。 23．他のソースから受信したデータ送信の相互変調積を生成する非線形装置、及び受信機に結合され、他のソースからのデータ送信間の衝突の相互変調積特性を検出する受信衝突検出器を有し、前記受信衝突検出器は、前記相互変調積を通過する、受信機における非線形装置に結合されたフィルターを有し、前記信号処理資源は、前記フィルターにより通過された相互変調積の振幅に応答して、衝突検出信号を発生する回路、を有することを特徴とするステーション。 24．前記ヘッダーは、前記検出器によって検出された混合積を増大する特性を有するシーケンスを有することを特徴とする請求項１９に記載のステーション。 25．前記ヘッダーは、無線リンクにおける他のステーションに割り当てられたシーケンスと異なるように意図されたステーションに割り当てられたシーケンスを有し、その結果、シーケンスの送信中に発生する衝突は、不整合が衝突する信号とデータ送信間に発生する間隔を有することを特徴とする請求項２４に記載のステーション。 26．前記データ送信は、単一のビットが送信されるビット期間を有し、前記ステーションは、特性の整定時間を有し、且つ前記ヘッダーは、シンボルのシーケンスを有し、各シンボルは、データ値を有し、及び前記整定時間より長い複数のビット期間を続けることを特徴とする請求項２５に記載のステーション。 27．前記ヘッダーは、更にクロックの基準フィールドを有することを特徴とする請求項２６に記載のステーション。 28．衝突検出のあるキャリア感知多重アクセスを動作させるネットワークの無線リンク上のステーションにおいて、衝突を検出する方法であって、衝突検出のあるキャリア感知多重アクセス（ＣＳＭＡ／ＣＤ）プロトコルは、エコーによる妨害に耐えるシーケンスを有する無線リンク上に、送信されるべきデータパケットにヘッダーを与えるステップと、ステーションによる送信と他のソースからの信号間でステーションにおいて混合積を生成するステップと、データ送信間の衝突を検出するために、前記混合積を処理するステップ、を有することを特徴とする方法。 29．前記ヘッダーは、無線リンクにおける他のステーションに割り当てられたシーケンスと異なるように意図されたステーションに割り当てられたシーケンスを有し、その結果、シーケンスの送信中に発生する衝突は、不整合が衝突する信号とデータ送信間に発生する間隔を有することを特徴とする請求項２８に記載の方法。 30．前記データ送信は、単一のビットが送信されるビット期間を有し、前記ステーションは、特性を決める時間を有し、且つ前記ヘッダーは、シンボルのシーケンスを有し、各シンボルは、データ値を有し、及び前記決定時間より長い複数のビット期間を続けることを特徴とする請求項２９に記載の方法。 31．前記ヘッダーは、更にクロックの基準フィールドを有することを特徴とする請求項３０に記載の方法。 32．前記データ送信は、名目上の中心周波数を有するキャリア、第１のデータ値を表す名目上の中心周波数より下の低い周波数、及び第２のデータ値を表す名目上の中心周波数より上の高い周波数を有し、且つ生成された混合積は、前記低い周波数と高い周波数間の差に基づかれていることを特徴とする請求２８に記載の方法。 33．前記生成するステップは、混合積を通過するあために、ステーションにおいて信号をろ波するステップを有し、且つ前記処理するステップは、前記ろ波するステップによって通過した混合積の振幅に応答して、衝突検出信号を発生するステップを有することを特徴とする請求項３２に記載の方法。