JPS61502510A - アダプティブ・ハイブリッド回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 アダプティブ・ハイブリッド回路 この発明は信号送信手段及び信号送信線に接続されたローカル・ステージ、ンの 信号受信手段に接続され、送信手段及び受信手段間の漏話を最少にするようにし たアダプティブ・ハイブリッド回路に関する。

この発明は送信手段と送信線に接続されたローカル・ステージ、ンの受信手段と の間の漏話を最少にする方法に関する。

この発明は、例えば同軸線又は撚線対ケーブルのようなものの同一２線通信チャ ンネルに接続される複数の送信／受信ステージ、ンを含むローカル・エリヤ・ネ ットワークの２線式送信線又は通信°チャンネルに接続された送信器及び受信器 を持つ送信システムに特に適用性がある。

背景技術 Ｃ８ＭＡ／ＣＤ（衝突検知を持つキャリヤ感知多重アクセス）に基づくパス型ロ ーカル・ニーツヤ・ネットワークの送受信器回路においては、ネットワーク内の １つのステージ、ンにおける送信信号と受信信号の同時発生を分離又は絶縁する ために／・イブリッド回路を使用することができる。この分離はノ・イブリッド なしよシ送受信レベル比を大きくして衝突検知を行うことができる。そのため、 ノ・イブリッドを使用することによシ多くの送信量及び長距離を達成することが できる。ノ・イブリッドは一定の規定された送信ライン・インｆ　−ダンスを得 るように設計することができる。それは単に１つの送信ライン・インピーダンス について送信信号の受信信号に対する漏話の減衰を最大にすることができること を意味する。その上、与えられた送信ライン・インピーダンスに対する漏話の減 衰はノーイブリッドに使用する構成成分の許容誤差による。そのため、温度変化 のために生じるようなノ・イブリッドの成分値の変化又は送信ラインのインピー ダンスの変化は受信信号からの送信信号の漏話をノ・イブリッドがうまく除去す る°のを妨げる。

この種類のアダプティブ・ノ）イブリッド回路としては米国特許第３，８１０， １８２号にある。この公知のノ・イブリッド回路はローカル・ステーション又は 局とリモート・ステーション又は局との間を接続する送信チャンネルの一端にあ る送信器と受信器との間に挿入される。

送信器の出力信号及び送信チャンネルの信号は減算器として作用する総和装置に 供給され、その出力信号＆ま送信器出力信号と共に夫々の利得及び位相相関回路 に相シフト及び可変利得回路を介して送信チャンネルに供給される。可変位相シ フト回路及び可変利得回路は利得及び位相相関回路からの夫々の出力信号によっ て制御される。このような構成は送信チャンネルからの受信信号成分だけをロー カル局の受信器に通すようにして、ローカル局における送信信号成分の濾波を達 成する。この公知のアダプティブ・ハイブリッド回路は別々の利得及び位相制御 回路を使用するため、構造複雑でアシ、それ故に製造高価であるという欠点を有 する。

発明の開示 この発明の目的は上記の欠点を除去したアダプティブ・ハイブリッド回路を提供 することである。

この発明によれば、そのアダプティブ・ハイブリッド回路は受信手段の出力信号 と送信手段から送信されるべき送信信号とを比較してその結果変化する調節制御 信号を発生する比較手段と、前記制御信号及び送信信号に従って送信ラインから の信号を変更して、前記受信手段に対し受信信号成分のみを表わす変更信号を供 給する調節手段とを含むことを特徴とする。

°この発明によるアダプティブ・ハイブリッド回路は構造簡単のため、製造原価 が大幅に安価である。更に、この発明によるアダプティブ・ハイブリッド回路は １メガピット／秒までの高速データ送信速度を持つバス・システム・ネットワー クに対する使用に適したものであるという利嵩を有する。

この発明の他の面によると、それは送信ラインに接続されたローカル局の送信手 段と受信手段との間の漏話を最少にする方法であシ、受信手段の出力信号と送信 手段から送信されるべき送信信号とを比較してその結果に従い変化する調節制御 信号を発生し、前記制御信号及び送信信号に従って前記送信ラインからの信号を 変更し受信信号成分のみを含む変更信号を受信手段に供給する各工程を含むこと を特徴とする方法でちる。

この実施例のアダグチイブ・ノ・イブリッド回路は送信器と受信器との間に接続 される。このノ翫イブリッド回路は比較器、積分器及び調節回路を含む。受信器 の出力は比較器で送信信号と比較され、最初の信号の状態の関数として変化する 振幅を持つ第２の信号を発生する。送信信号及び第２の信号と、受信信号及び送 信器からの漏話信号から成る合成信号とは調節回路に供給される。調節回路では 、送信信号が第２の信号と掛合わされ、すべて与えられた送信ライン・インピー ダンスに対する合成信号の漏話信号を打消すために自動的に変化する漏話消去信 号を発生する。漏話が消去されると、調節回路の出力は受信信号のみを含み、受 信器で検出されることになる。

図面の簡単な説明 次に、以下の添付図面を参照してその例にょシこの発明の一実施例を説明す、る 。

第１図は、共同送信媒体に個々に接続されてローカル・エリヤ・ネットワークを 形成する複数の通信局のブロック図である。

第２図は、ローカル・エリヤ・ネットワークの代表的な局のブロック図である。

第３図は、送信器、受信器及び送信器受信器間に接続されたアダグチイブ・ハイ プリ、ド回路を含む第２図の局のトランシーバのプロ、り図である。

第４図は、ライン・ドライバ２９、パルス変圧器３１、積分器３９の他の部分及 び第３図の調節回路３５の好ましい実施例の回路図である。

第５Ａ図、第５Ｂ図及び第５Ｃ図は、第４図の調節回路３５の好ましい実施例の 動作を説明するに有益な簡略回路図である。

発明を実施するための最良の形態 この実施例は直列バスを使用したローカル・エリヤ・ネットワークに対する応用 について説明するが、この発明はそれに限定されるべきものではなら。

次に、第１図を参照すると、そこには好ましくは同軸ケーブルを使用した直列デ ータ・バス又は送信ライン１１に接続された複数の局９１＋９２・・・八を含む 通信ネットワークを表わす。各これら局９１＋９２・・・・・・９Ｎはデータを 送信ライン１１に送信し、データを送信ライン１１から受信するために２線接続 又はタップ１３で送信ライン１１に接続され、る。この通信ネットワークは公知 のＣ８ＭＡ／ＣＤ（衝突検知を持つキャリヤ感知多重アクセス）プロトコルを利 用するローカル・エリヤ・ネットワーク（構内情報通信網：　ＬＡＮ）を形成す る。簡潔にいうと、局が送信ライン１１の不使用を検知すると送信を開始するこ とができる。もし、２つの局が同時に、又はほとんど同時に送信を開始すると“ 衝突”が発生する。この衝突は両局で検知され、両方の送信を無効にしてランダ ム期間後に再送信を試みる。

第２図は、典型的な局９のブロック図である。局９はステーション・コントロー ラ１７に接続されているトランシーバ１５を含む。トランシーバ１５は送信器１ ９、受信器２１及びアダプティブ・ハイブリッド回路２３を含む。

動作において、送信されるべきデータを含む１送信器号１は信号処理及びタップ １３を介す送信ライン１１への送信のためにコントローラ１７から送信器１９に 信器２１に送られる。検出された“受信信号″は受信器２１から後に利用するた めにコントローラ１７に送られる。双方向制御信号はトランシーバ１５及びコン トローラ１７で選択的に利用されて適当なタイミング及び制御動作を行う。後述 するように、アダプティブ・ハイブリッド２３は送信器１９から受信器２１に対 する漏話を最少にするため、リモート局からの送信ライン１１の信号は局９が送 信している量検出される。コントローラ１７の詳細な説明はこの発明の理解には 必要がない。

第３図はトランシーバ１５のブロック図を表わす。

送信されるべきマンチェスタ・コード・データから成る送信信号はコントローラ １７（第２図）からノ母ルス成形回路２５に１メガビット／秒（ＬＭビット／秒 ）の速度で供給される。パルス成形回路２５はマンチェスタ・コード送信信号の 急激な過渡現象を滑らかにして送信信号の高調波を抑制する。その上、ノクルス 成形回路２５は送信信号に予備補強を施こして、送信ライン１１で導入される送 信歪を補償する。典型的なパルス成形回路２５としては、シフトレジスタ、バッ ファ。

レジスタ・ラダー・ネットワーク及びアナログ・フィルタを含む。しかし、・母 ルス成形回路２５はそれとは異なるものでもよく、その回路２５の詳細はこの発 明の理解に不可欠のものではないからこれ以上の説明を省略する。

パルス成形回路２５の出力はライン２７を介して、回路２５と共に送信器１９を 構成するライン・ドライバ２９に供給される。ライン・ドライバ２９は以下で説 明するように電流源として使用され反対位相（相互に１８０°ずれている）でド ライブされる２つのトランジスタ（第５図）を含む。

送信器１９は（アダプティブ・ハイブリッド２３を介して）受信器２１と同様、 タップ１３を介し、パルス変圧器３１によりて送信ラインＩＩＫ接続される。

変圧器３１は受信器２１及び接地の絶縁のだめの共通モード排除を与えて電流問 題（ＡＣ主体）を防止する。

動作において、ライン・ドライバ２９の出力はライン３３を介してｉ４’ルス変 圧器３１をドライブする。それがドライブされると、パルス変圧器３１は送信器 １９からの出力送信信号をタップ１３を介して送信ライン１１に給送する。しか し、ある環境下では、とのノ（ルス変圧器３１は省略することができる。

第３図に示すように、リモート局から送信ライン１１に送信されてきた信号はタ ラ：７″１３及び変圧器３１を介して送信ライン１１から受信する。その結果、 チイン３３はライン・ドライバ２９からの出力信号と、タッグ１３及びパルス変 圧器３１を介して送信ライン１１から受信した信号とによって形成された合成信 号を搬送するかもしれない。

パルス成形回路２５の出力からのライン２７、ライン・ドライバ８９の出力から のライン３３及び積分器３９の出力からのライン３７はすべて調節回路３５に接 続される。第３図に示す調節回路３５の実施例は掛算器４１及び混合器又は減算 器４３を含む。ライン２７のパルス形送信信号及びライン３７の信号は掛算器４ １で共に掛合わされて、ライン３３の合成信号には含まれていたかもしれない（ 送信器１９からの）漏話を含む推定漏話の積信号を発生する。後程詳述するよう に、この推定漏話はライン３３の合成信号から減算器４３で減算されて、その合 成信号に含まれているかもしれない（送信器１９からの）漏話を消去する０減算 器４３の出力における差違信号は調節回路３５の出力となる。それ故、送信ライ ンから”の受信信号のみが調節回路３５の出力に発生する。

第３図に示すようなこの発明の一実施例における調節回路３５は物理的に分離し た標準掛算回路４１と、減算器として作用する標準アダー／サブトラクタ又は混 合回路４３とを含む。しかし、この発明の一実施例においては、第５図に示すよ うな調節回路３５は物理的に分離した掛算器及び減算器を含ま力い。

調節回路３５の出力は増幅器４５及びパルス成形回路４７を含む受信器２１に供 給される。増幅器４５は高い入力インピーダンスを持ち、送信ライン１１の負荷 を最少にする。その上、増幅器４５はフィルタ特性信号の歪部分を補償する。そ のような増幅器の設計は当業者に公知であるため、これ以上詳細な説明を要しな い。

増幅器４５の出力は標準高速比較器を含むことができ、増幅器４５の出力をディ ジット化してディジタル１受信信号”を発生するパルス成形回路４７に供給され る。受信器２１の出力における１受信信号”はその後処理するためにステーショ ン・コントローラ１７（第２図）のディジタル回路（図に示していない）に供給 されて排他的オア（ＥＸ−ＯＲ）ゲート４９（以下説明する）に供給される。

更に、増幅器４５の出力はレベル検知回路５１に供給される。レベル検知回路５ １は所定のしきい値レベル以上の信号を検知したときにキャリヤ／衝突信号を発 生するように動作する。キャリヤ／衝突信号は送信ライン１１にリモート局から の送信の検出を表示する。

このキャリヤ／衝突信号はステーション・コントローラ１７に供給される。故に 、コントローラ１７は送信信号を送信しているときを知るから、送信信号を送信 しているときには衝突の検出として、及び送信信号を送信していないときにはキ ャリヤの検出としてそのキャリャ／衝突信号を解釈することになる。

前述のとおシ、パルス成形回路４７のディジタル受信信号出力は排他的オア（Ｅ Ｘ−ＯＲ）ゲート４９に供給される。コントローラ１７からのディジタル送信信 号は遅延５３を介してグー）　４９．にも供給される。遅延５３はアダプティブ ・ハイブリッド回路２３及び受信器２１０回路遅延を補償する。排他的オア・ゲ ート４９は入力ディジタル信号及び出力信号を互いに比較するディジタル比較器 として作用する。送信信号と受信信号とが同−輪理状態にあるときには、ゲート ４９は“０＃状態出力を発生する。又、送信信号と受信信号とが異なる論理状態 のときには、ゲート４９は一１＃状態出力を発生する。

排他的オア・ゲート４９の出力は積分器３９に供給される。排他的オア・ゲート ４９、積分器３９及び調節回路３５は第２図のアダプティブ・ハイブリ、ド回路 ２３を構成する。アダプティブ・ハイプリ、ド２３及び受信器２１は調節回路３ ５（受゛信器２１の入力）の出力から送信漏話を消去するためにループを形成す る。

積分器３９はディジタル・アップ／ダウン・カウンタ５５及びディジタル−アナ ログ（Ｄ／Ａ）変換器５７を含む。カウンタ５５はコントローラ１７からのプリ セット信号によって、最初、所定のカウントにプリセットされる。クロック発生 器５９からのクロック・ノぐルスはコントローラ１７に供給されて送信信号の送 信クロック速度を制御し、又カウンタ５５のカウント入力にも供給される。コン トローラ１７が送信信号を発生するいかなる期間中でも、コントローラ１７はカ ウンタ５５に調節エネーブル信号を供給してそれを可能化−し、その送信中クロ ック・パルスをカウントさせる。

アップ／ダウン・カウンタ５５は、調節エネーブル信号で可能化されると、排他 的オア・ゲート４９からのアップ／ダウン信号の論理状態に従ってカウントアツ プ又はカウントダウンする。例えば、ゲート４９に対する送信信号と受信信号と が同−輪理状態であれば、ゲート４９の１０１状態出力がカウンタ５５を減カウ ントするようにクロック・パルスをカウントさせる。逆に、ゲート４９に対する 送信信号及び受信信号が異なる論理状態であれば、ゲート４９の＠１”状態出力 はカウンタ５５を増カウントするようクロック・ノ母ルスをカウントさせる。カ ウンタ５５の各段（図に示していない）からの出力は抵抗ラダー−ネットワーク （図に示していない）で形成してよいディジタル−アナログ変換器５７に供給さ れる。ディジタル−アナログ変換そのディ′ジタル・カウントを表わすアナログ 信号に変換する。

積分器３９にディジタル・カウンタ５５を利用する利益はカウンタ５５のカウン トが送信中に変化しないということである。

変換器５７からのアナログ信号はライン３７を介して調節回路３５に供給される 。ライン３７の信号はライン２７の／ＩＰルス成形送信信号に対する掛算係数と して働き、掛算器４１を可能化して、前述したように、減算器４３においてライ ン３３０合成信号から減算して残留受信信号を発生するのに用いる推定漏話を発 生する。しかしながら、前述したように、調節回路３５（第４図）の好ましい実 施例では、掛算器４１及び減算器４３は混合される。

この発明の理解のためには必ずしも必要ではないが、この発明の簡単な理論の説 明はこの発明の理解の助けとなるであろう。理解を容易にするために、この理論 を信号サンプル基準で表わすアルゴリズムの形で提供する。しかし、第３図の回 路の実際の実施はライン２７．３７及び３３と減算器４３の出力における連続信 号の形のものである。

故に、記号基準でサンプルされたときのライン３３の合成信号は次のように表わ される。

ここで、ＳｋＷライン３３の合成信号 ｂｋ；ライン３３の受信デー、夕記号 ａｋ＝ライン３３の送信データ記号 Ｅ　（ａｋ２）　＝　１ ｇｋ＝ライン１１からの記号間干渉 ｒｋ＝エコー路インノ４ルス応答 ｒ０＝ブリ、ジ漏話 ｎｋ＝雑音サンプル、平均Ｏ９変動ｏ−２掛算器４１の推定漏話をライン３３の 合成信号から減算すると、減算器４３の出力から誤差信号ｅｋを発生する。すな わち、 ｃ０＝ライン３７の掛算係数 従って、（！　０　＝Ｔ　ｏとなったときには、漏話は完全に打消されて最良の 状態となる。

誤差φ。＝ｒ０−ｃｏが入ると、平均方形誤差は次のようになる。

ε＝Ｅ（ｅ、、”）＝φ♂＋Ｒ とこで、Ｅは平均値又は算術的平均値を表わす。

相互に相関しないデータ記号を仮定すると、消去不能な平均方形誤差は次のとお シになる。

ｉ！１Ｉｉ０ ここで、Ｒは記号間の干渉、エコー及びチャンネル雑音から成る。

ｅＯのアダプティブ調節のためには確率勾配アルゴリズムを使用することができ る。

平均方形誤差の勾配は次の方程式で与えられる。

調節は帰納によシ平均推定値を使用することによって最も、都合よく行われる。

ｅＯｋ＋、　”　ｅｏｋ＋γ’　ａｋ　°８にとこで、γ＝定数 上記のアルゴリズムはサンプル基準で説明したが、第３図のアナログ回路で実施 するとともできるということは当業者にとって容易に明らかなことである。

第４図はライン・ドライバ２９　、／母ルス変圧器３１及び調節回路３５の好ま しい実施例各回路の回路図である。

調節回路３５の好ましい実施例を使用するに際し、パルス成形回路２５、積分器 ３９及び第３図にあるライン２７．３３．３７を第４図の回路及び動作となるよ ういくつかの変更をしなげればならない。そこで、変更されたパルス成形回路２ ５はシフトレジスタ、バッファ、抵抗ラダー・ネットワーク、アナログ・フィル タ及び位相シフト回路（図に示していない）を含み、互いに１８０度位相の異な る２つのアナログ位相成形送信信号（第４図Ｋｖｉ及び−Ｖ、として表わす）を 発生する。第３図のライン２７は２７Ａ、２７Ｂのように第４図に示す２つの物 理的線に分割される。これらライン２７Ａ、２７Ｂは変更回路２５の出力ｖｉ及 び−ｖｉによって夫々反対位相に駆動される。その上、変更積分器３９はディシ タルーアナログ変換器５７の出力に接続された位相シフト回路５８を含み、互い に１８０度位相がずれた２つのアナログ制御信号（第４図にＶ　及びｖｃ２とし て示す）を発生する。第３図のライン３７は第４図に示すように２つの物理的線 ３７Ａ。

３７Ｂに分割される。最後に、第３図のライン３３も第４図に表わすように２つ の物理的線３３Ａ、３３Ｂに分割される。

ライン２７Ａの信号■、及びライン２７Ｂの信号−Ｖ・は夫々ＮＰＮ中庸電力ト ランジスタ７１，７３（７）ベースに供給され、そのコレクタは夫々ライン３３ Ａ、３３Ｂを介してノ４ルス変圧器３１の巻線７５の反対側端に接続される。パ ルス変圧器３１の他の巻線７７はタップ１３を介して送信２インＩＩＫ接線され る。トランジスタ７１のエミッタは直列接続抵抗８５．８７を介して接地に接続 され、トランジスタ７３のエミッタは抵抗８９を介して接地に接続される。トラ ンジスタ７１゜７３に対する電力は＋５ｖ電源７９から巻線７５のセンタ・タッ プ８３に接続される。

好ましい調節回路３５は１対の反対成極バラクタ又はバラクタ・ダイオード９１ ．９３を含む。バラクタ９１は抵抗８５と８７の接点に接続された陽極と、キャ ノ（シタ９５を介して出力端子９７に接続された陰極を有する。キヤ／やシタ９ ９はライン３３Ａと出力端子９７との間に接続される。同様な方法で、バラクタ ９３の陽視はキャパシタ１０１を介して出力端子９７に接続され、その陰極はキ ャパシタ１．０３を介して抵抗８５と８７の接点に接続される。抵抗１０５は＋ ５Ｖ電源と、バラクタ９３とキャパシタ１０３との接点との間に接続される。

前述の制御着号ｖｃ、及びｖｃ２は夫々変更した積分器３９から２イン３７Ａ及 び３７Ｂを介して第４図の好ましい調節回路３５に供給される。制御信号”ｅ１ ｊｖｏ２は互いに位相が１８０度ずれているということを思いだそう。制御信号 ｖｃ、は抵抗１０７を介してライン３７Ａからバラクタ９１の陰極に供給されて その容量を制御する。同様に、制御信号ｖｃ２はライン３７Ｂから抵抗１０９を 通してバラクタ９３の陽極に供給され、その容量を制御する。第４図の調節回路 ３５の出力信号は出力端子９７に接続されてＶで指定される。

次に、第５Ａ図、第５Ｂ図及び第５Ｃ図を参照して調節回路３５の動作を説明す る。それら各図において、ｖｏ。は電源（図に示していない）のＤＣ電圧を表わ し、ｚＬは送信ライン１１のインピーダンスを表わし、ｖｅｃとｚＬとの間に直 列に接続されている電源ｖｒはパルス変圧器３１（第４図）の巻線７７に誘起さ れるリモート局から送信された電圧を表わし、Ｔｌはトランジスタ７１（第４図 ）を表わし、Ｒｅは抵抗８５．８７（第４図）を表わす。その上、第５Ａ図、第 ５Ｂ図、第５Ｃ図の各回路の動作の解析では、ＡＣ電圧のみを考慮するというこ とに注意するべきである。

第５Ａ図は第４図の送信ライン１１と２つのトランジスタ７１．７３でドライブ されるパルス変圧器３１と゛を含む部分の簡略図である。以下、理解を容易にす るために、第５Ａ図を各送信、受信及び衝突モードの各動作で説明する。

送信のみの動作 局９が送信するときに、ライン・ドライバ２９（第３図、第４図）は普通のトラ ンジスタ増幅器Ｔ８として動作し、そのエミッタ・インピーダンスはＲに等しく 、コレクタ・インピーダンスはｚＬライン・インピーダンスに等しい。トランジ スタＴ、のコレクタに発生する電圧は次のようになる。

そこで、■、＝パルス成形回路２５からのパルス成形送信信号 Ｗ　；ω＝２πｆ ｊ　＝誘導リアクタンス（ＷＬＬ）の９０度位相シフト 第５Ａ図の回路の動作の解析において、パルス変圧器３１の漏洩インダクタンス は無視してもよい。その場合、コレクタ電圧は次のようになる。

次に、Ｔ１のコレクタのインピーダンスを解析する。

タップ１３（第３図）は送信ライン１１（第３図）のいずれかの点に接続され、 送信ライン１１の終端でないため、トランシーバ−５（第２図、第３図）が負荷 されるインピーダンスは並列の２本の送信ライン・インピーダンスｚＬ／２にな る。しかし、ライン・ドライバ２９は２つの平衡電流源ドライバ又はトランジス タ７１．７３（第４図）を含む。各トランジスタ７１゜７３は送信ライン１１の １方に必要な電流を夫々供給する。そこで、トランジスタＴ１のコレクタのイン ピーダンスはｚＬに等しい。故に、Ｔ１のコレクタの電圧Ｖは次のようになる。

受信のみの動作 局９が送信も受信もしていないときには、Ｖｌ＝Ｏ５及び従って、Ｖ　＝Ｑであ る。しかし、局９が送信をせずに、リモート局から送信された信号ｖｒを送信ラ イン１１から受信だげしている場合には、受信信号ｖｒはこの型の回路のインピ ーダンスが非常に高いため、Ｔ１のコレクタに減衰せずに現われる。従って、受 信のみの動作におけるＴ、のコレクタの電圧ｖｃは次のようになる。

ｖｃ＝ｖ、　・・・（４） 衝突 前述のように、ローカル局９及びリモート局の雨月が同時に又はほとんど同時に 送信を開始したときには衝突が発生する。衝突が発生すると、リモート局からの 受信信号（ｖｒ）と下記のようなローカル局９の送信信号との総和がＴｔのコレ クタに現われる。

従って、その場合、Ｔ１のコレクタの電圧ｖｃは次のよ第５Ｂ図はトランジスタ Ｔ１のコレクターエミッタ領域の両端に接続された直列接続キャパシタＣ１及び Ｃ２を付加することによシ第５Ａ図の１路を変更することを表わす。キャパシタ Ｃ１，Ｃ２は第３図の減算器４３を表わす。キャパシタＣ１とＣ２との接続点か ら取った第５Ｂ図の回路の出力信号ｖｕは調節回路３５（第３図、第４図）の出 力信号に対応する。

Ｔ、のコレクタにおける信号は出力信号ｖｕの一成分として出力に現われ、Ｃ１ とＣ２の容量比によって定まる因数によって減衰される。衝突のときには、ロー カル送信信号と受信信号ｖｒとの総和がｖｏとしてＴ１のコレクタに現われると いうことは前述した。又、Ｔ１のエミッタ信号ＶはＶのもう一方の成分として出 力Ｋｅ　ｕ 現われ、これもＣ１と０２との容量比によって定する因数によって減衰される。

信号ＶはＴ□のコレクタにおける送信信号と１８０度位相がずれているので、漏 話信号は打消されて受信信号ｖｒのみが調節回路３５の出力信号Ｖに残ることに なる。

次Ｋ、漏話の打消又は消去を数学的に説明する。調節回路３５の出力信号ｖｕは 次の式で与えられる。

ここで、ＶはＴ１のコレクタの信号電圧ｖｏはＴ□のエミッタの信号電圧 方程式（６）は次のように書き直せる。

方程式（５）を方程式（６）に代入し、Ｖ、＝＝Ｖｉとすると、方程式（７）は 次のようになる。

もし次に表わす条件が発生したものと仮定する。すな方程式（９）を方程式（８ ）に代入すると、方程式（８）は次のよ従って、Ｃ１とＣ２の正しい選択にょシ 漏話信号は打消され、因数αによって減衰された受信信号Ｖだげが出力信号Ｖｕ に残ることになる。

方程式（９）には、４つの異なる成分ＣＩ、Ｃ２，Ｒ及びｚＬのみが残されて存 在することになる。送信ライン１１（第１図）のライン・インピーダンスｚＬは 、例えば、７０Ωから１０００というような広い範囲で変化するかもしれないが 、最初の３因数（Ｃ１，Ｃ２゜Ｒｅ）は高い正確性をもって選ぶことができる。

これらのインピーダンスに対する調節回路３５のハイブリッド調節はキャパシタ ＣＩ、Ｃ２のどちらか又は両方を調節することによって達成することができる。

調節回路３５の好ましい実施例においては、調節するのにＣ２のみが選ばれた。

それは送信ライン１１（第１図）の負荷の変動が最少になるからである。可変キ ャパシタの好ましい形は公知のバラクタ又はバラクタ・ダイオードである。バラ クタの容量はバラクタ両端にかかるＤＣ電圧を変えることによって容易に調節す ることができる。第４図の調節回路３５の好ましい実施例においては、２．っの バラクタ９１．９３が使用され、それらは互いに１８０度位相がずれた２つの制 御信号ｖｅ１．ｖｃ２によってドライブされる反対に成極されたバラクタから成 るということは前述したとおシである。

そのようなバラクタ構造の利点としては次に示すごときものがある。

１、　バラクタの容量はその両端の電圧に依存する。それは、それらバラクタの 大きなＡＣ電圧がバラクタの非直線に由来して歪信号を発生するということを意 味する。２つのバラクタを反対極性に接続して（反対並列）使用することによっ て、反対極性を有する両バラクタにほとんど完全に除去されうる歪を発生する。

２、一方のバラクタの制御電圧を変えると、受信信号に雑音が入る。共に反対極 性に接続された２つのバラクタと反対極性の２つの制御信号を使用することによ って、両制御信号によって受信信号に発生した雑音は両制御信号に対して反対極 性を持ち、そのため調節回路３５の出力における信号Ｖからは除去されるという 利点を持つことになる。

次に第５Ｃ図を見ると、それは制御信号ｖｅ１．ｖｃ２を変えることによって自 動的に調節することができる調節回路３５を提供するために第５Ｂ図を簡略変更 した回路を表わす。第５Ｂ図及び第５ｃ図の０１は第４図ノキヤ／”シタ９９と 同一であり、第５Ｂ図のキャノやシタＣ２は第５ｃ図では、第４図の調節回路３ ５を形成するようバラクタ９１，９３、キャノぐシタ９５゜１０１、抵抗１０５ ，１０７，１０９及び出方端子９７（第４図）と置き換えられている。第５ｃ図 の調節回路３５を自動的に調節するために、回路は出力端子９７に第４図のライ ン３３Ａ、３３Ｂ又は第１図のライン３３がら導入される漏話が最少となるよう にバラクタ９１．９３の制御電圧ｖｅ、及びｖｃ２を自動的に変化させるように 実施する。

方程式（８）を書き直すと次のようになる。

今、方程式α０において、受信信号Ｖは０（Ｖ＝０）ｒ　ｒ であり、送信信号ｖｉが０でない（Ｖｉ＃Ｏ）と仮定する。

調節回路３５（第３図）が不平衡であシ、信号を受信していない（ＶＮ＝Ｏ）な ら、■、に対する出力信号Ｖの極性は信号ｖｕからＶ、を消去するために、どち らの方向にキヤ・ぐシタｃ２の値を調節するべきかを表示する。

もし、Ｃ２が過大であれば、ＶｕとＶｉとは同じ極性である。そうでなければそ れらは反対極性である。

バラクタ９１．９３に対するライン３７Ａの制御電圧Ｖ　とライン３７Ｂのｖｃ ２とは夫々積分器３９（第３図）から発生する。第３図において前述したように 、積分器３９はディジタル・カウンタ５５及びディジタル−アナログ変換器５７ とで実施され、更に反対位相の制御信号Ｖｅ１．　Ｖｅ２を発生するために位相 シフト回路（図に示していない）を有する。方程式（１０において、容量Ｃ２が 大き過ぎると、送信信号Ｖ、と出方信号ｖｕとは同じ極性を持つ。容量Ｃ２（又 はＣ２と置換えらり９１，９３に対する制御電圧ｖｃ１．ｖｃ２を両方とも増加 しなければならない。（キャノシタの容量は制御電圧に逆比例するからである。

）Ｖｅ、の振幅が一方の極性に増加しているときには、ｖｃ２の振幅は反対極性 は増加しており、又逆も成り立つ。それはそれらが反対極性を持つからである。

第４図に示すように、バラクタ９１の両端の電圧は増加する。それはバラクタ９ １Ｇ陽極が抵抗８７を介して接地に接続され、増加するｖｃ、電圧がバラクタ９ １の陰極罠供給されるためである。同様にして、バラクタ９３の両端の電圧は増 加する。それはバラクタ９３０両端の電圧が抵抗１０５を介して＋５ｖ電源７９ に接続され、減少するｖｅ２電アップ／ダウン・カウンタ５５のカウントが減少 すると制御電圧ｖ０．は増加する。故に、送信信号ｖｉと式のｖｕとＶ、とを比 較することによって実施することができる（第３図）。ｖｕとＶ、とが同じ論理 状態を持つ場合には、排他的オア・ゲート４９はカウンタ５５に対してＯ状態信 号を供給し、逆も成立つ。前述したように、ダート４９の０”状態出力はカウン タ５５をカウントダウンし、ゲート４９の出力状態が＠１”であればカウンタ５ ５のカウントをカウントアツプする。これは信号Ｖ、及び７間の相関を０１の方 に減少させるということかわかるであろう。

前述のように、調節回路３５の作用はリモート局からの受信信号の検出を可能に し、その間にローカル局自身も送信することができるということである。この作 用は調節回路３５が漏話を消去するように適切に調節され、又安定状態にあると きにのみ達成することができる。このような条件のもとに、送信信号は第１図の ライン３３又は第４図のライン３３Ａの合成信号（送信信号と受信信号の総和） から減算され、そのため調節回路３５のＶ出力９７には受信信号のみが残ること になる。

調節回路３５の調節は局の最初の送信で行われる。

しかしながら、調節回路３５はローカル局９の最初の電源を入れた後では適切に 調節されない。その結果、調節回路３５の出力に漏話が発生して、レベル検知回 路５１（第３図）から誤シのキャリヤ／衝突信号を発生させる。通常、局９は送 信しているから、ステーション・コントローラー７（第２図）はこのキャリヤ／ 衝突信号を衝突と解釈する。しかし、最初の電源オンの後では、調節回路は適応 するよう調節されるある時間を必要とする。そのような初期電源オン後の誤シ衝 突を避けるために、コントローラー７（第２図）は、例えば、アダプティブ・ノ ・イブリッド２３（第２図）がその練習期間又はモード中では最初の１２８ビツ トの送信中、衝突信号を無効にすればよい。リモート局が送信ライン１１に送信 していない場合、前述したように、アダプティブ・／Ｓイブリッド２３は典型的 な１２８ビット練習期間を十分満足に調節することができ、調節回路の出力は大 体″０＃である。その場合、第３図のシステムは通常動作であり、方程式αＱの タームＶは１０”である。

それに対し、他の局が送信している場合、調節回路３５の調節は最初の電源オン 後の典型的な最初の１２８ビット送信期間中に完了することはない。典型的な１ ２８ビット送信期間後においても調節回路３５の出力に必要な信号が残されてい る。その信号はレベル検知回路５１によりキャリヤ／衝突信号として検出される 。このような場合、ステーション・コントローラ・　１７（第２図）はキャリヤ ／衝突信号を衝突と解釈してその送信を無効にし、ランダムな期間経過後に再び 再送信させるようにする。最初の（初期）練習期間中に調節回路３５の調節が成 功すると、アダグチイブ・ハイブリッド２３は通常の動作モードで動作する。こ の通常動作モードで仲、調節回路３５の出力はデータの受信もしているときに、 送信ライン１１の雑音の場合を除き、常にレベル検知回路５１（第３図）の検知 レベル以下である。ローカル局９の各送信中、アダグチイブ・ハイブリッド２３ はそれ自体適応調節を続け、アダプティブ・ハイブリッド２３の構成成分の変化 及び温度変化や他の影響による送信ライン１１（第１図乃至第４図）のインピー ダンスの変化に対して補償する０ 通常動作中、調節回路３５が出力信号を発生すると、次の２つの状況のうちの１ つが発生する。

局９が送信していない場合、調節回路３５の出力信号はリモート局から送信され た受信信号か又は雑音スパイクのどちらかである。調節回路３５め信号が十分な 振幅及び期間のものであれば、その信号は増幅器４５を通過し、検知回路５１（ 第３図）によってキャリヤ／衝突信号として検出され、コントローラ１７（第２ 図）によシキャリャ検知として解釈される。この場合、普通のデータ受信動作を 開始する。

局９が送信していると、調節回路３５の出力はその後レベル検知回路５１にキャ リヤ／衝突信号を発生させ、それをコントローラ１７が衝突と解釈する。この場 合、コントローラ１７は積分器３９（第３図）のアップ／ダウン・カウンタ５５ に対する調節エネーブル信号を除去する。そこで、カウンタ５５はカウントを停 止して衝突中調節回路３５の希望しない調節を防止する。前述の如く、局９から の送信は衝突の場合無効にされる。

従って、以上説明した動作から十分わかるように、ローカル局９が送信している ときにのみ調節回路３５の調節が発生する。局９の２つの送信間でアダプティブ ・ハイブリッド２３は調節エネーブル信号が積分器３９（第３図）のカウンタ５ ５から除去されたときに固定位置にラッチされ、維持される。非衝突モード中成 の送信のときにコントローラ１７（第２図）からの調節エネーブル信号がカウン タ５５をカウント可能にしてアダプティブ・ハイブリッド２３がアダプティブ調 節できるようにし、調節回路３５の出力における漏話を最少にする。

以上の説明かられかる−ように、この発明は送信器と受信器との間に接続された アダプティブ・ハイブリッドの出力と送信器の出力との間の相関を適応的に１０ ＃にすることによって送信器から受信器に対する漏話を最少にするシステム及び 方法を提供することができた。

ローーーーーーーーーーーーーーコ ＦＩＧ、　４ ＦＩＧ・５Ａ　ＦＩＧ、５Ｂ 国際調査報失 、□１．．１゜９１、お、ＰＣτ／ＵＳ　８５１０１０８５ＡＮＮＥＸ　Ｔｏ　 Ｔｆｆ　ｒ！ＩＩＴＥＲＩＪＡＴＩＯＮＡＬ　ＳｍＣＨＲＫ？ＯＲτＯＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．信号送信手段（１９）及び信号送信ライン（１１）に接続されたローカル局 （９０）の信号受信手段（２１）に接続され、前記送信手段（１９）から前記受 信手段（２１）に対する漏話を適応的に最少にするアダプティプ・ハイブリッド 回路であって、前記受信手段（２１）の出力信号と前記送信手段（１９）から送 信されるべき送信信号とを比較して比較の結果に従い変化する調節制御信号を発 生する比較手段（４９）と、前記制御信号及び前記送信信号に従い前記送信ライ ン（１１）からの信号を変更して受信信号成分のみを表わす変更された信号を前 記受信手段（２１）に供給するようにした調節手段（３５）とを含むアダプティ プ・ハイブリッド回路。 ２．前記比較手段（４９）及び前記調節回路（３５）は前記受信手段（２１）か らの出力信号と前記送信信号との間の相関を０の方に減少するよう動作する請求 の範囲１項記載の回路。 ３．前記比較手段は積分回路（３９）に接続された出力を有する排他的オア・ゲ ート（４９）を含む請求の範囲２項記載の回路。 ４．前記積分回路（３９）は前記排他的オア・ゲート（４９）の出力信号に従っ てカウントアップ又はカウントダウンするアップ／ダウン・カウンタ（５５）を 含み、前記アップ／ダウン・カウンタ（５５）はディジタルーアナログ変換器（ ５７）に接続されて前記調節制御信号を供給するようにした請求の範囲３項記載 の回路。 ５．前記調節回路は前記送信信号に依存する信号と前記調節制御信号とを掛算し て漏話推定信号を発生する掛算手段（４１）と、前記漏話推定信号と前記送信ラ イン（１１）からの信号とを減算的に混合する減算手段（４３）とを含む請求の 範囲４項記載の回路。 ６．前記調節回路は前記送信ライン（１１）からの前記信号と前記送信信号に依 存する前記信号とを受信するトランジスタ手段（Ｔ１）と、前記トランジスタ手 段（Ｔ１）に接続され前記調節制御信号を受信する可調整キャパシタ手段（９１ ，９３）とを含む請求の範囲４項記載の回路。 ７．前記トランジスタ手段は前記送信信号に依存する前記信号を受信するペース と前記送信ライン（１１）の回路に接続されたコレクタとエミッタとを有するト ランジスタを含み、前記調節制御信号は第１及び第２の反対位相調節制御信号を 含み、前記可調整キャパシタ手段は前記エミッタと前記受信手段（２１）との間 に反対極性に接続された第１及び第２のバラクタ・ダイォード（９１，９３）を 含む請求の範囲６項記載の回路。 ８．前記送信ライン（１１）に接続された第１の巻線（７７）と前記送信手段（ １９）及び前記調節手段（３５）に接続された第２の巻線（７５）とを持つ変圧 器（３１）を含む請求の範囲１項記載の回路。 ９．送信手段（１９）と、送信ライン（１１）に接続されたローカル局の受信手 段（２１）との間の漏話を最少にする方法てあって、前記受信手段（２１）から の出力信号と前記送信手段（１９）から送信されるべき送信信号とを比較して該 比較の結果に従い変化する調節制御信号を発生し、前記制御信号及び前記送信信 号に従って前記送信ライン（１１）からの信号を変更して前記受信信号成分のみ を含む変更信号を前記受信手段に供給する各工程を含む漏話除去方法。 １０．前記受信手段（２１）からの前記出力信号と前記送信信号との間の相関を ”０”の方に減少する工程を含む請求の範囲９項記載の方法。 １１．前記受信手段（２１）からの出力信号と送信されるべき信号とを利用して 相互に反対位相の第１及び第２の調節制御信号を発生し、前記第１及び第２の調 節制御信号と送信された信号を表わす信号と受信された信号成分及び送信手段（ ２１）からの漏話成分を含む合成信号とを適応的に使用して前記受信手段（２１ ）に対し前記受信された信号成分のみを表現するような残留信号を発生し供給す る各工程を含むことを特徴とする請求の範囲１０項記載の方法。