JPH10500237A - 電圧調整器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、直列パス・トランジスタと増幅トランジスタが相補型である、電圧調整器に関する。供給電流は、直流供給源から流れ出て、直列パス・トランジスタのエミッタ−コレクタ路を通り負荷に達する。この電流の量は、調整された出力電圧から増幅用トランジスタのベース電極に結合される負帰還制御信号により制御され、次に前記増幅用トランジスタは前記直列パス・トランジスタのベース電極を駆動する。前記増幅用トランジスタのエミッタ電極は調整された直流出力電圧よりも低い電圧に結合されるので、この１対のトランジスタに対する駆動要件が減じられる。

Description

【発明の詳細な説明】 電圧調整器 産業上の利用分野 本発明は、電圧調整器に関し、特に、能率が改善されている電圧調整器に関す る。 発明の背景 本発明の電圧調整器は、衛星からの信号を受信するために衛星に向けることの できる屋外のマイクロ波アンテナを含む、直接放送衛星受信システムに役に立つ ものである。衛星から受信された信号は、アンテナに非常に接近してまたはアン テナに接して据え付けられた“低雑音ブロック変換器”（ＬＮＢ：Ｌｏｗ Ｎｏ ｉｓｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）により増幅される。 ＬＮＢからの出力信号は同軸ケーブルにより屋内の受信機に送られる。屋内の 受信機からＬＮＢに電力を供給するために、またＬＮＢの偏極（ｐｏｌａｒｉｚ ａｔｉｏｎ）を制御するために、同軸ケーブルの中心の導体に直流電圧が多重化 される。ＬＮＢ内の回路は、比較的低い電圧または比較的高い電源電圧のいずれ でも機能するように設計されており、このデュアル（ｄｕａｌ）の電源電圧は、 ＬＮＢの偏波設定、例えば、比較的低い電圧を選択する右回り円偏波（ＲＨＣＰ ：Ｒｉｇｈｔ Ｈａｎｄ Ｃｉｒｃｕｌａｒ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）およ び比較的高い電圧を選択する左回り円偏波（ＬＨＣＰ：Ｌｅｆｔ Ｈａｎｄ Ｃ ｉｒｃｕｌａｒ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を制御するのに使用される。ＬＮ Ｂの電流ドレインは、これらの調整された電源電圧のどちらについてもかなり一 定している。 負荷に結合される調整された出力電圧を維持するために、制御可能な直列イン ピーダンス装置を使用する電圧調整器は、短絡または他の欠陥が電圧調整器の出 力端子に与えられると、損傷を受けやすい。このような損傷は、直列インピーダ ンス装置の過度の熱損失によりあるいはこの直列装置の電流定格を超過すること により、よく引き起こされる。それ故、電圧調整器のこのような損傷を防止する ために、過負荷保護を備えるのが普通である。 過負荷保護の１つのタイプは、イースター（Ｅａｓｔｅｒ）氏の米国特許第３ ，４４５，７５１号に開示されているような、“折り返し”（ｆｏｌｄ−ｂａｃ ｋ）電圧調整器として知られているものにおける電流制限である。このような電 圧調整器では、過負荷電流の閾値に達するまで、変化している負荷に対して出力 電圧の調整が行われる。この閾値を超える負荷電流の場合、負荷が増加するにつ れて、有効な出力電流は減少し、それに応じて、出力電圧は減少する。短絡電流 は全負荷電流のほんの小さな一部分になるように調整できるので、直列パス（ｓ ｅｒｉｅｓ ｐａｓｓ）・トランジスタにおける損失を最小限度に抑える。本発 明の電圧調整器は、このような“折り返し”電圧調整器である。 供給電流は直流供給源から流れ出て、直列パス・トランジスタのエミッタ−コ レクタ路を通って負荷に達する。この電流の量は、負帰還回路の構成において配 置された増幅用トランジスタやその他の回路を介して、出力電圧から直列パス・ トランジスタのベース電極に結合される制御信号により制御される。このように して、直列にパス・トランジスタのエミッタ−コレクタ路の電圧降下が調節され 、調整された出力電圧が維持される。 直列パス・トランジスタは、全負荷の下で電圧降下を受け、従って、その調整 機能の一部として出力を消耗する。直列パス・トランジスタにおけるこの出力の 消耗を最小限度に抑え、直列パス・トランジスタの信頼性を高め、関連する熱シ ンク（ｈｅａｔ ｓｉｎｋ）と共に直列パス・トランジスタのコストを低下させ 、且つ未調整の入力電圧と調整された出力電圧との電圧差を最小にすることによ り、最大出力電圧における調整能率を高めることが望ましい。 発明の概要 簡潔に言えば、本発明は、直列パス・トランジスタと増幅用トランジスタが相 補型である電圧調整器に関する。供給電流は直流供給源から流れ出て、直列パス ・トランジスタのエミッタ−コレクタ路を通って負荷に達する。この電流の量は 、調整された出力電圧から増幅用トランジスタのベース電極に結合される負帰還 制御信号により制御され、次に増幅用トランジスタは直列パス・トランジスタの ベースを駆動する。増幅用トランジスタのエミッタ電極は、調整された直流出力 電圧よりも低い電圧に結合され、その結果、この一対のトランジスタに対する駆 動要件は減じられる。 図面の簡単な説明 第１図は、本発明の特徴による調整器の概略図を示す。 第２図は、第１図の調整器の一部分の変更を示す。 発明の詳細な説明 第１図について説明すると、本発明の特徴による電圧調整器１０が示されてい る。電圧調整器１０は、比較的高い調整された直流出力電圧モードと比較的低い 調整された直流出力電圧モードに切り替えることができる。 未調整の直流電源（図示せず）は端子１２と基準電位点１１（例えば大地）間 に結合される。直列パスＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタ電極１４は端子１２ に結合される。トランジスタＱ１のコレクタ電極１６は抵抗２０を介して出力端 子１８に結合される。負荷（ＬＮＢ）は出力端子１８と基準点１１（図示せず） との間に結合される。トランジスタＱ１のベース電極は、ＮＰＮ増幅用トランジ スタＱ２のコレクタ電極に結合されると共に、抵抗２２を介して入力端子１２に 結合される。トランジスタＱ２のエミッタ電極は、抵抗２４を介して出力端子１ ８に結合されると共に、抵抗３０を介して基準点１１に結合される。トランジス タＱ２のベース電極は制御信号を受け取るように結合され、これについては以下 に詳細に説明する。 供給電流は、端子１２に結合された直流電源から流れ出て、トランジスタＱ１ のエミッタ−コレクタ路と抵抗２０を通って出力端子１８と負荷に達する。この 電流の量は、ライン２６を介して、トランジスタＱ２のベース電極に結合される 制御信号により制御され、トランジスタＱ１に生じる電圧降下は、調整された出 力電圧を端子１８において維持するように調節される。トランジスタＱ１のエミ ッタとコレクタの間に結合された抵抗３２は、トランジスタＱ１が完全にカット オフされても、いくらかの電流を負荷に供給し続ける。トランジスタＱ１のエミ ッタ電流とベース電極との間に結合された抵抗２２は、トランジスタＱ１におけ るコレクタからベースへの漏れ電流の影響を減じる。 トランジスタＱ２のコレクタ電極はトランジスタＱ１のベース電極に結合され 、この直列パス構成の出力はトランジスタＱ１のコレクタ電極１６から取られる ので、トランジスタＱ１とＱ２の相補型構成により電圧および電流利得が得られ る。従って、トランジスタＱ１とＱ２は帰還ループ内で増幅器として構成され、 帰還ループの利得は、出力端子１８からトランジスタＱ２のエミッタ電極に結合 された抵抗２４と接地された抵抗３０より成る帰還回路網により決定される。 更に、トランジスタＱ１とＱ２および抵抗２４と３０から成る構成により、調 整器１０の能率が高められ、重い負荷状態の下でＱ１における出力の消耗損失が 減じられ、且つトランジスタＱ１とＱ２に対する駆動要件が減じられるという利 点が得られる。第２図は、抵抗２４と３０より成る抵抗分割器のない（抵抗２４ の代わりに短絡となり、抵抗３０の代わりに開路となる）直列パス構成の一部を 示す。この構成では、トランジスタＱ２のベース（ライン２６）における電圧は 、出力端子１８における電圧Ｖ₀よりも０．７ボルト高くなり、トランジスタＱ １とＱ２におけるベース−エミッタ間の電圧降下のためにＶ₀は、端子１２にお ける入力電圧Ｖ_INよりも少なくとも１．４ボルト低くなるであろう。このため、 未調整の入力電圧に対して、調整された最大出力電圧に上限が与えられる。更に 、トランジスタＱ１に生じる１．４ボルトの電圧降下はトランジスタＱ１におけ る出力を消耗させる。 入力電圧Ｖ_INと出力電圧Ｖ₀との電圧差を小さくして調整器を動作させ且つト ランジスタＱ１における出力の消耗を減じるために、高電圧モードでトランジス タＱ１を最大出力電圧において飽和状態になるように駆動することが望ましい。 分圧抵抗２４と３０は直列パス回路の能率を高め、このような特性を達成する。 第１図に戻って説明すると、ライン２６における電圧Ｖ₂₆は数学的に以下のご とく表わされる： Ｖ₂₆＝Ｑ２のＶ_be＋Ｖ₀（抵抗３０／(抵抗３０＋抵抗２４)） もしＱ２のＶ_beが０．７ボルトで、抵抗２４の値と抵抗３０の値が等しければ 、 Ｖ₂₆＝０．７ボルト＋Ｖ₀／２ この構成では、トランジスタＱ２のエミッタにおける電圧は電圧Ｖ₀よりも相 当に低くなり、電圧Ｖ₂₆はより低い電圧となることができるので、Ｑ２をより激 しく駆動することが容易となり、従って、トランジスタＱ１は飽和状態となるよ うに一層容易に駆動され、その間トランジスタＱ２は依然として能動的な非飽和 状態に保たれている。従って、分圧抵抗２４と３０を使用して、直列パス・トラ ンジスタを駆動すると、出力電圧は、前述した少なくとも１．４ボルトではなく 、Ｖ₀＝Ｖ_IN−０．２ボルト（トランジスタＱ１の典型的な飽和電圧）となる。 従って、この調整器は入力電圧Ｖ_INと出力電圧Ｖ₀との差を小さくして動作する ことができ、その結果、トランジスタＱ１が十分に駆動されている時にＱ１にお ける出力の消耗が減じられる。 電圧Ｖ_INの最大値は制限されているので、入力電圧と出力電圧の差が縮められ ることは高出力電圧モードでは特に重要である。また、リード・ライン２６に供 給される制御電圧はＢ＋よりもかなり低くなっているので、制御信号Ｖ₂₆を発生 する演算増幅器４６は、以下に詳しく述べるように、トランジスタＱ２を駆動し てトランジスタＱ１を飽和させるために、Ｂ＋の値に近い出力電圧で動作するこ とが必要ではない。 抵抗２８は、トランジスタＱ１のエミッタ電極とトランジスタＱ２のエミッタ 電極間に結合されており、出力が短絡された時にＱ２のエミッタ電極がひどく低 下して、演算増幅器４６がトランジスタＱ１をカットオフするためにトランジス タＱ２のベースとエミッタ間を逆バイアスすることができなくなるのを防止する 。トランジスタＱ１をカットオフさせる機能は電流制限のために重要であり、こ れについては以下に詳しく述べる。 基準電圧は、入力端子１２と大地の間に直列に接続された抵抗３４とツェナー ダイオード３６により供給され、この基準電圧はコンデンサ３８で濾波される。 基準電圧は演算増幅器４６の非反転（ｎｉ）入力端子４６ｎｉに結合され、ここ で基準電圧は、反転（ｉ）入力端子４６ｉに結合される分割されたＶ₀と比較さ れる。分割されたＶ₀は、出力端子１８と大地１１の間に結合される直列の分圧 抵抗４２と４４の接続点のタップから得られる。増幅器４６の出力信号は、分離 抵抗５０を介してライン２６で制御信号Ｖ₂₆となる。この構成で負帰還が得られ 、調整された出力電圧Ｖ₀が増加または減少して、トランジスタＱ１への駆動を それぞれ減少または増加させる。増幅器４６の出力と端子４６ｉの間に結合され たコンデンサ４９は発振を抑制する。 低出力電圧モードと高出力電圧モードの切り替えは、トランジスタＱ３により 可能となり、Ｑ３は、分圧抵抗５１と５２を介して、マイクロプロセッサのよう な制御装置（図示せず）からベース電極に結合される制御信号により飽和状態に なるように駆動される。トランジスタＱ３のコレクタ電極は抵抗５４により端子 ４６ｉに結合され、トランジスタＱ３が飽和状態に駆動されると、抵抗５４は分 割抵抗４４と並列に結合され、従って抵抗４２と４４の電圧分割比が変更される 。その結果、比較増幅器４６によりＶ₂₆に変化が起こされ、端子１８の出力電圧 はＬＮＢによりＬＨＣＰ（左回り円偏波）に必要とされる比較的高い電圧に切り 替えられる。 ここで本発明の調整器の特徴である折り返し電流制限について説明すると、直 列抵抗６０，６２，６４から成る分圧器５８はトランジスタＱ１のコレクタ１６ と大地の間に結合されており、抵抗６２と６４の接続点におけるタップは演算増 幅器６６の反転入力端子６６ｉに結合されている。直列抵抗７０と７２から成る 分圧器６８は出力端子１８と大地の間に結合され、抵抗７０と７２の接続点のタ ップは演算増幅器６６の非反転（ｎｉ）入力端子６６ｎｉに結合されている。増 幅器６６の出力端子７５はダイオード７６のカソードに結合され、ダイオード７ ６のアノードは制御用リード２６に結合される。ダイオード７６は通常の動作の 間に演算増幅器６６がＶ₂₆を生じるのを防止する（以下に詳細に説明する）。出 力端子７５と端子６６ｎｉの間に結合されるコンデンサ７９は発振を制御する。 抵抗７２の両端に結合されるコンデンサ８０は、負荷ＬＮＢから受け取られた交 流信号が増幅器６６を動作させるのを防止する。分圧器５８，６８の構成抵抗値 を以下に示す： 抵抗６０＝１Ｋオーム 抵抗６２＝３Ｋオーム 抵抗６４＝12Ｋオーム 抵抗７０＝2.8 Ｋオーム 抵抗７２＝12Ｋオーム 抵抗２０（３．３オーム）はその両端に出力電流に比例する電圧を発生する。 従って、分圧器５８と６８に生じる電圧はわずかに異なり、この２つの分圧器の タップにおける電圧はわずかに異なるようにされている。抵抗２０を介して取り 出される。電流が閾値折り返し電流よりも小さければ、分圧器５８と６８の作用 により、端子６６ｎｉの電圧は端子６６ｉの電圧よりも正になり、端子７４の出 力電圧は電圧Ｂ＋に、またはその近くになる。これは、ダイオード７６を逆バイ アスし、増幅器６６の出力が正常の動作中にライン２６において駆動を妨害する のを防止する。従って、この回路が電流制限モードになっていなければ、増幅器 ４６により、ライン２６の正常の制御が行われる。しかしながら、もし抵抗２０ を介して取り出される電流が折り返し閾値電流を超えるならば、抵抗２０に生じ る電圧降下により端子６６ｎｉの電圧は端子６６ｉの電圧よりも少し低くなる。 それで、端子７４における出力電圧は、演算増幅器６６の大きな利得のために低 下する。そのため、ダイオード７６は順方向にバイアスされ、増幅器４６の動作 は打ち消されるので、ライン２６上の制御電圧はほぼゼロボルトに低下する。そ の結果、端子１８における出力電流はほぼゼロに低下し、出力電圧Ｖ₀はほぼゼ ロボルトに低下する。このようにして、出力が短絡されるかあるいは負荷に欠陥 が生じると、出力電流は、正常の動作中に負荷から供給される出力電流から“折 り返し”される。例えば、出力電流は正常値３５０ミリアンペアから約１０ミリ アンペアに折り返される。従って、トランジスタＱ１は、負荷の欠陥による過度 の熱損失または過大電流の状態にならないように保護される。負荷の欠陥が除去 されると、電圧調整器１０は回復して正常の動作に戻る。 電圧調整器１０はデュアル（ｄｕａｌ）の電圧調整器である。出力電圧Ｖ₀が 高い方の電圧に変えられると、電流制限が開始される折り返し閾値電流も変えら れる。折り返し閾値電流に変化が起こる理由は、電流検出抵抗２０に生じる電圧 降下は如何なる電流に対しても変わらないが、分圧器５８と６８に生じる電圧が 増加するために入力端子６６ｎｉと６６ｉに結合される電圧に差が生じるためで ある。これは、トランジスタＱ１と負荷に与えられる保護が減じられるので望ま しくない。 本実施例では、より高い電圧モードで同じ電流制限閾値を維持するために、分 圧器５８の分圧は、抵抗６０の両端に結合されるダイオード７８により変えられ る。抵抗６０に生じる電圧降下は、低出力電圧モードにおいてダイオード７８の 順方向導通の閾値よりも小さくなるように選定される。しかしながら、調整器１ ０がより高い電圧モードに切り替えられると、抵抗６０に生じる電圧降下が十分 に高まり、ダイオードを順方向に導通させるので、分圧器５８の分圧が変わり、 端子６６ｉと６６ｎｉに供給される電圧差の関係も変わる。この分圧器５８の変 化により、低電圧出力モードにおけるのと同じ折り返し閾値電流が高出力電圧モ ードにおいても維持される。例えば、この実施例では、分圧器５８に変化がなけ れば、調整された低い出力電圧における電流制限閾値は約３５０ｍＡであり、調 整された高い出力電圧における電流制限閾値は約６００ｍＡとなる。分圧器５８ に変化があれば、この２つの出力電圧のそれぞれについて電流制限閾値は約３５ ０ｍＡである。 本実施例において、ダイオード７８は、適当に鋭い“ｋｎｅｅ”を有する１Ｎ ９１４型ダイオードである。この導通ｋｎｅｅの鋭さを減じることが望まれるな らば、抵抗（図示せず）をダイオード７８と直列に接続することができる。ある いは、ダイオード７８の代わりに複数の直列に接続されたダイオードで置き換え ることもできる。その他の電圧に敏感なデバイス、例えば、ゲルマニウムダイオ ード、ＬＥＤ、バリスタ、ツェナーダイオードを使用することもできる。ＬＥＤ の場合、ＬＥＤ自体は調整器の動作モードに関する視覚表示器である。また、ダ イオード７８の代わりに継電器またはスイッチ・トランジスタを使用することも できる。このような場合、端子５３で得られるような、マイクロプロセッサの信 号が存在するかしないかを利用することができ、そのマイクロプロセッサの信号 が出力電圧に変化を開始させると分圧抵抗の切り替えが開始される。更に、分圧 器のどこかに、電圧に敏感なデバイスを接続することもできる。 例示した実施例では、演算増幅器４６と６６は米国のナショナル セミコンダ クタ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）社製のＬＭ３４８型演 算増幅器である。これらの演算増幅器はＰＮＰ型入力回路を有し、入力端子にお ける電圧が非常に低い時でも増幅器が動作できるようにしている。しかしながら 、ＮＰＮ入力回路を有する演算増幅器は、入力端子における電圧が約１ボルトよ りも低い時、通常は、動作しないことが判明している。このようなＮＰＮ入力回 路の演算増幅器を使用すると、増幅器６６は折り返し電流制限モードでラッチ（ ｌａｔｃｈ）する。すなわち、出力端子７４は出力ゼロボルトに保持され、欠陥 が出力端子１８から除去されても、正常の動作に回復しないことが判明している 。しかしながら、“フェイルセーフ（ｆａｉｌ−ｓａｆｅ）”モードにおいてこ のラッチング（ｌａｔｃｈｉｎｇ）が望ましい場合もある。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．未調整の直流電圧を受け取るための入力端子と、 調整された直流電圧を供給するための出力端子と、 前記入力端子と出力端子の間に結合され、制御信号に応答する特性を有する調 整手段と、 調整された直流電圧の変形と基準電圧とを比較しそれに応じた制御信号を発生 する手段と、 前記入力端子に結合される第１のエミッタ電極と、第１のベース電極と、前記 出力端子に結合される第１のコレクタ電極を有する第１のトランジスタ、および 第１のトランジスタに対して相補型であり且つ前記制御信号を受け取るように結 合される第２のベース電極と、前記出力端子に結合される第２のエミッタ電極と 、第１のベース電極に結合される第２のコレクタ電極を有する第２のトランジス タを具備する前記調整手段と、 前記第２のエミッタ電極に結合され、該エミッタ電極を、出力端子において、 調整された直流電圧よりも低い電圧に保つ手段とを含んでいる、電圧調整器。 ２．前記第２のエミッタ電極に結合される前記手段が、出力端子と基準電圧の 間に結合される抵抗性分圧器を含んでおり、前記第２のエミッタ電極が前記分圧 器上のタップに結合されている、請求項１記載の電圧調整器。 ３．前記分圧器が値の等しい抵抗を含んでおり、前記第２のエミッタ電極に印 加される電圧が調整された直流電圧の２分の１である、請求項２記載の電圧調整 器。 ４．前記第１のトランジスタがＰＮＰトランジスタであり、前記第２のトラン ジスタがＮＰＮトランジスタである、請求項１記載の電圧調整器。