JPH10337033A - パワー電子回路装置の動作方法 - Google Patents
パワー電子回路装置の動作方法Info
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- JPH10337033A JPH10337033A JP10132502A JP13250298A JPH10337033A JP H10337033 A JPH10337033 A JP H10337033A JP 10132502 A JP10132502 A JP 10132502A JP 13250298 A JP13250298 A JP 13250298A JP H10337033 A JPH10337033 A JP H10337033A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】第１のパワーコンバーター（１）と少なくとも
１つの第２のパワーコンバーター（２）を有するパワー
電子回路の動作方法が提供される。 【解決手段】前記回路装置のスイッチのパルス幅変調さ
れた駆動が、基準発振とキャリア発振を比較することに
よって行われる。第３高調波が、２０％から約８７％ま
での範囲で低い駆動レベルの割合を特に含んで、事実上
全駆動レベル範囲にわたって基準発振と混合される。２
０％から約３３％までの駆動レベル範囲において第９高
調波の対応成分を混合することも可能である。これによ
り、第１のパワーコンバーター（１）のための低いクロ
ック周波数が生じ、第２のコンバーター（６）はフィー
ドバック能力を有する必要がない。
１つの第２のパワーコンバーター（２）を有するパワー
電子回路の動作方法が提供される。 【解決手段】前記回路装置のスイッチのパルス幅変調さ
れた駆動が、基準発振とキャリア発振を比較することに
よって行われる。第３高調波が、２０％から約８７％ま
での範囲で低い駆動レベルの割合を特に含んで、事実上
全駆動レベル範囲にわたって基準発振と混合される。２
０％から約３３％までの駆動レベル範囲において第９高
調波の対応成分を混合することも可能である。これによ
り、第１のパワーコンバーター（１）のための低いクロ
ック周波数が生じ、第２のコンバーター（６）はフィー
ドバック能力を有する必要がない。
Description
【０００１】
【発明の属する分野】本発明は、パワーエレクトロニク
スの分野に関し、特に請求項１のプリアンブルによるパ
ワー電子回路装置を動作するための方法に関する。
スの分野に関し、特に請求項１のプリアンブルによるパ
ワー電子回路装置を動作するための方法に関する。
【０００２】
【発明の背景】このような方法は、先行文献ではないド
イツ特許出願 196 15 855.9 に開示されている。その出
願に含まれているものはサイン波形の出力電圧の改善さ
れた近似が、パワーコンバーターの中間回路電圧が所望
されたように組み合わされるように駆動される少なくと
も２つの直列接続されたパワーコンバーターを提供する
ことによって達成されるように意図されている。もし、
第１のパワーコンバーターの中間回路電圧が第２のパワ
ーコンバーターのそれより大きいように選択されるな
ら、第２のパワーコンバーターは、所謂ファインステー
ジを構成し、その出力電圧は、第１のパワーコンバータ
ーのそれに加算されるか、或いは第１のパワーコンバー
ターのそれから引算され得る。パワーコンバーターのス
イッチは、例えば、基準発振をキャリア発振と比較する
ことによって発生されるパルス幅変調されたパルス列に
よって駆動される。最大の駆動レベルの場合、即ち最大
の出力電圧と最大の周波数の場合に、出力電圧の大部分
はゆっくりパルス化された第１のパワーコンバーターに
よって形成されるように意図される。後者は、パワフル
ＧＴＯｓが備えられるのが好ましいが、一方、第２のパ
ワーコンバーターは、例えばＩＧＢＴｓが備えられても
よい。第１のパワーコンバーターのスイッチング周波数
は、スイッチング損失が大きくならないために、可能な
限り低くされる必要がある。低い駆動レベルの場合、即
ち、低い周波数と低い出力電圧の場合、それにより、第
２のパワーコンバーターは負になる、即ちこのコンバー
ターはパワーを出力することが起きるかもしれない。こ
れは、第２のパワーコンバーターからのエネルギーのフ
ィードバックに相当する。しかし、これは望ましくな
い；回路装置は、それがフィードバックされたエネルギ
ーを取り上げる必要性がない場合、殆ど費用がかからな
い。
イツ特許出願 196 15 855.9 に開示されている。その出
願に含まれているものはサイン波形の出力電圧の改善さ
れた近似が、パワーコンバーターの中間回路電圧が所望
されたように組み合わされるように駆動される少なくと
も２つの直列接続されたパワーコンバーターを提供する
ことによって達成されるように意図されている。もし、
第１のパワーコンバーターの中間回路電圧が第２のパワ
ーコンバーターのそれより大きいように選択されるな
ら、第２のパワーコンバーターは、所謂ファインステー
ジを構成し、その出力電圧は、第１のパワーコンバータ
ーのそれに加算されるか、或いは第１のパワーコンバー
ターのそれから引算され得る。パワーコンバーターのス
イッチは、例えば、基準発振をキャリア発振と比較する
ことによって発生されるパルス幅変調されたパルス列に
よって駆動される。最大の駆動レベルの場合、即ち最大
の出力電圧と最大の周波数の場合に、出力電圧の大部分
はゆっくりパルス化された第１のパワーコンバーターに
よって形成されるように意図される。後者は、パワフル
ＧＴＯｓが備えられるのが好ましいが、一方、第２のパ
ワーコンバーターは、例えばＩＧＢＴｓが備えられても
よい。第１のパワーコンバーターのスイッチング周波数
は、スイッチング損失が大きくならないために、可能な
限り低くされる必要がある。低い駆動レベルの場合、即
ち、低い周波数と低い出力電圧の場合、それにより、第
２のパワーコンバーターは負になる、即ちこのコンバー
ターはパワーを出力することが起きるかもしれない。こ
れは、第２のパワーコンバーターからのエネルギーのフ
ィードバックに相当する。しかし、これは望ましくな
い；回路装置は、それがフィードバックされたエネルギ
ーを取り上げる必要性がない場合、殆ど費用がかからな
い。
【０００３】
【発明の概要】従って、本発明の目的は、第１のパワー
コンバーターの可能な最も低いスイッチング周波数ばか
りでなく、第２のパワーコンバーターからの無エネルギ
ーフィードバックエネルギーのないパワー電子回路装置
を動作するための新規な方法を提供することである。こ
の目的は、第１の請求項の特徴によって達成される。本
発明の核心は、第３高調波の成分が基準発振と混合され
る。この基準発振は、特に２０％から約８７％までの範
囲における低い駆動レベル割合を含む、実際上全体の駆
動レベル範囲にわたって、スイッチのためのパルス幅変
調された制御シーケンスを発生するために必要である。
この場合、基本波および第３高調波の合計が基準発振の
所定の最大値を越えないように、混合された第３高調波
の振幅が選ばれるようにする。好ましくは、以下の関係
は、駆動レベルによる第３高調波成分の依存関係に適用
する。
コンバーターの可能な最も低いスイッチング周波数ばか
りでなく、第２のパワーコンバーターからの無エネルギ
ーフィードバックエネルギーのないパワー電子回路装置
を動作するための新規な方法を提供することである。こ
の目的は、第１の請求項の特徴によって達成される。本
発明の核心は、第３高調波の成分が基準発振と混合され
る。この基準発振は、特に２０％から約８７％までの範
囲における低い駆動レベル割合を含む、実際上全体の駆
動レベル範囲にわたって、スイッチのためのパルス幅変
調された制御シーケンスを発生するために必要である。
この場合、基本波および第３高調波の合計が基準発振の
所定の最大値を越えないように、混合された第３高調波
の振幅が選ばれるようにする。好ましくは、以下の関係
は、駆動レベルによる第３高調波成分の依存関係に適用
する。
【０００４】ａ1: 基準電圧、従って、またパワー電子
回路装置の出力電圧の周波数ｆ1 成分の振幅 ａ3: 基準電圧、従って、またパワー電子回路装置の出
力電圧の周波数３・ｆ 1 成分の振幅 本発明によると、ａ3 成分は、基準電圧の最大振幅（Ａ
max ）が常に達成されるような方法で常に制御されるべ
きである。従って、以下の式は、ωｔ＝π／２に対する
基準電圧から引き出された場合に適用する。 ａ1 −ａ3 ＝Ａmax ＝１ｐ．ｕ． （１） 例えば、１３％に等しい、ａ3Nの振幅を有する第３高調
波は、パワーコンバーターの駆動レベルを増加するため
に、名目上の周波数で一般に混合される。以下の式は、
ωｔ＝π／２に対するこの動作の場合において適用す
る。
回路装置の出力電圧の周波数ｆ1 成分の振幅 ａ3: 基準電圧、従って、またパワー電子回路装置の出
力電圧の周波数３・ｆ 1 成分の振幅 本発明によると、ａ3 成分は、基準電圧の最大振幅（Ａ
max ）が常に達成されるような方法で常に制御されるべ
きである。従って、以下の式は、ωｔ＝π／２に対する
基準電圧から引き出された場合に適用する。 ａ1 −ａ3 ＝Ａmax ＝１ｐ．ｕ． （１） 例えば、１３％に等しい、ａ3Nの振幅を有する第３高調
波は、パワーコンバーターの駆動レベルを増加するため
に、名目上の周波数で一般に混合される。以下の式は、
ωｔ＝π／２に対するこの動作の場合において適用す
る。
【０００５】 ａ1 −ａ3N＝Ａmax ＝１ｐ．ｕ． （２） 以下の関係は、周波数比例駆動レベルが達成されるよう
に意図されているという前提条件の下で、ｆ1 の関数と
して適用する。 ａ1 ＝（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 （３） 従って、以下の式が上記（１）と（３）から得られる。 ａ3 ＝−Ａmax ＋（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 例： Ａmax ＝１ 及び ａ3N＝０．１３ ｆ1 ＝１： ａ3 ＝０．１３ ｆ1 ＝０．８７： ａ3 ＝０ ｆ1 ＝０．８： ａ3 ＝−０．０９６ ｆ1 ＝０．５： ａ3 ＝−０．４３５ ｆ1 ＝０．２： ａ3 ＝−０．７７４ 第１と第２のパワーコンバーターは、スリーポイントイ
ンバーター(three-point invertor)、或いはツーポイン
トインバーター(two-point invertor)にならって任意に
構成されることができる。
に意図されているという前提条件の下で、ｆ1 の関数と
して適用する。 ａ1 ＝（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 （３） 従って、以下の式が上記（１）と（３）から得られる。 ａ3 ＝−Ａmax ＋（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 例： Ａmax ＝１ 及び ａ3N＝０．１３ ｆ1 ＝１： ａ3 ＝０．１３ ｆ1 ＝０．８７： ａ3 ＝０ ｆ1 ＝０．８： ａ3 ＝−０．０９６ ｆ1 ＝０．５： ａ3 ＝−０．４３５ ｆ1 ＝０．２： ａ3 ＝−０．７７４ 第１と第２のパワーコンバーターは、スリーポイントイ
ンバーター(three-point invertor)、或いはツーポイン
トインバーター(two-point invertor)にならって任意に
構成されることができる。
【０００６】パワー分割に関する同様の結果が第９、第
２７等の高調波で得られることもできる。これらの高調
波を伴う変調は、低い回転スピード範囲において、主と
して有利な変更を表す。本発明による方法は、接続され
たマシンのスターポイントが第３高調波で発振すること
を意味するけれども、主な利点は、第１のパワーコンバ
ーターと支配された低いスイッチング損失の可能な最も
低いスイッチング周波数と関連して、第２のパワーコン
バーターのパワーは決して負にならないという事実によ
ってもたらされる。これは回路装置の簡単化、優れた費
用対効果の設計を可能にし、また増大した効率を可能に
する。
２７等の高調波で得られることもできる。これらの高調
波を伴う変調は、低い回転スピード範囲において、主と
して有利な変更を表す。本発明による方法は、接続され
たマシンのスターポイントが第３高調波で発振すること
を意味するけれども、主な利点は、第１のパワーコンバ
ーターと支配された低いスイッチング損失の可能な最も
低いスイッチング周波数と関連して、第２のパワーコン
バーターのパワーは決して負にならないという事実によ
ってもたらされる。これは回路装置の簡単化、優れた費
用対効果の設計を可能にし、また増大した効率を可能に
する。
【０００７】
【実施の形態】図面をとおして同じ参照番号は、同一或
いは対応するパーツを示す。図１は、本発明による方法
が適している回路装置の回路図を示す。参照番号１は、
第１の整流器２と第１のＤＣ電圧中間回路３を介して電
源装置４に接続された第１のパワーコンバーターを示
す。第１のＤＣ電圧中間回路は電圧Ｕzk1 を有する。こ
のパワーコンバーター１は、図示された実施の形態にお
いては３相のスリーポイントインバーターとして設計さ
れている。代わりにツーポイントインバーター技術も可
能である。フェーズは、第１の整流器２を介して電源装
置４によって供給される第１のＤＣ電圧中間回路３に接
続される。第２のパワーコンバーター６は第１のパワー
コンバーターの負荷端子５に接続される。図１による実
施の形態において、第２のパワーコンバーターは、第１
と第２のブリッジ端子９と１０を有する２つのブリッジ
アームを有する。第１のブリッジ端子９は、第１のパワ
ーコンバーターのそれぞれの負荷端子５に接続され、一
方第２のブリッジ端子は、必要に応じて中間に置かれる
フィルター１１を介して、負荷８、例えば３相モーター
の端子に接続される。電圧Ｕzk2 を有する第２のＤＣ電
圧中間回路７は第２のパワーコンバーター６のブリッジ
アーム間に設けられる。この第２のＤＣ電圧中間回路７
は、第２の整流器１２によって給電されるキャパシター
によって形成される。この整流器１２は、例えばトラン
ス１３を介して電源装置４によって給電されてもよい。
第２のパワーコンバーター６は、代わりにスリーポイン
トインバーターにならって構成されることができる。
いは対応するパーツを示す。図１は、本発明による方法
が適している回路装置の回路図を示す。参照番号１は、
第１の整流器２と第１のＤＣ電圧中間回路３を介して電
源装置４に接続された第１のパワーコンバーターを示
す。第１のＤＣ電圧中間回路は電圧Ｕzk1 を有する。こ
のパワーコンバーター１は、図示された実施の形態にお
いては３相のスリーポイントインバーターとして設計さ
れている。代わりにツーポイントインバーター技術も可
能である。フェーズは、第１の整流器２を介して電源装
置４によって供給される第１のＤＣ電圧中間回路３に接
続される。第２のパワーコンバーター６は第１のパワー
コンバーターの負荷端子５に接続される。図１による実
施の形態において、第２のパワーコンバーターは、第１
と第２のブリッジ端子９と１０を有する２つのブリッジ
アームを有する。第１のブリッジ端子９は、第１のパワ
ーコンバーターのそれぞれの負荷端子５に接続され、一
方第２のブリッジ端子は、必要に応じて中間に置かれる
フィルター１１を介して、負荷８、例えば３相モーター
の端子に接続される。電圧Ｕzk2 を有する第２のＤＣ電
圧中間回路７は第２のパワーコンバーター６のブリッジ
アーム間に設けられる。この第２のＤＣ電圧中間回路７
は、第２の整流器１２によって給電されるキャパシター
によって形成される。この整流器１２は、例えばトラン
ス１３を介して電源装置４によって給電されてもよい。
第２のパワーコンバーター６は、代わりにスリーポイン
トインバーターにならって構成されることができる。
【０００８】回路は以下のように機能する：第１のコン
バーター１の半導体スイッチを駆動することによって、
正か、或いは負の何れかの中間回路の電圧Ｕzk1 或いは
０ボルトが負荷端子５に接続されることができる。正か
負の中間回路の電圧Ｕzk2 或いは０ボルトが第２のパワ
ーコンバーター６の半導体スイッチの対応する駆動によ
って前者の電圧に加えられることができる。半導体スイ
ッチの駆動方法および機能は知られており、この点にお
いて更に説明する必要はない。スイッチのパルス幅変調
されたスイッチングコマンドは、例えば実質的にサイン
波形の基準発振を三角キャリアの発振と比較することに
よって影響される。もし、基準発振が最大の許容周波数
と最大の許容振幅を有しているなら、一方は最大の駆動
レベルを示唆する。この駆動レベルは周波数に比例して
減少する。
バーター１の半導体スイッチを駆動することによって、
正か、或いは負の何れかの中間回路の電圧Ｕzk1 或いは
０ボルトが負荷端子５に接続されることができる。正か
負の中間回路の電圧Ｕzk2 或いは０ボルトが第２のパワ
ーコンバーター６の半導体スイッチの対応する駆動によ
って前者の電圧に加えられることができる。半導体スイ
ッチの駆動方法および機能は知られており、この点にお
いて更に説明する必要はない。スイッチのパルス幅変調
されたスイッチングコマンドは、例えば実質的にサイン
波形の基準発振を三角キャリアの発振と比較することに
よって影響される。もし、基準発振が最大の許容周波数
と最大の許容振幅を有しているなら、一方は最大の駆動
レベルを示唆する。この駆動レベルは周波数に比例して
減少する。
【０００９】好ましくは、第１のパワーコンバーター１
にはパワフルなＧＴＯｓが設けられており、一方第２の
パワーコンバーターはＩＧＢＴｓが備えられている。第
１の中間回路３は、例えば２．７ｋＶで定格化され、第
２の中間回路は、９００Ｖで定格化される。この場合、
回路装置は０Ｖと±３．６ｋＶ間で変化するＡＣ電圧を
生成することができる。他の値は、中間回路の対応する
定格或いはパワーコンバーターのトポロジーの設計によ
っても達成される。ＧＴＯｓおよび高電圧の使用のため
に、第１のパワーコンバーター１におけるスイッチング
損失は、第２のパワーコンバーターにおけるよりも大き
い。従って、もし第１のパワーコンバーター１が全駆動
レベル範囲にわたって、特に低い駆動レベルを有してで
きる限りゆっくりパルス化されることが望ましい。１つ
の可能性は、出力電圧を生成するための第２のパワーコ
ンバーターを使用すること、即ち第１のＵzk1 から、或
いは０ボルトから第２の中間回路電圧Ｕzk2 を引算する
ことである。しかし、第２のパワーコンバーター６から
電源装置４へのエネルギーフィードバックが生じ、そし
て第２のパワーコンバーターはフィードバック能力を有
して設計されなければならない。第２のパワーコンバー
ター６がいかなるエネルギーもフィードバックする必要
がないことが更に望ましい。
にはパワフルなＧＴＯｓが設けられており、一方第２の
パワーコンバーターはＩＧＢＴｓが備えられている。第
１の中間回路３は、例えば２．７ｋＶで定格化され、第
２の中間回路は、９００Ｖで定格化される。この場合、
回路装置は０Ｖと±３．６ｋＶ間で変化するＡＣ電圧を
生成することができる。他の値は、中間回路の対応する
定格或いはパワーコンバーターのトポロジーの設計によ
っても達成される。ＧＴＯｓおよび高電圧の使用のため
に、第１のパワーコンバーター１におけるスイッチング
損失は、第２のパワーコンバーターにおけるよりも大き
い。従って、もし第１のパワーコンバーター１が全駆動
レベル範囲にわたって、特に低い駆動レベルを有してで
きる限りゆっくりパルス化されることが望ましい。１つ
の可能性は、出力電圧を生成するための第２のパワーコ
ンバーターを使用すること、即ち第１のＵzk1 から、或
いは０ボルトから第２の中間回路電圧Ｕzk2 を引算する
ことである。しかし、第２のパワーコンバーター６から
電源装置４へのエネルギーフィードバックが生じ、そし
て第２のパワーコンバーターはフィードバック能力を有
して設計されなければならない。第２のパワーコンバー
ター６がいかなるエネルギーもフィードバックする必要
がないことが更に望ましい。
【００１０】この問題は、基本波の第３高調波の成分
が、約２０％から約８７％の範囲、即ち６０Ｈｚの装置
に場合において１２Ｈｚと約５４Ｈｚの間にある特に低
い駆動レベルを含む実質的に全駆動レベル範囲にわたっ
て基準発振と混合されるという事実によって解決され
る。第３高調波の振幅は、基本波と第３高調波の和が基
準発振の最大許容値を決して越えないように選択され
る。図２は、最大の駆動レベル（例えば、６０Ｈｚ）の
場合の正規化した基準発振およびキャリア発振を示す。
第３高調波の成分は０．１３である。従って、第３高調
波は上記の明細（ｓｉｎω1 ｔ＋０．１３は３ω1 ｔで
ある）を無視しないために、ωｔ＝π／２の領域で引算
される。基準電圧は、結果としてやや平坦化される。図
３はフェーズ電圧を示し、図４はスイッチのスイッチン
グコマンドを示す。パワーコンバーター１に対するスイ
ッチングコマンドはゆっくりパルス化するために示さ
れ、パワーコンバーター６に対するスイッチングコマン
ドは１２倍速くパルス化するために示されている。
が、約２０％から約８７％の範囲、即ち６０Ｈｚの装置
に場合において１２Ｈｚと約５４Ｈｚの間にある特に低
い駆動レベルを含む実質的に全駆動レベル範囲にわたっ
て基準発振と混合されるという事実によって解決され
る。第３高調波の振幅は、基本波と第３高調波の和が基
準発振の最大許容値を決して越えないように選択され
る。図２は、最大の駆動レベル（例えば、６０Ｈｚ）の
場合の正規化した基準発振およびキャリア発振を示す。
第３高調波の成分は０．１３である。従って、第３高調
波は上記の明細（ｓｉｎω1 ｔ＋０．１３は３ω1 ｔで
ある）を無視しないために、ωｔ＝π／２の領域で引算
される。基準電圧は、結果としてやや平坦化される。図
３はフェーズ電圧を示し、図４はスイッチのスイッチン
グコマンドを示す。パワーコンバーター１に対するスイ
ッチングコマンドはゆっくりパルス化するために示さ
れ、パワーコンバーター６に対するスイッチングコマン
ドは１２倍速くパルス化するために示されている。
【００１１】図５−図７は、８０％の駆動レベル（即
ち、例えば４８Ｈｚ）の場合に対応する電圧プロフィー
ルを示す。この場合、第３高調波の成分は、−０．０９
６：従って、第３高調波はωｔ＝π／２で加えられる。
最後に、図８−図１０は、５０％の駆動レベル（即ち、
例えば３０Ｈｚ）の場合に同じ電圧プロフィールを示
す。この場合、第３高調波の成分は既に−０．４３５で
ある。２０パーセントより小さな駆動レベルからスター
トすると、第１のパワーコンバーター１は最早全然駆動
されず、全負荷が第２のパワーコンバーター６に接続さ
れる。本発明による方法における第３高調波の成分の混
合は、接続されたモーター８のスターポイントが第３高
調波の周波数で発振することを意味する。しかし、これ
は、モーター８の動作を妨害しない。
ち、例えば４８Ｈｚ）の場合に対応する電圧プロフィー
ルを示す。この場合、第３高調波の成分は、−０．０９
６：従って、第３高調波はωｔ＝π／２で加えられる。
最後に、図８−図１０は、５０％の駆動レベル（即ち、
例えば３０Ｈｚ）の場合に同じ電圧プロフィールを示
す。この場合、第３高調波の成分は既に−０．４３５で
ある。２０パーセントより小さな駆動レベルからスター
トすると、第１のパワーコンバーター１は最早全然駆動
されず、全負荷が第２のパワーコンバーター６に接続さ
れる。本発明による方法における第３高調波の成分の混
合は、接続されたモーター８のスターポイントが第３高
調波の周波数で発振することを意味する。しかし、これ
は、モーター８の動作を妨害しない。
【００１２】駆動レベルの関数としての第３高調波の成
分は以下のように特定される。 ａ3 ＝−Ａmax ＋（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 Ａmax ＝１ｐ．ｕ． 低い駆動レベルの場合、第３高調波の代わりに第９高調
波の成分を混合することも可能である。第２のパワーコ
ンバーターの中間回路におけるパワーパルス化の減少
は、約３３パーセントの駆動レベルからスタートする第
３高調波の代わりに、例えば、以下の関係式による振幅
ａ9 を有する第９高調波を混合することによって達成さ
れる。 ａ9 ＝−Ａmax ＋（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 本発明による方法は、３００Ｈｚの第１のパワーコンバ
ーターの最大クロック周波数が全駆動レベル範囲にわた
って６０Ｈｚで回路装置の最大駆動レベルのために達成
されるのを可能にした。第２のパワーコンバーター６か
らエネルギーのフィードバックを避けることが可能にな
り、全システムの効率が９９％の範囲内であった。従っ
て、スイッチング損失は非常に低く保たれることができ
た。
分は以下のように特定される。 ａ3 ＝−Ａmax ＋（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 Ａmax ＝１ｐ．ｕ． 低い駆動レベルの場合、第３高調波の代わりに第９高調
波の成分を混合することも可能である。第２のパワーコ
ンバーターの中間回路におけるパワーパルス化の減少
は、約３３パーセントの駆動レベルからスタートする第
３高調波の代わりに、例えば、以下の関係式による振幅
ａ9 を有する第９高調波を混合することによって達成さ
れる。 ａ9 ＝−Ａmax ＋（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 本発明による方法は、３００Ｈｚの第１のパワーコンバ
ーターの最大クロック周波数が全駆動レベル範囲にわた
って６０Ｈｚで回路装置の最大駆動レベルのために達成
されるのを可能にした。第２のパワーコンバーター６か
らエネルギーのフィードバックを避けることが可能にな
り、全システムの効率が９９％の範囲内であった。従っ
て、スイッチング損失は非常に低く保たれることができ
た。
【００１３】本発明の変更や変形は上述の教示にてらし
て可能である。従って、請求項の範囲内で本発明はここ
に詳細に記載されたもの以外でも実施可能であることを
理解すべきである。
て可能である。従って、請求項の範囲内で本発明はここ
に詳細に記載されたもの以外でも実施可能であることを
理解すべきである。
【図１】本発明による方法が適している回路装置の等価
回路図を示す。
回路図を示す。
【図２】本発明による方法によって生成される電圧プロ
フィールを示す。
フィールを示す。
【図３】本発明による方法によって生成される電圧プロ
フィールを示す。
フィールを示す。
【図４】本発明による方法によって生成される電圧プロ
フィールを示す。
フィールを示す。
【図５】本発明による方法によって生成される電圧プロ
フィールを示す。
フィールを示す。
【図６】本発明による方法によって生成される電圧プロ
フィールを示す。
フィールを示す。
【図７】本発明による方法によって生成される電圧プロ
フィールを示す。
フィールを示す。
【図８】本発明による方法によって生成される電圧プロ
フィールを示す。
フィールを示す。
【図９】本発明による方法によって生成される電圧プロ
フィールを示す。
フィールを示す。
【図１０】本発明による方法によって生成される電圧プ
ロフィールを示す。
ロフィールを示す。
１ 第１のパワーコンバーター ２ 第１の整流器 ３ 第１のＤＣ電圧中間回路 ４ 電源装置 ５ 第１のパワーコンバーターの負荷端子 ６ 第２のパワーコンバーター ７ 第２のＤＣ電圧中間回路 ８ 負荷 ９ 第１のブリッジ端子 10 第２のブリッジ端子 11 フィルター 12 第２の整流器 13 トランス
Claims (6)
- 【請求項１】パワー電子回路装置の動作方法であって、 パワー電子回路装置は、多フェーズの第１のパワーコン
バーター（１）と少なくとも１つの第２のパワーコンバ
ーター（６）を備え、 前記多フェーズの第１のパワーコンバーター（１）は、
前記第１の中間回路電圧Ｕzk1 と第１の整流器（２）を
有する第１のＤＣ電圧中間回路（３）を介して電源装置
（４）に接続され、且つフェーズ当たり１つの負荷端子
（５）を有し、 前記少なくとも１つの第２のパワーコンバーター（６）
は、第２の中間回路電圧Ｕzk2 を有する第２のＤＣ電圧
中間回路（７）を有し、且つ前記第１のパワーコンバー
ターの負荷端子（５）に接続されており、 前記第２の中間回路電圧Ｕzk2 は、前記第１の中間回路
電圧Ｕzk1 に加算されるか、或いは減算され、且つ基準
発振のマッピングが前記パワー電子回路の出力に生成さ
れるように、前記第１と第２のパワーコンバーター
（１，６）は、本質的にサイン波形の基準発振と少なく
とも１つのキャリア発振を比較することによりパルス幅
変調で駆動されるスイッチを有し、 第３高調波の成分は、約２０％より多く、且つ約８７％
より少ない駆動レベルを特に含む、事実上パワー電子回
路装置の全駆動レベル範囲にわたって、基準発振と混合
されることを特徴とする方法。 - 【請求項２】混合された第３高調波の振幅は、基本波と
第３高調波の合計が基準発振の許容された最大値を越え
ないように、選択されることを特徴とする請求項１に記
載の方法。 - 【請求項３】第３高調波の振幅ａ3 は、以下の式 ａ3 ＝−Ａmax ＋（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 ここで、Ａmax ＝１ｐ．ｕ．（基準電圧の許容された最
大値）、ａ3Nは、ｆ1 ＝ｆ1N (正規化周波数) ＝１ｐ．
ｕ．において混合された第３高調波の成分、のように駆
動レベルによって選択されることを特徴とする請求項２
に記載の方法。 - 【請求項４】以下の関係式 ａ9 ＝−Ａmax ＋（Ａmax ＋ａ3N）・ｆ1 による振幅ａ9 を有する第９高調波が約３３％の駆動レ
ベルからスタートする第３高調波の代わりに混合される
ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の方
法。 - 【請求項５】前記第１のパワーコンバーター（１）は、
ツーポイントインバーターにならって構成され、且つ前
記第２のパワーコンバーター（６）は、ツーポイント、
或いはスリーポイントインバーターにならって構成され
ることを特徴とする請求項１乃至請求項４にの何れか１
つに記載の方法。 - 【請求項６】前記第１のパワーコンバーター（１）は、
スリーポイントインバーターにならって構成され、且つ
前記第２のパワーコンバーター（６）は、ツーポイン
ト、或いはスリーポイントインバーターにならって構成
されることを特徴とする請求項１乃至請求項４にの何れ
か１つに記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19720787A DE19720787A1 (de) | 1997-05-17 | 1997-05-17 | Verfahren zum Betrieb einer leistungselektronischen Schaltungsanordnung |
| DE19720787:1 | 1997-05-17 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10337033A true JPH10337033A (ja) | 1998-12-18 |
Family
ID=7829803
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10132502A Pending JPH10337033A (ja) | 1997-05-17 | 1998-05-15 | パワー電子回路装置の動作方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6009002A (ja) |
| EP (1) | EP0884831A3 (ja) |
| JP (1) | JPH10337033A (ja) |
| DE (1) | DE19720787A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2629005C2 (ru) * | 2013-06-27 | 2017-08-24 | Сименс Акциенгезелльшафт | Преобразовательный узел с параллельно включенными многоступенчатыми полупроводниковыми преобразователями, а также способ управления им |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1253706B1 (de) * | 2001-04-25 | 2013-08-07 | ABB Schweiz AG | Leistungselektronische Schaltungsanordnung und Verfahren zur Uebertragung von Wirkleistung |
| US6954366B2 (en) * | 2003-11-25 | 2005-10-11 | Electric Power Research Institute | Multifunction hybrid intelligent universal transformer |
| US20070230226A1 (en) * | 2003-11-25 | 2007-10-04 | Jih-Sheng Lai | Multilevel intelligent universal auto-transformer |
| US7050311B2 (en) * | 2003-11-25 | 2006-05-23 | Electric Power Research Institute, Inc. | Multilevel converter based intelligent universal transformer |
| US20070223258A1 (en) * | 2003-11-25 | 2007-09-27 | Jih-Sheng Lai | Multilevel converters for intelligent high-voltage transformers |
| US7532490B2 (en) * | 2006-08-14 | 2009-05-12 | General Electric Company | Converter topology and methods for interfacing an electrical machine to electrical power grid |
| DE102007038959A1 (de) * | 2007-08-14 | 2009-02-26 | Sma Solar Technology Ag | Wechselrichter |
| US20090045782A1 (en) * | 2007-08-16 | 2009-02-19 | General Electric Company | Power conversion system |
| JP5269102B2 (ja) | 2009-01-13 | 2013-08-21 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5071498B2 (ja) * | 2010-03-10 | 2012-11-14 | オムロン株式会社 | 電力変換装置およびパワーコンディショナ |
| US8730696B2 (en) * | 2012-07-16 | 2014-05-20 | Delta Electronics, Inc. | Multi-level voltage converter |
| CN107276378B (zh) * | 2016-04-08 | 2019-03-15 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 预先充电控制方法 |
| CN109565248B (zh) | 2016-08-11 | 2021-11-12 | Abb瑞士股份有限公司 | 具有浮动单元的转换器系统的两级控制 |
| DE202016104553U1 (de) * | 2016-08-19 | 2016-10-20 | Peter Witte | Drehmomentbegrenzer |
| CN107634534B (zh) * | 2017-09-27 | 2020-02-18 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 柔性直流输电换流器主回路电气参数获取方法 |
| DE102019204121A1 (de) * | 2019-03-26 | 2020-10-01 | Siemens Aktiengesellschaft | Stromrichter zum Umrichten einer Gleichspannung in eine Wechselspannung mit einer nachgeschalteten, schaltbaren Spannungsquelle sowie Verfahren |
| CN115088171A (zh) | 2019-12-31 | 2022-09-20 | Abb瑞士股份有限公司 | 用于操作具有浮置单元的功率电子转换器设备的方法 |
| EP3846327A1 (en) | 2019-12-31 | 2021-07-07 | ABB Schweiz AG | Method for operating a power electronic converter device with floating cells |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3581212A (en) * | 1969-07-31 | 1971-05-25 | Gen Electric | Fast response stepped-wave switching power converter circuit |
| US3648149A (en) * | 1971-03-11 | 1972-03-07 | Lorain Prod Corp | Polyphase inverter circuit |
| GB2294821A (en) * | 1994-11-04 | 1996-05-08 | Gec Alsthom Ltd | Multilevel converter |
| DE19615855A1 (de) * | 1996-04-20 | 1997-10-23 | Asea Brown Boveri | Leistungselektronische Schaltungsanordnung |
-
1997
- 1997-05-17 DE DE19720787A patent/DE19720787A1/de not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-04-09 EP EP98810305A patent/EP0884831A3/de not_active Withdrawn
- 1998-05-04 US US09/071,038 patent/US6009002A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-05-15 JP JP10132502A patent/JPH10337033A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2629005C2 (ru) * | 2013-06-27 | 2017-08-24 | Сименс Акциенгезелльшафт | Преобразовательный узел с параллельно включенными многоступенчатыми полупроводниковыми преобразователями, а также способ управления им |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0884831A3 (de) | 1999-10-27 |
| EP0884831A2 (de) | 1998-12-16 |
| US6009002A (en) | 1999-12-28 |
| DE19720787A1 (de) | 1998-11-19 |
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