JPH10319059A

JPH10319059A - 信号処理方法、信号処理装置およびドップラソナー

Info

Publication number: JPH10319059A
Application number: JP12359497A
Authority: JP
Inventors: Hironori Suzaki; 寛則須崎
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 1997-05-14
Filing date: 1997-05-14
Publication date: 1998-12-04
Anticipated expiration: 2017-05-14
Also published as: JP3850950B2

Abstract

(57)【要約】【課題】効率的な計算で超低速の速度分解能を得ること
ができる信号処理方法、信号処理装置を提供する。【解決手段】３０ｋＨｚ付近に周波数スペクトルが展開
している信号を２４ｋＨｚでアンダーサンプリングする
ことにより、前記周波数スペクトルは６ｋＨｚ付近に展
開する。この周波数スペクトルの中心周波数をＤＣ＝０
Ｈｚに周波数シフトする場合、中心周波数とサンプリン
グ周波数との比が１／４であるため、サンプリングデー
タに順次１，−ｊ，−１，ｊを乗ずるのみでこれを行う
ことができる。さらに、この定数をＦＩＲフィルタの係
数に埋め込んでおき、サンプリングデータが４ｎ（ｎは
正の整数）だけ進む毎にＦＩＲフィルタの演算を行って
データを出力することにより、周波数シフト、ＦＩＲフ
ィルタ処理および４ｎのデシメーションを一括して処理
することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、信号の周波数な
どを解析する際の処理を効率化した信号処理方法、信号
処理装置、および、対象物との距離に応じた速度測定が
可能なドップラソナーに関する。

【０００２】

【従来の技術】船舶における速度測定にはドップラソナ
ーが広く用いられており、船舶の種類に応じてドップラ
ソナーの測定レンジも種々に設定される。海底に沈んだ
状態で故障している潜水艦の乗組員を救助するための潜
水艦救難艇（ＤＳＲＶ）にもドップラソナーが搭載され
ている。ＤＳＲＶは、沈没潜水艦に自走で接近して救助
ハッチにドッキングし、この救助ハッチを介して潜水艦
の乗組員を救助する。沈没潜水艦の救助ハッチに安全・
確実にドッキングするためには、超低速の速度制御が要
求され、ドップラソナーにも高い速度分解能が要求され
る。

【０００３】従来より一般的なドップラソナーは、超音
波パルスビームを送信し、その反射波のドップラシフト
により対象物との相対速度を計測するものである。近年
のドップラソナーは、ディジタル処理によってドップラ
シフト周波数を割り出すものが多く、ディジタル処理方
式のものはＤＦＴ（離散フーリエ解析、実際の計算は、
高速フーリエ解析（ＦＦＴ））によって、ドップラシフ
トの周波数スペクトルを求め、そのピーク位置に基づい
てドップラ周波数を検出する。

【０００４】このようなパルス方式の場合、対象物との
距離が長い場合には、反射波の到達時間遅れが大きいた
め長いパルスビームを出力することができるが、対象物
と接近した状態では到達時間遅れが少ないため、長いパ
ルスビームを出力すると、出力パルスと反射波とが重な
り合ってしまい、正確な速度計測をすることができな
い。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ＤＳＲＶの場
合、対象物である沈没潜水艦に接近するほど低速に制御
され、ドップラソナーも高い速度分解能が要求されるに
もかかわらず、短いパルスしか送信できないため速度分
解能が低下するという問題点があった。たとえば、対象
物との距離が１ｍの場合、反射波の到達遅れ時間が約
１．３ｍｓであるため、サンプリング周波数が５０ｋＨ
ｚでもＦＦＴ点数は３２点しかとることができず、周波
数分解能は１．５６ｋＨｚで検出速度分解能は約１５ｋ
ｎｏｔとなり、超低速で接近する艦艇の速度を到底検出
することができない。

【０００６】そこで、送受波器を２つ設け、一方の送受
波器で連続波を送信し、他方の送受波器で連続した反射
波を受信することによって、長い信号から多くのサンプ
ル点をとって、速度分解能を向上することが考えられ
る。しかし、単純に長い信号から長いサンプル点をとっ
てＦＦＴ演算しようとすると極めて長時間の演算が必要
になり、短時間の速度データの更新ができなくなるた
め、速度制御が不安定になるという問題点があった。

【０００７】また、ドップラソナーはパルス信号の反射
波遅延時間に基づいて対象物との距離を測定している
が、連続波ではこの距離測定ができないという問題点も
あった。

【０００８】この発明は、効率的な計算で超低速の速度
分解能を得ることができる信号処理方法、信号処理装
置、および、距離に応じて適切な速度測定ができるドッ
プラソナーを提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この出願の請求項１の発
明は、所定の基準周波数付近に周波数スペクトルを有す
る信号を入力し、該信号を、前記基準周波数をサンプリ
ング周波数の４分の１または４分の３の周波数にシフト
するサンプリング周波数でサンプリングし、該サンプリ
ングされたデータ列に対して、複素単位乗数データ列を
乗算することによって該サンプリングデータ列の周波数
スペクトルをシフトすることを特徴とする。

【００１０】ここで、複素単位乗数データ列は、複素平
面における単位円と実軸・虚軸との交点座標値を反時計
回りまたは時計回りに順次並べた数列であり、＋１→−
ｊ→−１→＋ｊ→の繰り返し、−ｊ→−１→＋ｊ→＋１
→の繰り返し、−１→＋ｊ→＋１→−ｊ→の繰り返し、
＋ｊ→＋１→−ｊ→−１→の繰り返し、または、＋１→
＋ｊ→−１→−ｊ→の繰り返し、＋ｊ→−１→−ｊ→＋
１→の繰り返し、−１→−ｊ→＋１→＋ｊ→の繰り返
し、−ｊ→＋１→＋ｊ→−１→の繰り返しのいずれかか
らなる。

【００１１】この出願の請求項２の発明は、サンプリン
グされたデータ列に対して、所定の窓関数列に対して所
定の離散複素指数関数列を乗算した関数列を順次を乗算
することにより、サンプリングデータ列の切り出しおよ
び該サンプリングデータ列の周波数スペクトルのシフト
を同時に行うことを特徴とする。

【００１２】この出願の請求項３の発明は、所定の基準
周波数付近に周波数スペクトルを有する信号を入力し、
該信号を、前記基準周波数をサンプリング周波数の４分
の１または４分の３の周波数にシフトするサンプリング
周波数でサンプリングし、所定の窓関数の各重み係数値
に複素単位乗数データ列を順次乗算したものを、前記サ
ンプリングされたデータ列に対して乗算することによ
り、サンプリングデータ列の切り出しおよび該サンプリ
ングデータ列の周波数スペクトルのシフトを同時に行う
ことを特徴とする。

【００１３】この出願の請求項４の発明は、前記乗算
は、前記乗数データが＋１のとき、対応するサンプリン
グデータの値をそのまま実数部、０を虚数部とする値を
解とする処理、前記乗数データが−１のとき、対応する
サンプリングデータの符号を反転した値を実数部、０を
虚数部とした値を解とする処理、前記乗数データが＋ｊ
のとき、対応するサンプリングデータの値をそのまま虚
数部、０を実数部とした値を解とする処理、および、前
記乗数データが−ｊのとき、対応するサンプリングデー
タの符号を反転した値を虚数部、０を実数部とした値を
解とする処理、からなることを特徴とする。

【００１４】この出願の請求項５の発明は、前記周波数
スペクトルをシフトされたサンプリングデータ列のう
ち、＋１または−１が乗算されたデータのみから実数部
を抽出して実数部の演算を行い、＋ｊまたは−ｊが乗算
されたデータのみから虚数部を抽出して虚数部の演算を
行うことを特徴とする。

【００１５】この出願の請求項６の発明は、所定の基準
周波数付近に周波数スペクトルを有する信号を入力し、
該信号を、前記基準周波数をサンプリング周波数の４分
の１または４分の３の周波数にシフトするサンプリング
周波数でサンプリングし、該サンプリングされたデータ
の帯域を制限するＦＩＲフィルタの各タップのフィルタ
係数を、複素単位乗数データ列を順次乗ずることによっ
て変更しておき、前記ＦＩＲフィルタに対して順次入力
される前記サンプリングデータが、４の倍数に設定され
ているデシメーションレートだけ進む毎に、該ＦＩＲフ
ィルタの各タップ出力に対して前記変更されたフィルタ
係数を乗算してフィルタ出力データを出力することによ
り、周波数スペクトルのシフト、周波数帯域の制限およ
びデシメーションを一括して処理することを特徴とす
る。

【００１６】この出願の請求項７の発明は、所定の周波
数帯に周波数スペクトルを有する信号を入力し、前記周
波数スペクトルの周波数帯よりも低く、且つ、前記周波
数スペクトルの周波数帯域幅よりも高い周波数でサンプ
リングし、該サンプリングによって生じた折り返し写像
のスペクトルのうち、０ヘルツ付近に生じた折り返し写
像を用いて離散フーリエ解析を行うことを特徴とする。

【００１７】この出願の請求項８の発明は、所定の周波
数帯に周波数スペクトルを有する離散時間信号を入力
し、前記周波数スペクトルの周波数帯よりも低く、且
つ、前記周波数スペクトルの周波数帯域幅よりも高いサ
ンプリング周波数となるようにデシメーションし、該デ
シメーションによって生じた折り返し写像のスペクトル
のうち、０ヘルツ付近に生じた折り返し写像を用いて離
散フーリエ解析を行うことを特徴とする。

【００１８】この出願の請求項９の発明は、連続信号を
入力して所定のサンプリング周波数でディジタル信号に
変換し、該ディジタル信号を離散フーリエ解析すること
によってスペクトルを得る信号処理方法において、前記
ディジタル信号を所定のデシメーションレートで間引き
したのち前記離散フーリエ解析を行い、処理開始から、
時間が経過するにつれて、前記デシメーションレートを
徐々に大きくしてゆくことにより、処理データ量を増加
させることなく前記スペクトルの周波数分解能を高くし
てゆくことを特徴とする。

【００１９】この出願の請求項１０の発明は、連続信号
を入力して所定のサンプリング周波数でディジタル信号
に変換し、該ディジタル信号を離散フーリエ解析するこ
とによってスペクトルを得る信号処理方法において、前
記ディジタル信号を所定のデシメーションレートで間引
きしたのち前記離散フーリエ解析を行い、処理開始か
ら、時間が経過するにつれて、前記デシメーションレー
トを徐々に大きくしてゆくことにより、処理データ量を
増加させることなく前記スペクトルの周波数分解能を高
くしてゆくことを特徴とする。

【００２０】この出願の請求項１１の発明は、連続信号
を入力して所定のサンプリング周波数でディジタル信号
に変換し、該ディジタル信号を離散フーリエ解析するこ
とによってスペクトルを得る信号処理方法において、前
記ディジタル信号を所定のデシメーションレートで間引
きして所定の処理データ点数を抽出したのち前記離散フ
ーリエ解析を行い、処理開始から、時間が経過するにつ
れて、前記デシメーションレートまたは前記処理データ
点数を徐々に大きくしてゆくことにより、前記スペクト
ルの周波数分解能を高くしてゆくことを特徴とする。

【００２１】この出願の請求項１２の発明は、所定の基
準周波数付近に周波数スペクトルを有する信号を入力
し、前記基準周波数をサンプリング周波数の４分の１ま
たは４分の３の周波数にシフトするサンプリング周波数
でサンプリングするサンプリング手段と、該サンプリン
グされたデータ列に対して、複素単位乗数データ列を乗
算する周波数スペクトルシフト手段と、を備えたことを
特徴とする。

【００２２】この出願の請求項１３の発明は、所定の窓
関数列に対して所定の離散複素指数関数列を乗算した乗
数関数列を記憶する記憶手段と、サンプリングされたデ
ータ列を入力して前記乗数関数列を乗算することによ
り、サンプリングデータ列の切り出しおよび該サンプリ
ングデータ列の周波数スペクトルのシフトを同時に行う
データ切出手段と、を備えたことを特徴とする。

【００２３】この出願の請求項１４の発明は、所定の基
準周波数付近に周波数スペクトルを有する信号を入力
し、前記基準周波数をサンプリング周波数の４分の１ま
たは４分の３の周波数にシフトするサンプリング周波数
でサンプリングするサンプリング手段と、所定の窓関数
の各重み係数値に複素単位乗数データ列を順次乗算した
ものを、前記サンプリングされたデータ列に対して乗算
するデータ切出手段と、を備えたことを特徴とする。

【００２４】この出願の請求項１５の発明は、前記周波
数スペクトルシフト手段は、前記乗数データが＋１のと
き、対応するサンプリングデータの値をそのまま実数
部、０を虚数部とする値を解とし、前記乗数データが−
１のとき、対応するサンプリングデータの符号を反転し
た値を実数部、０を虚数部とした値を解とし、前記乗数
データが＋ｊのとき、対応するサンプリングデータの値
をそのまま虚数部、０を実数部とした値を解とし、前記
乗数データが−ｊのとき、対応するサンプリングデータ
の符号を反転した値を虚数部、０を実数部とした値を解
とする手段であることを特徴とする。

【００２５】この出願の請求項１６の発明は、所定の基
準周波数付近に周波数スペクトルを有する信号を入力
し、前記基準周波数をサンプリング周波数の４分の１ま
たは４分の３の周波数にシフトするサンプリング周波数
でサンプリングするサンプリング手段と、該サンプリン
グされたデータの帯域を制限するＦＩＲフィルタであっ
て、各タップのフィルタ係数が、複素単位乗数データ列
を順次乗ずることによって変更されており、順次入力さ
れる前記サンプリングデータが、４の倍数に設定されて
いるデシメーションレートだけ進む毎に、該ＦＩＲフィ
ルタの各タップ出力に対して前記変更されたフィルタ係
数を乗算してフィルタ出力データを出力するフィルタ手
段と、を備えたことを特徴とする。

【００２６】この出願の請求項１７の発明は、所定の周
波数帯に周波数スペクトルを有する信号を入力し、前記
周波数スペクトルの周波数帯よりも低く、且つ、前記周
波数スペクトルの周波数帯域幅よりも高い周波数でサン
プリングするサンプリング手段と、該サンプリングによ
って生じた折り返し写像のスペクトルのうち、０ヘルツ
付近に生じた折り返し写像を用いて離散フーリエ解析を
行うフーリエ解析手段と、を備えたことを特徴とする。

【００２７】この出願の請求項１８の発明は、所定の周
波数帯に周波数スペクトルを有する離散時間信号を入力
し、前記周波数スペクトルの周波数帯よりも低く、且
つ、前記周波数スペクトルの周波数帯域幅よりも高いサ
ンプリング周波数となるようにデシメーションするデシ
メーション手段と、該デシメーションによって生じた折
り返し写像のスペクトルのうち、０ヘルツ付近に生じた
折り返し写像を用いて離散フーリエ解析を行うフーリエ
解析手段と、を備えたことを特徴とする。

【００２８】この出願の請求項１９の発明は、連続信号
を入力して所定のサンプリング周波数でディジタル信号
に変換し、該ディジタル信号を離散フーリエ解析するこ
とによってスペクトルを得る信号処理装置において、前
記ディジタル信号を前記離散フーリエ解析の前に所定の
デシメーションレートで間引きするデシメーション手段
と、処理開始から、時間が経過するにつれて、前記デシ
メーションレートを徐々に大きくしてゆくデシメーショ
ンレート変更手段と、を備えたことを特徴とする。

【００２９】この出願の請求項２０の発明は、連続信号
を入力して所定のサンプリング周波数でディジタル信号
に変換し、該ディジタル信号を離散フーリエ解析するこ
とによってスペクトルを得る信号処理装置において、前
記ディジタル信号を前記離散フーリエ解析の前に所定の
デシメーションレートで間引きして所定の処理データ点
数を抽出するデシメーション手段と、処理開始から、時
間が経過するにつれて、前記デシメーションレートまた
は処理データ点数を徐々に大きくしてゆく分解能変更手
段と、を備えたことを特徴とする。

【００３０】この出願の請求項２１の発明は、送信した
超音波信号の反射波により対象物との距離を測定する距
離測定手段と、送信した超音波信号の反射波により対象
物との速度を測定する速度測定手段と、を備えたドップ
ラソナーにおいて、前記速度測定手段は、パルス信号を
送受信することによって対象物との速度を測定するパル
スドップラ速度測定手段、および、連続波信号を送受信
することによって対象物との速度を測定する連続波ドッ
プラ速度測定手段からなり、前記距離測定手段が測定し
た対象物との距離が、第１のしきい値よりも接近したと
き前記パルスドップラ速度測定手段から連続波ドップラ
速度測定手段に切り換え、第２のしきい値よりも遠ざか
ったとき前記連続波ドップラ速度測定手段からパルスド
ップラ速度測定手段に切り換える切換手段を備えたこと
を特徴とする。

【００３１】この出願の請求項２２の発明は、請求項２
１の発明において、前記連続波ドップラ速度測定手段
が、一定時間毎に前記連続波信号の送受信を中断し、パ
ルス信号を送信して前記対象物との距離を測定する連続
波モード距離測定手段と、該連続波モード距離測定手段
が測定した距離が前記第２のしきい値よりも小さいと
き、再度連続波信号の送受信を再開し、前記中断前に受
信した反射波のデータおよび再開後に受信した反射波の
データを連結して前記対象物との速度を測定する連続波
モード再開手段と、を含むことを特徴とする。

【００３２】この出願の請求項２３の発明は、請求項２
１の発明において、連続波ドップラ速度測定手段が、一
定時間毎に前記連続波信号の送信を中断し、パルス信号
を送信して前記対象物との距離を測定する連続波モード
距離測定手段と、該連続波モード距離測定手段が測定し
た距離が前記第２のしきい値よりも小さいとき、再度連
続波信号の送信を再開し、前記中断前に受信した信号の
データ、中断中に受信した信号のデータおよび再開後に
受信した信号のデータを用いて前記対象物との速度を測
定する連続波モード再開手段と、を含むことを特徴とす
る。

【００３３】この出願の請求項２４の発明は、請求項２
１の発明において、連続波ドップラ速度測定手段が、前
記反射波のサンプリングデータを所定のデシメーション
レートで間引きしたのち離散フーリエ解析を行い、その
スペクトルからドップラシフト周波数を求めて速度を測
定する手段であり、前記連続波信号の反射波の受信を開
始してから時間が経過するにしたがって、前記デシメー
ションレートを大きくしてゆくデシメーションレート変
更手段を備えたことを特徴とする。

【００３４】この出願の請求項２５の発明は、請求項２
１の発明において、連続波ドップラ速度測定手段が、前
記反射波のサンプリングデータを所定のデシメーション
レートで間引きして所定の処理データ点数を抽出したの
ち離散フーリエ解析を行い、そのスペクトルからドップ
ラシフト周波数を求めて速度を測定する手段であり、前
記連続波信号の反射波の受信を開始してから時間が経過
するにしたがって、処理開始から、時間が経過するにつ
れて、前記デシメーションレートまたは処理データ点数
を徐々に大きくしてゆく分解能変更手段を備えたことを
特徴とする。

【００３５】この発明において、入力信号の周波数スペ
クトルは、注目領域の中心周波数である基準周波数付近
に展開している。図１（Ａ）は、この入力信号の周波数
スペクトルの例を示す図である。この入力信号をサンプ
リング周波数ｆｓでサンプリングするが、このサンプリ
ング周波数ｆｓを、図１（Ｂ）示すように、サンプリン
グ後の中心周波数ｆｃがｆｓ／４または３ｆｓ／４とな
るような周波数に設定する。このサンプリングには、た
とえば、いわゆるアンダーサンプリングの手法を用いる
ことができる。

【００３６】このようにサンプリングすると、図１
（Ｃ）に示すように、中心周波数がｆｃにバイアスされ
ており、中心周波数を挟んで正負の範囲に周波数スペク
トルが展開していてもその帯域幅がｆｃ以下であれば、
スペクトル同士がエリアシングで重なり合うことがな
い。また、このとき０Ｈｚ付近に生じる写像は１次写像
とは限らず、２次写像などの多次写像である可能性があ
るが、中心周波数ｆｃが事前に分かっているため、何次
写像がどの付近に生じるかを予測することができ、最も
利用しやすい０Ｈｚ付近の写像を用いることができる。
なお、この技術はアンダーサンプリングのみならず、後
述のデシメーションにおいても同様に適用することがで
きる。

【００３７】このように、サンプリング周波数ｆｓでサ
ンプリングされ、中心周波数ｆｃの離散時間データ列と
なった信号は、

【００３８】

【数１】

【００３９】の指数関数列を乗算することによって中心
周波数ｆｃが０（ＤＣ）になるように周波数スペクトル
をシフトすることができる。すなわち、データ数列ｘ
（ｎ）のＤＦＴ変換から求まる周波数スペクトルが、

【００４０】

【数２】

【００４１】で求められるのに対し、データ数列ｘ
（ｎ）に離散複素指数関数ｃ（ｎ）を乗算した周波数ス
ペクトルＸｓｈｉｆｔ（ｋ）が、

【００４２】

【数３】

【００４３】となることから周波数スペクトルＸ（ｋ）
が周波数軸に沿ってシフトされていることが分かる。す
なわち、

【００４４】

【数４】

【００４５】によってスペクトルの注目領域の中心周波
数ｆｃを周波数ゼロとするように、スペクトル全体を周
波数軸に沿ってシフトすることができる。

【００４６】また、前記ｃ（ｎ）の指数部（−ｊΩ
_cｎ）のｎを、自然数Ｍを加算することによって（ｎ＋
Ｍ）に置き換えた場合、すなわち，離散複素指数関数を
Ｍ個シフトしてデータ数列に乗算した場合でも、

【００４７】

【数５】

【００４８】で明らかなように、周波数パワースペクト
ルはこのずれに影響されることなく同様にシフトされ
る。

【００４９】そして、上述したようにサンプリング周波
数ｆｓと注目領域の中心周波数ｆｃが、ｆｃ＝ｆｓ／４
またはｆｃ＝３ｆｓ／４となるような関係にサンプリン
グしていることにより、 Ω_c＝２π（ｆｃ／ｆｓ）＝π／２または、 Ω_c＝２π（ｆｃ／ｆｓ）＝３π／２となり、前記離散複素指数関数ｃ（ｎ）は、

【００５０】

【数６】

【００５１】となる。ここで、Ω_c＝π／２の場合を考
えると、任意の整数値ｎに対して、

【００５２】

【数７】

【００５３】となり、＋１，−ｊ，−１，＋ｊの４種類
の値のみを取ることが分かる。

【００５４】したがって、周波数スペクトルをシフトす
るために実際にｘ（ｎ）とｃ（ｎ）とを乗算する必要は
なく、単にデータ数列ｘ（ｎ）を４個周期に、ｃ（ｎ）
のｎの値から簡単に割り出される＋１，−ｊ，−１，＋
ｊを乗算した場合に合わせて正負符号制御および実数虚
数制御をするだけでよい。すなわち、ｃ（ｎ）がマイナ
ス符号の場合には符号反転計算のみを行い、ｃ（ｎ）が
実数の場合はｘ（ｎ）の値を全て実数部として処理し、
ｃ（ｎ）が虚数の場合はｘ（ｎ）の値を全て虚数部とし
て処理すればよい。なお、Ω_c＝３π／２の場合には、
Ω_c＝π／２の場合と逆回りになり、＋１，＋ｊ，−
１，−ｊとなる。なお、＋１→−ｊ→−１→＋ｊまたは
＋１→＋ｊ→−１→−ｊの繰り返しの先頭は＋１，＋
ｊ，−１，−ｊのうち任意のものでよい。

【００５５】このように、ｆｃ＝ｆｓ／２またはｆｃ＝
３ｆｓ／２となるようなサンプリング周波数ｆｓでサン
プリングすることにより、サンプリングデータのサンプ
リング番号に基づいて符号制御および実数，虚数に割り
振るのみの処理で周波数スペクトルのシフトを行うこと
ができ、上記指数関数を実際に乗算して演算する必要が
なくなるため、処理を大幅に簡略化することができる。

【００５６】そして、この処理により周波数シフトされ
たサンプリングデータ列は、実数部のみのデータと虚数
部のみのデータが交互に現れるため、後段のフィルタ演
算などの演算においては、実数部の演算・虚数部の演算
ともに通常の演算の１／２の演算量ですませることがで
きる。すなわち、実数部の演算は、＋１または−１が乗
算されたサンプリングデータの実数部について行い、虚
数部の演算は、＋ｊまたは−ｊが乗算されたサンプリン
グデータの虚数部について行えばよく、図１０や図１３
に示すように処理データ長の半分のデータ長の演算処理
部でこれを実現できる。

【００５７】また、上記のように中心周波数を０にシフ
トしたことにより、サンプリングデータの間引き（デシ
メーション）によって、図１（Ｄ）に示すように、０Ｈ
ｚ（ＤＣ）を中心とした周波数スペクトルの引き延ばし
が可能になる。サンプリングデータを間引きすることに
より、長時間のサンプリングデータを少ないサンプル点
（データ点数）で取り扱うことができる。

【００５８】さらに、この発明では、デシメーションレ
ートとして４ｎ（ｎ：正の整数）を用い、このデシメー
ションによって発生する折り返しスペクトルの重なり合
い（エリアシング）を防止するためのローパスフィルタ
であるＦＩＲフィルタのフィルタ係数に対して上記周波
数シフトのための乗数である＋１、−ｊ、−１、＋ｊま
たは＋１、＋ｊ、−１、−ｊを予め乗算している。デシ
メーションレートが４ｎであるから、入力されるサンプ
リングデータ列が４ｎ進む毎にフィルタ演算が行われ、
４個の周期で繰り返す＋１、−ｊ、−１、＋ｊまたは＋
１、＋ｊ、−１、−ｊの乗数と同期し、同じサンプリン
グデータには常に同じ乗数が乗算されることになるた
め、ＦＩＲフィルタに入力するまえにサンプリングデー
タにこの乗数を乗算しておかなくても、フィルタ演算に
おいて同時に上記周波数スペクトルのシフトを行うこと
ができる。さらに、上述したように乗数として＋１、−
ｊ、−１、＋ｊまたは＋１、＋ｊ、−１、−ｊを用いた
ことにより、サンプリングデータの実数部または虚数の
一方が必ず０となるため、０となるタップ（係数演算）
を省略することでフィルタ長を約１／２にすることがで
きる。

【００５９】これにより、周波数シフト、ＦＩＲフィル
タ処理、およびデシメーションレート４ｎのデシメーシ
ョン処理を一括して実行することができるとともに、フ
ィルタ長を１／２にする（フィルタ演算量を１／２にす
る）ことができ、処理を大幅に簡略化することができ
る。

【００６０】一方、有限長のサンプリングデータを切り
出す場合、その周波数スペクトルを保存するためハニン
グ窓などの窓関数を乗じてデータの切り出しを行うこと
がよく行われるが、この窓関数の各関数列に対して周波
数スペクトルをシフトするための離散指数関数列ｃ
（ｎ）を予め乗算しておき、これをサンプリングされた
データ列ｘ（ｎ）に乗ずることにより、窓関数によるサ
ンプリングデータの切り出しと周波数スペクトルのシフ
トを同時に行うことができる。

【００６１】さらに、この場合においても、図１５に示
すように上記周波数スペクトルのシフトと同様にサンプ
リング周波数ｆｓと注目領域の中心周波数ｆｃが、ｆｃ
＝ｆｓ／２またはｆｃ＝３ｆｓ／２となるような関係で
サンプリングすることにより、窓関数列に対して＋１，
−ｊ，−１，＋ｊまたは＋１，＋ｊ，−１，−ｊの乗数
データ列を乗算したものをデータ列に乗算するのみで、
簡略にサンプリングデータの切り出しと周波数スペクト
ルのシフトを同時に行うことができる。

【００６２】

【発明の実施の形態】図２はこの発明の実施形態である
ドップラソナーの概略構成図、図３は同ドップラソナー
の受信部のブロック図である。このドップラソナーは、
沈没潜水艦を救助する潜水艦救難艇（ＤＳＲＶ）に装着
されるものであり、２００ｍｓ毎に速度データを更新出
力する。ＤＳＲＶは、救助ハッチにドッキングする際
は、沈没潜水艦に超低速で接近し、０．０１ノットの精
度で速度制御する必要がある。このため、このドップラ
ソナーは０．０１ノットの検出精度を有する。また、Ｄ
ＳＲＶは救助を迅速に行うため、母船と沈没潜水艦との
往復行程はある程度の高速で潜水・浮上する。このた
め、ドップラソナーも６ノット程度までの速度検出レン
ジを有している。

【００６３】ドップラソナーは、上記検出精度および検
出レンジを確保するため、沈没潜水艦とある程度以上の
距離（２０ｍ〜２５ｍ以上）が離れているときはパルス
信号を用いて速度計測を行い、沈没潜水艦と上記距離以
下に接近したときは連続波信号を送信して反射波信号を
長時間継続的に受信し、この長時間の信号を用いて速度
計測を行う。上記パルス信号を用いて速度計測を行うモ
ードをパルスドップラモードといい、連続波信号を用い
て速度計測を行うモードを連続波ドップラモードとい
う。

【００６４】図３において、ドップラソナーは送信部
１，受信部２および制御部３からなっている。送信部１
は３方向に超音波ビームを送信する３つの送波器１ａお
よびこれら３つの送波器に対して高周波信号を印加する
駆動回路などからなっている。駆動回路の動作は前記制
御部３が制御する。

【００６５】連続モードで動作する場合、前記送波器１
ａは継続的に超音波ビームを送信しているため、これを
受波器として併用することができない。このため、受信
部２は送波器１ａとは別に、３個の受波器２ａを備えて
いる。各受波器２ａは、前記３個の送波器１ａにそれぞ
れ対応しており、対応する送波器と同じ方向に向けて設
置されている。送波器１ａが送信した超音波ビームは、
沈没潜水艦などの対象物で反射して受波器２ａに戻って
くる。この反射波信号は、このドップラソナーを搭載し
たＤＳＲＶと対象物との相対速度によるドップラ効果に
より周波数が遷移（ドップラシフト）する。このドップ
ラシフト周波数を測定することにより、ＤＳＲＶと対象
物との相対速度を検出することができる。

【００６６】また、パルスビームを送信した場合には、
送信したのちその反射波を受信するまでの時間差を測定
することができるため、この時間差に基づいてＤＳＲＶ
と対象物との距離を測定することができる。

【００６７】前記受信部２は、３個の受波器２ａのそれ
ぞれについて、図３に示す受信回路を備えている。ただ
し、Ａ／Ｄ変換器１５およびＤＳＰ１６と３系統で共有
している。各送波器１ａ・受波器２ａの組は、それぞれ
３次元的に独立した方向に向けられているため、受信し
た反射波信号のドップラシフト周波数を測定し、このド
ップラシフト周波数から割り出された速度成分をベクト
ル合成することによってＤＳＲＶの前後，左右，上下方
向の速度ベクトルを算出することができる。

【００６８】なお、このドップラソナーが送信する超音
波信号は４００ｋＨｚであり、水中の音波の伝搬速度は
１５００ｍ／秒であるため、超音波ビーム角を補正する
と１ノット（＝０．５１４４ｍ／秒）に対応するドップ
ラ周波数は、約１００ヘルツである。

【００６９】図３の受信回路において、受波器１０は対
象物で反射した超音波信号を受信して電気信号に変換す
る。この反射波信号は、送信周波数とほぼ同じ約４００
ｋＨｚであるが、図４（Ａ）に示すように、ＤＳＲＶの
移動速度に応じて０Ｈｚ〜±１ｋＨｚ程度のドップラシ
フトを受けている。この反射波信号は、高周波アンプ１
１に入力される。高周波アンプ１１はこの信号を後段の
回路で処理可能なレベルまで増幅してミキサ１２に入力
する。ミキサ１２には４３０ｋＨｚの変調信号が入力さ
れており、この変調信号を前記反射波信号と混合する。
この混合により、３０ｋＨｚ付近および８３０ｋＨｚ付
近に前記ドップラシフト周波数の写像スペクトルを生じ
る。バンドパスフィルタ１３は３０ｋＨｚ付近に生じた
下側うなりであるスペクトルのみを取り出してアンプ１
４に入力する。これにより４００ｋＨｚのドップラシフ
ト周波数信号が３０ｋＨｚの中間周波にダウンコンバー
トされたことになる（図４（Ｂ）参照）。このダウンコ
ンバートされたドップラシフト周波数信号は、下側うな
り信号であるため受波器２ａが受信したときの周波数ス
ペクトルに対して周波数の高低が反転しているが、この
反転は後段のＤＳＰ１６における処理で再度反転させる
か、または、反転しているものとして逆向きに処理する
ことにより解消することができる。ＤＳＰ１６における
反転処理は、上述の＋１、−ｊ、−１、＋ｊまたはこれ
を反転した＋１、＋ｊ、−１、−ｊのどちらで周波数ス
ペクトルのシフトを行うかを選択することで行うことが
できる。

【００７０】アンプ１４はこの中間周波に変換されたド
ップラシフト周波数信号を適当なレベルまで増幅したの
ちＡ／Ｄ変換器１５に入力する。Ａ／Ｄ変換器１５は、
この信号を２４ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリ
ング（アンダーサンプリング）することによってディジ
タルデータに変換する。３０ｋＨｚの信号を２４ｋＨｚ
でアンダーサンプリングすることにより、３０ｋＨｚ±
６ｋＨｚの周波数領域がサンプリングされ、この周波数
領域のスペクトルが０（ＤＣ）〜１２ｋＨｚおよび１２
ｋＨｚ〜２４ｋＨｚに現れる。したがって、中間周波に
おいて３０ｋＨｚ付近に生じていたドップラシフト周波
数のスペクトルは、図４（Ｃ）に示すように、６ｋＨｚ
付近および１８ｋＨｚ付近に現れる。このようにドップ
ラシフト周波数信号が、６ｋＨｚまたは１８ｋＨｚバイ
アスされたままサンプリングされることにより、ドップ
ラシフトが送信周波数の下側に生じた場合でも実数値と
してサンプリングすることができ、虚数側のＡ／Ｄ変換
系統を設ける必要がなくなる。ここで、６ｋＨｚ付近に
現れるドップラシフト周波数のスペクトルは受信波信号
に対してスペクトルが反転しており、１８ｋＨｚ付近に
現れるドップラシフト周波数のスペクトルは受信波信号
のスペクトルと同相である。

【００７１】なお、このように３０ｋＨｚの信号を２４
ｋＨｚでサンプリングすることにより、高い周波数の情
報が失われるが、上述したようにＤＳＲＶの最大移動速
度は６ノット程度であり、これによって生じるドップラ
シフトの周波数はＤＳＲＶの動揺による広がりを考慮し
ても１ｋＨｚ程度であるため、上記±６ｋＨｚの周波数
領域がサンプリングされることで十分ＤＳＲＶの移動速
度のレンジをカバーすることができる。

【００７２】上記アンダーサンプリングによって、ディ
ジタル変換されたドップラシフト周波数信号はＤＳＰ１
６に入力される。ＤＳＰ１６は、入力されたディジタル
信号からドップラシフト周波数を算出し、そのドップラ
シフトを生じた超音波ビーム方向の速度成分を算出す
る。そして、前記３つの受波器２ａの方向の速度成分を
ベクトル合成することによって、速度ベクトルを算出す
る。

【００７３】ＤＳＰ１６は、最高精度の処理時において
は、約１秒の時間幅のサンプリングデータを用いてＦＦ
Ｔを行い、約１Ｈｚの周波数分解能すなわち０．０１ノ
ットの速度分解能を得ているが、２４ｋＨｚのサンプリ
ング周波数で、そのまま１秒のサンプル点をとった場合
には２４×１０２４点＝２４５７６点という膨大なサン
プル点でＦＦＴ演算する必要があり、演算量が膨大とな
って前記２００ｍｓ毎のデータ更新期間内に処理するこ
とが困難になる。また、データ処理用のメモリを多く確
保することが必要になり、大規模なＤＳＰを使用する必
要がある。一方、０．０１ノットの速度分解能が必要な
状態とは、対象物に対して極めて接近し速度を十分に落
とした状態であるため、ドップラシフト周波数も十分低
いと考えられる。このため、サンプリング周波数２４ｋ
Ｈｚに対応する１２ｋＨｚの検出可能最大周波数を確保
する必要は全く必要なく、最大でも上記１ｋＨｚ程度の
検出可能最大周波数を有していれば、ドップラ周波数を
検出可能である。したがって、このドップラソナーで
は、サンプリングデータを間引き（デシメーション）し
てＦＦＴ処理をすることにより、検出可能最大周波数が
低下するものの、少ないデータ数で演算量を増加させる
ことなく周波数分解能を向上させている。

【００７４】ここで、このＤＳＰ１６におけるドップラ
シフト周波数の算出方法の概略を、図５，図６のフロー
チャートおよび図７〜図９を参照して説明する。なお、
前記制御部３は、パルス信号の反射波を受信するまでの
時間差により対象物（沈没潜水艦）までの距離を算出す
る機能を有している。図５，図６の処理は２００ｍｓ毎
に繰り返し実行される速度算出処理動作を示している。
この動作がスタートすると、まずｓ２で現在の動作モー
ドを判断する。この動作モードは、パルスドップラモー
ド（ＰＷＤ），連続波ドップラモード（ＣＷＤ）および
距離測定モード（Ｔｅｍｐ．ＰＷＤ）の３つであり、そ
のいずれかが前記制御部（メインＣＰＵ）３から指示さ
れる。制御部３は、図７に示す方式でパルスドップラモ
ードと連続波ドップラモードを切り換える。すなわち、
ＤＳＲＶと対象物との距離が２０ｍ以下に接近したとき
パルスドップラモードから連続波ドップラモードに切り
換え、両者の距離が２５ｍ以上に離れたとき連続波ドッ
プラモードからパルスドップラモードに切り換える。こ
のように、パルスドップラモードと連続波ドップラモー
ドは、距離を基準にヒステリシスをもって切り換えられ
る。

【００７５】ここで、距離が接近したとき連続波ドップ
ラモードに切り換えるのは、距離が接近していると送信
信号を受信するまでの時間差が短いためパルスドップラ
モードでは長いパルスを送信することができず、ＦＦＴ
点数を多くとれないため速度分解能が低下するためであ
り、距離が離れているときパルスドップラモードに切り
換えるのは、送受信の時間差が長いため長いパルスを送
信でき、ＦＦＴ点数を多くとり速度分解能を確保できる
とともに、パルス送受信の時間差に基づいて並行して距
離測定ができるためである。また、連続波ドップラモー
ドでは超音波信号の送受信を並行して行うことから、送
信信号の受信側への回り込みが問題となるが、距離が離
れた対象物で反射した反射波信号は信号レベルが小さく
上記回り込みによってカバーされるおそれがあるため、
対象物との距離が離れた状態では連続波ドップラモード
を用いることが困難であるためである。

【００７６】上記のように、連続波ドップラモードで
は、制御部３が距離測定をすることができないため、連
続波ドップラモードが数十秒間継続するとパルスドップ
ラモードの一種である距離測定モードに切り換えて距離
を測定する。なお、このモード切換指示はこのＤＳＰ１
６のみならず送信部１にも与えられ、送信部１は、この
指示に基づいて送波器１ａから送信する超音波信号をパ
ルス信号または連続波信号に切り換える。

【００７７】対象物との距離が上記２０ｍ〜２５ｍ以上
離れている場合には、制御部３からパルスドップラモー
ドが指示される。この場合ｓ３〜ｓ１０の処理を実行す
る。このパルスドップラモードの処理動作は従来より一
般的なドップラソナーの動作とほぼ同じである。ｓ３で
は速度計測をするための前処理を実行する。前処理とし
ては、Ａ／Ｄ変換器１５から入力されるサンプリングデ
ータのレベルに基づいて反射波信号がどこに存在するか
を検索し、ＦＦＴ用のデータとしてそのパルス幅に応じ
た３２〜１０２４点のデータを切り出す処理や後述の連
続波ドップラモードで使用される処理サイクル数カウン
タｃｙｃｌｅ＃を１にリセットする動作などが含まれ
る。上記切り出されたサンプリングデータを高速フーリ
エ解析（ＦＦＴ）して周波数スペクトルに展開し（ｓ
４）、この周波数スペクトルのピークを検索することに
よって、ドップラシフト周波数を割り出す（ｓ５）。こ
ののち過去に割り出されたドップラシフト周波数との平
均化などの後処理を行って（ｓ６）、今回の処理サイク
ルにおけるドップラシフト周波数を確定する。そして、
このドップラシフト周波数が適正な範囲の値であるかを
ｓ７で判断する。すなわち、このＤＳＲＶは最大６ノッ
ト程度の速度でしか移動しないものであるため、ドップ
ラシフト周波数は船体の動揺などによるマージンを考慮
したとしても±１ｋＨｚ程度である。したがって、±１
ｋＨｚをしきい値とし、割り出されたドップラシフト周
波数がこのしきい値を超える場合は計測が正常に行われ
ていないとしてエラー信号を出力する（ｓ１０）。割り
出されたドップラシフト周波数が正常な範囲の値であれ
ば、上述した３系統の速度成分をベクトル合成すること
によってこのＤＳＲＶの速度ベクトルを算出し（ｓ
８）、これを他の航行制御装置に対して出力する（ｓ
９）。

【００７８】一方、ｓ２において、制御部３から指示さ
れた動作モードが連続波ドップラモードである場合に
は、ｓ１２以下の動作に進む。ｓ１２ではこの連続波ド
ップラモードの連続処理サイクル数をカウントする処理
サイクル数カウンタｃｙｃｌｅ＃の内容をチェックす
る。ｃｙｃｌｅ＃＝１、すなわち、今回が連続波ドップ
ラモードに切り換わった最初の処理である場合にはｓ１
２からｓ１３に進む。ｓ１３では、現在蓄積されている
データ数に基づいてデシメーションするか否かを判断す
る。すなわち、連続波ドップラモードへの切り換えは、
制御部３がこのＤＳＰ１６および送信部１に指示するも
のであり（実際には制御部３が共有メモリにモード指示
を書き込み、送信部１およびＤＳＰ１６はそれを参照し
にゆくことで指示を受け取る）、２００ｍｓ毎に実行さ
れるこの処理においてどの程度のデータが蓄積されてい
るかはＡ／Ｄ変換されたサンプリングデータのメモリア
ドレス用のカウンタ値を参照することによってどこから
が連続波ドップラモードであるかが判断される。一般的
に連続波ドップラモードへの直後にＦＦＴに使用可能な
サンプリングデータ数は図８に示すように増加する。こ
こで、切換直後一定時間（１００ｍｓ程度）のデータは
無効なデータとしてオミットするようにしている。連続
波ドップラモードに切り換えられた第１回目の処理にお
いては、デシメーションするほどのデータが蓄積されて
いない場合が多いため、このような場合にはｓ１３から
ｓ１４に進んで蓄積されているデータのうち最新の１０
２４点を切り出し、このデータをそのまま用いてＦＦＴ
を行う（ｓ１９）。一方、１回目の処理が行われると
き、既に２０４８を超える有効なサンプリングデータが
蓄積されている場合には、デシメーションレート＝４
（４個のデータ毎に１つのデータを用いて３個のデータ
間引くこと、以下同じ）、ＦＦＴ点数＝５１２と決定す
る（ｓ１５）。そしてこの処理に必要な２０４８個のデ
ータ列を切り出してデモジュレーションにより周波数ス
ペクトルをシフトする（ｓ１６）。このデモジュレーシ
ョンは、上述したように、切り出されたサンプリングデ
ータに離散複素指数関数列を乗算することによって行わ
れる。

【００７９】この処理で周波数シフトされたサンプリン
グデータ列に対してローパスフィルタ処理を実行する
（ｓ１７）。これは、こののちデシメーションによって
実質的にサンプリング周波数を低下させるため、高い周
波数帯域にスペクトルがあるとエリアシングによりスペ
クトルが乱れることを防止するためである。そして、こ
の周波数シフトされたデータ列からデシメーションレー
トのデータ数毎にＦＦＴ点数のサンプリングデータを抽
出し（ｓ１８）、このデータを用いてＦＦＴを実行する
（ｓ１９）。

【００８０】ＦＦＴによりサンプル数の周波数分解能で
周波数スペクトルに分解したのち、そのピークを検索す
る（ｓ２０）。検出されたピーク周波数が上記しきい値
（１ｋＨｚ）を超える不適当なものであるかを判断し
（ｓ２１）、不適当な値であればエラー信号を出力する
（ｓ２６）。適当な範囲の値であれば過去の測定値の影
響を残すために、平均化やＩＩＲフィルタリングなどの
処理を行って（ｓ２２）、計測精度を安定化させる。た
とえば、パルスドップラモードから連続波ドップラモー
ドに移行したとき、両モードで割り出されたピーク周波
数にギャップが存在した場合などに、他の航行制御装置
の制御が不安定になるのを防止するためこの処理が行わ
れる。図９に示すｃｙｃｌｅ＃≦６までの移行期には、
パルスドップラモード時に検出されたピーク周波数の影
響を残して出力する速度ベクトルを安定化する。このた
めにＩＩＲフィルタを用いる場合には、例えば、ｙ（ｎ）＝（１−α）ｘ（ｎ）＋αｙ（ｎ−１）の特性のものを用いればよい。ここで、ｙ（０）を連続
波ドップラモードに移行する直前のパルスドップラモー
ドでのドップラシフト周波数、ｘ（ｎ）を連続波ドップ
ラモードでのドップラシフト周波数とする。このフィル
タ関数Ｈ（ｚ）は、Ｈ（ｚ）＝ (１−α) ／ (１−α^z-1) で表される。連続波ドップラモードに移行した直後の、
ｃｙｃｌｅ＃＝１〜６までの約１秒間の処理サイクルに
おいてパルスドップラモードにおける測定値の影響を残
すため、計数αは０．５〜０．７の範囲で選択する。α
＝０．５のときｃｙｌｃｅ＃＝６のときのｙ（０）の影
響は１．５６％、α＝０．６のとき５．００パーセン
ト、α＝０．７のとき約１１．７６％となる。また、逆
に連続波ドップラモードからパルスドップラモードに移
行する場合にも同様の処理を行えばよいが、αの設定値
は上記の範囲に限定されるものではなく、他の値の範囲
をとりうる可能性がある。

【００８１】なお、ここではパルスドップラモードの測
定値を最後の１個のみＩＩＲフィルタ処理にかけている
が、どの距離の測定時においても複数回の測定値を平均
化して出力される速度データを安定化するようにしても
よい。

【００８２】上記平均化・フィルタリング処理ののち３
組の送波器１ａ，受波器２ａによる３系統の計測結果を
ベクトル合成して速度ベクトルを算出する（ｓ２３）。
算出された速度ベクトルを他の航行制御装置に対して出
力する（ｓ２４）。以上の処理ののち処理サイクル数カ
ウンタｃｙｃｌｅ＃に１を加算して（ｓ２５）、リター
ンする。

【００８３】ＤＳＲＶが対象物に接近した状態である
と、制御部３から継続的に連続波ドップラモードが指示
され、ｓ２→ｓ１２以下の処理が繰り返し実行される。
ｃｙｃｌｅ＃＝２の処理サイクルにおいては、ｓ２→ｓ
１２→ｓ２８→ｓ２９に進む。図８，図９に示すよう
に、連続波ドップラモードに移行したのち処理サイクル
を繰り返すと、蓄積される連続波のサンプリングデータ
数も増加するため、ｃｙｌｃ＃の値に応じてＦＦＴに使
用するサンプリングデータ点数を切り換える。図８に示
すようにｃｙｃｌｅ＃＝２のタイミングにおいては７２
００程度のデータ点数が使用可能になっているため、デ
シメーションレートを４に設定し、ＦＦＴ点数を１０２
４に設定する（ｓ２９）。これにより、４０９６サンプ
ルの時間幅すなわち約１７０ｍｓの時間幅のデータに基
づいて速度を割り出すことができ、約５．８６Ｈｚの周
波数分解能を得ることができる。これに基づいて速度ベ
クトルを算出すれば、約０．０６ノットの速度分解能を
得ることができる。ｓ２９におけるデシメーションレー
トおよびＦＦＴ点数の設定ののちｓ１６に進む。

【００８４】また、ｃｙｃｌｅ＃＝３の処理サイクルに
おいては、ｓ２→ｓ１２→ｓ２８→ｓ３０→ｓ３１に進
む。図８に示すようにｃｙｃｌｅ＃＝３においては約１
２０００の有効データが蓄積記憶されているため、デシ
メーションレート＝８、ＦＦＴ点数１０２４に設定する
（ｓ３１）。これにより、８１９２サンプルの時間幅す
なわち約３４０ｍｓの時間幅のデータに基づいて速度を
割り出すことができ、約２．９３Ｈｚの周波数分解能を
得ることができる。これに基づいて速度ベクトルを算出
すれば、約０．０３ノットの速度分解能を得ることがで
きる。ｓ３１におけるデシメーションレートおよびＦＦ
Ｔ点数の設定ののちｓ１６に進む。

【００８５】さらに、ｃｙｃｌｅ＃＝４の処理サイクル
においては、ｓ２→ｓ１２→ｓ２８→ｓ３０→ｓ３２に
進む。ｓ３２では前の処理サイクルの測定結果に基づい
て今回のピーク周波数を推定する。このピーク周波数の
推定はＤＳＲＶが２００ｍｓの短時間に急激に加速・減
速できないこともに基づき、前回測定された速度から加
速・減速できる範囲のドップラシフト周波数が全てこの
３５０Ｈｚ内に含まれるかで判断される。この推定のの
ちｓ３３からｓ３４に進み、この推定されたピーク周波
数が３５０Ｈｚ以下であるか否かを判断し、ピーク周波
数が３５０Ｈｚ以下であると推定される場合にはｓ３５
に進み、ピーク周波数が３５０Ｈｚを超えると判断され
た場合にはｓ３６に進む。ｓ３５では、フィルタのカッ
トオフ周波数を３５０Ｈｚに設定するとともにデシメー
ションレート＝１６、ＦＦＴ点数１０２４に設定してｓ
１６に進む。上記フィルタのカットオフ周波数はｓ１７
のフィルタリング処理において適用される。デシメーシ
ョンレートを１６に設定すると２４ｋＨｚでサンプリン
グされたデータが実質的に１．５ｋＨｚのサンプリング
周波数に低下するためエリアシングを防止する必要から
このようなカットオフ周波数に設定する。デシメーショ
ンレート＝１６、ＦＦＴ点数１０２４に設定することに
より１６３８４サンプルの時間幅すなわち約６７０ｍｓ
の時間幅のデータに基づいて速度を割り出すことがで
き、約１．４６Ｈｚの周波数分解能を得ることができ
る。これに基づいて速度ベクトルを算出すれば、約０．
０１５ノットの速度分解能を得ることができる。

【００８６】一方、ｓ３４で今回のピーク周波数が３５
０Ｈｚを超える、すなわち、ＤＳＲＶが３．５ノットを
超える速度で移動していると判断された場合にはｓ３６
に進んで、フィルタのカットオフ周波数を８００Ｈｚに
設定するとともにデシメーションレート＝１２、ＦＦＴ
点数１０２４に設定してｓ１６に進む。上記フィルタの
カットオフ周波数はｓ１７のフィルタリング処理におい
て適用される。デシメーションレートを１２に設定する
と２４ｋＨｚでサンプリングされたデータが実質的に２
ｋＨｚのサンプリング周波数に低下するためエリアシン
グを防止するためにこのようなカットオフ周波数に設定
する。デシメーションレート＝１２、ＦＦＴ点数１０２
４に設定することにより１２２８８サンプルの時間幅す
なわち約５００ｍｓの時間幅のデータに基づいて速度を
割り出すことができ、約２Ｈｚの周波数分解能を得るこ
とができる。これに基づいて速度ベクトルを算出すれ
ば、約０．０２ノットの速度分解能を得ることができ
る。

【００８７】また、ｃｙｃｌｅ＃＝５の処理サイクルに
おいては、上記ｃｙｃｌｅ＃＝４のときと同様にｓ２→
ｓ１２→ｓ２８→ｓ３０→ｓ３２に進み、前の処理サイ
クルの測定結果に基づいて今回のピーク周波数を推定す
る。そしてｓ３３→ｓ３７→ｓ３８に進み、この推定さ
れたピーク周波数が３５０Ｈｚ以下であるか否かを判断
する。ピーク周波数が３５０Ｈｚ以下であると推定され
る場合にはｓ３９に進み、ピーク周波数が３５０Ｈｚを
超えると判断された場合には前記ｃｙｃｌｅ＃＝４のと
きと同様にｓ３６に進む。ｓ３９では、フィルタのカッ
トオフ周波数を３５０Ｈｚに設定するとともにデシメー
ションレート＝２０、ＦＦＴ点数１０２４に設定してｓ
１６に進む。デシメーションレート＝２０、ＦＦＴ点数
１０２４に設定することにより２０４８０サンプルの時
間幅すなわち約８５０ｍｓの時間幅のデータに基づいて
速度を割り出すことができ、約１．２Ｈｚの周波数分解
能を得ることができる。これに基づいて速度ベクトルを
算出すれば、約０．０１２ノットの速度分解能を得るこ
とができる。

【００８８】そして、図８および図９に示すようにピー
ク周波数が３５０Ｈｚ以下であれば、ｃｙｃｌｅ＃＝６
以後の処理サイクルにおいては、２４０００点以上のサ
ンプリングデータ点数を使用することができるため、最
高分解能でピーク周波数を割り出す。まず、上記ｃｙｃ
ｌｅ＃＝４のときと同様にｓ２→ｓ１２→ｓ２８→ｓ３
０→ｓ３２に進み、前回の処理サイクルの測定結果に基
づいて今回のピーク周波数を推定する。そしてｓ３３→
ｓ３７→ｓ４０に進み、この推定されたピーク周波数が
３５０Ｈｚ以下であるか否かを判断する。ピーク周波数
が３５０Ｈｚ以下であると推定される場合にはｓ４１に
進み、ピーク周波数が３５０Ｈｚを超えると判断された
場合にはｓ４２に進む。ｓ４１では、フィルタのカット
オフ周波数を３５０Ｈｚに設定するとともにデシメーシ
ョンレート＝２４、ＦＦＴ点数１０２４に設定したのち
ｓ４３に進む。デシメーションレート＝２４、ＦＦＴ点
数１０２４に設定することにより２４５７６サンプルの
時間幅すなわち約１秒の時間幅のデータに基づいて速度
を割り出すことができ、約１Ｈｚの周波数分解能を得る
ことができる。これに基づいて速度ベクトルを算出すれ
ば、目標である約０．０１ノットの速度分解能を得るこ
とができる。

【００８９】一方、ｓ３４で今回のピーク周波数が３５
０Ｈｚを超える、すなわち、ＤＳＲＶが３．５ノットを
超える速度で移動していると判断された場合にはｓ４２
に進んで、フィルタのカットオフ周波数を８００Ｈｚに
設定するとともにデシメーションレート＝１２、ＦＦＴ
点数１０２４に設定したのちｓ４３に進む。デシメーシ
ョンレート＝１２、ＦＦＴ点数１０２４に設定すること
により１２２８８サンプルの時間幅すなわち約５００ｍ
ｓの時間幅のデータに基づいて速度を割り出すことがで
き、約２Ｈｚの周波数分解能を得ることができる。これ
に基づいて速度ベクトルを算出すれば、約０．０２ノッ
トの速度分解能を得ることができる。

【００９０】なお、処理サイクルを繰り返すことによっ
てｃｙｃｌｅ＃の値が限りなく増加することを防止する
ためｓ４１，ｓ４２においてｃｙｃｌｅ＃の値を６に固
定している。

【００９１】ｓ４３では、現在トラッキングモードであ
るかを判断する。トラッキングモードとは、これまで測
定されたスペクトル形状からドップラシフト周波数信号
の帯域幅が狭い範囲に限定されており、且つ、継続的に
測定値が安定しており、今回も測定値に殆ど変化がない
と考えられる場合のモードである。このような場合に
は、デモジュレーションを省略して直接デシメーション
を行うことができる。たとえば、２４ｋＨｚのサンプリ
ングデータをデシメーションレート２４でデシメーショ
ンすると実質的に１ｋＨｚのサンプリングデータとな
り、６ｋＨｚ付近に展開しているドップラシフト周波数
のスペクトルは、各所に折り返し写像スペクトル（エイ
リアス）を生じる。しかし、ドップラシフト周波数のス
ペクトルが狭い帯域幅に限定されており、他のスペクト
ルがない場合には、これらのエイリアスが重なることは
なく、いずれかのエイリアスをデシメーションされた周
波数スペクトルとして取り扱ってＦＦＴをすることが可
能になる。２４ｋＨｚのサンプリングデータをデシメー
ションレート２４または１２でデシメーションした場
合、０Ｈｚ（ＤＣ）を中心周波数とするエイリアスも生
じるため、これを処理用の周波数スペクトルとして用い
ることにより、通常処理と同様のＦＦＴが可能になる。

【００９２】ｓ４３で、現在トラッキングモードである
と判断された場合にはｓ４４に進み、周波数スペクトル
の帯域幅が十分に狭く限定されているかを判断する。帯
域幅が十分に狭く限定されていると判断された場合に
は、そそのままｓ１８に進む。周波数スペクトルの帯域
幅がデシメーションによって重なり合う程度に広い場合
には、ピーク周波数を求めるために不要な周波数帯域を
カットするためバンドパスフィルタの処理を行ったのち
（ｓ４５）、ｓ１８に進む。ｓ４３でトラッキングモー
ドでない場合と判断された場合には、ｓ１６に進み、通
常どおりの処理を実行する。

【００９３】また、連続波ドップラモードの継続中に２
０秒に１回の頻度で、制御部３から距離測定モードが指
示される。この場合、ＤＳＰ１６は何の処理も行わずに
そのままリターンする。このモードにおいて、送信部１
は連続波ドップラモードの継続中に連続超音波信号の送
信を一瞬停止して短時間のパルスを送信し、制御部３が
反射波の時間遅れに基づいて対象物との距離を測定す
る。この距離測定処理は前記制御部３が実行するため、
このＤＳＰ１６は処理を行う必要がなく、また、このと
き連続波ドップラモードの速度測定もできないため、こ
の間ＤＳＰ１６はフリーズする。この距離測定モードに
よって測定された距離が図７のモード切換しきい値より
も短い場合には連続波ドップラモードに復帰し、距離が
範囲外であれば通常のパルスドップラモードに切り換え
る。

【００９４】連続波ドップラモードに復帰したとき、連
続波ドップラモードを再開した時点から、新たにｃｙｃ
ｌｅ＃＝１から処理サイクルを再開するようにしてもよ
く、バッファ内にストアされている以前のＡ／Ｄ変換デ
ータと再開後に収集されたデータとを連続したデータと
見なして測定を行うようにしてもよい。この場合には、
中断していた時間を考慮して中断前のデータと再開後の
データを滑らかに接続する。接続の方法としては、補間
関数を用いて補間する方法、前後のデータから自己相関
に基づいて接続する方法などがある。

【００９５】さらに、パルス波による距離測定モード時
においてもカウンタをフリーズすることなくデータ収集
を継続するようにしてもよく、また、カウンタをフリー
ズさせずにメモリのアドレスをカウントアップしながら
０などのブランクデータを書き込むようにしてもよい。
この場合でも、パルス波の距離測定モードの間のデータ
は所定の方法で補間すればよく、また、若干精度がラフ
ちなるものの補間することなく中断区間のあるデータを
そのまま測定に用いてもよい。また、大型船に用いられ
るドップラソナーの場合には、パルスモード時に収集し
たデータでドップラシフト（速度）を求めることもでき
る。

【００９６】以上のような動作により、対象物と距離が
離れている場合には、パルス信号を用いて速度計測を行
い、対象物との距離が近い場合には、連続波信号を用い
て速度測定を行うことにより、必要な速度分解能を確保
しつつ、パルス信号のみを用いた場合の問題点である近
距離における速度分解能の低下を解決するとともに、連
続波のみを用いた場合に同時に速度と距離を測定するこ
とができないなどの問題点を解決した。

【００９７】ここで、上記フローチャートでは、ＤＳＰ
１６は、デモジュレーション、フィルタリング、デシメ
ーションを順次行ってＦＦＴ用のデータを準備するよう
になっているが、実際には、上記手順を順次行うのでは
なく、デモジュレーション・フィルタリング・デシメー
ションを一気に行う簡略化された演算処理によってこれ
を行い、さらに、過去の処理済データを利用することに
よってより処理時間を短縮している。以下、この簡略化
された演算処理方式について説明する。

【００９８】サンプリング周波数ｆｓによってＡ／Ｄ変
換されたデータ数列ｘ（ｎ）から得られる周波数スペク
トルの注目領域（スペクトルが展開している周波数帯）
を拡大するためにデシメーション処理を行う。

【００９９】このデシメーション処理を可能にするため
に前記注目領域の中心周波数（６ｋＨｚ）をゼロ周波数
（ＤＣ）にシフトする。すなわち、周波数軸に対してス
ペクトルを並行移動する。この操作は、上述したよう
に、前記サンプリングデータ数列ｘ（ｎ）の各データに
対して離散複数指数関数列ｃ（ｎ）を乗算することによ
って行う。

【０１００】サンプリング周波数２４ｋＨｚでサンプリ
ングされ、中心周波数６ｋＨｚの離散時間データ列とな
った信号に対して、〔数８〕の指数関数列を乗算するこ
とによって中心周波数６ｋＨｚが０（ＤＣ）になるよう
に周波数スペクトルをシフトする。この離散複素指数関
数列は、複素単位乗数データ列（＋１、−ｊ、−１、＋
ｊまたは＋１、＋ｊ、−１、−ｊの任意の値から開始す
る数列）の４種類の値のみを取るから、実際の処理では
乗算を行う必要がなく、ｃ（ｎ）がマイナス符号の場合
には符号反転計算のみを行い、ｃ（ｎ）が実数の場合は
ｘ（ｎ）の値を全て実数部とし、ｃ（ｎ）が虚数の場合
はｘ（ｎ）の値を全て虚数部とするのみである。

【０１０１】図１０は、Ａ／Ｄデータバッファｘ（ｎ）
から複素数バッファＸ（ｎ）への転記方式を説明する図
である。Ａ／Ｄデータバッファｘ（ｎ）は、アンダーサ
ンプリングされたサンプリングデータ（Ａ／Ｄデータ）
列を記憶するバッファであり、複素数バッファＸ（ｎ）
は、中心周波数＝０に周波数スペクトルシフトされた虚
数部を含むサンプリングデータ列を記憶するバッファで
ある。

【０１０２】この図において、ｘ（０）はそのままＸ
（０）の実数部に転記され、Ｘ（０）の虚数部には０が
書き込まれている。ｘ（１）は正負の符号を反転された
のちＸ（１）の虚数部に転記され、Ｘ（１）の実数部に
は０が書き込まれている。ｘ（２）は正負の符号を反転
されたのちＸ（２）の実数部に転記され、Ｘ（２）の虚
数部には０が書き込まれている。ｘ（３）はそのままＸ
（３）の虚数部に転記され、Ｘ（３）の実数部には０が
書き込まれている。このように、離散複素指数関数の演
算結果を複素単位乗数データ列（＋１、−ｊ、−１、＋
ｊまたは＋１、＋ｊ、−１、−ｊの任意の値から開始す
る数列）の値にしたがって順次符号反転および転記を繰
り返すのみでこの周波数シフトを行うことができ、指数
関数を実際に乗算して演算する必要がなくなり、処理を
大幅に簡略化することができる。

【０１０３】さらに、前記複素数バッファＸ（ｎ）の実
数部Ｒｅａｌ（ｎ）、Ｉｍａｇｉｎａｒｙ（ｎ）のうち
一方は必ず０であるため、上記規則に基づいて０になる
側が分かっていれば０を記憶するバッファを省略してバ
ッファの記憶領域を実質的に半分にすることができる。

【０１０４】このように処理が簡略化されたとはいえ、
連続波ドップラシモード時にＦＦＴ処理のたびにデシメ
ーション前のＡ／Ｄ変換データ全点数Ｎの周波数スペク
トルシフト計算を行うことは、そのデータ点数が多いこ
とから処理に時間が掛かる。たとえば、ＦＦＴ点数１０
２４、デシメーションレート２４とするとＮは少なくと
も２４５７６となる。また、連続波ドップラモード時に
は、速度計測処理が２００ｍｓ毎に実行されるのに対
し、この処理に約１秒間のサンプリングデータ列を用い
るため、図１１（Ａ）に示すように、この１秒間のサン
プリングデータ列のうち８００ｍｓ分は過去の速度計測
処理において用いたものとオーバーラップしている。そ
こで、このように過去において既に周波数スペクトルシ
フトされたオーバーラップデータについてはそのままそ
のデータを用い、新たに収集されたデータに対しての
み、上記周波数シフト処理を実行して処理時間を短縮す
る。ここで、前回の周波数スペクトルシフト処理に用い
た離散複素指数関数ｃ（ｎ）の最後の引数ｎと今回の処
理に用いる離散複素指数関数ｃ（ｎ）の先頭の引数ｎと
が連続するようにすれば周波数スペクトルシフトされた
データ列Ｘ（ｎ）の位相スペクトルも連続するが、ｎを
無制限に大きくすることができないため、サーキュラバ
ッファ構造のメモリに記憶する。このときＦＦＴに用い
るデータ列間で位相のシフトが発生するが、このドップ
ラソナーにおけるＦＦＴ処理は周波数のパワースペクト
ルのピークに基づいてドップラシフト周波数を求めるた
めのものであり、ｎが途中でリセットされても〔数３〕
から明らかなようにパワースペクトルは保存されている
ため以後の処理に支障はない。

【０１０５】また、スペクトル帯域を限定するためのフ
ィルタ（ｓ１７の処理）としてＦＩＲフィルタが一般的
に用いられるが、サンプリングデータｘ（ｎ）の全てに
ＦＩＲフィルタリング処理をしても、そのうちデシメー
ションレートＤのデシメーションによって選択される１
／Ｄのデータしか使用されないため無駄である（なお、
この説明におけるｘ（ｎ）は、上記周波数シフトされた
Ｘ（ｎ）を表すものとする。）。このため、各データ毎
にフィルタリング処理をせず、デシメーションによって
破棄されるデータをスキップし、Ｄ番目のデータ毎にフ
ィルタ処理をするようにする。この破棄されるデータを
スキップするＦＩＲフィルタ処理をブロック図で示すと
図１２のようになる。この図において左端の入力端から
１データずつ連続して入力されるサンプリングデータｘ
（ｎ）のうち、デシメーションによって選択されたデー
タｘ（Ｄｎ）が入力されたときのみ、ＦＩＲフィルタが
機能し、各タップの演算部はフィルタ係数を乗算したデ
ータを出力する。これらのデータを加算すればフィルタ
リングされたｘ（Ｄｎ）のデータを得ることができる。
デシメーションによって破棄されるデータが入力端から
入力された場合には上段の遅延回路（シフトレジスタ）
のみ機能し、各タップの演算部の動作を休止させていれ
ばよい。これによって、フィルタリングとデシメーショ
ンを同時に行うことができる。

【０１０６】ここで、ＦＩＲフィルタは、ｘ（ｎ）の実
数部および虚数部に対応して２系統が必要であるが、ｘ
（ｎ）の各項はそれぞれ実数部または虚数部のみ有意な
値をもち他方は０である（図１０参照）。したがって、
Ｄが２の倍数であればＦＩＲフィルタから値を出力する
ときに、有意な実数部と有意な虚数部が与えられるフィ
ルタ係数、および、０である実数部と０である虚数部が
与えられるフィルタ係数は決まっている。したがって、
Ｄを２の倍数になるように設定すれば、必ず０が与えら
れるフィルタ係数およびその演算処理を省略することが
できる。

【０１０７】さらに、上述したように周波数シフトは、
入力されたサンプリングデータを実数部または虚数部に
転記するとともにその符号を制御する処理であり、４デ
ータ毎に、（＋１，−ｊ，−１，＋ｊ）または（＋１、
＋ｊ、−１、−ｊ）の処理を繰り返し行うものである。
そこで、この実数部または虚数部として取り出す処理お
よび正負符号をフィルタ係数として内蔵することによ
り、周波数シフト、フィルタリング、デシメーションを
同時に処理することができる。

【０１０８】図１３に周波数シフト、フィルタリング、
デシメーションの一括処理であるＦＦＴ前処理プロセス
のブロック図を示す。この図は、フィルタ長が奇数であ
り、且つ、（Ｌ＋１）／２が偶数の場合を示している。
この処理の条件としてデシメーションレートＤが周波数
シフト処理の繰り返しステップである４の倍数であるこ
とが要求される。デシメーションによってＤ個に１個の
割合で選択されるデータｘ（Ｄｎ）が入力されたとき、
このｘ（Ｄｎ）からフィルタ長だけ逆上ったデータｘ
（Ｄｎ−（Ｌ−１））までのデータに対して、フィルタ
係数ｈ（０），ｈ（１），−ｈ（２），−ｈ（３），…
…，−ｈ（Ｌ−１）を乗算し、ｘ（Ｄｎ）・ｈ（０）＋
ｘ（Ｄｎ−２）・（−ｈ（２））＋……＋ｘ（Ｄｎ（Ｌ
−１））・（−ｈ（Ｌ−１））をフィルタ出力の実数部
として出力する。且つ、ｘ（Ｄｎ−１）・ｈ（１）＋ｘ
（Ｄｎ−３）・（−ｈ（３））＋……＋ｘ（Ｄｎ（Ｌ−
１））・ｈ（Ｌ−１）をフィルタ出力の虚数部として出
力する。これにより、周波数シフトおよびフィルタリン
グを同時に行うことができる。そして、Ａ／Ｄデータが
Ｄだけ進み、次の選択データｘ（Ｄ（ｎ＋１））が入力
されたとき同様の処理を行う。このＤ毎の処理によりデ
シメーションが実行される。このように、Ａ／Ｄデータ
を１データずつ進め、デシメーションにより選択される
データが入力されたとき、フィルタリングおよび周波数
シフトを一気に行うようにしたことにより、処理が簡略
化されるとともに、無駄な演算処理を全く行うことがな
いため、演算所要時間を大きく短縮することができる。

【０１０９】なお、上述したようにこの例では、フィル
タ長が奇数であり、且つ、（Ｌ＋１）／２が偶数の場合
を示しているが、（Ｌ＋１）／２が奇数の場合でも、ま
た、フィルタ長が偶数でＬ／２が奇数・偶数の場合でも
同様に処理することが可能である。

【０１１０】なお、図３に示した受信部はアナログ部で
一旦中間周波にダウンコンバートしたのちＡ／Ｄ変換す
る構成になっているが、図１４に示すように受波器が受
信した信号をそのままＡ／Ｄ変換するようにしてもよ
い。この場合にはサンプルホールド回路を内蔵した広帯
域高速Ａ／Ｄ変換器を用いることにこれを実現すること
ができる。この場合でも、サンプリング周波数を適当に
選択することにより、実数系統のみでＡ／Ｄ変換でき、
且つ、ＤＳＰ内における周波数スペクトルシフト演算を
簡略化することができる。

【０１１１】なお、この実施形態はドップラソナーにつ
いてしたが、この発明は、ドップラソナーのみならず、
信号を周波数スペクトルに展開し、そのピークを求める
処理であればどのような分野にも適用することができ
る。

【０１１２】

【発明の効果】この発明によれば、ディジタル処理にお
ける周波数のシフトを符号制御および実数部，虚数部へ
の振り分けの簡略な処理で行うことができるため、周波
数スペクトルを有する信号の処理を簡略化することがで
きる。

【０１１３】また、この発明によれば、周波数スペクト
ルのシフト、周波数帯域の制限、デシメーション、また
は、窓関数によるサンプリングデータの切り出しを一括
した処理で行うことができるため、周波数スペクトルを
有する信号の処理工程を簡略化することができる。特
に、請求項６および請求項１６の発明によれば、ディジ
タル化された周波数スペクトルのシフト、周波数帯域の
制限、および、デシメーションを一括してＦＩＲフィル
タにおける処理で行うことができるため、信号処理を極
めて簡略化することができる。また、請求項２、請求項
３、請求項１３および請求項１４の発明によれば、窓関
数によるデータの切り出しと周波数スペクトルのシフト
を同時に行うことができる。

【０１１４】また、請求項６〜請求項８および請求項１
７〜請求項１８の発明によれば、中心周波数がバイアス
されている離散時間信号を、この中心周波数を０ヘルツ
にシフトすることなく、そのままサンプリングまたはデ
シメーションしてＦＦＴすることができるため、周波数
シフト処理を省略することができ、処理の簡略化、処理
時間の短縮を実現することができる。

【０１１５】また、請求項１９および請求項２０の発明
によれば、信号処理を開始したのち徐々にデシメーショ
ンレートを大きくしてゆくか又は処理データ点数を多く
してゆくようにしたことにより、そのとき利用できる最
大限のデータを用いて最大精度の信号処理を行うことが
できる。

【０１１６】また、請求項２１〜請求項２５の発明によ
れば、距離に応じてパルスドップラモードと連続波ドッ
プラモードを自動的に切り換えることができるため、速
度分解能の高い連続波ドップラモードと、並行して距離
測定ができるパルスドップラモードの両方の長所を活か
した併用が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明における信号処理方式を説明する図で
ある。

【図２】この発明の実施形態であるドップラソナーの概
略構成図である。

【図３】同ドップラソナーの受信部の構成を示す図であ
る。

【図４】同ドップラソナーにおける反射波信号の処理方
式を説明する図である。

【図５】同ドップラソナーのＤＳＰの動作を示すフロー
チャートである。

【図６】同ドップラソナーのＤＳＰの動作を示すフロー
チャートである。

【図７】同ドップラソナーにおけるパルスドップラモー
ドと連続波ドップラモードの切換方式を説明する図であ
る。

【図８】連続波ドップラモードに切り換わった直後に利
用できるデータ点数を説明する図である。

【図９】連続波ドップラモードに切り換わった直後の処
理サイクルにおけるデシメーションレート，ＦＦＴ点数
の設定値を示す図である。

【図１０】前記ＤＳＰにおける周波数シフト処理を示す
ブロック図である。

【図１１】前記ＤＳＰにおけるサンプリングデータのオ
ーバーラップ状態を示す図である。

【図１２】前記ＤＳＰにおいて周波数シフト、ＦＩＲフ
ィルタ、デシメーションを同時に行うＦＦＴ前処理を示
すブロック図である。

【図１３】同ＦＦＴ前処理における入力信号に対する処
理方式を説明するブロック図である。

【図１４】前記ドップラソナーの受信部の他の構成例を
示す図である。

【図１５】窓関数の乗算と周波数シフト処理を同時に行
う場合の処理ブロックを示す図である。

【符号の説明】

１…送信部、２…受信部、３…制御部、２ａ…受波器、
１５…Ａ／Ｄ変換器、１６…ＤＳＰ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＧ０１Ｓ 15/60 Ｇ０１Ｓ 7/52 Ｊ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の基準周波数付近に周波数スペクト
ルを有する信号を入力し、該信号を、前記基準周波数をサンプリング周波数の４分
の１または４分の３の周波数にシフトするサンプリング
周波数でサンプリングし、該サンプリングされたデータ列に対して、＋１、−ｊ、
−１、＋ｊの数列の任意の値から開始する繰り返しまた
は＋１、＋ｊ、−１、−ｊの数列の任意の値から開始す
る繰り返しからなる乗数データ列（以下「複素単位乗数
データ列」という。）を乗算することによって該サンプ
リングデータ列の周波数スペクトルをシフトすることを
特徴とする信号処理方法。
【請求項２】サンプリングされたデータ列に対して、
所定の窓関数列に対して所定の離散複素指数関数列を乗
算した関数列を順次を乗算することにより、サンプリン
グデータ列の切り出しおよび該サンプリングデータ列の
周波数スペクトルのシフトを同時に行うことを特徴とす
る信号処理方法。
【請求項３】所定の基準周波数付近に周波数スペクト
ルを有する信号を入力し、該信号を、前記基準周波数をサンプリング周波数の４分
の１または４分の３の周波数にシフトするサンプリング
周波数でサンプリングし、所定の窓関数の各重み係数値に順次複素単位乗数データ
列を乗算したものを、前記サンプリングされたデータ列
に対して乗算することにより、サンプリングデータ列の
切り出しおよび該サンプリングデータ列の周波数スペク
トルのシフトを同時に行うことを特徴とする信号処理方
法。
【請求項４】前記乗算は、前記乗数データが＋１のと
き、対応するサンプリングデータの値をそのまま実数
部、０を虚数部とする値を解とする処理、前記乗数データが−１のとき、対応するサンプリングデ
ータの符号を反転した値を実数部、０を虚数部とした値
を解とする処理、前記乗数データが＋ｊのとき、対応するサンプリングデ
ータの値をそのまま虚数部、０を実数部とした値を解と
する処理、および、前記乗数データが−ｊのとき、対応するサンプリングデ
ータの符号を反転した値を虚数部、０を実数部とした値
を解とする処理、からなることを特徴とする請求項１ま
たは請求項３に記載の信号処理方法。
【請求項５】前記周波数スペクトルをシフトされたサ
ンプリングデータ列のうち、＋１または−１が乗算され
たデータのみから実数部を抽出して実数部の演算を行
い、＋ｊまたは−ｊが乗算されたデータのみから虚数部
を抽出して虚数部の演算を行うことを特徴とする請求項
１または請求項３に記載の信号処理方法。
【請求項６】所定の基準周波数付近に周波数スペクト
ルを有する信号を入力し、該信号を、前記基準周波数をサンプリング周波数の４分
の１または４分の３の周波数にシフトするサンプリング
周波数でサンプリングし、該サンプリングされたデータの帯域を制限するＦＩＲフ
ィルタの各タップのフィルタ係数を、複素単位乗数デー
タ列を順次乗ずることによって変更しておき、前記ＦＩＲフィルタに対して順次入力される前記サンプ
リングデータが、４の倍数に設定されているデシメーシ
ョンレートだけ進む毎に、該ＦＩＲフィルタの各タップ
出力に対して前記変更されたフィルタ係数を乗算してフ
ィルタ出力データを出力することにより、周波数スペクトルのシフト、周波数帯域の制限およびデ
シメーションを一括して処理することを特徴とする信号
処理方法。
【請求項７】所定の周波数帯に周波数スペクトルを有
する信号を入力し、前記周波数スペクトルの周波数帯よりも低く、且つ、前
記周波数スペクトルの周波数帯域幅よりも高い周波数で
サンプリングし、該サンプリングによって生じた折り返し写像のスペクト
ルのうち、０ヘルツ付近に生じた折り返し写像を用いて
離散フーリエ解析を行うことを特徴とする信号処理方
法。
【請求項８】所定の周波数帯に周波数スペクトルを有
する離散時間信号を入力し、前記周波数スペクトルの周波数帯よりも低く、且つ、前
記周波数スペクトルの周波数帯域幅よりも高いサンプリ
ング周波数となるようにデシメーションし、該デシメーションによって生じた折り返し写像のスペク
トルのうち、０ヘルツ付近に生じた折り返し写像を用い
て離散フーリエ解析を行うことを特徴とする信号処理方
法。
【請求項９】連続信号を入力して所定のサンプリング
周波数でディジタル信号に変換し、該ディジタル信号を
離散フーリエ解析することによってスペクトルを得る信
号処理方法において、前記ディジタル信号を所定のデシメーションレートで間
引きしたのち前記離散フーリエ解析を行い、処理開始から、時間が経過するにつれて、前記デシメー
ションレートを徐々に大きくしてゆくことにより、処理
データ量を増加させることなく前記スペクトルの周波数
分解能を高くしてゆくことを特徴とする信号処理方法。
【請求項１０】連続信号を入力して所定のサンプリン
グ周波数でディジタル信号に変換し、該ディジタル信号
を離散フーリエ解析することによってスペクトルを得る
信号処理方法において、前記ディジタル信号を所定のデシメーションレートで間
引きしたのち前記離散フーリエ解析を行い、処理開始から、時間が経過するにつれて、前記デシメー
ションレートを徐々に大きくしてゆくことにより、処理
データ量を増加させることなく前記スペクトルの周波数
分解能を高くしてゆくことを特徴とする信号処理方法。
【請求項１１】連続信号を入力して所定のサンプリン
グ周波数でディジタル信号に変換し、該ディジタル信号
を離散フーリエ解析することによってスペクトルを得る
信号処理方法において、前記ディジタル信号を所定のデシメーションレートで間
引きして所定の処理データ点数を抽出したのち前記離散
フーリエ解析を行い、処理開始から、時間が経過するにつれて、前記デシメー
ションレートまたは前記処理データ点数を徐々に大きく
してゆくことにより、前記スペクトルの周波数分解能を
高くしてゆくことを特徴とする信号処理方法。
【請求項１２】所定の基準周波数付近に周波数スペク
トルを有する信号を入力し、前記基準周波数をサンプリ
ング周波数の４分の１または４分の３の周波数にシフト
するサンプリング周波数でサンプリングするサンプリン
グ手段と、該サンプリングされたデータ列に対して、複素単位乗数
データ列を乗算する周波数スペクトルシフト手段と、を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項１３】所定の窓関数列に対して所定の離散複
素指数関数列を乗算した乗数関数列を記憶する記憶手段
と、サンプリングされたデータ列を入力して前記乗数関数列
を乗算することにより、サンプリングデータ列の切り出
しおよび該サンプリングデータ列の周波数スペクトルの
シフトを同時に行うデータ切出手段と、を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項１４】所定の基準周波数付近に周波数スペク
トルを有する信号を入力し、前記基準周波数をサンプリ
ング周波数の４分の１または４分の３の周波数にシフト
するサンプリング周波数でサンプリングするサンプリン
グ手段と、所定の窓関数の各重み係数値に複素単位乗数データ列を
順次乗算したものを、前記サンプリングされたデータ列
に対して乗算するデータ切出手段と、を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項１５】前記周波数スペクトルシフト手段は、
前記乗数データが＋１のとき、対応するサンプリングデ
ータの値をそのまま実数部、０を虚数部とする値を解と
し、前記乗数データが−１のとき、対応するサンプリングデ
ータの符号を反転した値を実数部、０を虚数部とした値
を解とし、前記乗数データが＋ｊのとき、対応するサンプリングデ
ータの値をそのまま虚数部、０を実数部とした値を解と
し、前記乗数データが−ｊのとき、対応するサンプリングデ
ータの符号を反転した値を虚数部、０を実数部とした値
を解とする手段である請求項１２または請求項１４に記
載の信号処理装置。
【請求項１６】所定の基準周波数付近に周波数スペク
トルを有する信号を入力し、前記基準周波数をサンプリ
ング周波数の４分の１または４分の３の周波数にシフト
するサンプリング周波数でサンプリングするサンプリン
グ手段と、該サンプリングされたデータの帯域を制限するＦＩＲフ
ィルタであって、各タップのフィルタ係数が、複素単位
乗数データ列を順次乗ずることによって変更されてお
り、順次入力される前記サンプリングデータが、４の倍
数に設定されているデシメーションレートだけ進む毎
に、該ＦＩＲフィルタの各タップ出力に対して前記変更
されたフィルタ係数を乗算してフィルタ出力データを出
力するフィルタ手段と、を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項１７】所定の周波数帯に周波数スペクトルを
有する信号を入力し、前記周波数スペクトルの周波数帯
よりも低く、且つ、前記周波数スペクトルの周波数帯域
幅よりも高い周波数でサンプリングするサンプリング手
段と、該サンプリングによって生じた折り返し写像のスペクト
ルのうち、０ヘルツ付近に生じた折り返し写像を用いて
離散フーリエ解析を行うフーリエ解析手段と、を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項１８】所定の周波数帯に周波数スペクトルを
有する離散時間信号を入力し、前記周波数スペクトルの
周波数帯よりも低く、且つ、前記周波数スペクトルの周
波数帯域幅よりも高いサンプリング周波数となるように
デシメーションするデシメーション手段と、該デシメーションによって生じた折り返し写像のスペク
トルのうち、０ヘルツ付近に生じた折り返し写像を用い
て離散フーリエ解析を行うフーリエ解析手段と、を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項１９】連続信号を入力して所定のサンプリン
グ周波数でディジタル信号に変換し、該ディジタル信号
を離散フーリエ解析することによってスペクトルを得る
信号処理装置において、前記ディジタル信号を前記離散フーリエ解析の前に所定
のデシメーションレートで間引きするデシメーション手
段と、処理開始から、時間が経過するにつれて、前記デシメー
ションレートを徐々に大きくしてゆくデシメーションレ
ート変更手段と、を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２０】連続信号を入力して所定のサンプリン
グ周波数でディジタル信号に変換し、該ディジタル信号
を離散フーリエ解析することによってスペクトルを得る
信号処理装置において、前記ディジタル信号を前記離散フーリエ解析の前に所定
のデシメーションレートで間引きして所定の処理データ
点数を抽出するデシメーション手段と、処理開始から、時間が経過するにつれて、前記デシメー
ションレートまたは処理データ点数を徐々に大きくして
ゆく分解能変更手段と、を備えたことを特徴とする信号処理装置。
【請求項２１】送信した超音波信号の反射波により対
象物との距離を測定する距離測定手段と、送信した超音
波信号の反射波により対象物との速度を測定する速度測
定手段と、を備えたドップラソナーにおいて、前記速度測定手段は、パルス信号を送受信することによ
って対象物との速度を測定するパルスドップラ速度測定
手段、および、連続波信号を送受信することによって対
象物との速度を測定する連続波ドップラ速度測定手段か
らなり、前記距離測定手段が測定した対象物との距離が、第１の
しきい値よりも接近したとき前記パルスドップラ速度測
定手段から連続波ドップラ速度測定手段に切り換え、第
２のしきい値よりも遠ざかったとき前記連続波ドップラ
速度測定手段からパルスドップラ速度測定手段に切り換
える切換手段を備えたことを特徴とするドップラソナ
ー。
【請求項２２】前記連続波ドップラ速度測定手段は、一定時間毎に前記連続波信号の送受信を中断し、パルス
信号を送信して前記対象物との距離を測定する連続波モ
ード距離測定手段と、該連続波モード距離測定手段が測定した距離が前記第２
のしきい値よりも小さいとき、再度連続波信号の送受信
を再開し、前記中断前に受信した反射波のデータおよび
再開後に受信した反射波のデータを連結して前記対象物
との速度を測定する連続波モード再開手段と、を含む請求項２１に記載のドップラソナー。
【請求項２３】前記連続波ドップラ速度測定手段は、一定時間毎に前記連続波信号の送信を中断し、パルス信
号を送信して前記対象物との距離を測定する連続波モー
ド距離測定手段と、該連続波モード距離測定手段が測定した距離が前記第２
のしきい値よりも小さいとき、再度連続波信号の送信を
再開し、前記中断前に受信した信号のデータ、中断中に
受信した信号のデータおよび再開後に受信した信号のデ
ータを用いて前記対象物との速度を測定する連続波モー
ド再開手段と、を含む請求項２１に記載のドップラソナー。
【請求項２４】前記連続波ドップラ速度測定手段は、前記反射波のサンプリングデータを所定のデシメーショ
ンレートで間引きしたのち離散フーリエ解析を行い、そ
のスペクトルからドップラシフト周波数を求めて速度を
測定する手段であり、前記連続波信号の反射波の受信を開始してから時間が経
過するにしたがって、前記デシメーションレートを大き
くしてゆくデシメーションレート変更手段を備えたこと
を特徴とする請求項２１に記載のドップラソナー。
【請求項２５】前記連続波ドップラ速度測定手段は、前記反射波のサンプリングデータを所定のデシメーショ
ンレートで間引きして所定の処理データ点数を抽出した
のち離散フーリエ解析を行い、そのスペクトルからドッ
プラシフト周波数を求めて速度を測定する手段であり、前記連続波信号の反射波の受信を開始してから時間が経
過するにしたがって、処理開始から、時間が経過するにつれて、前記デシメー
ションレートまたは処理データ点数を徐々に大きくして
ゆく分解能変更手段を備えたことを特徴とする請求項２
１に記載のドップラソナー。