JPH10303697A - 弾性表面波フィルタ - Google Patents
弾性表面波フィルタInfo
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- JPH10303697A JPH10303697A JP10796697A JP10796697A JPH10303697A JP H10303697 A JPH10303697 A JP H10303697A JP 10796697 A JP10796697 A JP 10796697A JP 10796697 A JP10796697 A JP 10796697A JP H10303697 A JPH10303697 A JP H10303697A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】通過周波数帯域の異なる複数のＳＡＷフィルタ
を並列に接続したタイプにおいて、低域側のフィルタ通
過特性の劣化を防止し、また小型化に適したものとす
る。 【解決手段】高域側の通過周波数帯域を有するラダー型
弾性表面波フィルタ４２の並列弾性表面波共振子４６
ａ，４６ｂ，４６ｃと接地間に、低域側の通過周波数帯
域で高インピーダンスのフィルタ４９ａ，４９ｂ，４９
ｃを介装した。
を並列に接続したタイプにおいて、低域側のフィルタ通
過特性の劣化を防止し、また小型化に適したものとす
る。 【解決手段】高域側の通過周波数帯域を有するラダー型
弾性表面波フィルタ４２の並列弾性表面波共振子４６
ａ，４６ｂ，４６ｃと接地間に、低域側の通過周波数帯
域で高インピーダンスのフィルタ４９ａ，４９ｂ，４９
ｃを介装した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自動車電話及び携
帯電話等の移動体無線機器等に内蔵される周波数帯域フ
ィルタとしての弾性表面波フィルタに関する。
帯電話等の移動体無線機器等に内蔵される周波数帯域フ
ィルタとしての弾性表面波フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の弾性表面波（Surface Acoustic W
ave で、以下、ＳＡＷと略す）フィルタ用のＳＡＷ共振
子を図４に示す。同図（ａ）はＳＡＷ共振子Ｓの基本構
成の平面図、（ｂ）は電極１と電極２との間のインピー
ダンス特性のグラフである。
ave で、以下、ＳＡＷと略す）フィルタ用のＳＡＷ共振
子を図４に示す。同図（ａ）はＳＡＷ共振子Ｓの基本構
成の平面図、（ｂ）は電極１と電極２との間のインピー
ダンス特性のグラフである。
【０００３】同図（ａ）において、ＳＡＷ共振子Ｓは、
ＬｉＴａＯ3 やＬｉＮｂＯ3 等の圧電基板上に、蒸着
法，フォトリソグラフィ法等により、Ａｌ，Ａｌ合金等
から成る一対の櫛歯状の電極（Inter Digital Transduc
erで、以下、ＩＤＴ電極という）１，２を形成して成
る。ＩＤＴ電極１，２のＳＡＷ伝搬路の両端には、ＳＡ
Ｗを反射し効率よく共振させるための反射器３，３が設
けられており、この反射器３，３は場合によって省略さ
れることもある。尚、（ａ）において、ＩＤＴ電極１，
２及び反射器３，３の電極指の本数は数１０〜数１００
本に及ぶため、その形状を簡略化して描いてある。
ＬｉＴａＯ3 やＬｉＮｂＯ3 等の圧電基板上に、蒸着
法，フォトリソグラフィ法等により、Ａｌ，Ａｌ合金等
から成る一対の櫛歯状の電極（Inter Digital Transduc
erで、以下、ＩＤＴ電極という）１，２を形成して成
る。ＩＤＴ電極１，２のＳＡＷ伝搬路の両端には、ＳＡ
Ｗを反射し効率よく共振させるための反射器３，３が設
けられており、この反射器３，３は場合によって省略さ
れることもある。尚、（ａ）において、ＩＤＴ電極１，
２及び反射器３，３の電極指の本数は数１０〜数１００
本に及ぶため、その形状を簡略化して描いてある。
【０００４】前記ＩＤＴ電極１とＩＤＴ電極２との間の
インピーダンス−周波数特性は、同図（ｂ）に示すよう
に、比較的狭帯域の周波数範囲に、非常に低インピーダ
ンスの共振点４と非常に高インピーダンスの共振点５が
現れるというものである。このインピーダンス特性によ
り、ＳＡＷ共振子Ｓは、入力する周波数に応じて選択的
にオン・オフ動作をする一種のスイッチとして機能す
る。
インピーダンス−周波数特性は、同図（ｂ）に示すよう
に、比較的狭帯域の周波数範囲に、非常に低インピーダ
ンスの共振点４と非常に高インピーダンスの共振点５が
現れるというものである。このインピーダンス特性によ
り、ＳＡＷ共振子Ｓは、入力する周波数に応じて選択的
にオン・オフ動作をする一種のスイッチとして機能す
る。
【０００５】このようなＳＡＷ共振子Ｓを直列・並列交
互に多段接続したものがラダー型（梯子型）ＳＡＷフィ
ルタ（以下、ＳＡＷフィルタという）と呼ばれ、図５は
移動体通信用のＧＨｚ周波数帯域でよく使用される２．
５段π型のものである。同図（ａ）は２．５段π型のＳ
ＡＷフィルタＦの基本構成の平面図、（ｂ）は並列ＳＡ
Ｗ共振子のインピーダンス−周波数特性のグラフ、
（ｃ）は直列ＳＡＷ共振子のインピーダンス−周波数特
性のグラフ、（ｄ）は２．５段π型のＳＡＷフィルタＦ
の通過特性のグラフである。
互に多段接続したものがラダー型（梯子型）ＳＡＷフィ
ルタ（以下、ＳＡＷフィルタという）と呼ばれ、図５は
移動体通信用のＧＨｚ周波数帯域でよく使用される２．
５段π型のものである。同図（ａ）は２．５段π型のＳ
ＡＷフィルタＦの基本構成の平面図、（ｂ）は並列ＳＡ
Ｗ共振子のインピーダンス−周波数特性のグラフ、
（ｃ）は直列ＳＡＷ共振子のインピーダンス−周波数特
性のグラフ、（ｄ）は２．５段π型のＳＡＷフィルタＦ
の通過特性のグラフである。
【０００６】図５（ａ）に示すように、２．５段π型の
ＳＡＷフィルタＦは、２個の直列ＳＡＷ共振子６ａ，６
ｂと３個の並列ＳＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃの計５個
のＳＡＷ共振子を、多段接続することにより構成され
る。その際、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、並列Ｓ
ＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃの共振周波数は、直列ＳＡ
Ｗ共振子６ａ，６ｂの共振周波数よりも低くなるように
している。その結果、このＳＡＷフィルタＦのフィルタ
通過特性、所謂信号強度−周波数特性は、同図（ｄ）に
示すようなものとなる。
ＳＡＷフィルタＦは、２個の直列ＳＡＷ共振子６ａ，６
ｂと３個の並列ＳＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃの計５個
のＳＡＷ共振子を、多段接続することにより構成され
る。その際、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、並列Ｓ
ＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃの共振周波数は、直列ＳＡ
Ｗ共振子６ａ，６ｂの共振周波数よりも低くなるように
している。その結果、このＳＡＷフィルタＦのフィルタ
通過特性、所謂信号強度−周波数特性は、同図（ｄ）に
示すようなものとなる。
【０００７】図６は、図５（ｄ）の周波数８〜１０にお
けるＳＡＷフィルタＦのインピーダンス特性を、各ＳＡ
Ｗ共振子のスイッング動作に置き換えて表現した等価回
路図である。図６（ａ）は、周波数８付近における等価
回路図で、並列ＳＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃが非常に
低インピーダンス（スイッチ・オン）になるため、並列
ＳＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃがグランドにショート
し、かつ直列ＳＡＷ共振子６ａ，６ｂが非常に高インピ
ーダンス（スイッチ・オフ）になるため、信号が通過し
難くなっている。（ｂ）は、周波数９付近における等価
回路図で、並列ＳＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃが非常に
高インピーダンス（スイッチ・オフ）になり、かつ直列
ＳＡＷ共振子６ａ，６ｂが非常に低インピーダンス（ス
イッチ・オン）になるため、信号がよく通過する。
（ｃ）は、周波数１０付近における等価回路図で、直列
ＳＡＷ共振子６ａ，６ｂ及び並列ＳＡＷ共振子７ａ，７
ｂ，７ｃが共に高インピーダンス（スイッチ・オフ）に
なるため、信号が通過し難くなる。
けるＳＡＷフィルタＦのインピーダンス特性を、各ＳＡ
Ｗ共振子のスイッング動作に置き換えて表現した等価回
路図である。図６（ａ）は、周波数８付近における等価
回路図で、並列ＳＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃが非常に
低インピーダンス（スイッチ・オン）になるため、並列
ＳＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃがグランドにショート
し、かつ直列ＳＡＷ共振子６ａ，６ｂが非常に高インピ
ーダンス（スイッチ・オフ）になるため、信号が通過し
難くなっている。（ｂ）は、周波数９付近における等価
回路図で、並列ＳＡＷ共振子７ａ，７ｂ，７ｃが非常に
高インピーダンス（スイッチ・オフ）になり、かつ直列
ＳＡＷ共振子６ａ，６ｂが非常に低インピーダンス（ス
イッチ・オン）になるため、信号がよく通過する。
（ｃ）は、周波数１０付近における等価回路図で、直列
ＳＡＷ共振子６ａ，６ｂ及び並列ＳＡＷ共振子７ａ，７
ｂ，７ｃが共に高インピーダンス（スイッチ・オフ）に
なるため、信号が通過し難くなる。
【０００８】また、近年、携帯電話等の移動体通信の分
野において、通過周波数帯域が異なる２つの帯域通過Ｓ
ＡＷフィルタを並列に接続した、デュアルモード型のＳ
ＡＷフィルタに対する要望が強くなっている。図７はデ
ュアルモード型について示したもので、同図（ａ）はフ
ィルタ通過特性を模式的に示したグラフ、（ｂ）は一入
力二出力タイプのブロック図で、入力端子１３に対し出
力端子１４ａ，１４ｂがあり、（ｃ）は二入力一出力タ
イプのブロック図で、入力端子１３ａ，１３ｂに対し出
力端子１４が存在する。尚、１５，１６は各々通過周波
数帯域が異なる２つの帯域通過ＳＡＷフィルタである。
野において、通過周波数帯域が異なる２つの帯域通過Ｓ
ＡＷフィルタを並列に接続した、デュアルモード型のＳ
ＡＷフィルタに対する要望が強くなっている。図７はデ
ュアルモード型について示したもので、同図（ａ）はフ
ィルタ通過特性を模式的に示したグラフ、（ｂ）は一入
力二出力タイプのブロック図で、入力端子１３に対し出
力端子１４ａ，１４ｂがあり、（ｃ）は二入力一出力タ
イプのブロック図で、入力端子１３ａ，１３ｂに対し出
力端子１４が存在する。尚、１５，１６は各々通過周波
数帯域が異なる２つの帯域通過ＳＡＷフィルタである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５に
示したラダー型のＳＡＷフィルタＦをそのまま並列接続
して、図７（ｂ），（ｃ）のようなデュアルモード型と
しても、以下に述べるような問題点が生じていた。すな
わち、図７（ｂ）のように構成した場合、低域側の通過
周波数帯域１１（中心周波数８００ＭＨｚ程度）におい
て、高域側の通過周波数帯域１２（中心周波数９００Ｍ
Ｈｚ程度）に相当するＳＡＷフィルタの並列ＳＡＷ共振
子が非常に低インピーダンス（図６（ａ）の状態）にな
ってしまい、その結果、信号が通過し難くなる。
示したラダー型のＳＡＷフィルタＦをそのまま並列接続
して、図７（ｂ），（ｃ）のようなデュアルモード型と
しても、以下に述べるような問題点が生じていた。すな
わち、図７（ｂ）のように構成した場合、低域側の通過
周波数帯域１１（中心周波数８００ＭＨｚ程度）におい
て、高域側の通過周波数帯域１２（中心周波数９００Ｍ
Ｈｚ程度）に相当するＳＡＷフィルタの並列ＳＡＷ共振
子が非常に低インピーダンス（図６（ａ）の状態）にな
ってしまい、その結果、信号が通過し難くなる。
【００１０】つまり、図８のように通過周波数帯域が異
なる２つのＳＡＷフィルタ２１，２２を、一入力二出力
タイプのデュアルモード型として構成した場合、図９
（ａ）のようなフィルタ通過特性及び図９（ｂ）のよう
なＶＳＷＲ（Voltage StandingWave Ratio;電圧定在波
比）−周波数特性が理想的であるが、実際には図１０
（ａ），（ｂ）のようになってしまう。
なる２つのＳＡＷフィルタ２１，２２を、一入力二出力
タイプのデュアルモード型として構成した場合、図９
（ａ）のようなフィルタ通過特性及び図９（ｂ）のよう
なＶＳＷＲ（Voltage StandingWave Ratio;電圧定在波
比）−周波数特性が理想的であるが、実際には図１０
（ａ），（ｂ）のようになってしまう。
【００１１】すなわち、図１０（ａ）に示すように、低
域側のＳＡＷフィルタ２１に相当する通過周波数帯域で
の信号レベルが低下し、挿入損失劣化を生じる。また、
図１０（ｂ）のように、低域側の通過周波数帯域でＶＳ
ＷＲが非常に大きくなり、外部回路とのインピーダンス
不整合による信号の反射、不通過が大きくなる。これ
は、等価回路でいえば図１１の状態に相当し、高域側の
通過周波数帯域に相当するＳＡＷフィルタ２２の並列Ｓ
ＡＷ共振子２６ａ，２６ｂ，２６ｃが低インピーダンス
になり、グランドにほぼショートしてしまうためであ
る。前記ＶＳＷＲは交流信号のインピーダンス不整合に
よる信号の反射、不通過の度合いを示すパラメータで、
その値が１の場合が最もよく、１より大きいと信号の反
射、不通過が大きくなる。また、図１０（ａ）のＳ２１
（縦軸）は信号強度に比例するパラメータである。
域側のＳＡＷフィルタ２１に相当する通過周波数帯域で
の信号レベルが低下し、挿入損失劣化を生じる。また、
図１０（ｂ）のように、低域側の通過周波数帯域でＶＳ
ＷＲが非常に大きくなり、外部回路とのインピーダンス
不整合による信号の反射、不通過が大きくなる。これ
は、等価回路でいえば図１１の状態に相当し、高域側の
通過周波数帯域に相当するＳＡＷフィルタ２２の並列Ｓ
ＡＷ共振子２６ａ，２６ｂ，２６ｃが低インピーダンス
になり、グランドにほぼショートしてしまうためであ
る。前記ＶＳＷＲは交流信号のインピーダンス不整合に
よる信号の反射、不通過の度合いを示すパラメータで、
その値が１の場合が最もよく、１より大きいと信号の反
射、不通過が大きくなる。また、図１０（ａ）のＳ２１
（縦軸）は信号強度に比例するパラメータである。
【００１２】因みに、このときの図８の各ＳＡＷ共振子
のパラメータを表１に示す。
のパラメータを表１に示す。
【００１３】
【表１】
【００１４】尚、図８及び図１１において、２１は低域
側の通過周波数帯域に相当する２．５段Ｔ型のＳＡＷフ
ィルタ、２２は高域側の通過周波数帯域に相当する２．
５段π型のＳＡＷフィルタ、２３ａ，２３ｂ，２３ｃは
ＳＡＷフィルタ２１側の直列ＳＡＷ共振子、２４ａ，２
４ｂはＳＡＷフィルタ２１側の並列ＳＡＷ共振子、２５
ａ，２５ｂはＳＡＷフィルタ２２側の直列ＳＡＷ共振
子、２６ａ，２６ｂ，２６ｃはＳＡＷフィルタ２２側の
並列ＳＡＷ共振子、２７は入力端子、２８ａ，ｂは出力
端子である。
側の通過周波数帯域に相当する２．５段Ｔ型のＳＡＷフ
ィルタ、２２は高域側の通過周波数帯域に相当する２．
５段π型のＳＡＷフィルタ、２３ａ，２３ｂ，２３ｃは
ＳＡＷフィルタ２１側の直列ＳＡＷ共振子、２４ａ，２
４ｂはＳＡＷフィルタ２１側の並列ＳＡＷ共振子、２５
ａ，２５ｂはＳＡＷフィルタ２２側の直列ＳＡＷ共振
子、２６ａ，２６ｂ，２６ｃはＳＡＷフィルタ２２側の
並列ＳＡＷ共振子、２７は入力端子、２８ａ，ｂは出力
端子である。
【００１５】従来、このような問題を解決するために、
図１２に示すように、並列接続されたＳＡＷフィルタ２
１，２２の前段に遅延線路３１，３２を挿入することに
よって、図７の低域側の通過周波数帯域１１において、
本来短絡（ショート）した状態にある高域側のＳＡＷフ
ィルタ２２の特性を、正反対のオープン状態になるよう
に位相回転、すなわち位相及びインピーダンスのシフト
を行うというものが提案されている（”DEVELOPMENT OF
SMALL ANTENNA DUPLEXER USING SAW FILTERSFOR HANDH
ELD PHONES",O.Ikata et.al,1993 ULTRASONICS SYMPOSI
UM,PP.111-114参照）。
図１２に示すように、並列接続されたＳＡＷフィルタ２
１，２２の前段に遅延線路３１，３２を挿入することに
よって、図７の低域側の通過周波数帯域１１において、
本来短絡（ショート）した状態にある高域側のＳＡＷフ
ィルタ２２の特性を、正反対のオープン状態になるよう
に位相回転、すなわち位相及びインピーダンスのシフト
を行うというものが提案されている（”DEVELOPMENT OF
SMALL ANTENNA DUPLEXER USING SAW FILTERSFOR HANDH
ELD PHONES",O.Ikata et.al,1993 ULTRASONICS SYMPOSI
UM,PP.111-114参照）。
【００１６】しかし、上記の遅延線路を挿入するものの
場合、所望の位相回転量を得るためには、遅延線路の長
さが必要以上に長くなってしまい、ＳＡＷフィルタの小
型化の障害となっていた。しかも、周波数が低くなれば
なるほど遅延線路の長さは長くなり、さらに小型化に不
適当となる。また、遅延線路が持つ抵抗及び電磁放射に
よる損失が、ＳＡＷフィルタの挿入損失を劣化するとい
う問題点もあった。
場合、所望の位相回転量を得るためには、遅延線路の長
さが必要以上に長くなってしまい、ＳＡＷフィルタの小
型化の障害となっていた。しかも、周波数が低くなれば
なるほど遅延線路の長さは長くなり、さらに小型化に不
適当となる。また、遅延線路が持つ抵抗及び電磁放射に
よる損失が、ＳＡＷフィルタの挿入損失を劣化するとい
う問題点もあった。
【００１７】更には、遅延線路が長いために、ＳＡＷ共
振子と共に圧電基板上に集積化することができず、パッ
ケージの表面等に遅延線路を設ける必要があった。しか
し、遅延線路の仕様はＳＡＷフィルタの仕様と共に変わ
るため、異なるＳＡＷフィルタ間でパッケージを共用化
できず、その結果、高コスト化を招くという問題点も有
していた。
振子と共に圧電基板上に集積化することができず、パッ
ケージの表面等に遅延線路を設ける必要があった。しか
し、遅延線路の仕様はＳＡＷフィルタの仕様と共に変わ
るため、異なるＳＡＷフィルタ間でパッケージを共用化
できず、その結果、高コスト化を招くという問題点も有
していた。
【００１８】従って、本発明は上記事情に鑑みて完成さ
れたものであり、その目的は、デュアルモード型のＳＡ
Ｗフィルタにおいて、低域側のフィルタ通過特性の劣化
を防止し、また小型化に適しており、その結果、低コス
トに製造可能なものとすることにある。
れたものであり、その目的は、デュアルモード型のＳＡ
Ｗフィルタにおいて、低域側のフィルタ通過特性の劣化
を防止し、また小型化に適しており、その結果、低コス
トに製造可能なものとすることにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明の弾性表面波フィ
ルタは、通過周波数帯域が異なる複数のラダー型弾性表
面波フィルタを並列接続して成り、高域側の通過周波数
帯域を有するラダー型弾性表面波フィルタの並列弾性表
面波共振子と接地間に、低域側の通過周波数帯域で高イ
ンピーダンスを有するフィルタを介装してなることを特
徴とし、高域側のＳＡＷフィルタで信号がグランドへシ
ョートして、低域側のフィルタ通過特性が劣化するのを
抑制、防止する。好ましくは、前記フィルタをＳＡＷフ
ィルタと共に圧電基板上に一体的に集積化する。
ルタは、通過周波数帯域が異なる複数のラダー型弾性表
面波フィルタを並列接続して成り、高域側の通過周波数
帯域を有するラダー型弾性表面波フィルタの並列弾性表
面波共振子と接地間に、低域側の通過周波数帯域で高イ
ンピーダンスを有するフィルタを介装してなることを特
徴とし、高域側のＳＡＷフィルタで信号がグランドへシ
ョートして、低域側のフィルタ通過特性が劣化するのを
抑制、防止する。好ましくは、前記フィルタをＳＡＷフ
ィルタと共に圧電基板上に一体的に集積化する。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明を図１により説明する。同
図は一入力二出力タイプのデュアルモード型のＳＡＷフ
ィルタに、本発明を適用した構成のブロック図である。
同図において、４１は低域側の通過周波数帯域に相当す
る２．５段Ｔ型のＳＡＷフィルタ、４２は高域側の通過
周波数帯域に相当する２．５段π型のＳＡＷフィルタ、
４３ａ，４３ｂ，４３ｃはＳＡＷフィルタ４１側の直列
ＳＡＷ共振子、４４ａ，４４ｂはＳＡＷフィルタ４１側
の並列ＳＡＷ共振子、４５ａ，４５ｂはＳＡＷフィルタ
４２側の直列ＳＡＷ共振子、４６ａ，４６ｂ，４６ｃは
ＳＡＷフィルタ４２側の並列ＳＡＷ共振子、４７は入力
端子、４８ａ，ｂは出力端子、４９ａ，４９ｂ，４９ｃ
はＳＡＷフィルタ４２の並列ＳＡＷ共振子４６ａ，４６
ｂ，４６ｃと接地間に介装され、かつ低域側の通過周波
数帯域で高インピーダンスであるフィルタである。
図は一入力二出力タイプのデュアルモード型のＳＡＷフ
ィルタに、本発明を適用した構成のブロック図である。
同図において、４１は低域側の通過周波数帯域に相当す
る２．５段Ｔ型のＳＡＷフィルタ、４２は高域側の通過
周波数帯域に相当する２．５段π型のＳＡＷフィルタ、
４３ａ，４３ｂ，４３ｃはＳＡＷフィルタ４１側の直列
ＳＡＷ共振子、４４ａ，４４ｂはＳＡＷフィルタ４１側
の並列ＳＡＷ共振子、４５ａ，４５ｂはＳＡＷフィルタ
４２側の直列ＳＡＷ共振子、４６ａ，４６ｂ，４６ｃは
ＳＡＷフィルタ４２側の並列ＳＡＷ共振子、４７は入力
端子、４８ａ，ｂは出力端子、４９ａ，４９ｂ，４９ｃ
はＳＡＷフィルタ４２の並列ＳＡＷ共振子４６ａ，４６
ｂ，４６ｃと接地間に介装され、かつ低域側の通過周波
数帯域で高インピーダンスであるフィルタである。
【００２１】従って、低域側の通過周波数帯域では図２
のような等価回路となり、フィルタ４９ａ，４９ｂ，４
９ｃが高インピーダンス（スイッチ・オフ）となる。こ
のような構成により、信号が接地側へショートせずに通
過可能となり、ＳＡＷフィルタ４２の動作が良好なもの
となる。
のような等価回路となり、フィルタ４９ａ，４９ｂ，４
９ｃが高インピーダンス（スイッチ・オフ）となる。こ
のような構成により、信号が接地側へショートせずに通
過可能となり、ＳＡＷフィルタ４２の動作が良好なもの
となる。
【００２２】本発明でいう前記高インピーダンスは、圧
電基板材料、ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極指対数、ＩＤＴ
電極指ピッチ等のパラメータにより変動はあるが、少な
くとも５００Ω以上とするのが、本発明の上記効果を発
揮するうえで好ましい。
電基板材料、ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電極指対数、ＩＤＴ
電極指ピッチ等のパラメータにより変動はあるが、少な
くとも５００Ω以上とするのが、本発明の上記効果を発
揮するうえで好ましい。
【００２３】本発明のフィルタ４９ａ，４９ｂ，４９ｃ
は、一般的に、インダクタ，キャパシタ，抵抗素子等の
インピーダンス素子により構成できるが、ＳＡＷ共振子
を用いると、他のＳＡＷ共振子と共に同じ製造工程で一
体的に作製でき、また従来の遅延線路よりも大幅な小型
化が可能となるため好適である。また、前記フィルタ４
９ａ，４９ｂ，４９ｃは、高域側の通過周波数帯域を含
む高周波数帯域側では、低インピーダンスのフィルタ又
は高インピーダンスのフィルタ（低域通過フィルタ）の
いずれでもよいが、低域通過フィルタである方が、高周
波数帯域側で信号がグランドへショートし難いため好ま
しい。
は、一般的に、インダクタ，キャパシタ，抵抗素子等の
インピーダンス素子により構成できるが、ＳＡＷ共振子
を用いると、他のＳＡＷ共振子と共に同じ製造工程で一
体的に作製でき、また従来の遅延線路よりも大幅な小型
化が可能となるため好適である。また、前記フィルタ４
９ａ，４９ｂ，４９ｃは、高域側の通過周波数帯域を含
む高周波数帯域側では、低インピーダンスのフィルタ又
は高インピーダンスのフィルタ（低域通過フィルタ）の
いずれでもよいが、低域通過フィルタである方が、高周
波数帯域側で信号がグランドへショートし難いため好ま
しい。
【００２４】本発明は、ＳＡＷフィルタが２種類のもの
に限らず、通過周波数帯域が各々異なるものを複数並列
接続したものであれば適用できる。例えば、３種類のＳ
ＡＷフィルタの場合、高域、中域、低域の通過周波数帯
域に相当するＳＡＷフィルタにおいて、より高域側のも
のと低域側のものとの関係で本発明を適用すればよい。
例えば、高域と中域、高域と低域、中域と低域、高域及
び中域と低域という関係において適用する。
に限らず、通過周波数帯域が各々異なるものを複数並列
接続したものであれば適用できる。例えば、３種類のＳ
ＡＷフィルタの場合、高域、中域、低域の通過周波数帯
域に相当するＳＡＷフィルタにおいて、より高域側のも
のと低域側のものとの関係で本発明を適用すればよい。
例えば、高域と中域、高域と低域、中域と低域、高域及
び中域と低域という関係において適用する。
【００２５】また、本実施形態では、一入力二出力タイ
プについて説明したが、二入力一出力タイプの場合も同
様である。
プについて説明したが、二入力一出力タイプの場合も同
様である。
【００２６】本発明において、ＳＡＷ共振子のＩＤＴ電
極はＡｌあるいはＡｌ合金（Ａｌ−Ｃｕ系，Ａｌ−Ｔｉ
系等）からなり、特にＡｌが励振効率が高く、材料コス
トが低いため好ましい。また、ＩＤＴ電極は蒸着法、ス
パッタリング法又はＣＶＤ法等の薄膜形成法により形成
する。
極はＡｌあるいはＡｌ合金（Ａｌ−Ｃｕ系，Ａｌ−Ｔｉ
系等）からなり、特にＡｌが励振効率が高く、材料コス
トが低いため好ましい。また、ＩＤＴ電極は蒸着法、ス
パッタリング法又はＣＶＤ法等の薄膜形成法により形成
する。
【００２７】そして、ＩＤＴ電極の対数は５０〜２００
程度、電極指の幅は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指
の間隔は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指の開口幅
（交差幅）は１０〜１００μｍ程度、ＩＤＴ電極の厚み
は０．２〜０．４μｍ程度とすることが、共振器あるい
はフィルタとしての所期の特性を得るうえで好適であ
る。また、ＩＤＴ電極の電極指間に酸化亜鉛，酸化アル
ミニウム等の圧電材料を成膜すれば、ＳＡＷの共振効率
が向上し好適である。
程度、電極指の幅は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指
の間隔は０．１〜１０．０μｍ程度、電極指の開口幅
（交差幅）は１０〜１００μｍ程度、ＩＤＴ電極の厚み
は０．２〜０．４μｍ程度とすることが、共振器あるい
はフィルタとしての所期の特性を得るうえで好適であ
る。また、ＩＤＴ電極の電極指間に酸化亜鉛，酸化アル
ミニウム等の圧電材料を成膜すれば、ＳＡＷの共振効率
が向上し好適である。
【００２８】ＳＡＷフィルタ用の圧電基板としては、３
６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 結晶、６４°Ｙカ
ット−Ｘ伝搬のＬｉＮｂＯ3 結晶、４５°Ｘカット−Ｚ
伝搬のＬｉＢ4 Ｏ7 結晶等が、電気機械結合係数が大き
く且つ群遅延時間温度係数が小さいため好ましい。圧電
基板の厚みは０．３〜０．５ｍｍ程度がよく、０．３ｍ
ｍ未満では圧電基板が脆くなり、０．５ｍｍ超では材料
コストが大きくなる。
６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 結晶、６４°Ｙカ
ット−Ｘ伝搬のＬｉＮｂＯ3 結晶、４５°Ｘカット−Ｚ
伝搬のＬｉＢ4 Ｏ7 結晶等が、電気機械結合係数が大き
く且つ群遅延時間温度係数が小さいため好ましい。圧電
基板の厚みは０．３〜０．５ｍｍ程度がよく、０．３ｍ
ｍ未満では圧電基板が脆くなり、０．５ｍｍ超では材料
コストが大きくなる。
【００２９】かくして、本発明は、低域側の通過周波数
帯域におけるフィルタ通過特性の劣化を抑制、防止し、
また小型化に適しており、その結果、低コストに製造可
能になるという作用効果を有する。
帯域におけるフィルタ通過特性の劣化を抑制、防止し、
また小型化に適しており、その結果、低コストに製造可
能になるという作用効果を有する。
【００３０】なお、本発明は上記の実施形態に限定され
るものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種
々の変更は何等差し支えない。
るものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種
々の変更は何等差し支えない。
【００３１】
【実施例】本発明の実施例を以下に説明する。図１のよ
うなデュアルモード型のＳＡＷフィルタを、以下の
（１）〜（３）の工程で製造した。
うなデュアルモード型のＳＡＷフィルタを、以下の
（１）〜（３）の工程で製造した。
【００３２】（１）３６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａ
Ｏ3 結晶から成るウエハ上に、複数のＳＡＷフィルタ用
のパターンを、紫外線（Deep-UV 光）光源を用いた密着
露光機によるフォトリソグラフィ法で形成し、前記パタ
ーン上にＩＤＴ電極及び反射器用のＡｌを電子ビーム蒸
着法により３５００Å成膜した。
Ｏ3 結晶から成るウエハ上に、複数のＳＡＷフィルタ用
のパターンを、紫外線（Deep-UV 光）光源を用いた密着
露光機によるフォトリソグラフィ法で形成し、前記パタ
ーン上にＩＤＴ電極及び反射器用のＡｌを電子ビーム蒸
着法により３５００Å成膜した。
【００３３】（２）レジスト剥離液中で不要なＡｌをリ
フトオフし、ＳＡＷフィルタ用のＡｌパターンを形成し
た。
フトオフし、ＳＡＷフィルタ用のＡｌパターンを形成し
た。
【００３４】（３）パターニングの完了したウエハを個
々のＳＡＷフィルタにダイシング法でカットし、個々の
ＳＡＷフィルタをＳＭＤ（Surface Mounted Device：表
面実装素子）用のパッケージに収容して、エポキシ樹脂
で接着固定し、リッドを被せ封止する。
々のＳＡＷフィルタにダイシング法でカットし、個々の
ＳＡＷフィルタをＳＭＤ（Surface Mounted Device：表
面実装素子）用のパッケージに収容して、エポキシ樹脂
で接着固定し、リッドを被せ封止する。
【００３５】そして、本実施例のＳＡＷフィルタの各Ｓ
ＡＷ共振子及びＳＡＷ共振子から成るフィルタのパラメ
ータを表２に示す。本実施例のフィルタのインピーダン
ス値は、低域側の通過周波数帯域（８４０±１２．５Ｍ
Ｈｚ）において、約１０００Ωであった。尚、高域側の
通過周波数帯域は８８０±１２．５ＭＨｚである。
ＡＷ共振子及びＳＡＷ共振子から成るフィルタのパラメ
ータを表２に示す。本実施例のフィルタのインピーダン
ス値は、低域側の通過周波数帯域（８４０±１２．５Ｍ
Ｈｚ）において、約１０００Ωであった。尚、高域側の
通過周波数帯域は８８０±１２．５ＭＨｚである。
【００３６】
【表２】
【００３７】また、図３にそのフィルタ特性を示し、同
図（ａ）はフィルタ通過特性のグラフ、（ｂ）はＶＳＷ
Ｒ−周波数特性のグラフである。図３において明らかな
ように、ＳＡＷフィルタ４１，４２による２つの通過周
波数帯域が実現されており、各々の通過周波数帯域にお
いて、相手側の通過周波数帯域への信号の漏れは−２０
ｄＢ以下に抑制された。その結果、低域側のフィルタ通
過特性が改善され、劣化はまったく見られなかった。ま
た、ＶＳＷＲ−周波数特性も大きく改善された。
図（ａ）はフィルタ通過特性のグラフ、（ｂ）はＶＳＷ
Ｒ−周波数特性のグラフである。図３において明らかな
ように、ＳＡＷフィルタ４１，４２による２つの通過周
波数帯域が実現されており、各々の通過周波数帯域にお
いて、相手側の通過周波数帯域への信号の漏れは−２０
ｄＢ以下に抑制された。その結果、低域側のフィルタ通
過特性が改善され、劣化はまったく見られなかった。ま
た、ＶＳＷＲ−周波数特性も大きく改善された。
【００３８】更に、図１のＳＡＷフィルタ４１，４２全
体が一個の圧電基板上に一体的に集積化されているの
で、従来の遅延線路を使用したものと比較して、大幅な
小型化及び低コスト化が達成された。
体が一個の圧電基板上に一体的に集積化されているの
で、従来の遅延線路を使用したものと比較して、大幅な
小型化及び低コスト化が達成された。
【００３９】
【発明の効果】本発明は、高域側の通過周波数帯域を有
するＳＡＷフィルタの並列ＳＡＷ共振子と接地間に、低
域側の通過周波数帯域で高インピーダンスのフィルタを
介装することにより、低挿入損失のフィルタ通過特性及
び低ＶＳＷＲ−周波数特性が実現できるという作用効果
を有する。
するＳＡＷフィルタの並列ＳＡＷ共振子と接地間に、低
域側の通過周波数帯域で高インピーダンスのフィルタを
介装することにより、低挿入損失のフィルタ通過特性及
び低ＶＳＷＲ−周波数特性が実現できるという作用効果
を有する。
【００４０】また、フィルタをＳＡＷフィルタと同一の
圧電基板上に一体的に形成可能なため、従来の長い遅延
線路が不要となり、大幅な小型化ができる。更には、仕
様に応じて異なる遅延線路を個々のパッケージ上に設け
る必要もないため、パッケージが共用化され、低コスト
に製造できるという効果もある。
圧電基板上に一体的に形成可能なため、従来の長い遅延
線路が不要となり、大幅な小型化ができる。更には、仕
様に応じて異なる遅延線路を個々のパッケージ上に設け
る必要もないため、パッケージが共用化され、低コスト
に製造できるという効果もある。
【図１】本発明のＳＡＷフィルタのブロック図である。
【図２】本発明のＳＡＷフィルタの低域側の通過周波数
帯域における、インピーダンス特性の等価回路図であ
る。
帯域における、インピーダンス特性の等価回路図であ
る。
【図３】本発明のＳＡＷフィルタのフィルタ特性を示
し、（ａ）はフィルタ通過特性のグラフ、（ｂ）はＶＳ
ＷＲ−周波数特性のグラフである。
し、（ａ）はフィルタ通過特性のグラフ、（ｂ）はＶＳ
ＷＲ−周波数特性のグラフである。
【図４】（ａ）は従来のＳＡＷ共振子の基本構成の平面
図、（ｂ）は従来のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性
のグラフである。
図、（ｂ）は従来のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性
のグラフである。
【図５】（ａ）は従来のラダー型ＳＡＷフィルタの回路
図、（ｂ）は並列ＳＡＷ共振子のインピーダンス特性の
グラフ、（ｃ）は直列ＳＡＷ共振子のインピーダンス特
性のグラフ、（ｄ）はラダー型ＳＡＷフィルタのフィル
タ通過特性のグラフである。
図、（ｂ）は並列ＳＡＷ共振子のインピーダンス特性の
グラフ、（ｃ）は直列ＳＡＷ共振子のインピーダンス特
性のグラフ、（ｄ）はラダー型ＳＡＷフィルタのフィル
タ通過特性のグラフである。
【図６】（ａ）は図５（ｄ）の周波数８における従来の
ラダー型ＳＡＷフィルタのインピーダンス特性の等価回
路図、（ｂ）は図５（ｄ）の周波数９における従来のラ
ダー型ＳＡＷフィルタのインピーダンス特性の等価回路
図、（ｃ）は図５（ｄ）の周波数１０における従来のラ
ダー型ＳＡＷフィルタのインピーダンス特性の等価回路
図である。
ラダー型ＳＡＷフィルタのインピーダンス特性の等価回
路図、（ｂ）は図５（ｄ）の周波数９における従来のラ
ダー型ＳＡＷフィルタのインピーダンス特性の等価回路
図、（ｃ）は図５（ｄ）の周波数１０における従来のラ
ダー型ＳＡＷフィルタのインピーダンス特性の等価回路
図である。
【図７】（ａ）は従来のデュアルモード型のＳＡＷフィ
ルタのフィルタ通過特性を模式的に示したグラフ、
（ｂ）は従来の一入力二出力タイプのブロック図、
（ｃ）は従来の二入力一出力タイプのブロック図であ
る。
ルタのフィルタ通過特性を模式的に示したグラフ、
（ｂ）は従来の一入力二出力タイプのブロック図、
（ｃ）は従来の二入力一出力タイプのブロック図であ
る。
【図８】従来の通過周波数帯域が異なる２つのＳＡＷフ
ィルタを、一入力二出力タイプのデュアルモード型とし
たもののブロック図である。
ィルタを、一入力二出力タイプのデュアルモード型とし
たもののブロック図である。
【図９】（ａ）は図８のものの理想的なフィルタ通過特
性のグラフ、（ｂ）は図８のものの理想的なＶＳＷＲ−
周波数特性のグラフである。
性のグラフ、（ｂ）は図８のものの理想的なＶＳＷＲ−
周波数特性のグラフである。
【図１０】（ａ）は図８のものの実際のフィルタ通過特
性のグラフ、（ｂ）は図８のものの実際のＶＳＷＲ−周
波数特性のグラフである。
性のグラフ、（ｂ）は図８のものの実際のＶＳＷＲ−周
波数特性のグラフである。
【図１１】図８のものの低域側の通過周波数帯域におけ
るインピーダンス特性の等価回路図である。
るインピーダンス特性の等価回路図である。
【図１２】従来の一入力二出力タイプのデュアルモード
型のＳＡＷフィルタで、各ＳＡＷフィルタの前段に遅延
線路を設けたもののブロック図である。
型のＳＡＷフィルタで、各ＳＡＷフィルタの前段に遅延
線路を設けたもののブロック図である。
１：ＩＤＴ電極 ２：ＩＤＴ電極 ３：反射器 ４１：低域側の通過周波数帯域に相当するＳＡＷフィル
タ ４２：高域側の通過周波数帯域に相当するＳＡＷフィル
タ ４３ａ：直列ＳＡＷ共振子 ４３ｂ：直列ＳＡＷ共振子 ４３ｃ：直列ＳＡＷ共振子 ４４ａ：並列ＳＡＷ共振子 ４４ｂ：並列ＳＡＷ共振子 ４５ａ：直列ＳＡＷ共振子 ４５ｂ：直列ＳＡＷ共振子 ４６ａ：並列ＳＡＷ共振子 ４６ｂ：並列ＳＡＷ共振子 ４６ｃ：並列ＳＡＷ共振子 ４９ａ：フィルタ ４９ｂ：フィルタ ４９ｃ：フィルタ
タ ４２：高域側の通過周波数帯域に相当するＳＡＷフィル
タ ４３ａ：直列ＳＡＷ共振子 ４３ｂ：直列ＳＡＷ共振子 ４３ｃ：直列ＳＡＷ共振子 ４４ａ：並列ＳＡＷ共振子 ４４ｂ：並列ＳＡＷ共振子 ４５ａ：直列ＳＡＷ共振子 ４５ｂ：直列ＳＡＷ共振子 ４６ａ：並列ＳＡＷ共振子 ４６ｂ：並列ＳＡＷ共振子 ４６ｃ：並列ＳＡＷ共振子 ４９ａ：フィルタ ４９ｂ：フィルタ ４９ｃ：フィルタ
Claims (1)
- 【請求項１】通過周波数帯域が異なる複数のラダー型弾
性表面波フィルタを並列接続して成り、高域側の通過周
波数帯域を有するラダー型弾性表面波フィルタの並列弾
性表面波共振子と接地間に、低域側の通過周波数帯域で
高インピーダンスを有するフィルタを介装してなること
を特徴とする弾性表面波フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10796697A JP3878714B2 (ja) | 1997-04-24 | 1997-04-24 | 弾性表面波フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10796697A JP3878714B2 (ja) | 1997-04-24 | 1997-04-24 | 弾性表面波フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10303697A true JPH10303697A (ja) | 1998-11-13 |
| JP3878714B2 JP3878714B2 (ja) | 2007-02-07 |
Family
ID=14472590
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10796697A Expired - Fee Related JP3878714B2 (ja) | 1997-04-24 | 1997-04-24 | 弾性表面波フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3878714B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001045285A1 (fr) * | 1999-12-14 | 2001-06-21 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Composant composite, haute frequence, de commutation |
| JP2006333012A (ja) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Fujitsu Media Device Kk | 弾性波フィルタおよび弾性波分波器 |
| JP2009207116A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-09-10 | Fujitsu Ltd | 弾性波デバイス、デュープレクサ、通信モジュール、および通信装置 |
| JP2010193135A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Epson Toyocom Corp | Ｓａｗデバイス |
| CN111183585A (zh) * | 2017-10-10 | 2020-05-19 | 株式会社村田制作所 | 多工器以及高频滤波器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019097103A (ja) | 2017-11-27 | 2019-06-20 | 株式会社村田製作所 | フィルタ装置およびマルチプレクサ |
-
1997
- 1997-04-24 JP JP10796697A patent/JP3878714B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001045285A1 (fr) * | 1999-12-14 | 2001-06-21 | Matsushita Electric Industrial Co. Ltd. | Composant composite, haute frequence, de commutation |
| US7035602B2 (en) | 1999-12-14 | 2006-04-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency composite switch component |
| JP2006333012A (ja) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Fujitsu Media Device Kk | 弾性波フィルタおよび弾性波分波器 |
| JP2009207116A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-09-10 | Fujitsu Ltd | 弾性波デバイス、デュープレクサ、通信モジュール、および通信装置 |
| JP2010193135A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Epson Toyocom Corp | Ｓａｗデバイス |
| CN111183585A (zh) * | 2017-10-10 | 2020-05-19 | 株式会社村田制作所 | 多工器以及高频滤波器 |
| CN111183585B (zh) * | 2017-10-10 | 2023-09-15 | 株式会社村田制作所 | 多工器 |
| US11881841B2 (en) | 2017-10-10 | 2024-01-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Multiplexer and high-frequency filter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3878714B2 (ja) | 2007-02-07 |
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