JPH10294711A - Ofdm demodulator - Google Patents

Ofdm demodulator

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JPH10294711A
JPH10294711A JP9103156A JP10315697A JPH10294711A JP H10294711 A JPH10294711 A JP H10294711A JP 9103156 A JP9103156 A JP 9103156A JP 10315697 A JP10315697 A JP 10315697A JP H10294711 A JPH10294711 A JP H10294711A
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symbol
timing
correlation
unit
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Hiroshi Nogami
博志 野上
Sadao Tsuruga
貞雄 鶴賀
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JISEDAI DIGITAL TELE HOSO SYS
JISEDAI DIGITAL TELEVISION HOSO SYST KENKYUSHO KK
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JISEDAI DIGITAL TELE HOSO SYS
JISEDAI DIGITAL TELEVISION HOSO SYST KENKYUSHO KK
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To correctly demodulate an orthogonal frequency division multiplex(OFDM) system in a system, where timing frequency synchronization and symbol timing synchronization are accurately and stably conducted even under noisy environment. SOLUTION: A correlation signal calculating section 56 obtains a correlation signal from an OFDM reception signal a peak signal with a transmission symbol period Ts produced from the correlation signal is given to a spectral emphasis filter 581 that passes well a signal with a frequency 1/Ts and frequencies of an integral multiple of the frequency 1/Ts, a peak position detection section 582 detects its peak position, a peak position stabilizing section 583 makes the peak position stable, and flywheel section 584 that generates a symbol timing synchronization signal is controlled by a stabilized position signal. Furthermore, a timing frequency offset detection section 591 employs an FIR filter, whose center tap coefficient is 0 and whose tap coefficients at the left/ right symmetrical positions are equal in absolute values and mutually opposite in sign to eliminate deviations in the timing frequency synchronization.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル伝送方式
である直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency
Division Multiplex 、略してOFDM)の復調装置に
関し、特に、タイミング同期技術に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplexing system which is a digital transmission system.
The present invention relates to a demodulation device of Division Multiplex (OFDM), and particularly to a timing synchronization technology.

【0002】[0002]

【従来の技術】従来より、複数の直交サブキャリアを同
時に伝送する方式であるOFDMは多方面にて利用され
ている。特に、地上系デジタルテレビジョン放送システ
ムにいては、欧州等で規格化が行なわれるなど、実用段
階に達している。以下、OFDM技術について概略説明
する。
2. Description of the Related Art Conventionally, OFDM, a system for simultaneously transmitting a plurality of orthogonal subcarriers, has been used in various fields. In particular, the terrestrial digital television broadcasting system has reached the practical stage, for example, standardization is performed in Europe and the like. Hereinafter, the OFDM technique will be briefly described.

【0003】まず、OFDMの伝送シンボルについて説
明する。図12は、OFDMの伝送シンボルの構成図で
ある。図12において、Sで示されるOFDMの1伝送
シンボルは、ガードインターバルS1と有効シンボルS
2で構成される。ガードインターバルS1は有効シンボ
ルS2の前にその有効シンボルS2の一部(図では後
部)をコピーしたものである。
[0003] First, OFDM transmission symbols will be described. FIG. 12 is a configuration diagram of an OFDM transmission symbol. In FIG. 12, one transmission symbol of OFDM indicated by S is a guard interval S1 and an effective symbol S
It consists of two. The guard interval S1 is obtained by copying a part (the rear part in the figure) of the effective symbol S2 before the effective symbol S2.

【0004】以下、有効シンボル長をNTで表し、ガー
ドインターバル長をNg Tで表すことにする。但し、T
は基本タイミング周期であり、NとNg は整数である。
簡単に、N及びNg を単に有効シンボル長及びガードイ
ンターバル長と呼ぶ場合もある。OFDM伝送シンボル
長はTs =(N+Ng )Tと表される。
Hereinafter, the effective symbol length is represented by NT, and the guard interval length is represented by NgT. Where T
Is a basic timing period, and N and Ng are integers.
For simplicity, N and Ng are sometimes simply referred to as the effective symbol length and the guard interval length. The OFDM transmission symbol length is expressed as Ts = (N + Ng) T.

【0005】次に、上記OFDMの伝送シンボルを送信
信号として発生するOFDM変調装置の概略構成につい
て簡単に説明する。図13は従来のOFDM変調装置の
一構成例を示すブロック図である。このOFDM変調装
置には、16QAMや64QAM等の方式でマッピング
された(一般には複素表現される)送信データが入力さ
れる。この送信データはシリアル/パラレル(S/P)
変換部11にて各伝送サブキャリアに対応したパラレル
データに変換される。
Next, a brief description will be given of a schematic configuration of an OFDM modulator that generates the above-mentioned OFDM transmission symbols as transmission signals. FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example of a conventional OFDM modulation device. To this OFDM modulator, transmission data mapped (generally represented in a complex form) by a method such as 16QAM or 64QAM is input. This transmission data is serial / parallel (S / P)
The conversion unit 11 converts the data into parallel data corresponding to each transmission subcarrier.

【0006】このパラレルデータはIFFT(逆高速フ
ーリエ変換)部12にて逆離散フーリエ変換される。こ
れにより、1OFDM伝送シンボルに対する有効シンボ
ルを得ることができる。
The parallel data is subjected to an inverse discrete Fourier transform by an IFFT (inverse fast Fourier transform) unit 12. Thereby, an effective symbol for one OFDM transmission symbol can be obtained.

【0007】このようにして生成された有効シンボル
は、ガードインターバル付加部13に入力される。ここ
では、入力された有効シンボルの後部の一部分を有効シ
ンボルの前部へ巡回的に付加し、OFDMの伝送シンボ
ルをベースバンド信号として出力する。一般に、ベース
バンド信号は複素形式で表現され、その実数に対応する
信号はI信号、虚数に対応する信号はQ信号と呼ばれて
いる。
[0007] The effective symbol generated in this manner is input to guard interval adding section 13. Here, a part of the rear part of the input effective symbol is cyclically added to the front part of the effective symbol, and an OFDM transmission symbol is output as a baseband signal. Generally, a baseband signal is expressed in a complex format, and a signal corresponding to a real number is called an I signal, and a signal corresponding to an imaginary number is called a Q signal.

【0008】このベースバンド信号は一般にデジタル信
号であるので、デジタル/アナログ(D/A)変換部1
4a,14bによりアナログ信号に変換される。この変
換タイミングは、基本タイミング発生部16で発生され
る基本タイミング周波数(1/T、またはその2倍な
ど)によって制御される。
Since the baseband signal is generally a digital signal, a digital / analog (D / A) converter 1
The signals are converted into analog signals by 4a and 14b. The conversion timing is controlled by a basic timing frequency (1 / T or twice the same) generated by the basic timing generator 16.

【0009】さらに、このアナログ信号は、直交変調に
よる周波数変換部15にて所要の中間周波数または高周
波へ変換され、送信信号として出力される。そして、周
波数変換後の送信信号は、適切に増幅された後、空中線
などの伝送路へ供給されて送信される。
Further, the analog signal is converted to a required intermediate frequency or high frequency by a frequency converter 15 based on quadrature modulation and output as a transmission signal. Then, the transmission signal after the frequency conversion is appropriately amplified, and then supplied to a transmission path such as an antenna and transmitted.

【0010】続いて、OFDM復調装置の基本構成につ
いて簡単に説明する。図14は従来のOFDM復調装置
の一構成例を示すブロック図である。このOFDM復調
装置には、前述のOFDM変調装置から伝送路へ送出さ
れ、受信側の空中線にて受信された信号が、フィルタリ
ングなどの信号処理を受けた後、受信信号として入力さ
れる。
Next, the basic configuration of the OFDM demodulator will be briefly described. FIG. 14 is a block diagram showing a configuration example of a conventional OFDM demodulator. To the OFDM demodulator, a signal transmitted from the above-mentioned OFDM modulator to the transmission line and received by the antenna on the receiving side is subjected to signal processing such as filtering and then input as a received signal.

【0011】この受信信号は、周波数変換部21によっ
て対応するベースベンド信号に変換され、アナログ/デ
ジタル(A/D)変換部22a,22bによってサンプ
リングされてデジタルのベースバンド信号(I及びQ信
号)となる。このデジタルのベースバンド信号は、ガー
ドインターバル除去部23に入力される。このガードイ
ンターバル除去部23は、入力されるベースバンドOF
DM信号から伝送シンボル毎にガードインターバル部分
を除去し、有効シンボルのみを出力する。
The received signal is converted into a corresponding base bend signal by a frequency converter 21 and is sampled by analog / digital (A / D) converters 22a and 22b to be digital baseband signals (I and Q signals). Becomes This digital baseband signal is input to the guard interval remover 23. The guard interval remover 23 receives the input baseband OF
A guard interval portion is removed from the DM signal for each transmission symbol, and only valid symbols are output.

【0012】この有効シンボルの信号はFFT(高速フ
ーリエ変換)部24によって高速離散フーリエ変換さ
れ、これによって各サブキャリアに対応したパラレルの
受信データに変換される。最後に、このパラレル受信デ
ータはパラレル/シリアル(P/S)変換部25によっ
て所要のシリアルの受信データ(複素シンボルデータ)
に変換される。
The signal of the effective symbol is subjected to high-speed discrete Fourier transform by an FFT (fast Fourier transform) unit 24, and is thereby converted into parallel received data corresponding to each subcarrier. Finally, the parallel received data is converted into required serial received data (complex symbol data) by a parallel / serial (P / S) converter 25.
Is converted to

【0013】ここで、ガードインターバル除去部23並
びにFFT部24等は、シンボルタイミング同期検出部
26にて受信信号から別途生成される伝送シンボルタイ
ミング同期信号、有効シンボルタイミング同期信号、あ
るいはガードタイミング同期信号などに従って動作す
る。
Here, the guard interval remover 23, the FFT unit 24, and the like include a transmission symbol timing synchronization signal, an effective symbol timing synchronization signal, or a guard timing synchronization signal separately generated from the received signal by the symbol timing synchronization detection unit 26. It operates according to the above.

【0014】尚、本明細書では、上記の伝送シンボルタ
イミング同期信号、有効シンボルタイミング同期信号、
ガードタイミング同期信号は、その総称として、簡単に
シンボルタイミング同期信号あるいはタイミング同期信
号と呼ぶこともある。また、伝送シンボルを単にシンボ
ルと略記する場合もある。
In this specification, the transmission symbol timing synchronization signal, the effective symbol timing synchronization signal,
The guard timing synchronization signal is sometimes simply referred to as a symbol timing synchronization signal or a timing synchronization signal. In some cases, a transmission symbol is simply abbreviated as a symbol.

【0015】ガードインターバルを用いたシンボルタイ
ミング同期(検出)部の一例が、特開平7−14309
7号公報にOFDM同期復調回路の一部として記載され
ている。
An example of a symbol timing synchronization (detection) section using a guard interval is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 7-14309.
No. 7 describes this as a part of an OFDM synchronous demodulation circuit.

【0016】図15はその公報に記載されるシンボルタ
イミング同期部の構成を示すブロック図である。図15
において、遅延回路31,32は、それぞれOFDM復
調装置のA/D変換部(図示せず)の出力信号I,Qを
入力して有効シンボル長NTだけ遅延するもので、これ
らの遅延出力I′,Q′はそれぞれ遅延前のI信号と共
に相関器33,34に供給される。
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a symbol timing synchronizing unit described in the publication. FIG.
, Delay circuits 31 and 32 receive output signals I and Q of an A / D converter (not shown) of an OFDM demodulator and delay the signal by an effective symbol length NT, respectively. , Q ′ are supplied to the correlators 33 and 34 together with the I signal before the delay.

【0017】各相関器33,34はそれぞれ遅延された
信号I′,Q′と遅延される前のI信号との相関値(こ
れは相関係数、相関信号とも呼ばれている)を求める。
この相関値とは、対象となる2つの信号の積をガードイ
ンターバル長Ng Tの期間にわたって積分したものであ
る。
Each of the correlators 33 and 34 finds a correlation value between the delayed signals I 'and Q' and the I signal before being delayed (this is also called a correlation coefficient or a correlation signal).
The correlation value is obtained by integrating the product of the two signals of interest over the period of the guard interval length NgT.

【0018】図15中、SI は遅延されたI信号である
I′と遅延される前のI信号との相関値であり、SQ
遅延されたQ信号であるQ′と遅延される前のI信号と
の相関値である。
[0018] In FIG. 15, S I is 'the correlation value between the I signal before being delayed, S Q is Q a Q signal delayed' I a I signal delayed by the delayed This is a correlation value with the previous I signal.

【0019】図16に、相関器入力信号と相関器出力信
号の一例を示す。図16(a)並びに(b)に示され
る、遅延回路31の入力信号I、並びにその出力信号
I′が相関器33の入力信号となる。このとき、相関器
33の出力信号SI との関係は、周波数オフセットがな
い場合には図16(c)に示すようになり、相関器33
の出力信号はOFDM伝送シンボルごとにほぼ三角形の
ピークを持つ信号となる。
FIG. 16 shows an example of a correlator input signal and a correlator output signal. The input signal I of the delay circuit 31 and the output signal I 'thereof shown in FIGS. 16A and 16B become the input signals of the correlator 33. At this time, the relationship with the output signal S I of the correlator 33 becomes as shown in FIG.
Is a signal having a substantially triangular peak for each OFDM transmission symbol.

【0020】図15に示すシンボルタイミング同期部で
は、ガードタイミング検出回路35にてこの相関出力の
ピークを検出し、その検出位置からガードタイミングを
検出する。このガードタイミング検出回路35におい
て、上述の相関値SI 、SQ はそれぞれ2乗回路36、
37で2乗され、加算器38にて加算される。この加算
器38の出力信号はローパスフィルタ(LPF)39に
よって平滑された後、ピーク抽出回路40に供給され
る。
In the symbol timing synchronizing section shown in FIG. 15, the guard timing detection circuit 35 detects the peak of the correlation output, and detects the guard timing from the detected position. In the guard timing detection circuit 35, the above-mentioned correlation values S I and S Q are respectively calculated by a square circuit 36,
It is squared at 37 and added at the adder 38. The output signal of the adder 38 is supplied to a peak extraction circuit 40 after being smoothed by a low-pass filter (LPF) 39.

【0021】このピーク抽出回路40は所定の振幅以上
の信号を抽出するもので、その出力は判定回路41に供
給される。この判定回路41はピーク抽出回路40の抽
出結果からピーク位置を検出するもので、この検出結果
はフライホイール回路42に供給される。このフライホ
イール回路42は、判定回路41のピーク位置検出結果
からガードタイミング信号を生成出力するものである。
本公報記載の装置では、このように生成されたガードタ
イミング信号を、伝送シンボルタイミング同期信号とし
て用いている。
The peak extraction circuit 40 extracts a signal having a predetermined amplitude or more, and its output is supplied to a determination circuit 41. The determination circuit 41 detects a peak position from the extraction result of the peak extraction circuit 40, and the detection result is supplied to a flywheel circuit 42. The flywheel circuit 42 generates and outputs a guard timing signal from the peak position detection result of the determination circuit 41.
The device described in this publication uses the guard timing signal generated in this way as a transmission symbol timing synchronization signal.

【0022】[0022]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、実際に
OFDM信号を精度よく、かつより安定に復調するため
には、正確に安定したタイミング周波数(タイミング周
期)にて受信信号をサンプリングし、さらにこのサンプ
リングされた信号から所要の有効シンボルのみを正しい
シンボルタイミング(フェーズ)にて抽出し、FFT処
理することが必要である。
However, in order to actually demodulate an OFDM signal accurately and more stably, a received signal is sampled at a precisely stable timing frequency (timing cycle), and this sampling is further performed. It is necessary to extract only the required effective symbols from the signal obtained at the correct symbol timing (phase) and perform the FFT processing.

【0023】すなわち、雑音等により、そのいずれか一
つでもずれると、各サブキャリア信号間や隣接するOF
DM伝送シンボル間にて干渉が生じ、復調信号が劣化し
てしまう。特に、上述のような相関出力ピークを利用す
る場合には、雑音等の影響を受けやすいと考えられるた
め、性能向上の必要が望まれる。
That is, if any one of them shifts due to noise or the like, the frequency shifts between each subcarrier signal or adjacent OF signals.
Interference occurs between DM transmission symbols, and the demodulated signal deteriorates. In particular, when the above-described correlation output peak is used, it is considered that the correlation output peak is likely to be affected by noise or the like.

【0024】そこで、本発明の課題は、雑音下でもより
正確に安定したタイミング周波数同期並びにシンボルタ
イミング同期を行い、OFDM信号を正しく復調できる
OFDM復調装置を提供することにある。
An object of the present invention is to provide an OFDM demodulator capable of accurately and stably synchronizing timing frequency and symbol timing even under noise and demodulating an OFDM signal correctly.

【0025】[0025]

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明は、以下のように構成される。 (1)1伝送シンボルの時間長がTs であり、かつ、該
1伝送シンボルが有効シンボルと該有効シンボルの一部
分と同一内容を複写してなるガードインターバルとから
構成されるOFDM信号を入力し、このOFDM信号を
アナログ−デジタル変換部でサンプリングし、ガードイ
ンターバル除去部でガードインターバルを除去して有効
シンボルのみを取り出した後、高速離散フーリエ変換に
より各サブキャリアに対応した受信データを抽出するO
FDM復調装置において、前記アナログ−デジタル変換
部でサンプリングされたOFDM信号を有効シンボル時
間だけ遅延して、その遅延前後の信号の相関をとって相
関信号を求める相関演算部と、この相関演算部から出力
される相関信号に基づいて前記アナログ−デジタル変換
部でサンプリングされたOFDM信号から前記有効シン
ボルを取り出すためのシンボルタイミング同期信号を発
生するシンボルタイミング同期部と、前記相関信号と前
記シンボルタイミング同期信号に基づいて前記アナログ
−デジタル変換部のサンプリングタイミングを制御する
タイミング周波数同期部とを具備し、前記シンボルタイ
ミング同期部は、前記相関信号を入力して1/Ts 並び
にその整数倍の周波数を通過させ、それ以外の周波数を
抑圧する周波数特性を有するスペクトル強調フィルタを
備え、このフィルタ出力のピーク位置からシンボルタイ
ミングを検出することで、ピーク位置検出の雑音成分に
よる影響を軽減し、シンボルタイミング同期を良好に行
うようにしている。
In order to solve the above-mentioned problems, the present invention is configured as follows. (1) An OFDM signal in which the time length of one transmission symbol is Ts, and the one transmission symbol is composed of an effective symbol and a guard interval obtained by copying a part of the effective symbol and the same content, The OFDM signal is sampled by an analog-to-digital converter, the guard interval is removed by a guard interval remover, and only effective symbols are extracted. Then, high-speed discrete Fourier transform is used to extract received data corresponding to each subcarrier.
In the FDM demodulator, the OFDM signal sampled by the analog-to-digital converter is delayed by an effective symbol time, and a signal before and after the delay is correlated to obtain a correlation signal to obtain a correlation signal. A symbol timing synchronization section for generating a symbol timing synchronization signal for extracting the effective symbol from the OFDM signal sampled by the analog-to-digital conversion section based on the output correlation signal; and the correlation signal and the symbol timing synchronization signal. And a timing frequency synchronizing unit for controlling the sampling timing of the analog-to-digital converting unit based on the symbol timing. The symbol timing synchronizing unit inputs the correlation signal and passes 1 / Ts and a frequency that is an integral multiple thereof. Frequency characteristics to suppress other frequencies Includes a spectrum emphasis filter having, this by the peak position of the filter output to detect the symbol timing, to reduce the effect of noise components of the peak position detection, and to perform symbol timing synchronization good.

【0026】(2)(1)の構成において、前記スペク
トル強調フィルタは、少なくとも、前記OFDMの1伝
送シンボル時間長Ts 分の遅延メモリ素子を有する巡回
形フィルタと、該巡回形フィルタの出力をM(但しM>
0)伝送シンボル時間(MTs )毎に出力し、かつ、そ
の出力毎に、前記巡回形フィルタの遅延メモリ素子をリ
セットするリセット手段とを備えることで実現してい
る。
(2) In the configuration of (1), the spectrum emphasis filter includes at least a cyclic filter having a delay memory element for one transmission symbol time length Ts of the OFDM, and an output of the cyclic filter is M (However, M>
0) Output is performed every transmission symbol time (MTs), and resetting means for resetting the delay memory element of the recursive filter is provided for each output.

【0027】(3)1伝送シンボルの時間長がTs であ
り、かつ、該1伝送シンボルが有効シンボルと該有効シ
ンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインタ
ーバルとから構成されるOFDM信号を入力し、このO
FDM信号をアナログ−デジタル変換部でサンプリング
し、ガードインターバル除去部でガードインターバルを
除去して有効シンボルのみを取り出した後、高速離散フ
ーリエ変換により各サブキャリアに対応した受信データ
を抽出するOFDM復調装置において、前記アナログ−
デジタル変換部でサンプリングされたOFDM信号を有
効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の相
関をとって相関信号を求める相関演算部と、この相関演
算部から出力される相関信号に基づいて前記アナログ−
デジタル変換部でサンプリングされたOFDM信号から
前記有効シンボルを取り出すためのシンボルタイミング
同期信号を発生するシンボルタイミング同期部と、前記
相関信号と前記シンボルタイミング同期信号に基づいて
前記アナログ−デジタル変換部のサンプリングタイミン
グを制御するタイミング周波数同期部とを具備し、前記
シンボルタイミング同期部に、前記相関信号を入力して
そのピーク位置を検出するピーク位置検出部と、このピ
ーク位置検出部で検出されたピーク位置を安定化させる
ピーク位置安定化部とを備えるようにして、検出された
ピーク位置が大きく揺らぐことを防いでいる。
(3) An OFDM signal in which the time length of one transmission symbol is Ts and the one transmission symbol is composed of an effective symbol and a guard interval obtained by copying a part of the effective symbol and the same contents. Enter this O
An OFDM demodulator that samples an FDM signal by an analog-to-digital converter, removes a guard interval by a guard interval remover, extracts only effective symbols, and extracts received data corresponding to each subcarrier by high-speed discrete Fourier transform. In the analog-
The OFDM signal sampled by the digital conversion unit is delayed by an effective symbol time, and a correlation operation unit that obtains a correlation signal by correlating the signals before and after the delay, and a correlation signal output from the correlation operation unit The analog-
A symbol timing synchronization section for generating a symbol timing synchronization signal for extracting the effective symbol from the OFDM signal sampled by the digital conversion section, and sampling of the analog-digital conversion section based on the correlation signal and the symbol timing synchronization signal A timing frequency synchronization unit for controlling timing, a peak position detection unit for inputting the correlation signal to the symbol timing synchronization unit and detecting the peak position, and a peak position detected by the peak position detection unit And a peak position stabilizing section for stabilizing the detected peak position to prevent the detected peak position from fluctuating greatly.

【0028】(4)(3)の構成において、さらに、前
記シンボルタイミング同期部内には、前記ピーク位置安
定化部、前記ピーク位置検出部のいずれか一方から出力
されるピーク位置信号を入力し、現在のピーク位置信号
と、それまでにすでに検出されている最も最近のJ個
(J>0)のピーク位置の全てのピーク位置信号とが同
一か否かを判定し、同一であれば、シンボルタイミング
同期捕捉フラグを第1のレベルにし、同一でなければ、
前記シンボルタイミング同期捕捉フラグを第2のレベル
にするシンボルタイミング同期捕捉判定部を備えること
で、シンボルタイミングの同期捕捉完了が識別できるよ
うにしている。
(4) In the configuration of (3), a peak position signal output from one of the peak position stabilizing unit and the peak position detecting unit is input into the symbol timing synchronizing unit. It is determined whether or not the current peak position signal is identical to all of the latest J peak positions (J> 0) already detected so far. Set the timing synchronization capture flag to the first level, and if not the same,
By providing a symbol timing synchronization acquisition determination unit that sets the symbol timing synchronization acquisition flag to the second level, it is possible to identify completion of synchronization acquisition of symbol timing.

【0029】(5)(4)の構成において、前記タイミ
ング周波数同期部は、前記シンボルタイミング同期捕捉
フラグが前記第1のレベルの場合に動作し、かつ、前記
シンボルタイミング同期捕捉フラグが前記第2のレベル
の場合には、出力信号の状態を保持することで、ピーク
位置検出が完了していない状態で、タイミング周波数オ
フセット検出部が正しくないピーク位置において全く誤
ったタイミング周波数オフセット信号を出力することに
対処するようにしている。
(5) In the configuration of (4), the timing frequency synchronization section operates when the symbol timing synchronization capture flag is at the first level and the symbol timing synchronization capture flag is set to the second level. In the case of the level of, the state of the output signal is held, so that the timing frequency offset detection unit outputs a completely wrong timing frequency offset signal at an incorrect peak position in a state where the peak position detection is not completed. I have to deal with.

【0030】(6)1伝送シンボルの時間長がTs であ
り、かつ、該1伝送シンボルが有効シンボルと該有効シ
ンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインタ
ーバルとから構成されるOFDM信号を入力し、このO
FDM信号をアナログ−デジタル変換部でサンプリング
し、ガードインターバル除去部でガードインターバルを
除去して有効シンボルのみを取り出した後、高速離散フ
ーリエ変換により各サブキャリアに対応した受信データ
を抽出するOFDM復調装置において、前記アナログ−
デジタル変換部でサンプリングされたOFDM信号を有
効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の相
関をとって相関信号を求める相関演算部と、この相関演
算部から出力される相関信号に基づいて前記アナログ−
デジタル変換部でサンプリングされたOFDM信号から
前記有効シンボルを取り出すためのシンボルタイミング
同期信号を発生するシンボルタイミング同期部と、前記
相関信号と前記シンボルタイミング同期信号に基づいて
前記アナログ−デジタル変換部のサンプリングタイミン
グを制御するタイミング周波数同期部とを具備し、前記
タイミング周波数同期部は、少なくとも、タップ数が2
L+1(L>0)であり、前記相関信号について所定の
タップ係数で畳み込み演算を行う非巡回形フィルタと、
前記シンボルタイミング同期信号により制御され、前記
非巡回形フィルタの出力を保持する保持部とからなるタ
イミング周波数オフセット検出部を備え、前記非巡回形
フィルタは、前記タップの係数がその中心において0で
あり、かつ、左右対象位置において絶対値が等しく互い
に極性符号が逆であるようにすることで、タイミング周
波数オフセット検出の雑音成分による影響を軽減するよ
うにしている。
(6) An OFDM signal in which the time length of one transmission symbol is Ts and the one transmission symbol is composed of an effective symbol and a guard interval obtained by copying a part of the effective symbol and the same contents. Enter this O
An OFDM demodulator that samples an FDM signal by an analog-to-digital converter, removes a guard interval by a guard interval remover, extracts only effective symbols, and extracts received data corresponding to each subcarrier by high-speed discrete Fourier transform. In the analog-
The OFDM signal sampled by the digital conversion unit is delayed by an effective symbol time, and a correlation operation unit that obtains a correlation signal by correlating the signals before and after the delay, and a correlation signal output from the correlation operation unit The analog-
A symbol timing synchronization section for generating a symbol timing synchronization signal for extracting the effective symbol from the OFDM signal sampled by the digital conversion section, and sampling of the analog-digital conversion section based on the correlation signal and the symbol timing synchronization signal A timing frequency synchronization section for controlling timing, wherein the timing frequency synchronization section has at least two taps.
L + 1 (L> 0), and a non-recursive filter that performs a convolution operation on the correlation signal with a predetermined tap coefficient;
A timing frequency offset detection unit controlled by the symbol timing synchronization signal and comprising a holding unit for holding an output of the non-cyclic filter, wherein the coefficient of the tap is 0 at the center of the non-cyclic filter. In addition, by making the absolute values equal at the left and right target positions and having the opposite polarity signs, the influence of the noise component on the detection of the timing frequency offset is reduced.

【0031】(7)(1)、(3)、(6)のいずれか
の構成において、さらに、前記OFDM信号の変調側と
復調側のそれぞれの周波数変換部間に生じる周波数オフ
セットを検出する周波数オフセット検出部を備え、前記
相関演算部は、前記周波数オフセット検出部の出力信号
の絶対値が一定のしきい値より大きい場合には、前記サ
ンプリングされたOFDM信号の同相成分であるI信号
と該I信号の前記有効シンボル時間だけ遅延してなる
I′信号との相関信号Siiと、前記サンプリングされた
OFDM信号の直交成分であるQ信号と該Q信号の前記
有効シンボル時間だけ遅延してなるQ′信号との相関信
号Sqqとを求めて、これらの和信号Sii+Sqqの絶対値
信号のn乗信号|Sii+Sqqn (n>0)を生成し、
前記I信号と前記Q′信号の相関信号Siqと、前記Q信
号と前記I′信号の相関信号Sqiとを求めて、これらの
差信号Siq−Sqiの絶対値信号のn乗信号|Siq−Sqi
nを生成し、各n乗信号の和信号|Sii+Sqqn
|Siq−Sqin を生成して、前記シンボルタイミング
同期部並びに前記タイミング周波数同期部への入力信号
とし、前記周波数オフセット検出部の出力信号の絶対値
が、前記しきい値より小さい場合には、前記和信号Sii
+Sqqを前記シンボルタイミング同期部並びに前記タイ
ミング周波数同期部への入力信号とする切り替え手段を
備えるようにし、これによって不要な直流バイアス等が
生じないようにし、ピーク位置検出の動作特性を良好に
している。
(7) In any one of the constitutions (1), (3) and (6), a frequency for detecting a frequency offset generated between a frequency conversion section on the modulation side and a frequency conversion section on the demodulation side of the OFDM signal. An offset detection unit, wherein the correlation operation unit includes an I signal that is an in-phase component of the sampled OFDM signal and an I signal, when an absolute value of an output signal of the frequency offset detection unit is larger than a predetermined threshold value. A correlation signal S ii with an I ′ signal delayed by the effective symbol time of the I signal, a Q signal which is an orthogonal component of the sampled OFDM signal, and a delay by the effective symbol time of the Q signal. A correlation signal S qq with the Q ′ signal is obtained, and an n-th power signal | S ii + S qq | n (n> 0) of an absolute value signal of these sum signals S ii + S qq is generated,
A correlation signal S iq between the I signal and the Q ′ signal and a correlation signal S qi between the Q signal and the I ′ signal are obtained, and an n-th power signal of an absolute value signal of the difference signal S iq −S qi is obtained. | S iq -S qi
| N is generated, and the sum signal | S ii + S qq | n +
| S iq −S qi | n is generated as an input signal to the symbol timing synchronization section and the timing frequency synchronization section, and the absolute value of the output signal of the frequency offset detection section is smaller than the threshold value Includes the sum signal Sii
A switching means for setting + Sqq as an input signal to the symbol timing synchronizing section and the timing frequency synchronizing section is provided, thereby preventing unnecessary DC bias and the like from occurring and improving the operation characteristics of peak position detection. .

【0032】[0032]

【発明の実施の形態】以下、図1乃至図11を参照して
本発明の実施の形態を詳細に説明する。図1は、本発明
に係る第1の実施形態におけるOFDM復調装置の構成
を示すブロック図である。このOFDM復調装置は、周
波数変換部51、A/D変換部52a,52b、ガード
インターバル除去部53、FFT部54、P/S変換部
55、相関信号計算部56、相関信号処理部57、シン
ボルタイミング同期部58、タイミング周波数同期部5
9、D/A変換部60、VCXO(電圧制御型発振器)
61から構成されている。
DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below in detail with reference to FIGS. FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM demodulator according to a first embodiment of the present invention. This OFDM demodulator includes a frequency conversion section 51, A / D conversion sections 52a and 52b, a guard interval removal section 53, an FFT section 54, a P / S conversion section 55, a correlation signal calculation section 56, a correlation signal processing section 57, a symbol Timing synchronization section 58, timing frequency synchronization section 5
9. D / A converter 60, VCXO (voltage controlled oscillator)
61.

【0033】図1において、本発明のOFDM復調装置
には、図13に示したOFDM変調装置から伝送路へ送
出され、受信側の空中線等にて受信された信号が、フィ
ルタリングなどの信号処理をされた後、受信信号として
入力される。この受信信号は、周波数変換部51によっ
て対応するベースベンド信号に変換され、A/D変換部
52a,52bによりサンプリングされてデジタルのベ
ースバンド信号(I及びQ)となる。
In FIG. 1, the OFDM demodulator according to the present invention performs signal processing such as filtering on a signal transmitted from the OFDM modulator shown in FIG. 13 to a transmission line and received by an antenna on the receiving side. After that, it is input as a received signal. The received signal is converted into a corresponding base bend signal by the frequency converter 51, and is sampled by the A / D converters 52a and 52b to be digital baseband signals (I and Q).

【0034】このサンプリングされたベースバンド信号
は、ガードインターバル除去部53によってOFDM信
号の各伝送シンボルからガードインターバル部分が除去
され、これによって有効シンボルのみとなる。
From the sampled baseband signal, the guard interval portion is removed from each transmission symbol of the OFDM signal by the guard interval removing section 53, and only the effective symbol is thereby obtained.

【0035】この有効シンボルのみとなった信号はFF
T部54によって高速離散フーリエ変換され、各サブキ
ャリアに対応したパラレルの受信データに変換される。
最後に、このパラレル受信データはP/S変換部55に
よって所要のシリアルの受信データ(複素シンボルデー
タ)に変換される。
The signal having only the effective symbol is FF
The signal is subjected to high-speed discrete Fourier transform by the T unit 54, and is converted into parallel received data corresponding to each subcarrier.
Finally, the parallel received data is converted by the P / S converter 55 into required serial received data (complex symbol data).

【0036】ここで、ガードインターバル除去部53並
びにFFT部54等の動作タイミングを決めるシンボル
タイミング同期信号は、I信号及びQ信号から相関信号
計算部56、相関信号処理部57並びにシンボルタイミ
ング同期部58を通じて生成される。また、A/D変換
部52a,52bのサンプリングタイミングは、タイミ
ング周波数同期部59、D/A変換部60、VCXO6
1などを通じて制御される。
Here, the symbol timing synchronizing signal which determines the operation timing of the guard interval removing unit 53, the FFT unit 54, etc. is obtained from the I signal and the Q signal from the correlation signal calculating unit 56, the correlation signal processing unit 57 and the symbol timing synchronizing unit 58. Generated through The sampling timings of the A / D conversion units 52a and 52b are determined by the timing frequency synchronization unit 59, the D / A conversion unit 60, and the VCXO6.
1 and so on.

【0037】以下に、これらの構成と動作を詳細に説明
する。まず、シンボルタイミング同期に係る部分につい
て説明する。図2は相関信号計算部56の詳細を示すブ
ロック図である。この相関信号計算部56では、入力さ
れたI及びQ信号から、有効シンボル長遅延部561
a,561bにより、それぞれ有効シンボル長NTだけ
遅延した信号I′、Q′が生成される。これらの遅延さ
れた信号I′、Q′はそれぞれ乗算器562a〜562
dに供給され、遅延される前のI、Q信号と乗算され
る。ここで、乗算器562aの出力uiiはIとI′の積
であり、乗算器562bの出力uqqはQとQ′の積であ
る。また、乗算器562cの出力uiqはIとQ′の積で
あり、乗算器562d の出力uqiはQとI′の積であ
る。
Hereinafter, these structures and operations will be described in detail. First, a part related to symbol timing synchronization will be described. FIG. 2 is a block diagram showing details of the correlation signal calculation unit 56. The correlation signal calculator 56 converts the input I and Q signals into an effective symbol length delay 561.
a and 561b generate signals I 'and Q' delayed by the effective symbol length NT, respectively. These delayed signals I 'and Q' are respectively applied to multipliers 562a to 562.
d and multiplied by the I and Q signals before being delayed. Here, the output u ii multiplier 562a is 'a product of the output u qq multiplier 562b is Q and Q' I and I is the product of. The output u iq of the multiplier 562c is the product of I and Q ', and the output u qi of the multiplier 562d is the product of Q and I'.

【0038】続いて、加算器563aによりuiiとuqq
の和が計算される。この出力は移動平均計算部564a
に入力され、ガードインターバル長Ng Tにわたる移動
平均が求められ、Sii+Sqqとして出力される。一方、
加算器563dによりuiqと−uqiの和が計算される。
この出力は移動平均計算部564bに入力され、ガード
インターバル長Ng Tにわたる移動平均が求められ、S
iq−Sqiとして出力される。
Subsequently, u ii and u qq are added by the adder 563a.
Is calculated. This output is a moving average calculation unit 564a.
, And a moving average over the guard interval length Ng T is obtained and output as S ii + S qq . on the other hand,
The sum of u iq and -u qi is calculated by the adder 563d.
This output is input to the moving average calculation unit 564b, and a moving average over the guard interval length Ng T is calculated.
Output as iq- Sqi .

【0039】いま、周波数変換部51において、キャリ
アの周波数誤差がないと仮定すると、相関信号計算部5
6からの出力として、Sii+Sqqが図16(c)に示し
たようなほぼ三角形のピーク信号を示し、Siq−Sqi
(図示されていないが)大きなピークを示さない雑音信
号となる。しかしながら、周波数誤差があると、Sii
qqのピークが負の向きになったり、あるいは、Sii
qqの信号が雑音信号程度となり、反対にSiq−Sqi
大きなピークを示すなどの現象が現れる。
Now, assuming that there is no carrier frequency error in the frequency converter 51, the correlation signal calculator 5
As an output from 6, S ii + S qq indicates a substantially triangular peak signal as shown in FIG. 16C, and S iq −S qi indicates a noise signal (not shown) which does not show a large peak. Become. However, if there is a frequency error, S ii +
The peak of S qq becomes negative, or S ii +
The signal of Sqq becomes approximately a noise signal, and on the contrary, Siq- Sqi shows a large peak.

【0040】このため、相関信号処理部57では、Sii
+Sqq及びSiq−Sqiの両者の絶対値(または2乗値)
をとり、その和を計算して出力する。具体的には、Sii
+Sqq及びSiq−Sqiの絶対値はそれぞれ絶対値演算部
(abs)571a、571bにて計算され、また、そ
の出力の加算は加算器572にて行なわれる。
For this reason, in the correlation signal processing section 57, S ii
+ S qq and S iq -S absolute value of qi of both (or squared)
, Calculate the sum, and output the result. Specifically, S ii
The absolute values of + Sqq and Siq- Sqi are calculated by absolute value calculation units (abs) 571a and 571b, respectively, and the outputs are added by adder 572.

【0041】尚、本実施の形態における相関信号計算部
56では、Sii+Sqq並びにSiq−Sqiを出力して利用
する。つまり、SiiとSqqの両者、Siqと−Sqiの両者
を用いている。このため、図15に示したようなSI
(=Sii)のみ、並びにSQ (=Siq)のみを用いる従
来例に比べ、ピーク値の大きな良好な相関信号を得るこ
とができ、雑音下でもピーク検出を正確に行うことがで
きる。
[0041] In the correlation signal calculating unit 56 in this embodiment, utilizing outputs the S ii + S qq and S iq -S qi. In other words, both the S ii and S qq, it uses both S iq and -S qi. Therefore, S I as shown in FIG. 15
Compared to the conventional example using only (= S ii ) and only S Q (= S iq ), a good correlation signal having a large peak value can be obtained, and peak detection can be accurately performed even under noise.

【0042】相関信号の絶対値和である相関信号処理部
57の出力信号|Sii+Sqq|+|Siq−Sqi|は、ス
ペクトル強調フィルタ581、ピーク位置検出部58
2、ピーク位置安定化部583、フライホイール部58
4、及びシンボルタイミング同期捕捉判定部585から
構成されるシンボルタイミング同期部58に供給され、
ここでシンボルタイミング同期信号並びにシンボルタイ
ミングの同期捕捉フラグが発生される。
The output signal | S ii + S qq | + | S iq −S qi | of the correlation signal processing unit 57, which is the sum of absolute values of the correlation signal, is obtained by the spectrum enhancement filter 581 and the peak position detection unit 58.
2. Peak position stabilizing section 583, flywheel section 58
4, and a symbol timing synchronization acquisition unit 585, which is supplied to a symbol timing synchronization unit 58,
Here, a symbol timing synchronization signal and a symbol timing synchronization acquisition flag are generated.

【0043】基本的に、このシンボルタイミング同期部
58は、(N+Ng )Tの周期で生じる相関信号のピー
クを検出し、このピーク位置を基準としてフライホイー
ル部を動作させることで所要の同期信号を得るが、特に
本実施形態では、そのシンボルタイミング同期信号をよ
り精度良く安定に得るために、スペクトル強調フィルタ
581並びにピーク位置安定化部583を導入してい
る。以下に、このシンボルタイミング同期部58につい
て詳細に説明する。
Basically, the symbol timing synchronizing section 58 detects a peak of the correlation signal generated at a period of (N + Ng) T, and operates the flywheel section based on the peak position to generate a required synchronizing signal. In particular, in the present embodiment, a spectrum emphasis filter 581 and a peak position stabilizing unit 583 are introduced in order to obtain the symbol timing synchronization signal with higher accuracy and stability. Hereinafter, the symbol timing synchronization section 58 will be described in detail.

【0044】一般に、相関信号処理部57の出力信号
(|Sii+Sqq|+|Siq−Sqi|)は所要のピーク信
号に不要な雑音成分を含むため、そのピークの正確な検
出は容易ではない。この不要な雑音成分を抑圧するため
に、従来の技術としては図15に示されるようなローパ
スフィルタ(LPF)39を導入することが知られてい
る。しかしながら、鋭いピーク信号には、(N+Ng )
Tを基本周期信号としてその多数の高調波成分が含まれ
る。このため、ローパスフィルタを入れることによって
信号が平滑されてしまい、ピークが不鮮明になってしま
うことがある。
[0044] In general, the correlation signal processor output signal 57 (| S ii + S qq | + | S iq -S qi |) is to include unwanted noise component to the required peak signal, the accurate detection of the peak It's not easy. In order to suppress this unnecessary noise component, it is known as a conventional technique to introduce a low-pass filter (LPF) 39 as shown in FIG. However, the sharp peak signal has (N + Ng)
Assuming that T is a fundamental periodic signal, a large number of harmonic components thereof are included. For this reason, the signal may be smoothed by inserting a low-pass filter, and the peak may become unclear.

【0045】そこで、本実施形態に係るOFDM復調装
置では、シンボルタイミング同期部58において、ピー
ク位置検出をより正しく行うために、対象とする相関信
号の基本周波数1/{(N+Ng )T}並びにその高調
波成分を通過させ、その他の雑音成分はなるべく抑圧す
る性質を持つ、スペクトル強調フィルタ581を用いて
いる。
Therefore, in the OFDM demodulator according to the present embodiment, the symbol timing synchronizing section 58 requires the basic frequency 1 / {(N + Ng) T} of the target correlation signal and its corresponding signal in order to detect the peak position more correctly. A spectrum emphasis filter 581 having a property of passing harmonic components and suppressing other noise components as much as possible is used.

【0046】図3は、このスペクトル強調フィルタ58
1の第1の構成例を示すブロック図である。図3におい
て、スペクトル強調フィルタ581は伝送シンボル遅延
メモリ5811、加算器5812、スイッチ5813、
並びにタイマ部5814から構成される。
FIG. 3 shows this spectrum emphasis filter 58.
1 is a block diagram illustrating a first configuration example. FIG. In FIG. 3, a spectrum emphasis filter 581 includes a transmission symbol delay memory 5811, an adder 5812, a switch 5813,
And a timer unit 5814.

【0047】伝送シンボル遅延メモリ5811と加算器
5812によるフィードバック系は、基本的には巡回形
(Infinite Impulse Response :IIR)フィルタを構
成している。ここで、伝送シンボル遅延メモリ5811
の遅延時間は(N+Ng )Tである。つまり、N+Ng
個の遅延メモリ素子を有する。
The feedback system including the transmission symbol delay memory 5811 and the adder 5812 basically constitutes a recursive (Infinite Impulse Response: IIR) filter. Here, the transmission symbol delay memory 5811
Is (N + Ng) T. That is, N + Ng
It has delay memory elements.

【0048】図4はこのIIRフィルタ部分の周波数対
振幅利得を示す特性図である。このIIRフィルタは、
図4に示す通り、基本周波数1/{(N+Ng )T}及
びその高調波を通過させる特性を持つため、このフィル
タを通しても、ピークが不鮮明になることなく、不要雑
音成分を抑圧することができる。
FIG. 4 is a characteristic diagram showing frequency versus amplitude gain of the IIR filter. This IIR filter
As shown in FIG. 4, since the filter has a characteristic of passing the fundamental frequency 1 / {(N + Ng) T} and its harmonics, unnecessary noise components can be suppressed without blurring the peak even through this filter. .

【0049】但し、このIIRフィルタは単位円周上に
極をもち不安定であるため、本発明に係るスペクトル強
調フィルタ581では、タイマ部5814からの信号に
より、Mシンボル毎に伝送シンボル遅延メモリ5811
のN+Ng 個のメモリ内容を全てリフレッシュして0に
する。但し、M>0である。
However, since the IIR filter has a pole on the unit circle and is unstable, the spectrum emphasizing filter 581 according to the present invention uses the signal from the timer section 5814 to transmit the symbol delay memory 5811 every M symbols.
Are refreshed to zero. However, M> 0.

【0050】また、このスペクトル強調フィルタ581
の出力は、伝送シンボル遅延メモリ5811をリフレッ
シュする直前の結果のみが、M伝送シンボル毎に1伝送
シンボル分だけ、タイマ部5814により制御されるス
イッチ5813を通じて出力されるものである。例とし
て、図5(a)〜(c)に、それぞれM=8の場合にお
けるスイッチ5813のオン−オフタイミング、メモリ
リフレッシュ信号の出力タイミング、スペクトル強調フ
ィルタ581の出力信号のタイミング波形を示す。
The spectrum emphasis filter 581
Is output only from the result immediately before refreshing the transmission symbol delay memory 5811 through the switch 5813 controlled by the timer unit 5814 for one transmission symbol for every M transmission symbols. As an example, FIGS. 5A to 5C show the ON / OFF timing of the switch 5813, the output timing of the memory refresh signal, and the timing waveform of the output signal of the spectrum emphasis filter 581 when M = 8, respectively.

【0051】Mの値を増加させることにより、スペクト
ル強調フィルタ581の出力はよりピークの鮮明な信号
となる。これは、スペクトル強調フィルタ581が、そ
の入力信号について、(N+Ng )Tを周期としてその
N+Ng 各点ごとにM回の平均を求めているとみなすこ
とができるため、この平均回数Mを増加することによ
り、雑音の抑圧効果が増大するからと考えることもでき
る。以上がスペクトル強調フィルタ581の構成と動作
である。
By increasing the value of M, the output of the spectrum emphasis filter 581 becomes a signal with a clearer peak. This is because the spectrum emphasizing filter 581 can be regarded as calculating the average of M times for each N + Ng point of the input signal with a period of (N + Ng) T. Therefore, it can be considered that the noise suppression effect increases. The above is the configuration and operation of the spectrum emphasis filter 581.

【0052】スペクトル強調フィルタ581の出力はピ
ーク位置検出部582に供給され、ここでそのピーク位
置が検出され、その位置を示す信号が出力される。尚、
このピーク位置は、前述のスペクトル強調フィルタ58
1から信号が出力されるときのみ、すなわち、M伝送シ
ンボル毎に1回づつ検出される。本実施形態では、スペ
クトル強調フィルタ581により必要なスペクトルが強
調され、雑音が抑圧された相関信号を用いるため、ピー
ク位置検出部582でのピークの検出が単なるローパス
フィルタを用いた場合より精度よく行うことができる。
The output of the spectrum emphasis filter 581 is supplied to a peak position detector 582, where the peak position is detected, and a signal indicating the position is output. still,
This peak position is determined by the aforementioned spectrum emphasis filter 58.
1 is detected only when a signal is output, that is, once every M transmission symbols. In the present embodiment, since a necessary signal is emphasized by the spectrum emphasis filter 581 and the correlation signal in which noise is suppressed is used, the peak position detection unit 582 detects the peak more accurately than when a simple low-pass filter is used. be able to.

【0053】さらに、このピーク位置を示す信号はピー
ク位置安定化部583へ入力され、検出されたピーク位
置が大きく揺らぐことを防いでいる。ピーク位置安定化
部583の構成例のブロック図を図6に示す。
Further, the signal indicating the peak position is input to the peak position stabilizing section 583 to prevent the detected peak position from fluctuating greatly. FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of the peak position stabilizing unit 583.

【0054】図6に示す通り、ピーク位置安定化部58
3は、利得α(0<α<1)を持つ増幅器5831、利
得1−αを持つ増幅器5834、加算器5832、並び
に、1タップの遅延部5833から構成されるIIRフ
ィルタである。ピーク位置安定化部583において、加
算器5832と遅延部5833は、ピーク位置検出部5
82の動作毎に、つまり、Mシンボル毎に動作し、安定
化されたピーク位置信号を出力する。
As shown in FIG. 6, the peak position stabilizing section 58
Reference numeral 3 denotes an IIR filter including an amplifier 5831 having a gain α (0 <α <1), an amplifier 5834 having a gain of 1−α, an adder 5832, and a one-tap delay unit 5833. In the peak position stabilizing unit 583, the adder 5832 and the delay unit 5833 are connected to the peak position detecting unit 583.
It operates every 82, that is, every M symbols, and outputs a stabilized peak position signal.

【0055】このように、安定化されたピーク位置信号
は、フライホイール部584に供給される。図示してい
ないが、フライホイール部584では、入力されたピー
ク位置信号により生成されるリセット信号にて、伝送シ
ンボル長を1周期とする内蔵カウンタが適切にリセット
され、この内蔵カウンタの出力信号から所要のシンボル
タイミング同期信号、あるいは、ガードタイミング同期
信号などが生成される。
The stabilized peak position signal is supplied to the flywheel unit 584. Although not shown, in the flywheel unit 584, a built-in counter having a transmission symbol length of one cycle is appropriately reset by a reset signal generated by the input peak position signal. A required symbol timing synchronization signal or a guard timing synchronization signal is generated.

【0056】尚、この内蔵カウンタのリセットはMシン
ボル毎であるが、シンボルタイミング同期信号などは、
Mの値にかかわらず、毎シンボルごとに出力される。こ
のシンボルタイミング信号は、これを必要とするガード
インターバル除去部53、FFT部54やタイミング周
波数同期部59のタイミング周波数オフセット検出部5
91などに供給される。
The reset of the built-in counter is performed every M symbols.
Regardless of the value of M, it is output for each symbol. This symbol timing signal is supplied to the guard interval removing unit 53, the FFT unit 54, and the timing frequency offset detecting unit 5 of the timing frequency synchronizing unit 59, which require it.
91 and the like.

【0057】また、ピーク位置安定化部583からのピ
ーク位置信号は、シンボルタイミング同期捕捉判定部5
85にも供給される。このシンボルタイミング同期捕捉
判定部585では、それまでにすでに検出されている最
も最近のJ個(J>0)のピーク位置と現在のピーク位
置を比較し、全て一致している場合に限りピーク位置が
ロックしているものとし、シンボルタイミングの同期捕
捉フラグを立てる(例えば“H”レベルにする)もので
ある。
The peak position signal from the peak position stabilizing unit 583 is supplied to the symbol timing synchronization determination unit 5.
85. The symbol timing synchronization acquisition determination unit 585 compares the most recently detected J peak positions (J> 0) and the current peak position, and determines the peak position only when all of the peak positions match. Are locked, and a synchronization capture flag of the symbol timing is set (for example, set to “H” level).

【0058】逆に、現在のピーク位置も含めてJ+1個
のピーク位置のうち一つでも異なるものがある場合は、
ピーク位置の同期はまだ捕捉されていないか、あるい
は、はずれたものと判定し、シンボルタイミングの同期
捕捉フラグは立てない(例えば“L”レベルにする)も
のとする。本実施形態では、このようにシンボルタイミ
ングの同期捕捉を判定する。
Conversely, if at least one of the J + 1 peak positions including the current peak position is different,
It is determined that the synchronization of the peak position has not been captured yet, or it has deviated, and the synchronization capture flag of the symbol timing is not set (for example, set to the “L” level). In the present embodiment, synchronization acquisition of symbol timing is determined in this way.

【0059】尚、図1において、シンボルタイミング同
期捕捉判定部585の入力信号は、ピーク位置安定化部
583の出力を用いているが、この入力信号をピーク位
置検出部582の出力としても、判定に使用するJの値
を適切に選択することで同様の効果を得ることができ
る。
Although the output of the peak position stabilizing unit 583 is used as the input signal of the symbol timing synchronization acquisition determining unit 585 in FIG. The same effect can be obtained by appropriately selecting the value of J used for the.

【0060】尚、本発明におけるピーク位置安定化部5
83は、スペクトル強調フィルタを通さない相関信号に
対しても用いることができ、本発明によるスペクトル強
調フィルタのかわりに単なるLPFを用いた場合におい
ても、検出ピーク位置を安定化することができる。
Incidentally, the peak position stabilizing section 5 in the present invention.
83 can also be used for a correlation signal that does not pass through a spectrum emphasis filter, and can stabilize the detected peak position even when a simple LPF is used instead of the spectrum emphasis filter according to the present invention.

【0061】以上が、シンボルタイミング同期部58の
詳細説明である。次に、タイミング周波数同期部59の
構成及び動作について説明する。このタイミング周波数
同期部59は、変調装置側での基本タイミング周波数
に、復調装置側のサンプリングタイミングを同期させる
ために設けられている。
The above is the detailed description of the symbol timing synchronization section 58. Next, the configuration and operation of the timing frequency synchronization section 59 will be described. The timing frequency synchronization section 59 is provided to synchronize the sampling timing on the demodulation device side with the basic timing frequency on the modulation device side.

【0062】すなわち、このタイミング周波数同期部5
9は、相関信号処理部57からの相関信号(絶対和信
号)とシンボルタイミング同期部58からのシンボルタ
イミング同期信号に従い、D/A変換部60を通じてV
CXO61を制御することで、A/D変換部52a,5
2bのサンプリング周波数を制御するものである。
That is, the timing frequency synchronizing section 5
Reference numeral 9 denotes V through the D / A conversion unit 60 in accordance with the correlation signal (absolute sum signal) from the correlation signal processing unit 57 and the symbol timing synchronization signal from the symbol timing synchronization unit 58.
By controlling the CXO 61, the A / D converters 52a, 52
This controls the sampling frequency of 2b.

【0063】上記タイミング周波数同期部59は、タイ
ミング周波数オフセット検出部591とタイミング周波
数制御部592とから構成されている。図7は上記タイ
ミング周波数オフセット検出部591の具体的な構成を
示すブロック図である。このタイミング周波数オフセッ
ト検出部591は、タップ数2L+1(L>0)の非巡
回形(Finite Impulse Response :FIR)フィルタ5
911と、シンボルタイミング同期信号により動作する
保持部5912とからなる。FIRフィルタ5911
は、遅延部(遅延時間T)A1〜A8とタップ(利得)
B1〜B9並びに加算器Cから構成される。
The timing frequency synchronizing section 59 includes a timing frequency offset detecting section 591 and a timing frequency controlling section 592. FIG. 7 is a block diagram showing a specific configuration of the timing frequency offset detector 591. The timing frequency offset detection unit 591 includes a non-recursive (Finite Impulse Response: FIR) filter 5 having a tap number of 2L + 1 (L> 0).
911 and a holding unit 5912 that operates by a symbol timing synchronization signal. FIR filter 5911
Are delay units (delay time T) A1 to A8 and taps (gains)
B1 to B9 and an adder C.

【0064】図7ではL=4(タップ数9)の場合が示
されている。図7において、FIRフィルタ5911の
タップ係数bl は、例えば、bl =−1(l>0),b
l =1(l<0)のように添え字lの正負に応じて、そ
の係数値の正負を反転させるように設定する。また、b
1 とb2 などl>0側(あるいはb-1とb-2などl<0
側)のタップ係数bl の全ての値が同一である必要はな
いが、|bl |=|b-l|(但しl=1,…,L)と設
定する。特に、中心のタップ係数はb0 =0とする(計
数が0であるためタップB5は省略可)。
FIG. 7 shows a case where L = 4 (the number of taps is 9). 7, the tap coefficients b l of the FIR filter 5911, for example, b l = -1 (l> 0), b
In accordance with the sign of the suffix l, such as l = 1 (l <0), the coefficient value is set so that the sign is inverted. Also, b
1 and b 2, such as l> 0 side (or b -1 and b -2, etc. l <0
But need not be the same all the values of the tap coefficients b l side), | b l | = | b -l | ( where l = 1, ..., L) and set. In particular, the center tap coefficient is set to b 0 = 0 (the tap B5 can be omitted because the count is 0).

【0065】このFIRフィルタ5911へは、相関信
号処理部57からの相関信号が入力され、保持部591
2はシンボルタイミング同期部58にて生成されたシン
ボルタイミング同期信号に従って保持動作がなされる。
The correlation signal from correlation signal processing section 57 is input to FIR filter 5911 and held
2 performs a holding operation according to the symbol timing synchronization signal generated by the symbol timing synchronization section 58.

【0066】変調装置側の基本タイミング周波数(1/
T)に、復調装置側でのそれが一致しているか否かによ
り、タイミング周波数オフセット検出部591からの出
力信号(タイミング周波数オフセット信号)が変化す
る。
The basic timing frequency (1/1 /
T), the output signal (timing frequency offset signal) from the timing frequency offset detection unit 591 changes depending on whether or not they match on the demodulation device side.

【0067】図8は、相関信号処理部57の出力である
相関信号とFIRフィルタ5911の中心位置との関係
を示す説明図である。この図の1つ前のOFDMシンボ
ルにおいては、相関信号のピーク位置とFIRフィルタ
5911の中心が一致していたと仮定する。すなわち、
FIRフィルタ5911の出力がシンボルタイミング同
期信号にて保持されるとき、相関信号のピーク位置がF
IRフィルタ5911の中心にあるとする。
FIG. 8 is an explanatory diagram showing the relationship between the correlation signal output from the correlation signal processing section 57 and the center position of the FIR filter 5911. It is assumed that the peak position of the correlation signal coincides with the center of the FIR filter 5911 in the OFDM symbol immediately before this diagram. That is,
When the output of FIR filter 5911 is held by the symbol timing synchronization signal, the peak position of the correlation signal is F
It is assumed that it is at the center of the IR filter 5911.

【0068】このとき、変調側と復調側でタイミング周
波数が一致しているとすると、図8(a)に示す通り、
現在のOFDMシンボルの受信に際しても、相関ピーク
がFIRフィルタ5911の中心に位置し、ずれること
はない。このため、シンボルタイミング同期信号にて保
持されるFIRフィルタ5911の出力、すなわち、タ
イミング周波数オフセット検出部591の出力は0とな
る。
At this time, assuming that the timing frequencies on the modulation side and the demodulation side match, as shown in FIG.
Even when the current OFDM symbol is received, the correlation peak is located at the center of the FIR filter 5911 and does not shift. Therefore, the output of the FIR filter 5911 held by the symbol timing synchronization signal, that is, the output of the timing frequency offset detector 591 becomes 0.

【0069】もし、復調装置側のタイミング周波数が変
調装置側のそれより遅くなると、図8(b)に示すよう
に、僅かづつ相関信号のピーク位置がタップ係数bl
添え字lの負の方へずれていく。このため、添え字lが
負のタップ係数が正(bl >0,l<0)であれば、そ
の出力は正となる。
If the timing frequency on the demodulation device side is slower than that on the modulation device side, as shown in FIG. 8B, the peak position of the correlation signal little by little becomes the negative of the suffix l of the tap coefficient bl. It shifts toward you. Therefore, if the subscript 1 is negative and the tap coefficient is positive (b l > 0, l <0), the output is positive.

【0070】逆に、もし、復調装置側のタイミング周波
数が変調装置側のそれより速くなると、図8(c)に示
すように、僅かづつ相関信号のピーク位置がタップ係数
lの添え字lの正の方向へずれていき、その出力は負
となる。いずれの場合も、そのずれ量が大きいほど出力
の絶対値が大きくなるため、この出力信号をタイミング
周波数オフセット信号として利用することができる。
Conversely, if the timing frequency on the demodulation device side becomes faster than that on the modulation device side, as shown in FIG. 8C, the peak position of the correlation signal is slightly changed by the suffix l of the tap coefficient bl. , And its output becomes negative. In any case, the absolute value of the output increases as the shift amount increases, so that this output signal can be used as a timing frequency offset signal.

【0071】以上が、タイミング周波数オフセット検出
部591の構成と動作の詳細である。このタイミング周
波数オフセット検出部591から出力されるタイミング
周波数オフセット信号をD/A変換部60によりD/A
変換し、VCXO61を制御するのであるが、より安定
した動作をさせるため、ここでは、主に低域を通過させ
るフィルタから構成されるタイミング周波数制御部59
2により、この出力信号をフィルタリングしてからVC
XO61に供給するようにしている。
The above is the details of the configuration and operation of the timing frequency offset detecting section 591. The D / A converter 60 converts the timing frequency offset signal output from the timing frequency offset detector 591 into a D / A signal.
The VCXO 61 is converted, and the VCXO 61 is controlled. In order to perform more stable operation, here, the timing frequency control unit 59 mainly composed of a filter that passes a low band is used.
2, this output signal is filtered and then VC
It is supplied to XO61.

【0072】上述のように、復調側でのタイミング周波
数が変調側でのそれより遅い場合は、タイミング周波数
制御部592の出力信号は正となり、VCXO61の発
振周波数を増大させる方向へ制御が働く。また、逆に速
い場合は、VCXO61の発振周波数を減少させる方向
へ制御が働く。このように、VCXO61の発振周波数
を制御することで、復調装置側でのタイミング周波数を
変調装置側でのそれに同期させることができる。
As described above, when the timing frequency on the demodulation side is later than that on the modulation side, the output signal of the timing frequency control unit 592 becomes positive, and control is performed in a direction to increase the oscillation frequency of the VCXO 61. On the other hand, when the speed is fast, the control works in the direction of decreasing the oscillation frequency of the VCXO 61. Thus, by controlling the oscillation frequency of the VCXO 61, the timing frequency on the demodulation device side can be synchronized with that on the modulation device side.

【0073】また、本発明におけるタイミング周波数オ
フセット検出部591の構成は、本発明におけるスペク
トル強調フィルタ581やピーク位置安定化部583を
有さない従来のシンボルタイミング同期手段を用いる場
合においても、タイミング周波数オフセットを検出する
ことができる。
The configuration of the timing frequency offset detecting section 591 according to the present invention can be applied to the case where the conventional symbol timing synchronizing means without the spectrum emphasizing filter 581 and the peak position stabilizing section 583 according to the present invention is used. An offset can be detected.

【0074】次に、シンボルタイミング同期部58とタ
イミング周波数同期部59の動作順序について説明す
る。本発明に係るOFDM復調装置では、シンボルタイ
ミング同期部58の同期捕捉が完了した後、タイミング
周波数同期部59を動作させるようにしている。すなわ
ち、シンボルタイミング同期捕捉判定部585から出力
される同期捕捉フラグが“H”レベルの場合に、タイミ
ング周波数同期部59を動作させるようにしている。ま
た、シンボルタイミングの同期捕捉が完了するまで、す
なわち、シンボルタイミング同期捕捉判定部585から
出力される同期捕捉フラグが“L”レベルの場合には、
タイミング周波数制御部592の出力を一定に保持し、
変化させないようにしている。
Next, the operation order of the symbol timing synchronization section 58 and the timing frequency synchronization section 59 will be described. In the OFDM demodulator according to the present invention, the timing frequency synchronization section 59 is operated after the synchronization acquisition of the symbol timing synchronization section 58 is completed. That is, when the synchronization capture flag output from the symbol timing synchronization determination section 585 is at the “H” level, the timing frequency synchronization section 59 is operated. In addition, until the synchronization acquisition of the symbol timing is completed, that is, when the synchronization acquisition flag output from the symbol timing synchronization acquisition determination unit 585 is at the “L” level,
The output of the timing frequency control unit 592 is kept constant,
I try not to change it.

【0075】これは、ピーク位置検出が完了していない
状態では、正しくないピーク位置におけるタイミング周
波数オフセット検出部591が全く誤ったタイミング周
波数オフセット信号を出力する可能性があり、これを防
ぐためである。
This is to prevent the timing frequency offset detection section 591 at the incorrect peak position from outputting a completely wrong timing frequency offset signal in a state where the peak position detection is not completed. .

【0076】例えば、正しくない相関ピークの位置で
は、たとえタイミング周波数にオフセットがなくても、
タイミング周波数オフセット検出部591の出力が0か
ら大きくずれてしまうことがある。この出力がそのまま
D/A変換部60を介してVCXO61に供給される
と、同期すべき周波数とは全く異なるタイミング周波数
の方向へA/D変換部52a,52bが動作してしま
う。
For example, at the position of an incorrect correlation peak, even if there is no offset in the timing frequency,
In some cases, the output of the timing frequency offset detection unit 591 may deviate significantly from zero. If this output is directly supplied to the VCXO 61 via the D / A converter 60, the A / D converters 52a and 52b operate in a direction of a timing frequency completely different from the frequency to be synchronized.

【0077】そこで、上記のようにシンボルタイミング
の同期捕捉がなされていない状態では、タイミング周波
数制御部592の出力信号を一定に保持することによ
り、不用意なタイミングずれを防止することができる。
Therefore, in a state where the synchronization of the symbol timing is not performed as described above, the output signal of the timing frequency control section 592 is kept constant, so that an inadvertent timing shift can be prevented.

【0078】さらに、図3に示した実施の形態とは異な
る、スペクトル強調フィルタ581の別の構成例を図9
に示す。このスペクトル強調フィルタ581は、遅延時
間長が(N+Ng )Tである伝送シンボル遅延メモリ5
815a,5815b、加算器5816a,5816
b、セレクタ5817並びにタイマ部5818から構成
されている。
Further, another configuration example of the spectrum emphasis filter 581, which is different from the embodiment shown in FIG. 3, is shown in FIG.
Shown in This spectrum emphasis filter 581 is a transmission symbol delay memory 5 having a delay time length of (N + Ng) T.
815a, 5815b, adders 5816a, 5816
b, a selector 5817 and a timer unit 5818.

【0079】伝送シンボル遅延メモリ5815aと加算
器5816aは、図3に示されるスペクトル強調フィル
タの構成例と同様にIIRフィルタをなし、出力信号と
して相関信号Aを出力する。また、伝送シンボル遅延メ
モリ5815bと加算器5816bについても同様にI
IRフィルタをなし、相関信号Bを出力する。
The transmission symbol delay memory 5815a and the adder 5816a form an IIR filter as in the configuration example of the spectrum emphasizing filter shown in FIG. 3, and output the correlation signal A as an output signal. Similarly, the transmission symbol delay memory 5815b and the adder 5816b also
It forms an IR filter and outputs a correlation signal B.

【0080】それぞれのIIRフィルタはMシンボル分
の積分動作毎に相関信号A,Bを出力する。但し、互い
に出力位相はM/2シンボル時間だけずれるようにす
る。これらの2つの出力はM/2シンボル時間毎にその
出力がセレクタ5817により交互に選択され、選択さ
れた方は選択後その伝送シンボル遅延メモリ(5815
aまたは5815b)のメモリ内容が0にリフレッシュ
される。つまり、メモリリフレッシュ信号A及びBも相
関信号A,Bの出力に対応して、M/2シンボル時間だ
けその位相がずれている。尚、ここでは、簡単のためM
を偶数としているが、奇数の場合はずれ量を(M−1)
/2と(M+1)/2に分ければよい。
Each IIR filter outputs correlation signals A and B for each integration operation for M symbols. However, the output phases are shifted from each other by M / 2 symbol times. These two outputs are alternately selected by the selector 5817 at every M / 2 symbol time. If the selected one is selected, the transmission symbol delay memory (5815)
a or 5815b) is refreshed to zero. In other words, the phases of the memory refresh signals A and B are shifted by M / 2 symbol times corresponding to the outputs of the correlation signals A and B. Here, for simplicity, M
Is an even number, but in the case of an odd number, the shift amount is (M-1)
/ 2 and (M + 1) / 2.

【0081】上記セレクタ5817における相関信号
A,Bの選択信号及びメモリリフレッシュ信号A,Bは
タイマ部5818にて発生される。図10(a)〜
(d)に、それぞれM=8とした場合のタイマ部581
8から出力される選択信号、メモリリフレッシュ信号
A,B、さらに当該スペクトル強調フィルタ581の出
力信号のタイミング波形を示す。
The selection signal of the correlation signals A and B in the selector 5817 and the memory refresh signals A and B are generated by a timer unit 5818. FIG.
(D) shows a timer unit 581 when M = 8.
8 shows timing waveforms of a selection signal, memory refresh signals A and B output from 8 and an output signal of the spectrum emphasis filter 581.

【0082】同図からわかるように、セレクタ5817
によって相関信号A,Bが選択されるタイミング及びメ
モリ5815a,5815bをリフレッシュするタイミ
ングは、互いにM/2(=4)シンボル分だけずれてい
る。
As can be seen from FIG.
The timing at which the correlation signals A and B are selected and the timing at which the memories 5815a and 5815b are refreshed are shifted from each other by M / 2 (= 4) symbols.

【0083】このように動作させることにより、先の構
成例と同じ程度にスペクトルの強調された相関ピーク信
号を、その2倍の頻度であるM/2伝送シンボル毎に利
用することができ、先の構成例で示したスペクトル強調
フィルタよりも安定したピーク位置検出を行うことがで
きる。
By operating in this manner, a correlation peak signal whose spectrum has been enhanced to the same extent as in the above configuration example can be used for each M / 2 transmission symbol having twice the frequency, and Peak position detection can be performed more stably than the spectrum emphasis filter shown in the configuration example of FIG.

【0084】この考え方を発展させると、1つのIIR
フィルタにてMシンボル分毎の積分を行う場合(Mシン
ボル毎にその出力を使用する場合)には、最大M個のI
IRフィルタを並列使用し、1シンボル分ずつシフトし
たタイミングにてその出力を選択すればよい。これによ
れば、スペクトルの強調された相関ピーク信号を毎シン
ボルごとに使用することができるようになり、ピーク位
置検出をさらに安定に行うことができる。
By developing this idea, one IIR
When the integration for each M symbols is performed by the filter (when the output is used for each M symbols), a maximum of M I
An IR filter may be used in parallel, and its output may be selected at the timing shifted by one symbol. According to this, the correlation peak signal whose spectrum has been enhanced can be used for each symbol, and the peak position can be detected more stably.

【0085】したがって、上記構成による第1の実施の
形態におけるOFDM復調装置は、従来装置に比して、
より安定したタイミング同期を行い、OFDM信号をよ
り安定に復調することができる。
Therefore, the OFDM demodulator according to the first embodiment having the above-described configuration is different from the conventional device in that
More stable timing synchronization can be performed, and the OFDM signal can be demodulated more stably.

【0086】次に、本発明に係る第2の実施の形態にお
けるOFDM復調装置について説明する。図11は、本
発明に係る第2の実施の形態におけるOFDM復調装置
の構成を示すブロック図である。図11において、周波
数変換部51、A/D変換部52a,52b、ガードイ
ンターバル除去部53、FFT部54、P/S変換部5
5、相関信号計算部56、シンボルタイミング同期部5
8、タイミング周波数同期部59、D/A変換部60、
VCXO61は、図1に示した第1の実施形態と同様で
ある。
Next, an OFDM demodulator according to a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of the OFDM demodulator according to the second embodiment of the present invention. 11, a frequency converter 51, A / D converters 52a and 52b, a guard interval remover 53, an FFT unit 54, and a P / S converter 5
5, correlation signal calculation unit 56, symbol timing synchronization unit 5
8, timing frequency synchronizing section 59, D / A converting section 60,
The VCXO 61 is the same as in the first embodiment shown in FIG.

【0087】図11に示すOFDM復調装置は、図1に
示した構成に加えて、複素乗算器71、数値制御発振器
(NCO)72、周波数制御部73、周波数オフセット
検出部74、しきい値判定部75、相関信号処理部76
から構成されている。
The OFDM demodulator shown in FIG. 11 has a complex multiplier 71, a numerically controlled oscillator (NCO) 72, a frequency controller 73, a frequency offset detector 74, a threshold decision unit in addition to the configuration shown in FIG. Unit 75, correlation signal processing unit 76
It is composed of

【0088】ここで、相関信号処理部76は、図1に示
した相関信号処理部57の構成と同様に、Sii+Sqq
びSiq−Sqiの絶対値を計算する絶対値演算部(ab
s)761a、761bと、その出力の加算を行う加算
器762を備え、さらに加算器762の出力と相関信号
計算部56から出力されるSii+Sqqとをしきい値判定
部75の判定結果に基づいて選択的に出力する切り替え
スイッチ763を備えている。
[0088] Here, the correlation signal processor 76, similarly to the configuration of the correlation signal processor 57 shown in FIG. 1, the absolute value calculation unit for calculating the absolute value of S ii + S qq and S iq -S qi ( ab
s) It is provided with an adder 762 for adding the outputs of 761a and 761b, and further, the output of the adder 762 and S ii + S qq output from the correlation signal calculator 56 are determined by the threshold determiner 75. Switch 763 for selectively outputting a signal based on the data.

【0089】複素乗算部71、相関信号計算部56、周
波数オフセット検出部74、周波数制御部73並びにN
CO72は、全体で周波数同期制御(AFC)動作を行
うものである。
The complex multiplier 71, the correlation signal calculator 56, the frequency offset detector 74, the frequency controller 73, and N
The CO 72 performs frequency synchronization control (AFC) operation as a whole.

【0090】すなわち、周波数オフセット検出部74は
相関信号計算部56からの出力Sii+Sqq並びにSiq
qiを入力とし、周波数変換部51などにより生じた周
波数オフセットを伝送シンボル毎に計算し、周波数制御
部73へ出力する。周波数制御部73はこの周波数オフ
セットが0になるように、NCO72への入力信号を制
御し、NCO72の出力である複素正弦波の発振周波数
を制御する。複素乗算器71は、このNCO72の出力
をA/D変換部52a、52bの出力に乗じることで、
前記の周波数オフセットを補正するものである。この周
波数オフセット検出部74の出力は同時にしきい値判定
部75へも出力される。
That is, the frequency offset detector 74 outputs the outputs S ii + S qq and S iq − from the correlation signal calculator 56.
With S qi as an input, a frequency offset generated by the frequency converter 51 and the like is calculated for each transmission symbol, and output to the frequency controller 73. The frequency control unit 73 controls the input signal to the NCO 72 so that the frequency offset becomes 0, and controls the oscillation frequency of the complex sine wave output from the NCO 72. The complex multiplier 71 multiplies the output of the NCO 72 by the output of the A / D converters 52a and 52b,
This is to correct the frequency offset. The output of the frequency offset detection unit 74 is also output to the threshold value determination unit 75 at the same time.

【0091】本第2の実施の形態では、この周波数オフ
セット検出部74の出力値により、相関信号制御部76
における信号処理方法を切り替えるものである。つま
り、しきい値判定部75において、その入力の絶対値が
あるしきい値(例えばOFDMキャリア間隔の1%)以
上のとき、相関信号処理部76の切り替えスイッチ76
3を相関信号の絶対値和|Sii+Sqq|+|Siq−Sqi
|側(図11における下側)に設定し、前記入力の絶対
値がそのしきい値以下のとき(あるいは、一定時間以
上、そのしきい値以下のとき)、切り替えスイッチ76
3をSii+Sqq(図11における上側)側に設定するも
のである。
In the second embodiment, the correlation signal control unit 76
Is to switch the signal processing method. In other words, when the absolute value of the input is equal to or greater than a certain threshold value (for example, 1% of the OFDM carrier interval) in the threshold value determination unit 75, the changeover switch 76 of the correlation signal processing unit 76
3 is the sum of absolute values of correlation signals | S ii + S qq | + | S iq −S qi
(The lower side in FIG. 11), and when the absolute value of the input is equal to or less than the threshold value (or when the input value is equal to or more than a predetermined time and equal to or less than the threshold value), the changeover switch 76
3 is set on the side of S ii + S qq (upper side in FIG. 11).

【0092】一般に、周波数オフセットΔfがある場合
には、相関信号計算部56の出力であるSii+Sqq並び
にSiq−Sqiはそのピークの正負及び大小が、その周波
数オフセットΔfに依存する(Δf∝arctan{(Siq
qi)/(Sii+Sqq)})。このため、周波数同期が
捕捉される前では、相関信号Sii+SqqとSiq−Sqi
それぞれの絶対値和|Sii+Sqq|+|Siq−Sqi|を
利用して、ピーク検出を行う。
In general, when there is a frequency offset Δf, the positive and negative and magnitude of the peaks of S ii + S qq and S iq −S qi output from the correlation signal calculator 56 depend on the frequency offset Δf ( Δf {arctan} (S iq
S qi) / (S ii + S qq)}). Therefore, before the frequency synchronization is captured, the peaks are obtained using the sums of the absolute values of the correlation signals S ii + S qq and S iq −S qi | S ii + S qq | + | S iq −S qi | Perform detection.

【0093】しかしながら、周波数オフセットがほぼ0
に近くなった状態では、Sii+Sqqのみに正方向のピー
クが現れるため、絶対値を利用する必要がなく、また、
iq−Sqiを利用する必要もなくなる。特に、相関信号
の絶対値をとった信号(|Sii+Sqq|や|Siq−Sqi
|)では、スペクトル強調フィルタ581の出力が、雑
音成分などによって不要な直流バイアス等を含むように
なる場合がある。
However, the frequency offset is almost zero.
In the state close to, the peak in the positive direction appears only in S ii + S qq , so it is not necessary to use the absolute value.
There is no need to use S iq -S qi . In particular, the signal taking the absolute value of the correlation signal (| S ii + S qq | and | S iq -S qi
In |), the output of the spectrum emphasis filter 581 may include unnecessary DC bias or the like due to noise components or the like.

【0094】そこで、本第2の実施の形態である図11
のOFDM復調装置においては、周波数同期捕捉がほぼ
完了した時点で、切り替えスイッチ763を上記の通り
制御して、相関信号の絶対値和|Sii+Sqq|+|Siq
−Sqi|から絶対値をとらないSii+Sqqのみをスペク
トル強調フィルタ581に供給するように切り替える。
これにより、上記の不要な直流バイアス等が生じないよ
うにし、ピーク位置検出部(582)の動作特性を良好
にすることができるようになる。
Therefore, the second embodiment shown in FIG.
In the OFDM demodulator of this type, when the frequency synchronization acquisition is almost completed, the changeover switch 763 is controlled as described above, and the sum of absolute values of correlation signals | S ii + S qq | + | S iq
Switching only the S ii + S qq from not taking the absolute value to supply to the spectrum emphasizing filter 581 | -S qi.
As a result, the unnecessary DC bias and the like are prevented from occurring, and the operation characteristics of the peak position detector (582) can be improved.

【0095】尚、他の部分の構成並びに動作は、第1の
実施の形態に示されるOFDM復調装置と同様である。
また、スペクトル強調フィルタ581は、図3に示され
る第1の構成例、図9に示される第2の構成例のいずれ
でもよい。さらに、その周波数対振幅利得特性が、図4
に示されるような、基本周波数1/{(N+Ng )T}
及びその高調波を通過させる特性を持つならば、IIR
型のフィルタである必要はなく、FIR型でも有効であ
る。
The configuration and operation of the other parts are the same as those of the OFDM demodulator shown in the first embodiment.
Further, the spectrum enhancement filter 581 may be either the first configuration example shown in FIG. 3 or the second configuration example shown in FIG. Further, the frequency vs. amplitude gain characteristic is shown in FIG.
The fundamental frequency 1 / {(N + Ng) T} as shown in
And if it has the property of passing its harmonics, IIR
It is not necessary to use a filter of the type, and the FIR type is effective.

【0096】また、第2の実施の形態におけるOFDM
復調装置の周波数オフセット検出部には、相関信号を利
用するものを例示したが、もちろん他の構成による周波
数オフセット検出手段を用いてもよい。
Further, the OFDM in the second embodiment
Although the frequency offset detection unit of the demodulation device uses a correlation signal as an example, a frequency offset detection unit having another configuration may be used.

【0097】また、図1、図11に示した各実施の形態
の構成においては、571a,571b,761a,7
61bを絶対値演算部としたが、これを絶対値のn乗
(n>0)と置き換えてもほぼ同様の効果が得られる。
その一例として、n=2の場合の2乗演算があげられ
る。
Further, in the configuration of each embodiment shown in FIGS. 1 and 11, 571a, 571b, 761a, 7
Although the absolute value calculation unit 61b is used, substantially the same effect can be obtained by replacing the absolute value calculation unit with the absolute value n-th power (n> 0).
As an example, a square operation when n = 2 is given.

【0098】さらに、本発明の実施の形態では、ベース
バンド帯に周波数変換されたI,Q信号をA/D変換し
てデジタルのベースバンド信号を得る場合を対象とした
が、RF帯やIF帯において、A/D変換された信号を
デジタル信号処理にて周波数変換し、デジタルのベース
バンド信号を得る場合にも本発明は適用できる。その
他、本発明は、種々の変形が可能であることはいうまで
もない。
Further, the embodiment of the present invention is directed to a case where a digital baseband signal is obtained by A / D converting the I and Q signals frequency-converted into the baseband. In the band, the present invention can be applied to a case where the A / D-converted signal is frequency-converted by digital signal processing to obtain a digital baseband signal. In addition, it goes without saying that the present invention can be variously modified.

【0099】[0099]

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、タイミ
ング周波数同期並びにシンボルタイミング同期を正確に
安定に行うことができ、OFDM信号を雑音下でも正し
く復調できるOFDM復調装置を提供することができ
る。
As described above, according to the present invention, it is possible to provide an OFDM demodulator capable of accurately and stably performing timing frequency synchronization and symbol timing synchronization and capable of correctly demodulating an OFDM signal even under noise. it can.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】 本発明に係る第1の実施の形態におけるO
FDM復調装置の構成を示すブロック図。
FIG. 1 shows O in a first embodiment according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of an FDM demodulator.

【図2】 図1に示すOFDM復調装置の相関信号計
算部の具体的な構成を示すブロック図。
FIG. 2 is a block diagram showing a specific configuration of a correlation signal calculator of the OFDM demodulator shown in FIG.

【図3】 図1に示すOFDM復調装置のスペクトル
強調フィルタの第1の具体的な構成を示すブロック図。
FIG. 3 is a block diagram showing a first specific configuration of a spectrum emphasis filter of the OFDM demodulator shown in FIG. 1;

【図4】 図3に示すスペクトル強調フィルタ(II
Rフィルタ)の周波数対振幅利得特性を示す特性図。
4 is a spectrum enhancement filter (II) shown in FIG.
FIG. 4 is a characteristic diagram illustrating frequency versus amplitude gain characteristics of an (R filter).

【図5】 図3に示すスペクトル強調フィルタの動作
を説明するためのタイミング図。
FIG. 5 is a timing chart for explaining the operation of the spectrum emphasis filter shown in FIG. 3;

【図6】 図1に示すOFDM復調装置のピーク位置
安定化部の具体的な構成を示すブロック図。
FIG. 6 is a block diagram showing a specific configuration of a peak position stabilizing unit of the OFDM demodulator shown in FIG.

【図7】 図1に示すOFDM復調装置のタイミング
周波数オフセット検出部の具体的な構成を示すブロック
図。
FIG. 7 is a block diagram showing a specific configuration of a timing frequency offset detector of the OFDM demodulator shown in FIG. 1;

【図8】 図7に示すタイミング周波数オフセット検
出部の動作を説明するためのタイミング図。
FIG. 8 is a timing chart for explaining the operation of the timing frequency offset detector shown in FIG. 7;

【図9】 図1に示すOFDM復調装置のスペクトル
強調フィルタの第2の具体的な構成を示すブロック図。
9 is a block diagram showing a second specific configuration of the spectrum emphasis filter of the OFDM demodulator shown in FIG.

【図10】 図9に示すスペクトル強調フィルタの動作
を説明するためのタイミング図。
FIG. 10 is a timing chart for explaining the operation of the spectrum emphasis filter shown in FIG. 9;

【図11】 本発明に係る第2の実施の形態におけるO
FDM復調装置の構成を示すブロック図。
FIG. 11 shows O in the second embodiment according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of an FDM demodulator.

【図12】 従来の技術を説明するためのOFDM伝送
シンボルの構成を示す構成図。
FIG. 12 is a configuration diagram showing a configuration of an OFDM transmission symbol for explaining a conventional technique.

【図13】 従来のOFDM変調装置の構成を示すブロ
ック図。
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM modulator.

【図14】 従来のOFDM復調装置の構成を示すブロ
ック図。
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a conventional OFDM demodulator.

【図15】 従来のOFDM復調装置に用いられるシン
ボルタイミング同期部の構成を示すブロック図。
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a symbol timing synchronization unit used in a conventional OFDM demodulator.

【図16】 従来のOFDM復調装置に用いられる相関
器の入力信号とその相関出力信号の関係を説明するため
のタイミング図。
FIG. 16 is a timing chart for explaining a relationship between an input signal of a correlator used in a conventional OFDM demodulator and its correlation output signal.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

11…S/P変換部 12…IFFT部 13…ガードインターバル付加部 14a,14b…D/A変換部 15…周波数変換部 16…基本タイミング発生部 S…伝送シンボル S1…ガードインターバル S2…有効シンボル 21…周波数変換部 22a,22b…A/D変換器 23…ガードインターバル除去部 24…FFT部 25…P/S変換部 26…シンボルタイミング同期検出部 31,32…遅延回路 33,34…相関器 35…ガードタイミング検出回路 36,37…2乗回路 38…加算器 39…LPF 40…ピーク抽出回路 41…判定回路 42…フライホイール回路 51…周波数変換部 52a,52b…A/D変換部 53…ガードインターバル除去部 54…FFT部 55…P/S変換部 56…相関信号計算部、561a,561b…有効シン
ボル長遅延部、562a〜562d…乗算器、563
a,562b…加算器、564a,564b…移動平均
計算部 57…相関信号処理部、572…加算器、571a,5
71b…絶対値演算部 58…シンボルタイミング同期部、581…スペクトル
強調フィルタ、5811…伝送シンボル遅延メモリ、5
812…加算器、5813…スイッチ、5814…タイ
マ部、5815a,5815b…伝送シンボル遅延メモ
リ、5816a,5816b…加算器、5817…セレ
クタ、5818…タイマ部、582…ピーク位置検出
部、583…ピーク位置安定化部、5831…増幅器、
5832…加算器、5833…遅延部、5834…増幅
器、584…フライホイール部、585…シンボルタイ
ミング同期捕捉判定部 59…タイミング周波数同期部、591…タイミング周
波数オフセット検出部、5911…FIRフィルタ、5
912…保持部、A1〜A8…遅延部、B1〜B9…タ
ップ(利得)、C…加算器、592…タイミング周波数
制御部 60…D/A変換部 61…VCXO 71…複素乗算器 72…NCO 73…周波数制御部 74…周波数オフセット検出部 75…しきい値判定部 76…相関信号処理部、761a,761b…絶対値演
算部、762…加算器、763…切り替えスイッチ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... S / P conversion part 12 ... IFFT part 13 ... Guard interval addition part 14a, 14b ... D / A conversion part 15 ... Frequency conversion part 16 ... Basic timing generation part S ... Transmission symbol S1 ... Guard interval S2 ... Effective symbol 21 ... Frequency converters 22a, 22b ... A / D converters 23 ... Guard interval removers 24 ... FFT units 25 ... P / S converters 26 ... Symbol timing synchronization detectors 31, 32 ... Delay circuits 33,34 ... Correlators 35 ... guard timing detection circuits 36,37 ... squaring circuit 38 ... adder 39 ... LPF 40 ... peak extraction circuit 41 ... judgment circuit 42 ... flywheel circuit 51 ... frequency converters 52a and 52b ... A / D converter 53 ... guard Interval remover 54 FFT unit 55 P / S converter 56 correlation signal calculator 561a 61b ... effective symbol length delay portion, 562A~562d ... multiplier, 563
a, 562b: adder, 564a, 564b: moving average calculator 57: correlation signal processor, 572: adder, 571a, 5
71b: Absolute value calculation unit 58: Symbol timing synchronization unit, 581: Spectrum emphasis filter, 5811: Transmission symbol delay memory, 5
812 adder, 5813 switch, 5814 timer part, 5815a, 5815b transmission symbol delay memory, 5816a, 5816b adder, 5817 selector, 5818 timer part, 582 peak position detection part, 583 peak position Stabilizing unit, 5831 ... amplifier,
5832 adder, 5833 delay unit, 5834 amplifier, 584 flywheel unit, 585 symbol timing synchronization acquisition determination unit 59 timing frequency synchronization unit, 591 timing frequency offset detection unit, 5911 FIR filter, 5
912: holding unit, A1 to A8: delay unit, B1 to B9: tap (gain), C: adder, 592: timing frequency control unit 60: D / A conversion unit 61: VCXO 71: complex multiplier 72: NCO 73 frequency control section 74 frequency offset detection section 75 threshold value determination section 76 correlation signal processing section 761a, 761b absolute value calculation section 762 adder 763 changeover switch

Claims (7)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 1伝送シンボルの時間長がTs であり、
かつ、該1伝送シンボルが有効シンボルと該有効シンボ
ルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバ
ルとから構成されるOFDM信号を入力し、このOFD
M信号をアナログ−デジタル変換部でサンプリングし、
ガードインターバル除去部でガードインターバルを除去
して有効シンボルのみを取り出した後、高速離散フーリ
エ変換により各サブキャリアに対応した受信データを抽
出するOFDM復調装置において、 前記アナログ−デジタル変換部でサンプリングされたO
FDM信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延
前後の信号の相関をとって相関信号を求める相関演算部
と、 この相関演算部から出力される相関信号に基づいて前記
アナログ−デジタル変換部でサンプリングされたOFD
M信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボル
タイミング同期信号を発生するシンボルタイミング同期
部と、 前記相関信号と前記シンボルタイミング同期信号に基づ
いて前記アナログ−デジタル変換部のサンプリングタイ
ミングを制御するタイミング周波数同期部とを具備し、 前記シンボルタイミング同期部は、前記相関信号を入力
して1/Ts 並びにその整数倍の周波数を通過させ、そ
れ以外の周波数を抑圧する周波数特性を有するスペクト
ル強調フィルタを備え、このフィルタ出力のピーク位置
からシンボルタイミングを検出するようにしたことを特
徴とするOFDM復調装置。
1. The time length of one transmission symbol is Ts,
Further, an OFDM signal in which the one transmission symbol is composed of an effective symbol and a guard interval obtained by copying the same content as a part of the effective symbol is input.
The M signal is sampled by an analog-to-digital converter,
In an OFDM demodulator that removes a guard interval by a guard interval remover and extracts only valid symbols and then extracts received data corresponding to each subcarrier by a fast discrete Fourier transform, the OFDM demodulator is sampled by the analog-digital converter. O
A correlation operation unit that delays the FDM signal by an effective symbol time, obtains a correlation signal by correlating the signals before and after the delay, and obtains a correlation signal; and based on the correlation signal output from the correlation operation unit, Sampled OFD
A symbol timing synchronization unit for generating a symbol timing synchronization signal for extracting the effective symbol from the M signal; and a timing frequency synchronization for controlling a sampling timing of the analog-to-digital conversion unit based on the correlation signal and the symbol timing synchronization signal. A symbol emphasis filter having a frequency characteristic of inputting the correlation signal and passing 1 / Ts and a frequency that is an integer multiple thereof, and suppressing other frequencies, An OFDM demodulator wherein a symbol timing is detected from a peak position of the filter output.
【請求項2】 前記スペクトル強調フィルタは、少なく
とも、前記OFDMの1伝送シンボル時間長Ts 分の遅
延メモリ素子を有する巡回形フィルタと、該巡回形フィ
ルタの出力をM(但しM>0)伝送シンボル時間(MT
s )毎に出力し、かつ、その出力毎に、前記巡回形フィ
ルタの遅延メモリ素子をリセットするリセット手段とを
備えることを特徴とする請求項1記載のOFDM復調装
置。
2. The spectrum emphasis filter includes a cyclic filter having at least a delay memory element for one transmission symbol time length Ts of the OFDM, and an output of the cyclic filter being M (where M> 0) transmission symbols. Time (MT
2. The OFDM demodulator according to claim 1, further comprising: reset means for outputting each time s) and resetting the delay memory element of the recursive filter for each output.
【請求項3】 1伝送シンボルの時間長がTs であり、
かつ、該1伝送シンボルが有効シンボルと該有効シンボ
ルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバ
ルとから構成されるOFDM信号を入力し、このOFD
M信号をアナログ−デジタル変換部でサンプリングし、
ガードインターバル除去部でガードインターバルを除去
して有効シンボルのみを取り出した後、高速離散フーリ
エ変換により各サブキャリアに対応した受信データを抽
出するOFDM復調装置において、 前記アナログ−デジタル変換部でサンプリングされたO
FDM信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延
前後の信号の相関をとって相関信号を求める相関演算部
と、 この相関演算部から出力される相関信号に基づいて前記
アナログ−デジタル変換部でサンプリングされたOFD
M信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボル
タイミング同期信号を発生するシンボルタイミング同期
部と、 前記相関信号と前記シンボルタイミング同期信号に基づ
いて前記アナログ−デジタル変換部のサンプリングタイ
ミングを制御するタイミング周波数同期部とを具備し、 前記シンボルタイミング同期部は、前記相関信号を入力
してそのピーク位置を検出するピーク位置検出部と、こ
のピーク位置検出部で検出されたピーク位置を安定化さ
せるピーク位置安定化部とを備えることを特徴とするO
FDM復調装置。
3. The time length of one transmission symbol is Ts,
Further, an OFDM signal in which the one transmission symbol is composed of an effective symbol and a guard interval obtained by copying the same content as a part of the effective symbol is input.
The M signal is sampled by an analog-to-digital converter,
In an OFDM demodulator that removes a guard interval by a guard interval remover and extracts only valid symbols and then extracts received data corresponding to each subcarrier by a fast discrete Fourier transform, the OFDM demodulator is sampled by the analog-digital converter. O
A correlation operation unit that delays the FDM signal by an effective symbol time, obtains a correlation signal by correlating the signals before and after the delay, and obtains a correlation signal; and based on the correlation signal output from the correlation operation unit, Sampled OFD
A symbol timing synchronization unit for generating a symbol timing synchronization signal for extracting the effective symbol from the M signal; and a timing frequency synchronization for controlling a sampling timing of the analog-to-digital conversion unit based on the correlation signal and the symbol timing synchronization signal. A symbol position synchronization unit, wherein the symbol timing synchronization unit receives the correlation signal, detects a peak position thereof, and a peak position stabilization unit that stabilizes a peak position detected by the peak position detection unit. O characterized by comprising
FDM demodulator.
【請求項4】 さらに前記シンボルタイミング同期部内
には、前記ピーク位置安定化部、前記ピーク位置検出部
のいずれか一方から出力されるピーク位置信号を入力
し、現在のピーク位置信号と、それまでにすでに検出さ
れている最も最近のJ個(J>0)のピーク位置の全て
のピーク位置信号とが同一か否かを判定し、同一であれ
ば、シンボルタイミング同期捕捉フラグを第1のレベル
にし、同一でなければ、前記シンボルタイミング同期捕
捉フラグを第2のレベルにするシンボルタイミング同期
捕捉判定部を備えることを特徴とする請求項3記載のO
FDM復調装置。
4. A peak position signal output from one of the peak position stabilizing unit and the peak position detecting unit is input into the symbol timing synchronizing unit, and a current peak position signal and a current peak position signal are inputted. It is determined whether or not all the peak position signals of the latest J peak positions (J> 0) already detected are the same, and if they are the same, the symbol timing synchronization capture flag is set to the first level. 4. A symbol timing synchronization acquisition determination unit that sets the symbol timing synchronization acquisition flag to a second level if they are not the same.
FDM demodulator.
【請求項5】 前記タイミング周波数同期部は、前記シ
ンボルタイミング同期捕捉フラグが前記第1のレベルの
場合に動作し、かつ、前記シンボルタイミング同期捕捉
フラグが前記第2のレベルの場合には、出力信号の状態
を保持することを特徴とする請求項4記載のOFDM復
調装置。
5. The timing frequency synchronization section operates when the symbol timing synchronization capture flag is at the first level, and outputs when the symbol timing synchronization capture flag is at the second level. 5. The OFDM demodulator according to claim 4, wherein a state of a signal is held.
【請求項6】 1伝送シンボルの時間長がTs であり、
かつ、該1伝送シンボルが有効シンボルと該有効シンボ
ルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバ
ルとから構成されるOFDM信号を入力し、このOFD
M信号をアナログ−デジタル変換部でサンプリングし、
ガードインターバル除去部でガードインターバルを除去
して有効シンボルのみを取り出した後、高速離散フーリ
エ変換により各サブキャリアに対応した受信データを抽
出するOFDM復調装置において、 前記アナログ−デジタル変換部でサンプリングされたO
FDM信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延
前後の信号の相関をとって相関信号を求める相関演算部
と、 この相関演算部から出力される相関信号に基づいて前記
アナログ−デジタル変換部でサンプリングされたOFD
M信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボル
タイミング同期信号を発生するシンボルタイミング同期
部と、 前記相関信号と前記シンボルタイミング同期信号に基づ
いて前記アナログ−デジタル変換部のサンプリングタイ
ミングを制御するタイミング周波数同期部とを具備し、 前記タイミング周波数同期部は、少なくとも、タップ数
が2L+1(L>0)であり、前記相関信号について所
定のタップ係数で畳み込み演算を行う非巡回形フィルタ
と、前記シンボルタイミング同期信号により制御され、
前記非巡回形フィルタの出力を保持する保持部とからな
るタイミング周波数オフセット検出部を備え、 前記非巡回形フィルタは、前記タップの係数がその中心
において0であり、かつ、左右対象位置において絶対値
が等しく互いに極性符号が逆であることを特徴とするO
FDM復調装置。
6. The time length of one transmission symbol is Ts,
Further, an OFDM signal in which the one transmission symbol is composed of an effective symbol and a guard interval obtained by copying the same content as a part of the effective symbol is input.
The M signal is sampled by an analog-to-digital converter,
In an OFDM demodulator that removes a guard interval by a guard interval remover and extracts only valid symbols and then extracts received data corresponding to each subcarrier by a fast discrete Fourier transform, the OFDM demodulator is sampled by the analog-digital converter. O
A correlation operation unit for delaying the FDM signal by an effective symbol time and obtaining a correlation signal by correlating the signals before and after the delay; and an analog-to-digital conversion unit based on the correlation signal output from the correlation operation unit. Sampled OFD
A symbol timing synchronization section for generating a symbol timing synchronization signal for extracting the effective symbol from the M signal; and a timing frequency synchronization for controlling a sampling timing of the analog-to-digital conversion section based on the correlation signal and the symbol timing synchronization signal. A timing filter, wherein at least the number of taps is 2L + 1 (L> 0), the timing frequency synchronization unit performs a convolution operation on the correlation signal with a predetermined tap coefficient, and the symbol timing synchronization unit Controlled by a signal,
A timing frequency offset detection unit comprising a holding unit for holding an output of the acyclic filter, wherein the coefficient of the tap is 0 at the center thereof, and an absolute value at the left and right target positions. Are equal in polarity sign to each other.
FDM demodulator.
【請求項7】 さらに、前記OFDM信号の変調側と復
調側のそれぞれの周波数変換部間に生じる周波数オフセ
ットを検出する周波数オフセット検出部を備え、 前記相関演算部は、 前記周波数オフセット検出部の出力信号の絶対値が一定
のしきい値より大きい場合には、前記サンプリングされ
たOFDM信号の同相成分であるI信号と該I信号の前
記有効シンボル時間だけ遅延してなるI′信号との相関
信号Siiと、前記サンプリングされたOFDM信号の直
交成分であるQ信号と該Q信号の前記有効シンボル時間
だけ遅延してなるQ′信号との相関信号Sqqとを求め
て、これらの和信号Sii+Sqqの絶対値信号のn乗信号
|Sii+Sqqn (n>0)を生成し、前記I信号と前
記Q′信号の相関信号Siqと、前記Q信号と前記I′信
号の相関信号Sqiとを求めて、これらの差信号Siq−S
qiの絶対値信号のn乗信号|Siq−Sqin を生成し、
各n乗信号の和信号|Sii+Sqqn +|Siq−Sqi
n を生成して、前記シンボルタイミング同期部並びに前
記タイミング周波数同期部への入力信号とし、 前記周波数オフセット検出部の出力信号の絶対値が、前
記しきい値より小さい場合には、前記和信号Sii+Sqq
を前記シンボルタイミング同期部並びに前記タイミング
周波数同期部への入力信号とする切り替え手段を備える
ことを特徴とする請求項1、3、6のいずれか記載のO
FDM復調装置。
7. A frequency offset detecting section for detecting a frequency offset generated between a frequency converting section on each of a modulating side and a demodulating side of the OFDM signal, wherein the correlation calculating section includes an output of the frequency offset detecting section. When the absolute value of the signal is larger than a certain threshold value, a correlation signal of an I signal which is an in-phase component of the sampled OFDM signal and an I 'signal delayed by the effective symbol time of the I signal. S ii , and a correlation signal S qq between a Q signal which is an orthogonal component of the sampled OFDM signal and a Q ′ signal delayed by the effective symbol time of the Q signal, and a sum signal S ii + S absolute value signal of the n-th power signal qq | S ii + S qq | generates n (n> 0), 'the correlation signal S iq signal, the Q signal with the I' the I signal and the Q signal of Seeking and related signal S qi, these difference signal S iq -S
n-th power signals qi of the absolute value signal | generates n, | S iq -S qi
Sum signal of the n-th power signal | S ii + S qq | n + | S iq -S qi |
n is generated as an input signal to the symbol timing synchronization section and the timing frequency synchronization section. If the absolute value of the output signal of the frequency offset detection section is smaller than the threshold value, the sum signal S ii + S qq
7. A switching means for setting an input signal to the symbol timing synchronization section and the timing frequency synchronization section as an input signal.
FDM demodulator.
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