JP4511714B2

JP4511714B2 - OFDM receiver

Info

Publication number: JP4511714B2
Application number: JP2000369484A
Authority: JP
Inventors: 健一郎林; 知弘木村; 茂曽我
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-12-05
Filing date: 2000-12-05
Publication date: 2010-07-28
Anticipated expiration: 2020-12-05
Also published as: JP2002171238A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex という）方式を用いて変調された信号を受信して、データを復調するＯＦＤＭ受信装置に係り、特に復調処理のための時間窓の制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ信号は、シンボル周期毎に互いに直交する多数のキャリアを、伝送データにより変調したものである。同じ伝送レートのシングルキャリア方式の信号と比較すると、シンボル時間が長くなるため、マルチパス干渉に対する耐性が高いという特徴が得られる。また上記の特徴に加えて、ガード期間と呼ばれる冗長な期間を設けることにより、マルチパス干渉に対する耐性を更に高めている。
【０００３】
ここで、キャリア番号をｋ、シンボル番号をｎ、キャリア数をＫ、シンボル期間長をＴｓ、ガード期間長をＴｇ、有効シンボル期間長をＴｕ、センターキャリアのキャリア番号をＫｃとし、シンボル番号ｎ及びキャリア番号ｋに対応する複素信号点ベクトルをｃ（ｎ, ｋ）とすると、ベースバンドのＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）は、次の（１）式のように表される。
【数１】

【０００４】
図１６に１シンボル分のＯＦＤＭ信号の構成を示す。実際には各々のキャリアは複素正弦波であるが、ここでは実軸のみを示している。図の斜線領域で示すように、ガード期間の信号は有効シンボル期間後部の信号と同一であることが特徴である。
【０００５】
図１６のＯＦＤＭ信号Ｓ（ｔ）を模式的に表したものが図１７である。図１７において、ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガード期間（・・、Ｇ１、Ｇ２、・・）と有効シンボル期間（・・、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２、・・）とからなる。有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号は、有効シンボル期間長で直交する周波数関係、即ち有効シンボル期間長の逆数の周波数間隔にある複数のキャリアの位相、振幅、又はその両方に対して、夫々変調を施して合成したものである。
【０００６】
ガード期間のＯＦＤＭ信号は、同一シンボルに属する有効シンボル期間のＯＦＤＭ信号を巡回的に繰り返した信号として生成される。ガード期間によって有効シンボル期間の信号を巡回的に配置することによって、同一シンボル内であれば、ガード期間を含め任意の有効シンボル期間長の信号を切り出しても前述のキャリアの直交性は保たれる。このため、キャリア間の干渉を生じることなくデータを復調することができる。
【０００７】
異なるシンボル期間に跨がって信号を切り出すと、キャリア間の直交性が崩れて干渉を起こすのみならず、シンボル間の干渉を引き起こす。故に、図１７に示す期間Ａから期間Ｂまでが、前述のキャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさない切り出し期間になる。
【０００８】
また、ＯＦＤＭ方式では、ガード期間を設けることでマルチパスなどの影響を受けにくくしている。マルチパスによる遅延波が重畳された場合の受信処理について、図１８を用いて説明する。図１８において、信号Ｓ（ｔ）に対して信号Ｓ’（ｔ）は、遅延時間差Δｔをもって到来した遅延波のＯＦＤＭ信号を模式的に表わしたものである。実際には、信号Ｓ（ｔ）と信号Ｓ’（ｔ）が加算された信号が受信される。遅延時間差Δｔに相当する期間Ｄ及び期間Ｅは、信号Ｓ（ｔ）と信号Ｓ’（ｔ）の間で異なったシンボルが受信される期間である。この場合、期間Ｆから期間Ｇの間で受信信号を切り出せば、キャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさないことが判る。
【０００９】
このようにＯＦＤＭ受信装置においては、キャリア間干渉及びシンボル間干渉を起こさないように、受信されたＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間長の信号を切り出して復調することが重要である。
【００１０】
このような信号処理を行う従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を図１９に示す。以下にこのＯＦＤＭ受信装置の動作について説明する。図１９において、アンテナ１は無線周波数帯の信号を受信し、チューナ２に与える。チューナ２は、無線周波数帯の信号から所望のチャネルの信号を選択した後、基底周波数帯に周波数変換し、その出力を直交検波回路３に与える。直交検波回路３は、基底周波数帯のＯＦＤＭ信号を直交検波することにより、同相軸（以下、Ｉ（In phase）軸という）の信号と、直交軸（以下、Ｑ（Quadrature phase）軸という）の信号とからなる複素信号に変換する。その変換出力は遅延回路４、相関算出回路５、及び高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）という）回路８に与えられる。
【００１１】
遅延回路４は、直交検波されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延させ、遅延出力を相関算出回路５に与える。相関算出回路５は、直交検波回路３から与えられたＯＦＤＭ信号と、遅延回路４で遅延されＯＦＤＭ信号とを入力し、両ＯＦＤＭ信号の相関を演算する。演算結果は移動積分回路６に供給される。移動積分回路６は、相関回路５から出力された相関量をガード期間に相当する時間だけ積分を行う（１Ｔｇ期間の積分）。その積分結果は時間窓制御回路７に供給される。時間窓制御回路７は、移動積分回路６で積分された相関量が最大となる時刻に同期して窓信号を発生し、この窓信号をＦＦＴ回路８に供給する。
【００１２】
ＦＦＴ回路８は、時間窓制御回路７から供給される窓信号に従って、直交検波回路３から供給されるＯＦＤＭ信号から、有効シンボル期間長の信号を切り出してＦＦＴ処理を施し、周波数領域の信号へ変換する。復調回路９は、ＦＦＴ回路８によって周波数領域に変換されたＯＦＤＭ信号を復調し、その出力を誤り訂正回路１０に供給する。誤り訂正回路１０は、復調結果に対して誤り訂正処理を施すことにより、伝送された情報系列（データ）を復元する。
【００１３】
時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を図２０〜図２２に基づいて説明する。図２０は遅延波が無い場合の時間窓制御回路７の動作を示すタイムチャートである。図２０において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間における（ａ）のＯＦＤＭ信号と、（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに相関がある。相関算出回路５でその相関量が求められ、移動積分回路６でガード期間長積分された相関量は（ｄ）のようになる。
【００１４】
時間窓制御回路７は、（ｄ）の積分された相関量が最大になる時刻に同期して、（ｅ）に示すようなＨレベルの窓信号を発生する。ＦＦＴ回路８は、（ｅ）の窓信号に従って信号を切り出してＦＦＴ処理を施す。（ｅ）の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号からシンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出せることが判る。
【００１５】
次に、遅延波が重畳された場合に、時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を図２１に基づいて説明する。図２１において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は時間Δｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）の遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が（ａ）の遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合に、移動積分回路６で積分された相関量は（ｅ）のようになる。即ち（ｅ）に示す相関量は、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の（ｃ）の相関量と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号の（ｄ）の相関量との合成結果と等しくなる。
【００１６】
時間窓制御回路７は、積分された（ｅ）の相関量が最大になる時刻に同期して（ｆ）に示す窓信号を発生する。（ｆ）の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得ることが判る。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら図２２に示すように、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合、移動積分回路６で得られる積分された相関量は（ｅ）のようになる。時間窓制御回路７は積分された相関量が最大になる時刻に同期して窓信号を発生するので、このときの窓信号は（ｆ）のようになり、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対して、期間Ｈにおいてシンボル間干渉を起こすことが判る。
【００１８】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号とが混在する場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことにより、放送データを安定して復調できるＯＦＤＭ受信装置を実現することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明のＯＦＤＭ受信装置は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式によって変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、デジタルデータを復調するＯＦＤＭ受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号の１つのシンボル期間はガード期間と有効シンボル期間とからなり、前記ガード期間の信号は同一シンボルに属する前記有効シンボル期間の信号を巡回的に繰り返したものであるとき、前記ＯＦＤＭ信号を前記有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延する遅延手段と、前記ＯＦＤＭ信号と前記遅延手段の遅延出力との相関量を求める相関演算手段と、前記相関演算手段で得られた相関量を入力し、前記ガード期間の１倍より大きく２倍以下の積分窓を用いて前記相関量の移動積分を行う移動積分手段と、前記移動積分手段の出力レベルが最大となる時刻に基づいて窓信号を発生する時間窓制御手段と、前記時間窓制御手段で発生した窓信号に従って前記ＯＦＤＭ信号を切り出して離散フーリエ変換するフーリエ変換手段と、を具備することを特徴とするものである。
【００２０】
ここで前記移動積分手段の前段あるいは後段に、前記相関量をシンボル間で平滑化するシンボル周期フィルタ手段を具備するようにしてもよい。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ受信装置について、図面を参照しつつ説明する。図１は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、従来例と同一部分は同一の符号を付けて説明する。チューナ２はアンテナ１により受信された無線周波数帯の信号を受信し、所望のチャネルの信号を選択した後、基底周波数帯の信号に変換するものである。直交検波回路３は、基底周波数帯のＯＦＤＭ信号を直交検波することにより、同相軸（Ｉ軸）の信号と、直交軸（Ｑ軸）の信号とからなる複素信号に変換するものである。この複素信号は遅延回路４、相関算出回路５、及び高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路８に与えられる。
【００２２】
遅延回路４は、直交検波されたＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延し、遅延出力を相関算出回路５に与えるものである。相関算出回路５は、直交検波回路３から与えられたＯＦＤＭ信号と、遅延回路４で遅延されＯＦＤＭ信号とを入力し、両ＯＦＤＭ信号の相関を演算する相関演算手段である。相関算出回路５の構成例を図２に示す。相関算出回路５は複素共役回路５１と複素乗算回路５２とから構成される。複素共役回路５１は遅延回路４から出力されるＯＦＤＭ信号、即ちＩ軸及びＱ軸成分からなる複素信号（ｘ＋ｊｙ）に対して複素共役をとり、複素信号（ｘ−ｊｙ）を出力するものである。複素乗算回路５２は直交検波回路３から出力される遅延しない複素信号（ｘ₀ ＋ｊｙ₀ ）と、複素共役回路５１から出力される遅延した複素信号（ｘ−ｊｙ）とを複素乗算し、乗算結果を相関信号として出力する回路である。
【００２３】
相関算出回路５の相関信号はシンボル周期フィルタ６Ａに供給される。シンボル周期フィルタ６Ａは相関信号を入力し、シンボル間で平滑化処理を施すことにより、無相関な部分を減衰させ、相関のある部分のみを抽出する回路である。シンボル周期フィルタ６Ａの構成例を図３に示す。このシンボル周期フィルタ６Ａは第１の係数器６１Ａ、加算器６２Ａ、シンボル時間遅延器６３Ａ、第２の係数器６４Ａにより構成される。シンボル周期フィルタ６Ａの入力のｚ変換をＸ_in（ｚ）とし、シンボル周期フィルタ６Ａの出力のｚ変換をＸ_out （ｚ）とし、係数器６１Ａの乗算係数をｋとし、係数器６４Ａの乗算係数を（１−ｋ）とし、シンボルに相当するサンプル数をＮ_S とすると、加算器６２Ａでは、ｋ・Ｘ_in（ｚ）＋（１−ｋ）・ｚ^-Ns ・Ｘ_out （ｚ）＝Ｘ_out （ｚ）が成立する。この場合シンボル周期フィルタ６Ａの伝達周波数Ｈ（ｚ）は、Ｈ（ｚ）＝（１−（１−ｋ）・ｚ^-Ns ）で表される。このようにＩＩＲ（Infinit Impulse Response）型のフィルタの構成をとることにより、シンボル周期の信号を平均化処理できる。
【００２４】
シンボル周期フィルタ６Ａで平均化処理された相関信号は時間窓制御回路７に供給される。時間窓制御回路７は、シンボル周期フィルタ６Ａから出力された相関信号が最大となる時刻に基づいて窓信号を発生する回路である。時間窓制御回路７の構成例を図４に示す。この時間窓制御回路７は、振幅算出回路７１、ピーク検出回路７２、窓信号発生回路７３を含んで構成される。またピーク検出回路７２は、大小比較回路７２１、シンボル周期カウンタ７２２、第１の記憶回路７２３、第２の記憶回路７２４を有している。
【００２５】
振幅算出回路７１で相関信号の出力振幅が所定のサンプル周期毎に検出されると、この振幅値は大小比較回路７２１と第１の記憶回路７２３に与えられる。大小比較回路７２１は、前回までのサンプルで入力され、記憶回路７２３に保持された最大振幅値Ｂと、今回のサンプル時に入力された振幅値Ａとを比較し、Ａ＞Ｂの場合には、記憶回路７２３及び記憶回路７２４の夫々が保持している内容を夫々の入力値に更新する信号を出力する。シンボル周期カウンタ７２２は、記憶回路７２３及び記憶回路７２４が夫々保持している内容をクリアする信号をシンボル周期毎に出力すると共に、シンボル周期中のサンプル数で示される時刻を記憶回路７２４に与える。このように構成されたピーク検出回路７２は、シンボル期間中において相関信号が最大となる時刻を窓信号発生回路７３に出力する。窓信号発生回路７３は、ピーク検出回路７２が出力する時刻に基づいてＨレベルとなる窓信号を発生する。この窓信号は図１のＦＦＴ回路８に供給される。
【００２６】
ＦＦＴ回路８は、時間窓制御回路７から供給される窓信号に従って、直交検波回路３から供給されるＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間長の信号を切り出し、ＦＦＴ処理を施して周波数領域の信号へ変換する回路である。復調回路９は、ＦＦＴ回路８によって周波数領域に変換されたＯＦＤＭ信号を復調する回路である。誤り訂正回路１０は、復調回路９の復調結果に対して誤り訂正処理を施すことにより、伝送された情報系列（データ）を復元する回路である。
【００２７】
以上のように構成されたＯＦＤＭ受信装置の動作について、時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を中心に図５〜図７を用いて説明する。図５は遅延波がない場合のタイムチャートである。図５において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間において、（ａ）のＯＦＤＭ信号と（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに大きな相関が得られる。相関算出回路５から相関信号が出力されると、シンボル周期フィルタ６Ａは（ｄ）に示すような平均化処理された相関信号を出力する。この場合、相関信号が最大となりえる期間は、遅延されたＯＦＤＭ信号のガード期間と一致する。
【００２８】
図４の窓信号発生回路７３は、ピーク検出回路７２が出力する時刻からガード期間Ｔｇだけ経過した後にＨレベルとなり、有効シンボル期間Ｔｕだけ経過した後にＬレベルとなる窓信号を発生する。ピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、前述のように遅延されたＯＦＤＭ信号のガード期間（図中のｔ₀ からｔ₁ ）と一致するので、窓信号は図５（ｅ）から（ｇ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号に対してシンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｆ）に示すように発生されることが望ましい。
【００２９】
図６は遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図６において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、シンボル周期フィルタ６Ａから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に出力される相関信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すような階段状の信号となる。図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図６中のｔ₂ からｔ₃ となるので、窓信号は図６の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００３０】
図７は遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図７において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、シンボル周期フィルタ６Ａから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に出力される相関信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すような階段状の信号となる。図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図７中のｔ₄ からｔ₅ となるので、窓信号は図７の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００３１】
以上のような方法で窓信号を生成すると、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が存在し、その受信電力が遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の受信電力より大きい場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことができる。
【００３２】
（実施の形態２）
次に本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装置について、図面を参照しつつ説明する。図８は本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図であり、実施の形態１と同一部分は同一の符号を付けて詳細な説明を省略する。このＯＦＤＭ受信装置も実施の形態１と同様に、チューナ２、直交検波回路３、遅延回路４、相関算出回路５、時間窓制御回路７、ＦＦＴ回路８、復調回路９、誤り訂正回路１０を有している。本実施の形態では図７のシンボル周期フィルタ６Ａに代えて、移動積分回路６Ｂが設けられている。移動積分回路６Ｂは相関算出回路５の相関信号を入力し、ガード期間の２倍の積分窓を用いて移動積分を行う回路である。以下、前記の２倍の積分窓を用いて移動積分を行うことを、２Ｔｇ期間の移動積分と呼ぶ。
【００３３】
移動積分回路６Ｂの構成例を図９に示す。この移動積分回路６Ｂは、シフトレジスタ６１Ｂと総和算出回路６２Ｂとからなる回路である。シフトレジスタ６１Ｂは複数の１サンプル遅延器（Ｚ^-1）の従属接続体からなり、夫々のタップ出力を有する回路である。総和算出回路６２Ｂは、複数の加算器の従属接続体からなる回路であり、入力信号と夫々遅延器の出力とを累積加算して加算結果を出力する機能を有する。ガード期間のサンプル数をＮ_G とすると、移動積分回路６Ｂのタップ数は２Ｎ_G であり、全てのタップ係数が１のＦＩＲ（Finite Impulse Response ）型のフィルタと見なすことができる。
【００３４】
以上のように構成されたＯＦＤＭ受信装置の動作について、時間窓制御回路７が窓信号を生成する過程を中心に、図１０〜図１４を用いて説明する。図１０は遅延波がない場合のタイムチャートである。図１０において、（ａ）は受信されたＯＦＤＭ信号である。（ｂ）は遅延回路４によって有効シンボル期間長だけ遅延されたＯＦＤＭ信号である。ＯＦＤＭ信号はガード期間に有効シンボル期間の信号が巡回的に複写されているため、（ｃ）の斜線部に示す期間において、（ａ）のＯＦＤＭ信号と（ｂ）の遅延されたＯＦＤＭ信号とに大きな相関が得られる。相関算出回路５から相関信号が与えられると、移動積分回路６Ｂは、サンプリング開始時刻を１サンプル遅延器（Ｚ^-1）の遅延時間だけずらしながら、相関信号を２Ｔｇ期間だけ入力し、サンプル値を図９の総和算出回路６２Ｂを用いて加算する。こうすると（ｄ）に示すような台形状に変化する積分信号が得られる。積分信号が最大となり得る期間はｔ₆ 〜ｔ₇ となり、受信されたＯＦＤＭ信号のガード期間と一致する。
【００３５】
図４の窓信号発生回路７３は、ピーク検出回路７２が出力する時刻にＨレベルとなり、有効シンボル期間Ｔｕだけ経過した後にＬレベルとなる窓信号を発生する。ピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、前述のように受信されたＯＦＤＭ信号のガード期間（図１０中のｔ₆ からｔ₇ ）と一致するので、窓信号は図１０の（ｅ）から（ｇ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、（ａ）のＯＦＤＭ信号に対してシンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｆ）に示すように台形状の積分信号、即ち（ｄ）のフラットな部分の中央から発生されることが望ましい。
【００３６】
次に、マルチパス環境下でのシンボル切り出しタイミングについて説明する。図１１は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＜Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図１１において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分を有する信号となる。
【００３７】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図１１中のｔ₈ からｔ₉ となるので、窓信号は図１１の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００３８】
図１２は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＜Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図１２において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分を有する信号となる。
【００３９】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻の範囲は、図１２中のｔ₁₀からｔ₁₁となるので、窓信号は図１２の（ｆ）から（ｈ）の範囲で発生されることになる。これらの範囲の窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しても、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しても、シンボル間干渉を起こさずに、有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。尚ここでも、前後の時間に対する窓信号のマージンを考慮すると、窓信号は（ｇ）に示すように発生されることが望ましい。
【００４０】
図１３は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＞Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が小さい場合のタイムチャートである。図１３において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが小さくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分がない信号となる。
【００４１】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻は、図１３中のｔ₁₂となるので、窓信号は図１３の（ｆ）のタイミングで発生されることになる。この窓信号は、遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しては、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。しかし遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しては、図１３中の期間Ｉにおいてシンボル間干渉を引き起こす。しかしながらこの場合、（ｂ）のＯＦＤＭ信号の受信電力の方が小さいことと、干渉を起こす時間が最小限に抑えられていることから、シンボル間干渉の量は最小限に抑えられていることが判る。
【００４２】
図１４は遅延時間がΔｔ（但し、Δｔ＞Ｔｇ）なる遅延波が存在し、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号よりも受信電力が大きい場合のタイムチャートである。図１４において、（ａ）は遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号であり、（ｂ）はΔｔだけ遅延して受信されたＯＦＤＭ信号である。このような場合、移動積分回路６Ｂから出力される相関信号の内、（ａ）に対応する成分は（ｃ）のようになり、（ｂ）に対応する成分は（ｄ）のように（ｃ）よりレベルが大きくなる。従って実際に出力される積分信号は、（ｃ）と（ｄ）とが合成された信号、即ち（ｅ）に示すように頂上部にフラットな部分がない信号となる。
【００４３】
図４のピーク検出回路７２が出力する時刻は、図１４中のｔ₁₃となるので、窓信号は図１４の（ｆ）のタイミングで発生されることになる。この窓信号は、遅延して受信された（ｂ）のＯＦＤＭ信号に対しては、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出し得る。しかし遅延なく受信された（ａ）のＯＦＤＭ信号に対しては、図１４中の期間Ｊにおいてシンボル間干渉を引き起こす。しかしながらこの場合も、（ａ）のＯＦＤＭ信号の受信電力の方が小さいことと、干渉を起こす時間が最小限に抑えられていることから、シンボル間干渉の量は最小限に抑えられていることが判る。
【００４４】
以上のような方法で窓信号を生成すると、実施の形態１と同様に、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号が存在し、その受信電力が遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号の受信電力よりも大きい場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことができる。更に、遅延時間がガード期間長Ｔｇを越えるような場合にも、シンボル間干渉の量を最小限に抑えるような切り出しが可能となる。
【００４５】
またここでは、移動積分回路６Ｂは２Ｔｇ期間の移動積分を行うものとして説明したが、移動積分の期間は１Ｔｇより大きく、２Ｔｇ未満でもよい。但しこの場合は、シンボル間干渉を起こさずに有効シンホル期間長の信号を切り出し得る遅延波の遅延時間の範囲が狭まることになる。
【００４６】
また実施の形態１及び２では、相関算出回路５の出力部にシンボル周期フィルタ又は移動積分回路を設けたが、図１５に示すように、シンボル周期フィルタ６Ａと移動積分回路６Ｂとの２つを同時に設けてもよい。またこれらの回路は信号処理が線形な演算なので、接続順序を入れ替えても良い。
【００４７】
【発明の効果】
以上のような本発明によれば、地上波デジタル放送において、遅延なく受信されたＯＦＤＭ信号と、遅延して受信されたＯＦＤＭ信号とが混在する場合にも、シンボル間干渉を起こさずに有効シンボル期間長の信号を切り出すことにより、放送データを安定して復調できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の各実施の形態において、夫々のＯＦＤＭ受信装置に用いられる相関算出回路の構成図である。
【図３】実施の形態１において、ＯＦＤＭ受信装置に用いられるシンボル周期フィルタの構成図である。
【図４】本発明の各実施の形態において、夫々のＯＦＤＭ受信装置に用いられる時間窓制御回路の構成図である。
【図５】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図６】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図７】実施の形態１のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図８】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図９】実施の形態２において、ＯＦＤＭ受信装置に用いられる移動積分回路の構成図である。
【図１０】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１１】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１２】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１３】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波の遅延時間が長く、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１４】実施の形態２のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波の遅延時間が長く、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図１５】本発明の実施の形態２におけるＯＦＤＭ受信装置の他の構成例を示すブロック図である。
【図１６】シンボル期間におけるＯＦＤＭ信号の詳細を示す波形図である。
【図１７】ＯＦＤＭ信号におけるシンボル期間の構成を示す模式図である。
【図１８】遅延波が存在する場合のＯＦＤＭ信号の切出期間を示す説明図である。
【図１９】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２０】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波がない場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図２１】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が小さい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【図２２】従来のＯＦＤＭ受信装置において、遅延波が存在し、その電力が大きい場合の時間窓制御方法を示すタイムチャートである。
【符号の説明】
１アンテナ
２チューナ
３直交検波回路
４遅延回路
５相関算出回路
６移動積分回路
６Ａシンボル周期フィルタ
７時間窓制御回路
８ＦＦＴ回路
９復調回路
１０誤り訂正回路
５１複素共役回路
５２複素乗算回路
６１Ａ，６４Ａ係数器
６１Ｂシフトレジスタ
６２Ｂ総和算出回路
６２Ａ加算器
６３Ａシンボル時間遅延器
７１振幅算出回路
７２ピーク検出回路
７３窓信号発生回路
７２１大小比較回路
７２２シンボル周期カウンタ
７２３第１の記憶回路
７２４第２の記憶回路
Ｔｇガード期間
Ｔｓシンボル期間
Ｔｕ有効シンボル期間[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM receiver that receives a signal modulated using an orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter referred to as OFDM) method and demodulates data, and more particularly to a time window for demodulation processing. Related to control technology.
[0002]
[Prior art]
The OFDM signal is obtained by modulating a large number of carriers orthogonal to each other for each symbol period using transmission data. Compared with a single-carrier signal having the same transmission rate, the symbol time becomes longer, so that a feature of high resistance to multipath interference can be obtained. In addition to the above features, by providing a redundant period called a guard period, the resistance to multipath interference is further enhanced.
[0003]
Here, the carrier number is k, the symbol number is n, the number of carriers is K, the symbol period length is Ts, the guard period length is Tg, the effective symbol period length is Tu, the center carrier carrier number is Kc, the symbol number n, Assuming that the complex signal point vector corresponding to the carrier number k is c (n, k), the baseband OFDM signal S (t) is expressed by the following equation (1).
[Expression 1]

[0004]
FIG. 16 shows the structure of an OFDM signal for one symbol. Actually, each carrier is a complex sine wave, but only the real axis is shown here. As indicated by the hatched area in the figure, the signal in the guard period is characterized by being the same as the signal in the rear part of the effective symbol period.
[0005]
FIG. 17 schematically shows the OFDM signal S (t) in FIG. In FIG. 17, one symbol period of the OFDM signal is composed of a guard period (.., G1, G2,...) And an effective symbol period (.., S0, S1, S2,...). The OFDM signal in the effective symbol period is modulated with respect to the frequency relationship orthogonal to the effective symbol period length, that is, the phase, amplitude, or both of the plurality of carriers in the frequency interval of the reciprocal of the effective symbol period length. It is synthesized.
[0006]
The OFDM signal in the guard period is generated as a signal obtained by cyclically repeating the OFDM signal in the effective symbol period belonging to the same symbol. By cyclically arranging signals in the effective symbol period according to the guard period, the above-described carrier orthogonality is maintained even if a signal having any effective symbol period length including the guard period is cut out within the same symbol. . For this reason, data can be demodulated without causing interference between carriers.
[0007]
When a signal is cut out over different symbol periods, the orthogonality between carriers is lost, causing interference as well as interference between symbols. Therefore, the period A to the period B shown in FIG. 17 is a clipping period in which the above-described intercarrier interference and intersymbol interference do not occur.
[0008]
Further, in the OFDM method, the guard period is provided to make it less susceptible to multipath and the like. A reception process when a multipath delayed wave is superimposed will be described with reference to FIG. In FIG. 18, a signal S ′ (t) with respect to a signal S (t) schematically represents an OFDM signal of a delayed wave that arrives with a delay time difference Δt. Actually, a signal obtained by adding the signal S (t) and the signal S ′ (t) is received. The period D and the period E corresponding to the delay time difference Δt are periods in which different symbols are received between the signal S (t) and the signal S ′ (t). In this case, if the received signal is cut out between the period F and the period G, it can be seen that intercarrier interference and intersymbol interference do not occur.
[0009]
Thus, in the OFDM receiver, it is important to extract and demodulate a signal having an effective symbol period length from the received OFDM signal so as not to cause intercarrier interference and intersymbol interference.
[0010]
FIG. 19 shows a configuration example of a conventional OFDM receiver that performs such signal processing. The operation of this OFDM receiver will be described below. In FIG. 19, the antenna 1 receives a radio frequency band signal and gives it to the tuner 2. The tuner 2 selects a signal of a desired channel from the signals in the radio frequency band, and then performs frequency conversion to the base frequency band and gives the output to the quadrature detection circuit 3. The quadrature detection circuit 3 performs quadrature detection on the OFDM signal in the base frequency band, so that the signal of the in-phase axis (hereinafter referred to as I (In phase) axis) and the quadrature axis (hereinafter referred to as Q (Quadrature phase) axis) are obtained. The signal is converted to a complex signal. The converted output is given to a delay circuit 4, a correlation calculation circuit 5, and a fast Fourier transform (hereinafter referred to as FFT (Fast Fourier Transform)) circuit 8.
[0011]
The delay circuit 4 delays the orthogonally detected OFDM signal by a time corresponding to the effective symbol period, and gives a delayed output to the correlation calculation circuit 5. The correlation calculation circuit 5 inputs the OFDM signal given from the quadrature detection circuit 3 and the OFDM signal delayed by the delay circuit 4 and calculates the correlation between the two OFDM signals. The calculation result is supplied to the moving integration circuit 6. The moving integration circuit 6 integrates the correlation amount output from the correlation circuit 5 for a time corresponding to the guard period (1 Tg period integration). The integration result is supplied to the time window control circuit 7. The time window control circuit 7 generates a window signal in synchronization with the time when the correlation amount integrated by the moving integration circuit 6 becomes maximum, and supplies this window signal to the FFT circuit 8.
[0012]
The FFT circuit 8 cuts out an effective symbol period length signal from the OFDM signal supplied from the quadrature detection circuit 3 in accordance with the window signal supplied from the time window control circuit 7, performs FFT processing, and converts the signal into a frequency domain signal. To do. The demodulation circuit 9 demodulates the OFDM signal converted into the frequency domain by the FFT circuit 8 and supplies the output to the error correction circuit 10. The error correction circuit 10 restores the transmitted information series (data) by performing error correction processing on the demodulation result.
[0013]
A process in which the time window control circuit 7 generates a window signal will be described with reference to FIGS. FIG. 20 is a time chart showing the operation of the time window control circuit 7 when there is no delay wave. In FIG. 20, (a) is a received OFDM signal. (B) is an OFDM signal delayed by the effective symbol period length by the delay circuit 4. Since the signal of the effective symbol period is cyclically copied in the guard period in the OFDM signal, the OFDM signal of (a) and the delayed OFDM signal of (b) in the period indicated by the hatched portion in (c) There is a correlation. The correlation amount obtained by the correlation calculation circuit 5 and the guard period length integrated by the moving integration circuit 6 is as shown in (d).
[0014]
The time window control circuit 7 generates an H-level window signal as shown in (e) in synchronization with the time when the integrated correlation amount in (d) becomes maximum. The FFT circuit 8 cuts out a signal according to the window signal of (e) and performs an FFT process. It can be seen that the window signal of (e) can cut out a signal having an effective symbol period length without causing intersymbol interference from the OFDM signal of (a).
[0015]
Next, a process in which the time window control circuit 7 generates a window signal when a delayed wave is superimposed will be described with reference to FIG. In FIG. 21, (a) is an OFDM signal received without delay. (B) is an OFDM signal received with a delay of time Δt. When the received power of the OFDM signal received after the delay of (b) is smaller than the OFDM signal received without the delay of (a), the correlation amount integrated by the moving integration circuit 6 is as shown in (e). Become. That is, the correlation amount shown in (e) is equal to the combined result of the correlation amount (c) of the OFDM signal received without delay and the correlation amount (d) of the OFDM signal received with delay.
[0016]
The time window control circuit 7 generates a window signal shown in (f) in synchronization with the time when the integrated correlation amount (e) becomes maximum. The window signal of (f) is an effective symbol without causing intersymbol interference with respect to the OFDM signal of (a) received without delay and the OFDM signal of (b) received with delay. It can be seen that a signal having a period length can be cut out.
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, as shown in FIG. 22, when the OFDM signal of (b) received with a delay has a larger reception power than the OFDM signal of (a) received without delay, the integration obtained by the mobile integration circuit 6 is performed. The correlation amount is as shown in (e). Since the time window control circuit 7 generates a window signal in synchronization with the time when the integrated correlation amount becomes maximum, the window signal at this time is as shown in (f), and is received without delay. It can be seen that intersymbol interference occurs in the period H with respect to the OFDM signal.
[0018]
The present invention has been made in view of such a conventional problem. Even when OFDM signals received without delay and OFDM signals received with delay are mixed, inter-symbol interference is reduced. An object of the present invention is to realize an OFDM receiver capable of stably demodulating broadcast data by cutting out a signal having an effective symbol period length without causing it.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, the OFDM receiver of the present invention provides:An OFDM receiver that receives an OFDM signal modulated by an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) scheme and demodulates digital data, wherein one symbol period of the OFDM signal includes a guard period and an effective symbol period, When the signal of the guard period is a cyclic repetition of the signal of the effective symbol period belonging to the same symbol, delay means for delaying the OFDM signal by a time corresponding to the effective symbol period, the OFDM signal, Correlation calculation means for obtaining a correlation amount with the delay output of the delay means, and obtained by the correlation calculation meansBased on the time when the output level of the moving integration means becomes maximum, the moving integrating means for inputting the correlation amount and performing the moving integration of the correlation amount using the integration window that is larger than 1 time and less than 2 times the guard period. Time window control means for generating a window signal, and Fourier transform means for cutting out the OFDM signal in accordance with the window signal generated by the time window control means and performing discrete Fourier transform.
[0020]
Here, symbol period filter means for smoothing the correlation amount between symbols may be provided before or after the moving integration means.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(Embodiment 1)
An OFDM receiver according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM receiving apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in the conventional example are described with the same reference numerals. The tuner 2 receives a radio frequency band signal received by the antenna 1, selects a signal of a desired channel, and converts it to a base frequency band signal. The quadrature detection circuit 3 converts the OFDM signal in the base frequency band into a complex signal composed of an in-phase axis (I axis) signal and a quadrature axis (Q axis) signal by quadrature detection. This complex signal is given to the delay circuit 4, the correlation calculation circuit 5, and the fast Fourier transform (FFT) circuit 8.
[0022]
The delay circuit 4 delays the orthogonally detected OFDM signal by a time corresponding to an effective symbol period, and gives a delayed output to the correlation calculation circuit 5. The correlation calculation circuit 5 is a correlation calculation unit that inputs the OFDM signal given from the quadrature detection circuit 3 and the OFDM signal delayed by the delay circuit 4 and calculates the correlation between the two OFDM signals. A configuration example of the correlation calculation circuit 5 is shown in FIG. The correlation calculation circuit 5 includes a complex conjugate circuit 51 and a complex multiplication circuit 52. The complex conjugate circuit 51 takes a complex conjugate with respect to the OFDM signal output from the delay circuit 4, that is, the complex signal (x + ji) composed of the I-axis and Q-axis components, and outputs a complex signal (x-ji). . The complex multiplier circuit 52 outputs a non-delayed complex signal (x₀ + Jy₀ ) And the delayed complex signal (x-ji) output from the complex conjugate circuit 51, and the multiplication result is output as a correlation signal.
[0023]
The correlation signal of the correlation calculation circuit 5 is supplied to the symbol periodic filter 6A. The symbol periodic filter 6A is a circuit that receives a correlation signal and applies a smoothing process between symbols to attenuate an uncorrelated part and extract only a correlated part. A configuration example of the symbol periodic filter 6A is shown in FIG. The symbol period filter 6A includes a first coefficient unit 61A, an adder 62A, a symbol time delay unit 63A, and a second coefficient unit 64A. The z conversion of the input of the symbol periodic filter 6A is X_in(Z) and the z conversion of the output of the symbol periodic filter 6A is X_out (Z), the multiplication coefficient of the coefficient unit 61A is k, the multiplication coefficient of the coefficient unit 64A is (1-k), and the number of samples corresponding to the symbol is N_S Then, in the adder 62A, k · X_in(Z) + (1-k) · z^-Ns ・ X_out (Z) = X_out (Z) holds. In this case, the transmission frequency H (z) of the symbol periodic filter 6A is H (z) = (1− (1−k) · z.^-Ns ). By adopting an IIR (Infinit Impulse Response) type filter configuration in this way, a signal having a symbol period can be averaged.
[0024]
The correlation signal averaged by the symbol periodic filter 6A is supplied to the time window control circuit 7. The time window control circuit 7 is a circuit that generates a window signal based on the time when the correlation signal output from the symbol periodic filter 6A becomes maximum. A configuration example of the time window control circuit 7 is shown in FIG. The time window control circuit 7 includes an amplitude calculation circuit 71, a peak detection circuit 72, and a window signal generation circuit 73. The peak detection circuit 72 includes a magnitude comparison circuit 721, a symbol cycle counter 722, a first storage circuit 723, and a second storage circuit 724.
[0025]
When the amplitude calculation circuit 71 detects the output amplitude of the correlation signal every predetermined sample period, the amplitude value is given to the magnitude comparison circuit 721 and the first storage circuit 723. The magnitude comparison circuit 721 compares the maximum amplitude value B inputted in the previous sample and held in the storage circuit 723 with the amplitude value A inputted at the current sample, and if A> B, A signal for updating the contents held in each of the memory circuit 723 and the memory circuit 724 to each input value is output. The symbol period counter 722 outputs a signal for clearing the contents held in the storage circuit 723 and the storage circuit 724 for each symbol period, and gives the storage circuit 724 a time indicated by the number of samples in the symbol period. The peak detection circuit 72 configured in this way outputs the time at which the correlation signal becomes maximum during the symbol period to the window signal generation circuit 73. The window signal generation circuit 73 generates a window signal that becomes H level based on the time output by the peak detection circuit 72. This window signal is supplied to the FFT circuit 8 of FIG.
[0026]
The FFT circuit 8 cuts out a signal having an effective symbol period length from the OFDM signal supplied from the quadrature detection circuit 3 in accordance with the window signal supplied from the time window control circuit 7, and performs FFT processing to convert the signal into a frequency domain signal. Circuit. The demodulation circuit 9 is a circuit that demodulates the OFDM signal converted into the frequency domain by the FFT circuit 8. The error correction circuit 10 is a circuit that restores the transmitted information series (data) by performing error correction processing on the demodulation result of the demodulation circuit 9.
[0027]
The operation of the OFDM receiver configured as described above will be described with reference to FIGS. 5 to 7, focusing on the process in which the time window control circuit 7 generates a window signal. FIG. 5 is a time chart when there is no delayed wave. In FIG. 5, (a) is a received OFDM signal. (B) is an OFDM signal delayed by the effective symbol period length by the delay circuit 4. Since the signal of the effective symbol period is cyclically copied in the guard period in the OFDM signal, the OFDM signal of (a) and the delayed OFDM signal of (b) in the period indicated by the hatched portion of (c). A large correlation is obtained. When the correlation signal is output from the correlation calculation circuit 5, the symbol periodic filter 6A outputs an averaged correlation signal as shown in (d). In this case, the period during which the correlation signal can be maximized matches the guard period of the delayed OFDM signal.
[0028]
The window signal generation circuit 73 in FIG. 4 generates a window signal that becomes H level after the guard period Tg has elapsed from the time when the peak detection circuit 72 outputs, and that becomes L level after the effective symbol period Tu has elapsed. The time range output by the peak detection circuit 72 is the guard period of the OFDM signal delayed as described above (t in the figure).₀ To t₁ ), The window signal is generated in the range of FIGS. 5 (e) to 5 (g). The window signal in these ranges can cut out a signal having an effective symbol period length without causing intersymbol interference with respect to the OFDM signal of (a). In consideration of the margin of the window signal with respect to the previous and subsequent times, the window signal is preferably generated as shown in (f).
[0029]
FIG. 6 is a time chart when there is a delay wave and the received power of the OFDM signal received with a delay is smaller than that of the OFDM signal received without a delay. In FIG. 6, (a) is an OFDM signal received without delay, and (b) is an OFDM signal received with a delay of Δt. In such a case, in the correlation signal output from the symbol periodic filter 6A, the component corresponding to (a) is as shown in (c), and the component corresponding to (b) is as shown in (d) (c ) The level becomes smaller. Accordingly, the correlation signal that is actually output is a signal obtained by combining (c) and (d), that is, a stepped signal as shown in (e). The time range output by the peak detection circuit 72 in FIG. 4 is t in FIG.₂ To t_Three Therefore, the window signal is generated in the range from (f) to (h) in FIG. The window signal in these ranges is effective without causing intersymbol interference with respect to the OFDM signal of (a) received without delay and with respect to the OFDM signal of (b) received with delay. A signal having a symbol period length can be cut out. In this case as well, it is desirable that the window signal is generated as shown in FIG.
[0030]
FIG. 7 is a time chart when there is a delay wave and the received power of the OFDM signal received with a delay is larger than that of the OFDM signal received without a delay. In FIG. 7, (a) is an OFDM signal received without delay, and (b) is an OFDM signal received with a delay of Δt. In such a case, in the correlation signal output from the symbol periodic filter 6A, the component corresponding to (a) is as shown in (c), and the component corresponding to (b) is as shown in (d) (c ) The level becomes larger. Accordingly, the correlation signal that is actually output is a signal obtained by combining (c) and (d), that is, a stepped signal as shown in (e). The time range output by the peak detection circuit 72 of FIG. 4 is t in FIG._Four To t_Five Therefore, the window signal is generated in the range from (f) to (h) in FIG. The window signal in these ranges is effective without causing intersymbol interference with respect to the OFDM signal of (a) received without delay and with respect to the OFDM signal of (b) received with delay. A signal having a symbol period length can be cut out. In this case as well, it is desirable that the window signal is generated as shown in FIG.
[0031]
When the window signal is generated by the above method, there is no intersymbol interference even when there is an OFDM signal received with a delay and the received power is larger than the received power of the OFDM signal received without delay. It is possible to cut out a signal having an effective symbol period length.
[0032]
(Embodiment 2)
Next, an OFDM receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the OFDM receiving apparatus according to the present embodiment. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted. As in the first embodiment, this OFDM receiver also includes a tuner 2, a quadrature detection circuit 3, a delay circuit 4, a correlation calculation circuit 5, a time window control circuit 7, an FFT circuit 8, a demodulation circuit 9, and an error correction circuit 10. is doing. In the present embodiment, a moving integration circuit 6B is provided instead of the symbol periodic filter 6A of FIG. The moving integration circuit 6B is a circuit that inputs the correlation signal of the correlation calculating circuit 5 and performs moving integration using an integration window twice as long as the guard period. Hereinafter, performing the moving integration using the double integration window is referred to as 2Tg period moving integration.
[0033]
A configuration example of the moving integration circuit 6B is shown in FIG. The moving integration circuit 6B is a circuit composed of a shift register 61B and a sum calculation circuit 62B. The shift register 61B includes a plurality of 1-sample delay units (Z^-1), Each having a tap output. The sum total calculation circuit 62B is a circuit composed of a cascade connection of a plurality of adders, and has a function of accumulating the input signal and the output of each delay unit and outputting the addition result. N samples for guard period_G Then, the number of taps of the moving integration circuit 6B is 2N_G And all of the tap coefficients can be regarded as a FIR (Finite Impulse Response) type filter.
[0034]
The operation of the OFDM receiver configured as described above will be described with reference to FIGS. 10 to 14, focusing on the process in which the time window control circuit 7 generates a window signal. FIG. 10 is a time chart when there is no delayed wave. In FIG. 10, (a) is a received OFDM signal. (B) is an OFDM signal delayed by the effective symbol period length by the delay circuit 4. Since the signal of the effective symbol period is cyclically copied in the guard period in the OFDM signal, the OFDM signal of (a) and the delayed OFDM signal of (b) in the period indicated by the hatched portion of (c). A large correlation is obtained. When the correlation signal is given from the correlation calculation circuit 5, the moving integration circuit 6B sets the sampling start time to one sample delay unit (Z^-1), The correlation signal is input for a period of 2 Tg, and the sample values are added using the sum total calculation circuit 62B of FIG. In this way, an integrated signal that changes to a trapezoidal shape as shown in (d) is obtained. The period during which the integral signal can be maximized is t₆ ~ T₇ And coincides with the guard period of the received OFDM signal.
[0035]
The window signal generation circuit 73 in FIG. 4 generates a window signal that becomes H level at the time when the peak detection circuit 72 outputs and becomes L level after the effective symbol period Tu has elapsed. The time range output by the peak detection circuit 72 is the guard period of the OFDM signal received as described above (t in FIG. 10).₆ To t₇ ), The window signal is generated in the range from (e) to (g) in FIG. The window signal in these ranges can cut out a signal having an effective symbol period length without causing intersymbol interference with respect to the OFDM signal of (a). In consideration of the margin of the window signal with respect to the preceding and following times, the window signal is preferably generated from the center of the trapezoidal integrated signal, that is, the flat portion of (d), as shown in (f).
[0036]
Next, symbol cutout timing in a multipath environment will be described. FIG. 11 is a time chart when there is a delay wave having a delay time Δt (where Δt <Tg), and the received power of the OFDM signal received with a delay is smaller than that of the OFDM signal received without a delay. . In FIG. 11, (a) is an OFDM signal received without delay, and (b) is an OFDM signal received with a delay of Δt. In such a case, in the correlation signal output from the moving integration circuit 6B, the component corresponding to (a) is as shown in (c), and the component corresponding to (b) is as shown in (d) (c ) The level becomes smaller. Therefore, the integrated signal actually output is a signal obtained by combining (c) and (d), that is, a signal having a flat portion at the top as shown in (e).
[0037]
The time range output by the peak detection circuit 72 in FIG. 4 is t in FIG.₈ To t₉ Therefore, the window signal is generated in the range from (f) to (h) in FIG. The window signals in these ranges are effective symbols without causing inter-symbol interference with respect to the OFDM signal of (a) received without delay and the OFDM signal of (b) received with delay. A signal having a period length can be cut out. In this case as well, it is desirable that the window signal is generated as shown in FIG.
[0038]
FIG. 12 is a time chart when there is a delay wave having a delay time Δt (where Δt <Tg), and the received power of the delayed OFDM signal is larger than the received OFDM signal without delay. . In FIG. 12, (a) is an OFDM signal received without delay, and (b) is an OFDM signal received with a delay of Δt. In such a case, in the correlation signal output from the moving integration circuit 6B, the component corresponding to (a) is as shown in (c), and the component corresponding to (b) is as shown in (d) (c ) The level becomes larger. Therefore, the integrated signal actually output is a signal obtained by combining (c) and (d), that is, a signal having a flat portion at the top as shown in (e).
[0039]
The time range output by the peak detection circuit 72 in FIG. 4 is t in FIG._TenTo t₁₁Therefore, the window signal is generated in the range from (f) to (h) in FIG. The window signal in these ranges is effective without causing intersymbol interference with respect to the OFDM signal of (a) received without delay and with respect to the OFDM signal of (b) received with delay. A signal having a symbol period length can be cut out. In this case as well, it is desirable that the window signal is generated as shown in FIG.
[0040]
FIG. 13 is a time chart when there is a delay wave having a delay time Δt (where Δt> Tg), and the received power of the OFDM signal received with a delay is smaller than that of the OFDM signal received without delay. . In FIG. 13, (a) is an OFDM signal received without delay, and (b) is an OFDM signal received with a delay of Δt. In such a case, in the correlation signal output from the moving integration circuit 6B, the component corresponding to (a) is as shown in (c), and the component corresponding to (b) is as shown in (d) (c ) The level becomes smaller. Therefore, the integrated signal actually output is a signal obtained by combining (c) and (d), that is, a signal having no flat portion at the top as shown in (e).
[0041]
The time that the peak detection circuit 72 in FIG. 4 outputs is t in FIG.₁₂Therefore, the window signal is generated at the timing shown in FIG. With respect to the OFDM signal (a) received without delay, this window signal can cut out a signal having an effective symbol period length without causing intersymbol interference. However, for the OFDM signal (b) received with a delay, intersymbol interference is caused in period I in FIG. However, in this case, since the received power of the OFDM signal in (b) is smaller and the time for causing interference is minimized, the amount of intersymbol interference is minimized. I understand.
[0042]
FIG. 14 is a time chart in the case where there is a delay wave having a delay time Δt (where Δt> Tg), and the received power of the OFDM signal received with a delay is larger than that of the OFDM signal received without delay. . In FIG. 14, (a) is an OFDM signal received without delay, and (b) is an OFDM signal received with a delay of Δt. In such a case, in the correlation signal output from the moving integration circuit 6B, the component corresponding to (a) is as shown in (c), and the component corresponding to (b) is as shown in (d) (c ) The level becomes larger. Therefore, the integrated signal actually output is a signal obtained by combining (c) and (d), that is, a signal having no flat portion at the top as shown in (e).
[0043]
The time that the peak detection circuit 72 in FIG. 4 outputs is t in FIG.₁₃Therefore, the window signal is generated at the timing shown in FIG. This window signal can extract a signal having an effective symbol period length without causing intersymbol interference with respect to the OFDM signal (b) received with delay. However, for the OFDM signal (a) received without delay, intersymbol interference is caused in period J in FIG. However, in this case as well, the amount of intersymbol interference is minimized because the received power of the OFDM signal in (a) is smaller and the time for causing interference is minimized. I understand.
[0044]
When the window signal is generated by the method as described above, there is an OFDM signal received with a delay as in the first embodiment, and the reception power is larger than the reception power of the OFDM signal received without delay. In addition, a signal having an effective symbol period length can be cut out without causing intersymbol interference. Further, even when the delay time exceeds the guard period length Tg, it is possible to cut out to minimize the amount of intersymbol interference.
[0045]
Further, here, the movement integration circuit 6B has been described as performing movement integration for a period of 2 Tg, but the period of movement integration may be greater than 1 Tg and less than 2 Tg. However, in this case, the range of the delay time of the delayed wave that can cut out a signal having an effective symbol length without causing intersymbol interference is narrowed.
[0046]
In the first and second embodiments, the symbol periodic filter or the moving integration circuit is provided at the output of the correlation calculating circuit 5, but as shown in FIG. 15, two of the symbol periodic filter 6A and the moving integrating circuit 6B are provided. You may provide simultaneously. In addition, since these circuits have linear signal processing, the connection order may be changed.
[0047]
【The invention's effect】
According to the present invention as described above, even when an OFDM signal received without delay and an OFDM signal received with a delay are mixed in terrestrial digital broadcasting, effective symbols can be generated without causing intersymbol interference. Broadcast data can be demodulated stably by cutting out a signal having a period length.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a correlation calculation circuit used in each OFDM receiver in each embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a configuration diagram of a symbol periodic filter used in an OFDM receiving apparatus in the first embodiment.
FIG. 4 is a configuration diagram of a time window control circuit used in each OFDM receiver in each embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a time chart showing a time window control method when there is no delayed wave in the OFDM receiving apparatus of the first embodiment.
6 is a time chart showing a time window control method when there is a delayed wave and its power is small in the OFDM receiver of Embodiment 1. FIG.
7 is a time chart showing a time window control method when there is a delayed wave and the power thereof is large in the OFDM receiver of Embodiment 1. FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an OFDM receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 9 is a configuration diagram of a moving integration circuit used in an OFDM receiving apparatus in the second embodiment.
10 is a time chart showing a time window control method when there is no delayed wave in the OFDM receiving apparatus of the second embodiment. FIG.
11 is a time chart showing a time window control method when there is a delay wave and its power is small in the OFDM receiver of Embodiment 2. FIG.
12 is a time chart showing a time window control method when there is a delay wave and the power thereof is large in the OFDM receiver of Embodiment 2. FIG.
13 is a time chart showing a time window control method when the delay time of a delayed wave is long and its power is small in the OFDM receiver of Embodiment 2. FIG.
14 is a time chart showing a time window control method when the delay time of a delayed wave is long and its power is large in the OFDM receiver of Embodiment 2. FIG.
FIG. 15 is a block diagram showing another configuration example of the OFDM receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a waveform diagram showing details of an OFDM signal in a symbol period.
FIG. 17 is a schematic diagram illustrating a configuration of a symbol period in an OFDM signal.
FIG. 18 is an explanatory diagram illustrating an OFDM signal cut-out period when a delayed wave exists.
FIG. 19 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional OFDM receiver.
FIG. 20 is a time chart showing a time window control method when there is no delayed wave in the conventional OFDM receiver.
FIG. 21 is a time chart showing a time window control method when a delay wave exists and its power is small in a conventional OFDM receiver.
FIG. 22 is a time chart showing a time window control method when there is a delay wave and the power is large in a conventional OFDM receiver.
[Explanation of symbols]
1 Antenna
2 Tuner
3 Quadrature detection circuit
4 Delay circuit
5 Correlation calculation circuit
6 Moving integration circuit
6A Symbol periodic filter
7 Time window control circuit
8 FFT circuit
9 Demodulator circuit
10 Error correction circuit
51 Complex conjugate circuit
52 Complex multiplication circuit
61A, 64A Coefficient Unit
61B Shift register
62B Sum total calculation circuit
62A Adder
63A symbol time delay
71 Amplitude calculation circuit
72 Peak detection circuit
73 Window signal generator
721 Size comparison circuit
722 Symbol period counter
723 first memory circuit
724 second memory circuit
Tg guard period
Ts symbol period
Tu valid symbol period

Claims

An OFDM receiver that receives an OFDM signal modulated by an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) scheme and demodulates digital data,
When one symbol period of the OFDM signal is composed of a guard period and an effective symbol period, the signal of the guard period is a cyclically repeated signal of the effective symbol period belonging to the same symbol,
Delay means for delaying the OFDM signal by a time corresponding to the effective symbol period;
Correlation calculation means for obtaining a correlation amount between the OFDM signal and the delay output of the delay means;
A moving integration means for inputting a correlation amount obtained by the correlation calculating means and performing a moving integration of the correlation amount using an integration window that is greater than 1 and less than or equal to 2 times the guard period;
Time window control means for generating a window signal based on the time when the output level of the moving integration means becomes maximum;
OFDM receiving apparatus characterized by comprising a, a Fourier transform means for discrete Fourier transform by cutting the OFDM signal according to a window signal generated in the previous SL time window control means.

2. The OFDM receiver according to claim 1, further comprising: a symbol period filter unit that smoothes the correlation amount between symbols before or after the moving integration unit.