JPH10271844A

JPH10271844A - 電源装置

Info

Publication number: JPH10271844A
Application number: JP9074271A
Authority: JP
Inventors: Masanori Mishima; 正徳三嶋; Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-03-26
Filing date: 1997-03-26
Publication date: 1998-10-09

Abstract

(57)【要約】【課題】簡単な回路構成で、入力歪を改善し、且つ回路
効率の良い電源装置を提供することを目的する。【解決手段】交流電源Ｖｓの一端に全波整流器ＤＢを構
成するダイオードＤ１〜Ｄ４の内ダイオードＤ１，Ｄ２
の直列回路の中点を接続し、ダイオードＤ１，Ｄ２の直
列回路と並列に平滑用のコンデンサＣ１を接続し、コン
デンサＣ１と並列に、高周波で交互にオンオフする一対
のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続し、ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２に各々逆並列にダイオードＤ
３，Ｄ４を接続し、ダイオードＤ２と並列にコンデンサ
Ｃ２を接続し、交流電源Ｖｓの他端とダイオードＤ１の
カソードとの間にダイオードＤ５を接続し、コンデンサ
Ｃ２とダイオードＤ５の接続点とスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列回路の中点との間に負荷回路１を接続し
てある。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を高周波に変換して負荷に供給する電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図５１は従来回路（特開平２−２１１０
５６号公報）を示しており、この従来例回路はブリッジ
接続したダイオードＤ１乃至Ｄ４からなる全波整流器の
交流端間にインダクタＬ２と交流電源Ｖｓの直列回路を
接続し、全波整流器の直流端に電解コンデンサで平滑コ
ンデンサを構成するコンデンサＣ１を接続し、全波整流
器の片側アームのダイオードＤ１，Ｄ２の各々に並列に
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を接続し、スイッチング素
子Ｑ２の両端に直流カット用コンデンサＣ３０と負荷回
路１の直列回路を接続して成り、入力歪改善用の昇圧チ
ョッパと負荷回路１へ高周波を供給するインバータのス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２が兼用された構成となってい
る。

【０００３】この図５１の従来例回路は、交流電源Ｖｓ
の極性がＶ_inの矢印方向で、スイッチング素子Ｑ１がオ
ンしている時に交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ３→スイッ
チング素子Ｑ１→インダクタＬ２→交流電源Ｖｓで電流
が流れる。交流電源Ｖｓの極性がＶ_inの矢印方向で、ス
イッチング素子Ｑ１がオフしている時にインダクタＬ₂
→交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ３→コンデンサ１→ダイ
オードＤ２→インダクタＬ₂の経路で電流が流れインダ
クタＬ２の誘導起電圧でコンデンサＣ１を充電する。

【０００４】一方、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互
にオンオフすることで、負荷回路１には高周波電圧が印
加される。以上のようにスイッチング素子Ｑ１がチョッ
パ素子とインバータ素子の役割を兼ねている。交流電源
Ｖｓの極性が矢印と反対方向の場合には、スイッチング
素子Ｑ１とＱ２の役割が変わり、スイッチング素子Ｑ２
がチョッパ素子とインバータ素子の役割を兼ねる。

【０００５】以上のように歪改善用のチョッパ回路と、
高周波発生用のインバータでスイッチング素子を兼用し
たので、回路部品数が減り、回路構成が簡単、安価にな
るという長所がある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来例回路では
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がインバータとチョッパ回
路とで兼用されることにより、回路構成は簡単になる
が、チョッパ回路とインバータ負荷の回路素子は別であ
る。また、交流電源Ｖｓ→チョッパ回路と、直流電源
（コンデンサＣ１）→ＡＣ（インバータ）の二つの変換
過程が存在し、回路効率には限界があった。

【０００７】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
で、その目的とするところは簡単な回路構成で、入力歪
を改善し、且つ回路効率の良い電源装置を提供すること
を目的する。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、第１乃至第４のダイオードを
ブリッジ接続して構成された全波整流器と、全波整流器
の交流端間に接続される交流電源と負荷回路の直列回路
と、全波整流器の直流出力端間に接続される第１の平滑
コンデンサと、全波整流器の一方のアームの第１、第２
のダイオードの各々に逆並列接続される第１、第２のス
イッチング素子と、少なくとも全波整流器の直流出力端
の一方と、交流電源と負荷回路の接続点との間に接続さ
れる第２のコンデンサと、全波整流器の直流出力端の一
方と、交流電源と負荷回路の接続点との間に第１の平滑
コンデンサを充電する方向に接続された第５のダイオー
ドを有し、第１、第２のスイッチング素子を交互にオ
ン、オフして成ることを特徴とし、電源周期の略全域に
わたって入力電流を流せることができ、そのため入力歪
が少なく、その上比較的少ない部品点数で実現できる。

【０００９】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、負荷回路の両端は第２のコンデンサとで共振系を
構成するトランスの１次巻線の両端で構成され、トラン
スの２次巻線に接続された負荷に電力を供給することを
特徴とし、２次側には略一定の負荷電流を流すことがで
きる。請求項３の発明では、請求項１の発明において、
負荷回路の両端は第１のインダクタと放電灯の直列回路
の両端で構成され、放電灯の非電源側端子には第１のイ
ンダクタと共振回路を構成する第３のコンデンサが接続
されたことを特徴とし、トランスを用いず、そのため、
トランスによる損失を削減でき、効率の良い電源装置を
得ることができ、しかも無負荷時には、第１のコンデン
サを充電する経路がないため、突入電流を略０にするこ
とができる。

【００１０】請求項４の発明では、請求項１の発明にお
いて、負荷回路の両端に第２のインダクタを接続したこ
とを特徴とし、トランスを用いず、そのため、トランス
による損失を削減でき、かつ、インダクタがローパスフ
ィルタの役割をするため、負荷の電流を略一定とするこ
とができる。請求項５の発明では、請求項２又は３又は
４の発明において、第１及び第２のスイッチング素子の
周波数を任意に変化することのできる制御手段を備えて
いることを特徴とし、オン期間が略一定であっても、入
力電流を任意に可変でき、負荷の電力を可変することが
でき、例えば負荷が放電灯であれば、調光を行なうこと
ができ、また予熱、始動、点灯の切替えができ、更に負
荷の電力が急変して、素子にストレスがかかる場合に、
周波数を変化させて、これを回避することができる。

【００１１】請求項６の発明では、請求項２又は３又は
４の発明において、第１及び第２のスイッチング素子の
オン期間を任意に変化することのできる制御手段を備え
ていることを特徴とし、周波数が略一定であっても入力
電流を任意に可変でき、そのため負荷の電力を可変する
ことができ、例えば負荷が放電灯であれば調光を行なう
ことができ、更にまた予熱、始動、点灯の切替えがで
き、また負荷の電力が急変して、スイッチング素子にス
トレスがかかる場合に、オン期間を変化させて、これを
回避することができる。

【００１２】請求項７の発明では、請求項５又は６の発
明において、第１のコンデンサの電圧を検出する手段を
設け、第１のコンデンサの電圧に応じて、第１及び第２
のスイッチング素子の駆動周波数或いはオン期間のうち
少なくとも一方を可変とすることを特徴とし、平滑電圧
が異常に昇圧した場合に、発振を停止したり、調光した
りすることにより、スイッチング素子に印加されるスト
レスを回避することができ、或いは平滑電圧が略一定に
なるように、周波数またはオン期間を制御すれば、安定
した出力が得られ、例えば放電灯の場合であれば、ちら
つきの少ない光出力を得ることができ、しかも平滑電圧
を検出して、電源投入と、制御の開始時間をずらすこと
により、突入電流による回路の破壊を防止することがで
きる。

【００１３】請求項８の発明では、請求項２の発明にお
いて、トランスに発生する電圧を検出する手段を設け、
トランスの電圧に応じて、第１及び第２のスイッチング
素子の周波数或いはオン期間のうち少なくとも一方を可
変とすることを特徴とし、負荷の両端電圧が異常に昇圧
した場合に、発振を停止したり、調光したりすることに
より、スイッチング素子に印加されるストレスを回避す
ることができ、また負荷が短絡したような場合に、発振
を停止して、スイッチング素子に印加されるストレスを
回避することができる。

【００１４】請求項９の発明では、請求項５又は６の発
明において、交流電源の極性を検出する手段を設け、交
流電源の正負に応じて、第１及び第２のスイッチング素
子の周波数あるいはオン期間のうち少なくとも一方を可
変とすることを特徴とし、電源の半周期毎に入力電流を
調整できるため、入力電流を正弦波に近づけ、より入力
歪を少なくすることができ、一定のスイッチング波形で
制御する場合よりも、負荷の出力を小さくできるため、
より深い調光ができ、平滑電圧を略一定のまま調光がで
きるため、スイッチング素子に異常なストレスが印加さ
れることを防止できる。

【００１５】請求項１０の発明では、請求項５又は６の
発明において、第１、第２のダイオードに発生する電圧
を各々検出する手段を設け、その検出電圧に応じて第１
及び第２のスイッチング素子の駆動周波数或いはオン期
間のうち少なくとも一方を可変とすることを特徴とし、
入力電流の電源半周期毎の非対称を改善して、入力電流
を正弦彼に近づけることができるため、入力電流のピー
ク値を抑えられ、入力側に設けられるフィルタ部に異常
なストレスが印加されることを防止できる。

【００１６】請求項１１の発明では、請求項５又は６の
発明において、第２のコンデンサの電圧を検出する手段
を設け、第２のコンデンサの電圧に応じて、第２のコン
デンサの電圧の低いところでは駆動周波数を低く若しく
はオン期間を負荷出力がより大きくなる方向へ変化さ
せ、第２のコンデンサの電圧が高いところでは、上記駆
動周波数を高く若しくはオン期間を負荷出力がより小さ
くなる方向へ変化させることを特徴とし、負荷の出力を
略一定に保つことができるため、例えば負荷が放電灯の
場合であれば、ちらつきの少ない光出力を得ることがで
きる。

【００１７】請求項１２の発明では、請求項５又は６の
発明において、トランスまたは負荷に流れる電流を検出
する手段を設け、検出した電流に応じて、負荷に流れる
電流が略一定となるように第１及び第２のスイッチング
素子の駆動周波数若しくはオン期間のうち少なくとも一
方を可変とすることを特徴とし、電源が変動した場合な
どにおいても、負荷の電流を略一定にすることができる
ため、例えば負荷が放電灯の場合であれば、ランプ電流
の脈流を小さくして、ちらつきの少ない光出力を得るこ
とができる。

【００１８】請求項１３の発明では、請求項２又は３又
は４の発明において、第２のコンデンサの容量を可変す
る手段を設けていることを特徴とし、第２のコンデンサ
の容量を可変とすることにより、負荷に応じた入力電流
を調整することができ、例えば、調光した場合や、負荷
の出力が切替わった場合においても、入力歪を少なくす
ることができる。

【００１９】請求項１４の発明では、請求項２又は３又
は４の発明において、複数の負荷に電力を供給すること
を特徴とし、負荷が放電灯の場合には複数の放電灯を同
時に点灯可能である。請求項１５の発明では、請求項２
又は３又は４の発明において、第１、第２のスイッチン
グ素子のいずれかに並列に又は、第１のコンデンサと並
列に第２の負荷回路を接続したことを特徴とし、追加し
た負荷回路の出力を特別な制御なしに略一定にできるた
め、負荷が放電灯の場合には全体としてちらつきの少な
い光出力を得ることができ、また１本が外れたときにお
いても、残りの放電灯を点灯したままにできるという効
果があり、また夫々の負荷を任意の割合で出力できるた
め、例えば、電源が変動した場合などにおいても、全体
としての負荷の電流を略一定にすることができ、ランプ
電流の脈流を小さくして、ちらつきの少ない光出力を得
ることができる。

【００２０】請求項１６の発明では、請求項２又は３又
は４の発明において、第１及び第２のスイッチング素子
のうち、少なくとも一方はトランスまたは負荷のインダ
クタに設けられた別巻線によって駆動されることを特徴
とし、スイッチング素子の駆動回路が省略できるため、
より部品点数が少ない回路を実現でき、２次側のインダ
クタから駆動すれば、例えば、無負荷のような異常時
に、自動的に回路が停止することになり、更に一方のス
イッチング素子の駆動を回路中のインダクタから、もう
一方のスイッチング素子の駆動を外部からの信号で制御
すれば、負荷が放電灯の場合には調光や停止といった制
御が容易に行える。

【００２１】請求項１７の発明では、請求項２又は３又
は４の発明において、第１のコンデンサに並列に第６、
第７のダイオードの直列回路を接続し、上記直列回路の
中点を交流電源の第３、第４のダイオードが接続してな
い側の端子に接続し、交流電源と第２のコンデンサの接
続点と、負荷回路との間に、第４のコンデンサを接続し
たことを特徴とし、電源が倍近く異なる場合において
も、少ない部品の追加で共用の基板を使用することがで
き、また負荷回路に印加される電圧を略一定にできるの
で、電源が違っても、ほぼ同じ出力を得ることができ、
更に部品をモジュール化すれば、モジュールの組合せの
みで、異種電源に対応できる。

【００２２】請求項１８の発明では、請求項２又は３又
は４の発明において、第３、第４のダイオードと並列に
各々高周波で交互にオンオフする第３、第４のスイッチ
ング素子を接続したことを特徴とし、負荷が急に軽くな
った場合などに、余剰電力を電源に回生することができ
る。

【００２３】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）図１は本実施形態の回路構成を示してお
り、本実施形態では、交流電源Ｖｓと、交流電源Ｖｓの
一端に全波整流器を構成するダイオードＤ１〜Ｄ４の内
ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路の中点（交流点）を接
続し、ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路と並列に平滑作
用を行なうコンデンサＣ１を接続し、コンデンサＣ１と
並列に、高周波で交互にオンオフする一対の第１、第２
のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続し、ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２に各々逆並列にダイオードＤ
３，Ｄ４を接続し、交流電源Ｖｓの両端の内、ダイオー
ドＤ１，Ｄ２に接続しない一端と、ダイオードＤ２のア
ノード側端子との間にコンデンサＣ２を接続し、交流電
源Ｖｓの上記一端とダイオードＤ１のカソードとの間
に、交流電源ＶｓからコンデンサＣ１を充電し得る向き
にダイオードＤ５を接続し、コンデンサＣ２とダイオー
ドＤ５の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回
路の中点との間に負荷回路１を接続してある。

【００２４】本実施形態は駆動回路２の駆動信号により
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオン．オ
フして負荷回路１に高周波電力を供給するようになって
いる。次ににスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチン
グ動作の１周期にわたる動作説明図を図２〜図６に示
す。尚交流電源Ｖｓは図１で矢印により示す向きの極性
の時（正の時）を考える。

【００２５】まず図２で示すスイッチング素子Ｑ１がオ
ン、スイッチング素子Ｑ２がオフの動作モードの場合、
スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２が
オフになると、それまでに負荷回路１に流れていた電流
方向に、図２で示すように、負荷回路１→ダイオードＤ
３→コンデンサＣ１→コンデンサＣ２→交流電源Ｖｓ→
負荷回路１の経路で電流が流れる。

【００２６】誘導性負荷回路である負荷回路１に蓄えら
れたエネルギーを全て放出すると、コンデンサＣ１を電
源として、図３に示すようにコンデンサＣ１→スイッチ
ング素子Ｑ１→負荷回路１→コンデンサＣ２→コンデン
サＣ１の経路で電流が流れ、負荷回路１に電力が供給さ
れる。このとき、コンデンサＣ２の両端の電圧が除々に
増加していく。

【００２７】更に図４に示すスイッチング素子Ｑ１がオ
ン、スイッチング素子Ｑ２がオフの動作モードの場合、
やがてコンデンサＣ２の電圧が、交流電源Ｖｓの電圧と
等しくなると、それ以上、コンデンサＣ２に電流が流れ
込まなくなる。しかし、負荷回路１には依然として同じ
向きに電流が流れようとするため、図４に示すように交
流電源Ｖｓ→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ１→
負荷回路１→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れる。

【００２８】また更に図５に示すようにスイッチング素
子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンの動作モー
ドの場合、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング
素子Ｑ２がオンになると、それまで負荷回路１に蓄えら
れていたエネルギーを放出するために、図５に示すよう
に、交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→
ダイオードＤ４→負荷回路１→交流電源Ｖｓの経路で電
流が流れる。

【００２９】そして負荷回路１のエネルギーを全て放出
すると、今度はコンデンサＣ２を電源として、図６に示
すようにコンデンサＣ２→負荷回路１→スイッチング素
子Ｑ２→コンデンサＣ２の経路で電流が流れ、コンデン
サＣ２の両端の電圧は除々に減少していく。やがて再
び、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ
２がオフとなり、それまで負荷回路１に蓄えられていた
エネルギーを放出するために図２に示す動作モードへと
移行していく。

【００３０】交流電源Ｖｓが図１で矢印で示す向きとは
逆の極性の時（負の時）にも、ほぼ、同じ動作で回路が
動作する。交流電源Ｖｓの向きが正の時と異なる点は、
正の時は、スイッチング素子Ｑ１がオンのときにダイオ
ードＤ１を介して交流電源Ｖｓから直接負荷回路１に電
力を供給したのに対し、交流電源Ｖｓの向きが負のとき
には、スイッチング素子Ｑ２がオンのときにダイオード
Ｄ２を介して交流電源Ｖｓ→負荷回路１→スイッチング
素子Ｑ２→ダイオードＤ２→交流電源Ｖｓの経路で直接
負荷回路１に電力を供給する点である。

【００３１】また交流電源Ｖｓが図１で矢印で示す向き
に対して逆極性、つまり負の時にはダイオードＤ５があ
るためコンデンサＣ２の両端電圧はコンデンサＣ１の両
端電圧以上には上昇しない。従って、コンデンサＣ２の
両端電圧のピークカットをすることになり、コンデンサ
Ｃ２へのストレスを低減することになる。尚コンデンサ
Ｃ２はスイッチングの１周期内において、電荷の充放電
を行える程度に小容量であることが望ましい。

【００３２】以上の動作により、交流電源Ｖｓからの入
力電流を電源周期の略全域に渡って流すことができる。
図１をより具体的にした回路が図７に示す回路である。
この回路は入力部にコンデンサＣ２１、インダクタＬＦ
１、ＬＦ２からなるフィルタ回路ＦＬを設け、負荷回路
１として、交流電源Ｖｓの一端と、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の中点との間に、リーケージ・トランスからな
るトランスＴ１の１次巻線を接続し、その２次巻線に予
熱型の放電灯Ｌａ１を接続し、さらに放電灯Ｌａ１のフ
ィラメントの非電源端間にトランスＴ１の漏れインダク
タンス分と共振するコンデンサＣ３を接続している。ま
た、図１におけるスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ
３を寄生ダイオードを持つＭＯＳ−ＦＥＴにより構成さ
れたスイッチング素子Ｑ１’で代用し、同様に図１にお
けるスイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ４も寄生ダイ
オードを持つＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されたスイッチ
ング素子Ｑ２’で代用することにより、ダイオードＤ
３、Ｄ４を省略し、部品数を更に少なくしてある。ま
た、フィルタ回路ＦＬを設けることにより、入力電流は
高調波が抑制され略正弦波となり、入力力率を高めるこ
とができる。また、負荷回路１がトランス構成であるた
め、１次側に例えば電源周期のような比較的周波数の低
い電圧彼形が印加された場合においても、２次側には交
流分のみが伝達されるため、負荷である放電灯Ｌａ１に
流れる高周波電流は略一定となる。

【００３３】図８は交流電源Ｖｓの１周期にわたる動作
波形図を示し、同図（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧彼形と
入力電流Ｉ_inの波形である。同図（ｂ）はコンデンサＣ
２の両端に現われる電圧波形を、同図（ｃ）は放電灯Ｌ
ａ１に流れるランプ電流波形を示す。また、同図（ｄ）
はトランスＴ１の１次巻線に流れる電流であり、各々
（イ）、（ロ）、（ハ）におけるスイッチング素子の電
流を図９（イ）、（ロ）、（ハ）に夫々示す。

【００３４】交流電源Ｖｓの極性が正の時には、交流電
源Ｖｓの電圧のピーク付近において、スイッチング素子
Ｑ１’における電流波形は（イ）、スイッチング素子Ｑ
２’における電流波形は（ハ）のようになり、逆に交流
電源Ｖｓの極性が負の時には、交流電源Ｖｓの電圧のピ
ーク付近において、スイッチング素子Ｑ１’が（ハ）、
スイッチング素子Ｑ２’が（イ）のようになる。また交
流電源Ｖｓが０（Ｖ）の付近におけるスイッチング素子
Ｑ₁’，Ｑ２’の電流は何れも（ロ）のようになる。こ
れは、負荷回路１に交流電源Ｖｓが接続されているた
め、トランスＴの１次側巻線にはこの交流電源Ｖｓの電
圧が重畳するからである。

【００３５】このように本実施形態の回路を用いれば比
較的少ない部品点数で、入力電流の高調波成分を抑制
し、入力力率を高めることができ、回路の小型化、低コ
スト化を実現することができる。尚本実施形態では、ト
ランスＴ１として、漏れインダクタンスを利用したリー
ケージ・トランスを用いて説明したが、図１０に示すよ
うに漏れインダクタンスの代わりに通常のインダクタＬ
１をトランスＴ１の１次側に直列的に接続しても同様の
動作となる。あるいは、図１１に示すように通常のイン
ダクタＬ１をトランスＴ１の２次側に直列的に接続して
も同様の動作となる。また、図１２に示すように、トラ
ンスＴ１を用いない構成でも構わない。ただし、図１２
の構成になると、負荷回路１に流れる電流は図８（ｄ）
で示したような電源周期の脈流が重畳する波形となる。

【００３６】また、図１３に示すように、図１２におけ
る負荷回路１に更に並列にインダクタＬ２を接続して良
い。この場合インダクタＬ２がローパスフィルタの役割
をするため、上記実施形態で説明したような略一定のラ
ンプ電流を得ることができる。更にまた、コンデンサＣ
２の接続点については、ダイオードＤ２に並列になるよ
うな構成で説明を行なったが、図１４に示すようにダイ
オードＤ１に並列的であっても回路動作は同一である。
上述した上述した動作のうち、スイッチング素子Ｑ１’
とスイッチング素子Ｑ２’に流す電流が逆になり、入力
電流を流し込むモードが変わるだけである。或いは図１
５に示すようにコンデンサＣ２とダイオードＤ５の位置
を逆にしても効果は略同じである。つまり図１５のよう
にダイオードＤ５とダイオードＤ２とが並列的に接続さ
れると、コンデンサＣ２の両端電圧が図１６に示すよう
に０Ｖでクランプされ、負の電圧を生じない点が異なる
だけである。

【００３７】或いは図１７に示すように図１と図１５の
回路を組み合わせてシステムとして用い、スイッチング
素子Ｑ１’とスイッチング素子Ｑ２’のオン．オフを同
期させれば、スイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’のいずれ
がオンの場合にも入力電流を流すことができる。従っ
て、例えばシステムで入力のフィルタ部を一括したよう
な場合において、入力のフィルタ部に流れる電流のピー
ク値を低減でき、フィルタ部を小さくすることができ
る。なお、ここでいうシステムとは２台である必要はな
く、複数台であってもよい。そのときは、図１の回路の
台数と図１６の回路の台数とがほぼ同数となるように設
定してやればよい。

【００３８】或いは、コンデンサＣ２の容量の半分のコ
ンデンサＣ２’，Ｃ２’を図１８に示すようにダイオー
ドＤ１，Ｄ２に各々並列に接続しても良い、この場合図
１においてコンデンサＣ２に流れ込む電流を、図１８で
は上下のコンデンサＣ２’，Ｃ２’に分流して半分にす
ることができるため、素子へのストレスを低減すること
ができる。

【００３９】また交流電源Ｖｓは単相に限ったものでは
なく、例えば三相であってもよい。そのときには、回路
は図１９に示すような構成となり、図１で示した単相の
回路にダイオードＤ５〜Ｄ８の４個のダイオードを追加
して三相用の全波整流器をスイッチング素子Ｑ１’，Ｑ
２’の寄生ダイオードとともに構成するだけで、容易に
三相の回路が実現できる。

【００４０】また、負荷として放電灯Ｌａ１を高周波の
交流で点灯させる場合について説明したが、負荷は放電
灯Ｌａ１に限定されるものではなく、さらに、出力が直
流出力であっても、例えば図２０に示すようにトランス
Ｔ１の２次出力を全波整流器１で整流して得られた直流
を負荷Ｒに印加する負荷回路１の構成によって容易に実
現できることは言うまでもない。

【００４１】（実施形態２）本実施形態の回路図を図２
１に示す。本実施形態は、図１の回路において、スイッ
チング素子Ｑ１’，Ｑ２’の駆動周波数、オン時間、デ
ューティ比などを任意に制御できる制御回路３を駆動回
路として設けたものである。なお、負荷回路１は図２と
同様、リーケージ・トランスからなるトランスＴ１の２
次側に放電灯Ｌａ１と、共振用のコンデンサＣ３を接続
したものであり、全波整流器のダイオードＤ３，Ｄ４を
ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’の寄
生ダイオードを用いて省略し、またフィルタ回路ＦＬを
省略している。

【００４２】本実施形態回路において、スイッチング素
子Ｑ１’，Ｑ２’の駆動周波数を図２２（ａ）から同図
（ｂ）に示す状態に移行させると、トランスＴ１の漏れ
インダクタンスとコンデンサＣ３との共振作用により負
荷（放電灯Ｌａ１）の電力が可変でき、放電灯Ｌａ１の
調光を行うことができる。ただし、駆動周彼数のみの変
化ではコンデンサＣ１の両端電圧が昇圧する。調光は図
２３（ａ）から同図（ｂ）に示すように周波数を一定の
まま、デューティ比を調整してもよい。この場合は、昇
圧はほとんどしないが、入力電流に歪みが出てしまう。
これは、スイッチング素子Ｑ１’とスイッチング素子Ｑ
２’のオン期間が異なると、交流電源Ｖｓが正の期間
（図２２で示す矢印方向）に流れ込む入力電流Ｉ_in（交
流電源Ｖｓ→ダイオードＤ１→スイッチング素子Ｑ１’
→負荷回路１→交流電源Ｖｓ）と交流電源Ｖｓの負の期
間に流れ込む入力電流（交流電源Ｖｓ→負荷回路１→ス
イッチング素子Ｑ２’→ダイオードＤ２→交流電源Ｖ
ｓ）の両ループに電流が流れる時間が異なり、入力電流
は上下非対称になるためである。

【００４３】或いは図２４（ａ）から同図（ｂ）に示す
ように駆動周波数とデューティ比の両方を変化させても
よい。上述した入力電流の歪みを解消する回路構成例を
図２５に示す。この図示する回路では、交流電源Ｖｓの
両端の電圧をＲ３４、Ｒ３５とＲ３６、Ｒ３７によりそ
れぞれ分圧し、それらの電圧値により、交流電源Ｖｓの
正負をコンパレータＣＯＭＰ１により判別する電源極性
判別回路４を設けている。コンバレータＣＯＭＰ１の出
力（Ａ点）を示したのが図２６（ｂ）である。図２６
（ａ）に示す交流電源Ｖｓの電圧極性が図示する時（正
の時）には、”Ｈ”信号、交流電源Ｖｓの電圧極性が負
の時にはＬ信号が出力される。この信号とスイッチング
素子Ｑ１’、スイッチング素子Ｑ２’の各々の制御信号
との排他的オアを排他的オア回路ＥＸＯＲ１、ＥＸＯＲ
２により取り、新たな制御信号としている。

【００４４】このように電源極性判別回路４及び排他的
オア回路ＥＸＯＲ１、ＥＸＯＲ２を付加することによ
り、デューティ制御を行ない、スイッチング素子Ｑ
１’，Ｑ２’のスイッチング波形がアンバランスになっ
た場合においても、半周期毎にオン期間が切り替わるた
め、交流電源Ｖｓの正負で等しい入力電流を流すことに
なる。

【００４５】なお、本実施形態の構成を図１０乃至図１
５、図１７乃至図２１の回路構成に用いても同様な動作
が得られる。（実施形態３）本実施形態は負荷である放電灯Ｌａ１の
予熱、始動、点灯において、図２７〜図２９に示すよう
にスイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’を制御するものであ
る。図２７〜図２９の（ａ）は予熱状態、（ｂ）は始動
の状態、（ｃ）は点灯の状態を夫々示し、図２７の場合
には、高い駆動周波数で予熱し、始動、点灯と駆動周波
数を段々と低くするように移行するようにしている。

【００４６】また図２８の場合は駆動周波数は一定のま
まデューティ比を変化させる場合を示し、図２９は駆動
周波数とデューティ比の両方を同時に変化させる場合を
示している。本実施形態では図２５の実施形態の構成を
用いて、該図２５の実施形態のように半周期毎にオン期
間を切り替えればコンデンサＣ１の両端の昇圧を抑制し
つつ、任意に予熱、始動、点灯を行うことが容易にな
る。

【００４７】本実施形態は動作を図１０乃至図１５、図
１７乃至図２１の回路構成に採用しても同様な効果を得
ることできるのは言うまでもない。（実施形態４）本実施形態の回路構成を図３０に示す。
本実施形態は、図２１の構成において、コンデンサＣ
１、Ｃ２の両端に発生する電圧を検出する回路を各々電
圧検出回路５、電圧検出回路６とし、更に交流電源Ｖｓ
とコンデンサＣ２の直列回路の両端に発生する電圧を検
出する回路を電圧検出回路７としている。電圧検出回路
６の出力と電圧検出回路７の出力を電源極性判別回路４
に入力し、交流電源Ｖｓの極性によって、電圧検出回路
５又は６の検出電圧が制御回路３に入力され、それらの
電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’の駆動周
波数やデューティ比を変化させるものである。

【００４８】ここで各部の波形を図３１に示す。同図
（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧彼形、同図（ｂ）は電源極
性判別回路４によって制御される切換スイッチ要素Ｓを
通じて選択された検出電圧Ｖ３２、同図（ｃ）はＶ３２
の電圧波形の高調波をコンデンサＣ３２でフィルタリン
グした電圧波形ＶＣ３２である。同図（ｂ）において、
期間Ｔａは電圧検出回路５の検出電圧を示しており、期
間Ｔｂは電圧検出回路６における検出電圧を示してい
る。

【００４９】本実施形態によって、例えば電圧波形ＶＣ
３２を用いて、交流電源Ｖｓのピーク付近では周波数を
低く、交流電源Ｖｓの０Ｖ付近では周波数を高く設定し
てやることにより、ランプ電流のクレスト・ファクタを
改善することができる。或いは、同じくＶＣ３２の波形
を用いて、スイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’のデューテ
ィ比を制御しても良い。この場合は、交流電源Ｖｓのピ
ーク付近ではデューティ比をより５０％に近づけ、交流
電源Ｖｓの０Ｖ付近ではデューティ比をよりアンバラン
スすることによりクレスト・ファクタを改善して放電灯
Ｌａ１のちらつきをなくすことができる。

【００５０】又駆動周彼数とデューティ比を同時に変化
させてもよいことは言うまでもない。更に又例えば、Ｖ
Ｃ３２の電圧値が異常に高くなった場合には、スイッチ
ング素子Ｑ１’，スイッチング素子Ｑ２’の発振を停止
することにより過電圧による素子の破壊などを回避する
ことができる。

【００５１】コンデンサＣ２に関する制御について、他
の例を図３２、図３３に示す。図３２の回路はコンデン
サＣ２と並列に、コンデンサＣ２”と全波整流器ＤＢ
２、トランジスタ丁ｒ２からなる交流スイッチの直列回
路を接続したもので、トランジスタＴｒ２をオンするこ
とにより、コンデンサＣ２にコンデンサＣ２”を並列接
続し、その合成容量にてコンデンサＣ２の両端の容量を
増加させることができる回路である。

【００５２】又図３３の回路はコンデンサＣ２と直列に
コンデンサＣ２”と、全波整流器ＤＢ２と、トランジス
タＴｒ２からなる交流スイッチの並列回路を接続したも
ので、トランジスタＴｒ２のオンにより、コンデンサＣ
２にコンデンサＣ２”を接続して容量を減少させること
ができる回路である。これらの回路は、例えば放電灯Ｌ
ａ１の調光を行った場合に、負荷が軽くなると、入力電
流に休止区間ができるような場合に用いることができ
る。一般的に本実施形態では調光を深くしていくにつ
れ、入力電流の休止区間が増加していくため、図３３の
回路を用いて、ダイオードＤ２の両端にコンデンサＣ２
とＣ２”の直列回路を接続して該直列回路の合成容量を
下げることになり、その両端電圧が小さくなり、入力電
流を再び略正弦波に近づけることができる。また、逆に
負荷出力を大きくした場合には、入力電流のゼロクロス
付近において、波形がジャンブしてしまうため、図３２
の回路を用いてコンデンサＣ２に並列にコンデンサＣ
２”を接続して合成容量を大きくすることにより、コン
デンサＣ２の両端に発生する電圧を大きくして、入力電
流を再び略正弦波に近づけることができる。図３２、図
３３で示す回路構成は、例えば、１本の放電灯Ｌａ１で
２種類の出力特性を持たせたい場合の切替手段として有
効である。

【００５３】或いは、コンデンサＣ２に限らず、負荷の
電流などに応じてスイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’の駆
動周彼数やデューティ比を制御してもランプ電流の脈流
を改善することができる。図３４の回路がその例であ
り、この例は図２１の回路に、放電灯Ｌａ１のランプ電
流を検出する電流検出回路８を付加し、ランプ電流の大
きさに応じてスイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’の駆動周
波数やデューティ比を制御するようにした回路である。
この回路を用いて、例えばランプ電流が比較的大きい期
間では周波数を高くするなどして、ランプ電流を抑え、
脈流を小さくすることができる。

【００５４】コンデンサＣ２に発生する電圧に応じてス
イッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’を制御したり、或いはコ
ンデンサＣ２のインピーダンスを変化させることによ
り、ランプ電流の脈流によるちらつきを低減したり、入
力電流の歪を改善したりすることができる。あるいは、
負荷に流れる電流などを検出してもランプ電流も脈流に
よるちらつきを低減することができる。

【００５５】尚、本実施形態の構成を実施形態１から４
のいずれの構成に採用しても同様に実施できる。（実施形態５）本実施形態の回路図を図３５に示す。図
３５の回路は図１８で示した回路に上側のコンデンサＣ
２’，下側のコンデンサＣ２’の各々の電圧を検出する
電圧検出回路１０，１１を設け、それらの電圧値の大小
をコンパレータＣＯＭＰ３で比較判定し、その判定結果
に基づいて制御回路３により駆動周波数やデューティ比
を変える回路である。具体的には、例えば、入力電流Ｉ
_inが図３６（ａ）に示すような場合、もし、下側のコン
デンサＣ２’の電圧値が上側のコンデンサＣ２’の電圧
値よりも大きい場合には、スイッチング素子Ｑ２’のオ
ン期間を短くし、コンデンサＣ１のオン期間を長くして
やれば図３６（ｂ）に示すような略正弦波の入力電流Ｉ
_inにすることができる。

【００５６】検出する箇所は、コンデンサＣ２’、Ｃ
２’の電圧に限らず、例えばダイオードＤ１、Ｄ２に発
生する電圧を検出する回路を設けてもよい。ダイオード
Ｄ１の両端電圧値がダイオードＤ２の両端電圧よりも大
きい場合には、スイッチング素子Ｑ２’のオン期間を短
くし、スイッチング素子Ｑ１’のオン期間を長くしてや
れば図３６（ｂ）に示すような略正弦波の入力電流Ｉ_in
にすることができる。

【００５７】或いは図３７の回路に示すように入力電流
Ｉ_inを交流電源Ｖｓの電路に挿入した電流検出回路９に
より直接検出しても良い。制御の方法については上記と
説明と同様であるため省略する。尚図３７ではトランス
Ｔ１の漏れインダクタンスと共振するコンデンサＣ３を
トランスＴ１の１次巻線に並列接続してある。本実施形
態の構成は、実施形態１から５のいずれの構成に採用し
ても同様に実施できる。

【００５８】（実施形態６）本実施形態の回路図を図３
８から図４０に示す。図３８は、図２１の回路における
コンデンサＣ１の両端に抵抗Ｒ１０とＲ１１の直列回路
を接続し、その直列回路の中点の電圧と任意の基準値Ｖ
ｄｃとをコンバレータＣＯＭＰ４に入力して比較し、こ
のコンパレータＣＯＭＰ４の出力信号に応じて、スイッ
チング素子Ｑ１’，Ｑ２’を停止させたり、調光させた
りする回路である。

【００５９】或いはコンデンサＣ１の両端電圧を検出す
る代わりに、図３９に示すように、トランスＴ１に設け
た３次巻線からダイオードＤ３２を介して得られた信号
レベルと基準値ＶｌａとをコンパレータＣＯＭＰ５によ
って比較し、制御回路３の制御の下で基準値Ｖｌａを越
えたときに、制御を停止させたり、調光状態にしてもよ
い。

【００６０】又は図４０に示すように、図２１の回路に
おいて、スイッチング素子Ｑ２’のソース端子に直列に
抵抗Ｒ１２を挿入して、その抵抗Ｒ１２の両端に発生す
る電圧値を検出して、その検出電圧値と基準値Ｖｓｗと
をコンパレータＣＯＭＰ６で比較して、該コンパレータ
ＣＯＭＰ６の出力によって、制御回路３の制御の下でス
イッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’を停止させたり、調光状
態するようにしても良い。

【００６１】これら図３８乃至図４０の回路を用いる
と、例えば、放電灯Ｌａ１が外れて、無負荷になった場
合や、放電灯Ｌａ１のフィラメントのエミッタの消耗に
より放電灯Ｌａ１がほぼ半波状態でしか点灯を維持でき
なくなったときに、素子が破壊するのを防ぐことができ
る。尚、本実施形態の構成は、実施形態１から５のいず
れの構成に採用しても同様に実施できる。

【００６２】（実施形態７）本実施形態の回路図を図４
１から図４３に示す。図４１の回路は図１の回路におい
て、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動回路として負荷
回路１のトランスＴ１を用いた回路である。つまりトラ
ンスＴ１の１次巻線に流れる電流の向きにより、スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２がそれぞれ交互にオン．オフを行
うように駆動用の巻線の巻方向を決めてある。ただし、
起動時のみ、別途設けられた起動手段１２によりスイッ
チング素子Ｑ２をオンしてやることになる。

【００６３】或いは図４２に示すように、負荷回路１に
リーケジ・トランスではなく通常のトランスＴ２を用
い、その２次側にインダクタＬ１を挿入したものにおい
て、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動回路として、ト
ランスＴ２からではなく、インダクタＬ１に駆動巻線を
巻回してその駆動巻線の出力により駆動信号を得るよう
にしても良い。この場合もインダクタＬ１の電流の向き
によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン．オフ
するように駆動巻線の巻方向を決めてやる。この回路構
成であれば、例えば、放電灯Ｌａ１が外れた場合には、
インダクタＬ１には電流が流れなくなるため、自動的に
発振が止まる。ただし、この回路構成の場合も図４１の
回路と同様、別途起動手段１２を要する。

【００６４】図４１、図４２の回路を用いれぱ、外部か
ら信号を与えることなく、自励で発振を行う回路を実現
できるため、部品数が少なくて済む。または、図４３に
示すように、ＭＯＳ−ＦＥＴからなるスイッチング素子
Ｑ２’を制御回路３からの信号で駆動するようにしてお
き、トランジスタからなるスイッチング素子Ｑ１のみト
ランスＴ１に設けた駆動巻線から駆動信号を得るように
しても良い。本回路によれば、スイッチング素子Ｑ２’
側の制御のみで、これまでの実施形態で説明してきたよ
うな調光や停止といった制御ができるため、少ない部品
数で制御可能な回路を実現できる。図４３では図４１、
図４２で示すようにダイオードＤ１〜Ｄ３とで全波整流
器を構成するダイオードＤ４はＭＯＳ−ＦＥＴからなる
スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを用いることに
より、無くしてある。

【００６５】尚本実施形態は、実施形態１から６のいず
れの構成にも採用できるものである。（実施形態８）本実施形態の回路図を図４４に示す。本
実施形態は実施形態１〜７の構成において、複数の放電
灯を負荷として接続した負荷回路１を採用したもので、
その負荷回路１の構成例を図４６に示す。

【００６６】図４４（ａ）の回路はトランスＴ１の２次
側に直列的に２灯の放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を接続したも
のである。また図４４（ｂ）の回路はリーケージ・トラ
ンスからなる二つのトランスＴ１，Ｔ１’を用いて夫々
の１次巻線を並列的に接続し、各２次巻線に放電灯Ｌａ
１，Ｌａ２を並列接続したもので、コンデンサＣ３’は
コンデンサＣ３と同様な共振用コンデンサである。

【００６７】更に図４４（ｃ）の回路はトランスＴ１の
２次巻線に限流インダクタＬ１，Ｌ１’と放電灯Ｌａ
１，Ｌａ２と共振用のコンデンサＣ３、Ｃ３’とよりな
る回路を接続したものである。また更に図４４（ｄ）の
回路はトランスＴ１の２次巻線にバランサＬ２を設け、
バランサＬ２の各端子に放電灯Ｌａ１，Ｌａ２及び共振
用コンデンサＣ３，Ｃ３’よりなる回路を接続したもの
である。

【００６８】図４４（ｅ）の回路は図４４（ｂ）と同じ
ようにトランスＴ１の２次側に直列的に２灯の放電灯Ｌ
ａ１，Ｌａ２を接続し、各フィラメントの予熱を１次側
に設けられたインダクタＬ１の２次巻線から行うことに
接続したものである。これらの構成により複数の放電灯
を負荷として点灯することが可能となる。尚図４４
（ａ）〜（ｅ）では放電灯Ｌａ１，Ｌａ２を２灯接続す
る場合の構成図を示したが、放電灯が複数の場合でも同
様に接続することにより点灯できることは言うまでもな
い。

【００６９】本実施形態の他の回路構成を図４５に示
す。図４５に示す回路は、図１の回路において、スイッ
チング素子Ｑ２’と並列にリーケージ・トランスからな
るトランスＴ１’、放電灯Ｌａ１’、共振用コンデンサ
Ｃ３’からなる負荷回路１’を直流カット用コンデンサ
Ｃ２０を介して接続したものである。放電灯Ｌａ１につ
いての回路動作は、実施形態１で説明したので、ここで
は、放電灯Ｌａ１’の動作についてのみ簡単に説明す
る。

【００７０】今スイッチング素子Ｑ１’がオン、スイッ
チング素子Ｑ２’がオフの瞬間には、それまで負荷回路
１’に流していた電流と同じ向きに、トランスＴ１’→
スイッチング素子Ｑ１’→コンデンサＣ１→コンデンサ
Ｃ２０→トランスＴ１’の経路で暫く電流が流れ、次に
コンデンサＣ１を電源として、コンデンサＣ１→スイッ
チング素子Ｑ１’→トランスＴ１’→コンデンサＣ２０
→コンデンサＣ１の経路で電流が流れる。

【００７１】次に、スイッチング素子Ｑ１’がオフ、ス
イッチング素子Ｑ２’がオンすると、トランスＴ１’→
コンデンサＣ２０→スイッチング素子Ｑ２’の経路で暫
く電流が流れた後、今度はコンデンサＣ２０を電源とし
て、コンデンサＣ２０→トランスＴ１’→スイッチング
素子Ｑ２’→コンデンサＣ２０の経路で電流が流れ、や
がて、スイッチング素子Ｑ１’がオン、スイッチング素
子Ｑ２’がオフの状態へと移行して行く。

【００７２】即ち、上述の動作はコンデンサＣ１を電源
とするハーフブリッジインバータの動作そのものであ
り、この回路自体には入力電流の歪を改善するような機
能はない。放電灯Ｌａ１’のランプ電流は、コンデンサ
Ｃ１の容量が十分に大きければ略一定となるため、放電
灯Ｌａ１、Ｌａ１’を合わせた光出力は、例えば図４４
（ａ）で示したような回路構成よりも、ちらつきが少な
くなる。また、放電灯Ｌａ１、Ｌａ１’のいずれが外れ
た場合でも、残された放電灯は点灯を維持することがで
きる。例えば、放電灯Ｌａ１’が外れた場合のトランス
Ｔ１’の１次側のインダクタとコンデンサＣ２０の容量
を、駆動周彼数に対して、若干進相側に調整することに
より、残された放電灯Ｌａ１が点灯する時には、スイッ
チング素子Ｑ１’，Ｑ２’に流れる電流は進相と遅相の
合成電流となり、放電灯Ｌａ１のみを点灯させる遅相の
電流よりも素子に流れる電流のピーク値を抑えることが
できる。

【００７３】或いは放電灯Ｌａ１、Ｌａ１’周波数特性
を若干ずらすような設計をすることにより、電源変動や
負荷変動に対して、略一定の出力とすることができる。
又は図４６で示す回路のように、図１の回路に直流で点
灯させるランプＬａ３をコンデンサＣ１の両端間にスイ
ッチング素子Ｔｒ３を介して接続し、放電灯Ｌａ１とラ
ンプＬａ３を同時に点灯させてもよい。この場合も、ラ
ンプＬａ３のランプ電流は、コンデンサＣ１の容量が十
分に大きければ略一定となるため、放電灯Ｌａ１とラン
プＬａ３とを合わせた光は、例えば図４４（ａ）で示し
た回路構成よりも、ちらつきが少なくなる。或いはスイ
ッチング素子Ｔｒ３をオン．オフすることにより、放電
灯Ｌａ１とランプＬａ３の点灯の割合を任意に制御する
ことができる。

【００７４】尚本実施形態は、実施形態１乃至８のいず
れの構成であっても同様に実施できる。（実施形態９）本実施形態は、図４７に示す回路からな
り、実施形態１〜８の構成において、電源電圧が異なる
場合に対応するもある。

【００７５】図４７に示す回路は図１の回路において、
ダイオードＤ６をコンデンサＣ２に並列に接続し、ダイ
オードＤ５とＤ６の中点と負荷回路１との間に直流カッ
ト用コンデンサＣ４を接続した構成である。図４８は図
４７の回路を具体的に示した回路で、図４８の入力部に
コンデンサＣ２１、インダクタＬＦ１，ＬＦ２からなる
フィルタ回路ＦＬを設け、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ５、Ｄ６を低
速のダイオードブリッジＤＢ１０で置き換えるととも
に、高速のダイオードＤ７を付加した回路である。また
ダイオードＤ７を流れる高周波の電流を吸収し、ダイオ
ードブリッジＤＢ１０に加わるストレスを低滅するため
に、小容量のコンデンサＣ５をダイオードブリッジＤＢ
１０の出力端に接続している。さらに、負荷回路１は、
実施形態１のときと同様に、リーケージ・トランスから
なるトランスＴ１を用い、スイッチング素子Ｑ１、ダイ
オードＤ１をＭＯＳ−ＦＥＴからなるスイッチング素子
Ｑ１’及びその寄生ダイオードに置き換え、またスイッ
チング素子Ｑ２、ダイオードＤ２をＭＯＳ−ＦＥＴから
なるスイッチング素子Ｑ１’及びその寄生ダイオードに
置き換えたとした構成としている。回路の動作を図４７
を用いて簡単に行う。基本的な動作は、実施形態１で示
した動作と変わらないが、実施形態１と異なる点は、負
荷回路１に直列にコンデンサＣ４が接続されているた
め、コンデンサＣ２の両端に発生する電圧が実施形態１
のときの約半分になることである。なぜなら、コンデン
サＣ１や交流電源ＶｓからコンデンサＣ２に電流が流れ
込むとき、夫々コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ
１’→負荷回路１→コンデンサＣ４→コンデンサＣ２→
コンデンサＣ１の経路と、交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ
１→スイッチング素子Ｑ１’→負荷回路１→コンデンサ
Ｃ４→コンデンサＣ２→ダイオードＤ６→交流電源Ｖｓ
という経路で流れるため、コンデンサＣ１の両端電圧を
コンデンサＣ４とＣ２で分圧することになる。

【００７６】また、ダイオードＤ５、Ｄ６の追加によっ
て、常に、交流電源ＶｓーダイオードＤ１→コンデンサ
Ｃ１→ダイオードＤ６→交流電源Ｖｓ若しくは交流電源
Ｖｓ→ダイオードＤ５→コンデンサＣ１→ダイオードＤ
２→交流電源Ｖｓの経路が存在するため、コンデンサＣ
１の両端電圧はほぼ交流電源Ｖｓのピーク値と等しくな
る。

【００７７】従って、例えば電源電圧が１００Ｖのとこ
ろでは実施形態１の回路を用い、電源電圧が２００Ｖの
ところでは図４７に示すようにダイオードＤ６とコンデ
ンサＣ４を迫加すれば、他はそのままの回路でほぼ同様
の特性が得られる回路を実現できる。これにより、回路
の基板を共通としておき、電源が２００Ｖであれば、図
４７に示す構成を採用し、電源が１００Ｖであればダイ
オードＤ６、コンデンサＣ４を取外し、コンデンサＣ４
を取り外した端子のみジャンパー線などで短絡をすれ
ば、図１で示した回路が容易に実現できる。

【００７８】或いは図４９（ａ）〜（ｄ）に示すよう
に、回路をモジュール化することにより、例えば交流電
源Ｖｓの電圧が１００Ｖであれば、図４９（ａ）乃至
（ｃ）の構成を組合せ、交流電源Ｖｓの電圧が２００Ｖ
であれば図４９（ａ）、（ｃ），（ｄ）の構成を組み合
わせて用いれぱ、１００Ｖと２００Ｖで回路を共用でき
るという効果が得られる。

【００７９】なお、電源電圧は上述した１００Ｖと２０
０Ｖに限ったものではなく、例えば１２０と２４０Ｖ
や、１２０Ｖと２００Ｖなど、いかなる組合せであって
も構わないことは言うまでもない。なお、本実施形態の
構成、実施形態１から８のいずれの構成にも採用するこ
とができる。

【００８０】（実施形態１０）本実施形態は図５０に示
す回路からなり、本実施形態の回路は実施形態１乃至９
の構成において、ダイオードＤ１、Ｄ２と各々並列にス
イッチング素子Ｑ３、Ｑ４を接続して、交流電源Ｖｓへ
の回生を可能とした構成例を示したものである。スイッ
チング素子Ｑ３，Ｑ４は駆動回路により交互にオン・オ
フされ、スイッチング素子Ｑ１がオンの期間中にスイッ
チング素子Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ２がオンの
期間中にスイッチング素子Ｑ３がオンするようなってい
る。例えば、実施形態１の３番目の動作モードの状態に
おいてスイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子
Ｑ４がオンすると、コンデンサＣ１→スイッチング素子
Ｑ１→負荷回路１→交流電源Ｖｓ→スイッチング素子Ｑ
４→コンデンサＣ１の経路で電流が流れるため、交流電
源Ｖｓに電力を回生することができる。交流電源Ｖｓが
負の向きの場合には、逆に、スイッチング素子Ｑ３をオ
ン、スイッチング素子Ｑ４をオフとすれば、コンデンサ
Ｃ１→スイッチング素子Ｑ３→交流電源Ｖｓ→負荷回路
１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ１の経路で電
流が流れるため、交流電源Ｖｓに電力を回生することが
できる。

【００８１】尚スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を同時にオ
フとしたときには、実施形態１と全く同じ動作であるこ
とは言うまでもない。尚本実施形態は、実施形態１から
９のいずれの構成にも採用することができる。

【００８２】

【発明の効果】請求項１の発明は、第１乃至第４のダイ
オードをブリッジ接続して構成された全波整流器と、全
波整流器の交流端間に接続される交流電源と負荷回路の
直列回路と、全波整流器の直流出力端間に接続される第
１の平滑コンデンサと、全波整流器の一方のアームの第
１、第２のダイオードの各々に逆並列接続される第１、
第２のスイッチング素子と、少なくとも全波整流器の直
流出力端の一方と、交流電源と負荷回路の接続点との間
に接続される第２のコンデンサと、全波整流器の直流出
力端の一方と、交流電源と負荷回路の接続点との間に第
１の平滑コンデンサを充電する方向に接続された第５の
ダイオードを有し、第１、第２のスイッチング素子を交
互にオン、オフして成るので、電源周期の略全域にわた
って入力電流を流せることができ、そのため入力歪が少
なく、その上比較的少ない部品点数で実現できるという
効果がある。

【００８３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、負荷回路の両端は第２のコンデンサとで共振系を構
成するトランスの１次巻線の両端で構成され、トランス
の２次巻線に接続された負荷に電力を供給することを特
徴とし、２次側には略一定の負荷電流を流すことができ
る。請求項３の発明は、請求項１の発明において、負荷
回路の両端は第１のインダクタと放電灯の直列回路の両
端で構成され、放電灯の非電源側端子には第１のインダ
クタと共振回路を構成する第３のコンデンサが接続され
たので、トランスを用いず、そのため、トランスによる
損失を削減でき、効率の良い電源装置を得ることがで
き、しかも無負荷時には、第１のコンデンサを充電する
経路がないため、突入電流を略０にすることができる。

【００８４】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、負荷回路の両端に第２のインダクタを接続したの
で、トランスを用いず、そのため、トランスによる損失
を削減でき、かつ、インダクタがローパスフィルタの役
割をするため、負荷の電流を略一定とすることができ
る。請求項５の発明は、請求項２又は３又は４の発明に
おいて、第１及び第２のスイッチング素子の周波数を任
意に変化することのできる制御手段を備えているので、
オン期間が略一定であっても、入力電流を任意に可変で
き、負荷の電力を可変することができ、例えば負荷が放
電灯であれば、調光を行なうことができ、また予熱、始
動、点灯の切替えができ、更に負荷の電力が急変して、
素子にストレスがかかる場合に、周波数を変化させて、
これを回避することができる。

【００８５】請求項６の発明は、請求項２又は３又は４
の発明において、第１及び第２のスイッチング素子のオ
ン期間を任意に変化することのできる制御手段を備えて
いるので、周波数が略一定であっても入力電流を任意に
可変でき、そのため負荷の電力を可変することができ、
例えば負荷が放電灯であれば調光を行なうことができ、
更にまた予熱、始動、点灯の切替えができ、また負荷の
電力が急変して、スイッチング素子にストレスがかかる
場合に、オン期間を変化させて、これを回避することが
できる。

【００８６】請求項７の発明は、請求項５又は６の発明
において、第１のコンデンサの電圧を検出する手段を設
け、第１のコンデンサの電圧に応じて、第１及び第２の
スイッチング素子の駆動周波数或いはオン期間のうち少
なくとも一方を可変とするので、平滑電圧が異常に昇圧
した場合に、発振を停止したり、調光したりすることに
より、スイッチング素子に印加されるストレスを回避す
ることができ、或いは平滑電圧が略一定になるように、
周波数またはオン期間を制御すれば、安定した出力が得
られ、例えば放電灯の場合であれば、ちらつきの少ない
光出力を得ることができ、しかも平滑電圧を検出して、
電源投入と、制御の開始時間をずらすことにより、突入
電流による回路の破壊を防止することができる。

【００８７】請求項８の発明は、請求項２の発明におい
て、トランスに発生する電圧を検出する手段を設け、ト
ランスの電圧に応じて、第１及び第２のスイッチング素
子の周波数或いはオン期間のうち少なくとも一方を可変
とするので、負荷の両端電圧が異常に昇圧した場合に、
発振を停止したり、調光したりすることにより、スイッ
チング素子に印加されるストレスを回避することがで
き、また負荷が短絡したような場合に、発振を停止し
て、スイッチング素子に印加されるストレスを回避する
ことができる。

【００８８】請求項９の発明は、請求項５又は６の発明
において、交流電源の極性を検出する手段を設け、交流
電源の正負に応じて、第１及び第２のスイッチング素子
の周波数あるいはオン期間のうち少なくとも一方を可変
とするので、電源の半周期毎に入力電流を調整できるた
め、入力電流を正弦波に近づけ、より入力歪を少なくす
ることができ、一定のスイッチング波形で制御する場合
よりも、負荷の出力を小さくできるため、より深い調光
ができ、平滑電圧を略一定のまま調光ができるため、ス
イッチング素子に異常なストレスが印加されることを防
止できる。

【００８９】請求項１０の発明は、請求項５又は６の発
明において、第１、第２のダイオードに発生する電圧を
各々検出する手段を設け、その検出電圧に応じて第１及
び第２のスイッチング素子の駆動周波数或いはオン期間
のうち少なくとも一方を可変とするので、入力電流の電
源半周期毎の非対称を改善して、入力電流を正弦彼に近
づけることができるため、入力電流のピーク値を抑えら
れ、入力側に設けられるフィルタ部に異常なストレスが
印加されることを防止できる。

【００９０】請求項１１の発明は、請求項５又は６の発
明において、第２のコンデンサの電圧を検出する手段を
設け、第２のコンデンサの電圧に応じて、第２のコンデ
ンサの電圧の低いところでは駆動周波数を低く若しくは
オン期間を負荷出力がより大きくなる方向へ変化させ、
第２のコンデンサの電圧が高いところでは、上記駆動周
波数を高く若しくはオン期間を負荷出力がより小さくな
る方向へ変化させるので、負荷の出力を略一定に保つこ
とができるため、例えば負荷が放電灯の場合であれば、
ちらつきの少ない光出力を得ることができる。

【００９１】請求項１２の発明は、請求項５又は６の発
明において、トランスまたは負荷に流れる電流を検出す
る手段を設け、検出した電流に応じて、負荷に流れる電
流が略一定となるように第１及び第２のスイッチング素
子の駆動周波数若しくはオン期間のうち少なくとも一方
を可変とするので、電源が変動した場合などにおいて
も、負荷の電流を略一定にすることができるため、例え
ば負荷が放電灯の場合であれば、ランプ電流の脈流を小
さくして、ちらつきの少ない光出力を得ることができ
る。

【００９２】請求項１３の発明は、請求項２又は３又は
４の発明において、第２のコンデンサの容量を可変する
手段を設けているので、第２のコンデンサの容量を可変
とすることにより、負荷に応じた入力電流を調整するこ
とができ、例えば、調光した場合や、負荷の出力が切替
わった場合においても、入力歪を少なくすることができ
る。

【００９３】請求項１４の発明は、請求項２又は３又は
４の発明において、複数の負荷に電力を供給するので、
負荷が放電灯の場合には複数の放電灯を同時に点灯可能
である。請求項１５の発明は、請求項２又は３又は４の
発明において、第１、第２のスイッチング素子のいずれ
かに並列に又は、第１のコンデンサと並列に第２の負荷
回路を接続したので、追加した負荷回路の出力を特別な
制御なしに略一定にできるため、負荷が放電灯の場合に
は全体としてちらつきの少ない光出力を得ることがで
き、また１本が外れたときにおいても、残りの放電灯を
点灯したままにできるという効果があり、また夫々の負
荷を任意の割合で出力できるため、例えば、電源が変動
した場合などにおいても、全体としての負荷の電流を略
一定にすることができ、ランプ電流の脈流を小さくし
て、ちらつきの少ない光出力を得ることができる。

【００９４】請求項１６の発明は、請求項２又は３又は
４の発明において、第１及び第２のスイッチング素子の
うち、少なくとも一方はトランスまたは負荷のインダク
タに設けられた別巻線によって駆動されるので、スイッ
チング素子の駆動回路が省略できるため、より部品点数
が少ない回路を実現でき、２次側のインダクタから駆動
すれば、例えば、無負荷のような異常時に、自動的に回
路が停止することになり、更に一方のスイッチング素子
の駆動を回路中のインダクタから、もう一方のスイッチ
ング素子の駆動を外部からの信号で制御すれば、負荷が
放電灯の場合には調光や停止といった制御が容易に行え
る。

【００９５】請求項１７の発明は、請求項２又は３又は
４の発明において、第１のコンデンサに並列に第６、第
７のダイオードの直列回路を接続し、上記直列回路の中
点を交流電源の第３、第４のダイオードが接続してない
側の端子に接続し、交流電源と第２のコンデンサの接続
点と、負荷回路との間に、第４のコンデンサを接続した
ので、電源が倍近く異なる場合においても、少ない部品
の追加で共用の基板を使用することができ、また負荷回
路に印加される電圧を略一定にできるので、電源が違っ
ても、ほぼ同じ出力を得ることができ、更に部品をモジ
ュール化すれば、モジュールの組合せのみで、異種電源
に対応できる。

【００９６】請求項１８の発明は、請求項２又は３又は
４の発明において、第３、第４のダイオードと並列に各
々高周波で交互にオンオフする第３、第４のスイッチン
グ素子を接続したので、負荷が急に軽くなった場合など
に、余剰電力を電源に回生することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１の回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上の動作説明図である。

【図４】同上の動作説明図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】同上の動作説明図である。

【図７】同上の一具体例を示す回路図である。

【図８】同上図７の回路動作説明用波形図である。

【図９】同上図７のスイッチング素子の動作説明用波形
図である。

【図１０】同上の別の具体例を示す回路図である。

【図１１】同上の他の具体例を示す回路図である。

【図１２】同上のその他の回路例を示す回路図である。

【図１３】同上の更にその他の回路例を示す回路図であ
る。

【図１４】同上の更に他の回路例を示す回路図である。

【図１５】同上のまた更に他の回路例を示す回路図であ
る。

【図１６】同上の動作説明用波形図である。

【図１７】同上のまた別の回路例を示す回路図である。

【図１８】同上のまた更に別の回路例を示す回路図であ
る。

【図１９】同上の更にまた別の回路例を示す回路図であ
る。

【図２０】同上のまた更にその他の回路例を示す回路図
である。

【図２１】本発明の実施形態２の回路図である。

【図２２】同上の動作説明図である。

【図２３】同上の別の動作説明図である。

【図２４】同上の他の動作説明図である。

【図２５】同上の他の例の回路図である。

【図２６】同上の動作説明用波形図である。

【図２７】本発明の実施形態３の動作説明図である。

【図２８】同上の別の動作説明図である。

【図２９】同上の他の動作説明図である。

【図３０】本発明の実施形態４の回路図である。

【図３１】同上の動作説明用波形図である。

【図３２】同上の別の回路例を示す回路図である。

【図３３】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図３４】同上のその他の回路例を示す回路図である。

【図３５】本発明の実施形態５の回路図である。

【図３６】同上の動作説明用波形図である。

【図３７】同上の別の回路例を示す回路図である。

【図３８】本発明の実施形態６の回路図である。

【図３９】同上の別の回路例を示す回路図である。

【図４０】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図４１】本発明の実施形態７の回路図である。

【図４２】同上の別の回路例を示す回路図である。

【図４３】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図４４】本発明の実施形態８の負荷回路例の回路図で
ある。

【図４５】同上の別の回路例を示す回路図である。

【図４６】同上の別の回路例を示す回路図である。

【図４７】本発明の実施形態９の回路図である。

【図４８】同上の具体例の回路図である。

【図４９】同上の別の例の説明図である。

【図５０】実施形態１０の回路図である。

【図５１】従来例の回路図である。

【符号の説明】

１負荷回路２駆動回路Ｖｓ交流電源Ｄ３乃至Ｄ５ダイオードＱ１，Ｑ２スイッチング素子Ｃ１コンデンサＣ２コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１乃至第４のダイオードをブリッジ接続
して構成された全波整流器と、全波整流器の交流端間に
接続される交流電源と負荷回路の直列回路と、全波整流
器の直流出力端間に接続される第１の平滑コンデンサ
と、全波整流器の一方のアームの第１，第２のダイオー
ドの各々に逆並列接続される第１、第２のスイッチング
素子と、少なくとも全波整流器の直流出力端の一方と、
交流電源と負荷回路の接続点との間に接続される第２の
コンデンサと、全波整流器の直流出力端の一方と、交流
電源と負荷回路の接続点との間に第１の平滑コンデンサ
を充電する方向に接続された第５のダイオードを有し、
第１、第２のスイッチング素子を交互にオン、オフして
成ることを特徴とする電源装置。
【請求項２】負荷回路の両端は第２のコンデンサとで共
振系を構成するトランスの１次巻線の両端で構成され、
トランスの２次巻線に接続された負荷に電力を供給する
ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】負荷回路の両端は第１のインダクタと放電
灯の直列回路の両端で構成され、放電灯の非電源側端子
には第１のインダクタと共振回路を構成する第３のコン
デンサが接続されたことを特徴とする請求項１記載の電
源装置。
【請求項４】負荷回路の両端に第２のインダクタを接続
したことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】第１及び第２のスイッチング素子の周波数
を任意に変化することのできる制御手段を備えているこ
とを特徴とする請求項２又は３又は４記載の電源装置。
【請求項６】第１及び第２のスイッチング素子のオン期
間を任意に変化することのできる制御手段を備えている
ことを特徴とする請求項２又は３又は４記載の電源装
置。
【請求項７】第１のコンデンサの電圧を検出する手段を
設け、第１のコンデンサの電圧に応じて、第１及び第２
のスイッチング素子の駆動周波数或いはオン期間のうち
少なくとも一方を可変とすることを特徴とする請求項５
又は６記載の電源装置。
【請求項８】トランスに発生する電圧を検出する手段を
設け、トランスの電圧に応じて、第１及び第２のスイッ
チング素子の周波数或いはオン期間のうち少なくとも一
方を可変とすることを特徴とする請求項２記載の電源装
置。
【請求項９】交流電源の極性を検出する手段を設け、交
流電源の正負に応じて、第１及び第２のスイッチング素
子の周波数あるいはオン期間のうち少なくとも一方を可
変とすることを特徴とする請求項５又は６記載の電源装
置。
【請求項１０】全波整流器の他方のアームを構成する第
２、第４のダイオードに発生する電圧を各々検出する手
段を設け、その検出電圧に応じて第１及び第２のスイッ
チング素子の駆動周波数或いはオン期間のうち少なくと
も一方を可変とすることを特徴とする請求項５又は６記
載の電源装置。
【請求項１１】第２のコンデンサの電圧を検出する手段
を設け、第２のコンデンサの電圧に応じて、第２のコン
デンサの電圧の低いところでは駆動周波数を低く若しく
はオン期間を負荷出力がより大きくなる方向へ変化さ
せ、第２のコンデンサの電圧が高いところでは、上記駆
動周波数を高く若しくはオン期間を負荷出力がより小さ
くなる方向へ変化させることを特徴とする請求項５又は
６記載の電源装置。
【請求項１２】トランスまたは負荷に流れる電流を検出
する手段を設け、検出した電流に応じて、負荷に流れる
電流が略一定となるように第１及び第２のスイッチング
素子の駆動周波数若しくはオン期間のうち少なくとも一
方を可変とすることを特徴とする請求項２又は５又は６
記載の電源装置。
【請求項１３】第２のコンデンサの容量を可変する手段
を設けていることを特徴とする請求項２又は３又は４記
載の電源装置。
【請求項１４】複数の負荷に電力を供給することを特徴
とする請求項２又は３又は４記載の電源装置。
【請求項１５】第１、第２のスイッチング素子のいずれ
かに並列に又は、第１のコンデンサと並列に第２の負荷
回路を接続したことを特徴とする請求項２又は３又は４
記載の電源装置。
【請求項１６】第１及び第２のスイッチング素子のう
ち、少なくとも一方はトランスまたは負荷のインダクタ
に設けられた別巻線によって駆動されることを特徴とす
る請求項２又は３又は４記載の電源装置。
【請求項１７】第１のコンデンサに並列に第６、第７の
ダイオードの直列回路を接続し、上記直列回路の中点を
交流電源の第３、第４のダイオードが接続してない側の
端子に接続し、交流電源と第２のコンデンサの接続点
と、負荷回路との間に、第４のコンデンサを接続したこ
とを特徴とする請求項２又は３又は４記載の電源装置。
【請求項１８】第３、第４のダイオードと並列に各々高
周波で交互にオンオフする第３、第４のスイッチング素
子を接続したことを特徴とする請求項２又は３又は４記
載の電源装置。