JPH10257713A - 無軸受回転機械 - Google Patents
無軸受回転機械Info
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- JPH10257713A JPH10257713A JP7461997A JP7461997A JPH10257713A JP H10257713 A JPH10257713 A JP H10257713A JP 7461997 A JP7461997 A JP 7461997A JP 7461997 A JP7461997 A JP 7461997A JP H10257713 A JPH10257713 A JP H10257713A
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- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
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- F16C32/044—Active magnetic bearings
- F16C32/0444—Details of devices to control the actuation of the electromagnets
- F16C32/0451—Details of controllers, i.e. the units determining the power to be supplied, e.g. comparing elements, feedback arrangements with P.I.D. control
- F16C32/0453—Details of controllers, i.e. the units determining the power to be supplied, e.g. comparing elements, feedback arrangements with P.I.D. control for controlling two axes, i.e. combined control of x-axis and y-axis
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- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
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- F16C32/0474—Active magnetic bearings for rotary movement
- F16C32/0493—Active magnetic bearings for rotary movement integrated in an electrodynamic machine, e.g. self-bearing motor
- F16C32/0497—Active magnetic bearings for rotary movement integrated in an electrodynamic machine, e.g. self-bearing motor generating torque and radial force
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 構造が簡単で製作が容易なかご型回転子を用
いた誘導機においても、安定した浮上位置制御が行える
無軸受回転機械を提供する。 【解決手段】 円筒型回転子を有する回転機械で、固定
子に巻回された複数の巻線によって、回転子・固定子の
空隙に回転子駆動磁界であるＭ極と、その磁界分布にＭ
±２極であるＮ極の磁界分布を発生して重畳することに
より、回転子に与える回転駆動力と回転子の半径方向浮
上位置を同時に制御する無軸受回転機械で、回転子が回
転力を付与されるための電流路を有する誘導機におい
て、固定子巻線の電流分布によりＮ極の位置制御磁界が
生じ、そのため、発生する磁束が回転子電流路に誘導電
流を誘起することによって生じる二次磁束によって引き
起こされる固定子・回転子間空隙中の磁界の分布と、固
定子巻線のＮ極の位置制御磁界分布との差異を補正する
ための演算器３０を備えた。
いた誘導機においても、安定した浮上位置制御が行える
無軸受回転機械を提供する。 【解決手段】 円筒型回転子を有する回転機械で、固定
子に巻回された複数の巻線によって、回転子・固定子の
空隙に回転子駆動磁界であるＭ極と、その磁界分布にＭ
±２極であるＮ極の磁界分布を発生して重畳することに
より、回転子に与える回転駆動力と回転子の半径方向浮
上位置を同時に制御する無軸受回転機械で、回転子が回
転力を付与されるための電流路を有する誘導機におい
て、固定子巻線の電流分布によりＮ極の位置制御磁界が
生じ、そのため、発生する磁束が回転子電流路に誘導電
流を誘起することによって生じる二次磁束によって引き
起こされる固定子・回転子間空隙中の磁界の分布と、固
定子巻線のＮ極の位置制御磁界分布との差異を補正する
ための演算器３０を備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、回転体を回転駆動
する電動機作用と、回転体を磁気浮上制御する磁気軸受
作用とを兼ね備えた無軸受回転機械に係わり、特に回転
子に電流路である二次導体を備えた誘導型回転子を用い
た場合の、位置制御磁界を発生する固定子巻線の電流の
制御装置に関する。
する電動機作用と、回転体を磁気浮上制御する磁気軸受
作用とを兼ね備えた無軸受回転機械に係わり、特に回転
子に電流路である二次導体を備えた誘導型回転子を用い
た場合の、位置制御磁界を発生する固定子巻線の電流の
制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、円筒型固定子内に円筒型の回転子
を組み込み、固定子に励磁巻線回路を形成し、ここで回
転子に回転力を与えると同時に、所定の半径方向位置に
浮上保持する位置制御力を作用させる各種の無軸受回転
機械が開示されている。
を組み込み、固定子に励磁巻線回路を形成し、ここで回
転子に回転力を与えると同時に、所定の半径方向位置に
浮上保持する位置制御力を作用させる各種の無軸受回転
機械が開示されている。
【０００３】これは、固定子に回転駆動用の巻線と位置
制御用の巻線を備え、それぞれに三相交流電流又は二相
交流電流を流すことにより、所定の関係の極数の異なる
回転磁界を固定子と回転子の空隙に形成し、円筒型回転
子の曲面に半径方向の磁気的吸引力を偏配するものであ
る。
制御用の巻線を備え、それぞれに三相交流電流又は二相
交流電流を流すことにより、所定の関係の極数の異なる
回転磁界を固定子と回転子の空隙に形成し、円筒型回転
子の曲面に半径方向の磁気的吸引力を偏配するものであ
る。
【０００４】係る無軸受回転機械において、固定子の巻
線に電流を流すことによりＭ極回転磁界とＮ極回転磁界
が生成される。以後、Ｍ極回転磁界を駆動磁界、Ｎ極回
転磁界を位置制御磁界と呼ぶ。駆動磁界は通常の電動機
のように回転子に回転駆動力を与えるために使用する。
位置制御磁界は駆動磁界に重畳することにより、回転子
に半径方向力を偏配することが可能となるため、回転子
の半径方向浮上位置を磁気軸受と同様に自在に調整でき
る。ＭとＮとは、 Ｎ＝Ｍ±２ の関係を有することにより、上記浮上位置制御が可能と
なる。
線に電流を流すことによりＭ極回転磁界とＮ極回転磁界
が生成される。以後、Ｍ極回転磁界を駆動磁界、Ｎ極回
転磁界を位置制御磁界と呼ぶ。駆動磁界は通常の電動機
のように回転子に回転駆動力を与えるために使用する。
位置制御磁界は駆動磁界に重畳することにより、回転子
に半径方向力を偏配することが可能となるため、回転子
の半径方向浮上位置を磁気軸受と同様に自在に調整でき
る。ＭとＮとは、 Ｎ＝Ｍ±２ の関係を有することにより、上記浮上位置制御が可能と
なる。
【０００５】これにより、回転子を磁気的に吸引して、
回転子に回転力を付与する電動機として機能すると共
に、その半径方向浮上位置を制御して、固定子に対して
非接触浮上支持が可能な磁気軸受として機能させること
ができる。このため、従来必要とされていた磁気軸受を
構成する電磁石ヨーク部分及び巻線が不要となり、回転
機械の軸長を短縮して、軸振動からの高速回転の制限を
少なくすることができると共に、回転機械を小型軽量化
することができる。また、位置制御巻線の電流と駆動巻
線の電流とにより生じる磁界分布の相乗効果的な作用に
より、磁気軸受に相当する動作を行えるので、従来の磁
気軸受と比較してはるかに小さな電流で大きな制御力が
生じ、大幅な省エネルギー化が可能である。
回転子に回転力を付与する電動機として機能すると共
に、その半径方向浮上位置を制御して、固定子に対して
非接触浮上支持が可能な磁気軸受として機能させること
ができる。このため、従来必要とされていた磁気軸受を
構成する電磁石ヨーク部分及び巻線が不要となり、回転
機械の軸長を短縮して、軸振動からの高速回転の制限を
少なくすることができると共に、回転機械を小型軽量化
することができる。また、位置制御巻線の電流と駆動巻
線の電流とにより生じる磁界分布の相乗効果的な作用に
より、磁気軸受に相当する動作を行えるので、従来の磁
気軸受と比較してはるかに小さな電流で大きな制御力が
生じ、大幅な省エネルギー化が可能である。
【０００６】固定子で生成される回転磁界により、回転
子の二次導体に誘導電流を生成して回転駆動力を付与す
る方式のひとつが誘導型回転子である。誘導型回転子に
も種々の構造があるが、その代表的なものがかご型回転
子であり、これは回転子に低抵抗の金属導体棒（二次導
体）を電流路として回転軸に平行に同心状に多数配置
し、その両端において各金属導体棒を低抵抗の金属導体
環（エンドリング）で接続することにより、回転子上に
電流路を設ける構造である。固定子巻線が形成する回転
磁束を切ることにより、回転子の二次導体に誘導電圧が
生じて誘導電流が流れる。固定子巻線により発生し二次
導体に鎖交する磁束と回転子中の誘導電流の相互作用に
よりローレンツ力が発生して、誘導型回転子には回転駆
動力が発生する。
子の二次導体に誘導電流を生成して回転駆動力を付与す
る方式のひとつが誘導型回転子である。誘導型回転子に
も種々の構造があるが、その代表的なものがかご型回転
子であり、これは回転子に低抵抗の金属導体棒（二次導
体）を電流路として回転軸に平行に同心状に多数配置
し、その両端において各金属導体棒を低抵抗の金属導体
環（エンドリング）で接続することにより、回転子上に
電流路を設ける構造である。固定子巻線が形成する回転
磁束を切ることにより、回転子の二次導体に誘導電圧が
生じて誘導電流が流れる。固定子巻線により発生し二次
導体に鎖交する磁束と回転子中の誘導電流の相互作用に
よりローレンツ力が発生して、誘導型回転子には回転駆
動力が発生する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、無軸受
回転機械においては、駆動磁界と位置制御磁界を固定子
巻線電流（一次電流）により混在させて発生させるため
に、通常のかご型誘導型回転子を用いた場合には、回転
子電流路（二次導体）には双方の磁界によって誘導され
た電流が流れる。回転子電流路を流れる電流（二次電
流）もまた、磁界を発生するために、固定子・回転子間
の空隙中の磁界分布は、一次電流が生成する磁界分布と
一致しなくなる。
回転機械においては、駆動磁界と位置制御磁界を固定子
巻線電流（一次電流）により混在させて発生させるため
に、通常のかご型誘導型回転子を用いた場合には、回転
子電流路（二次導体）には双方の磁界によって誘導され
た電流が流れる。回転子電流路を流れる電流（二次電
流）もまた、磁界を発生するために、固定子・回転子間
の空隙中の磁界分布は、一次電流が生成する磁界分布と
一致しなくなる。
【０００８】従来の無軸受回転機械における位置制御電
流指令値は、二次電流の影響を無視して与えられるた
め、マグネット形の回転子又はリラクタンス形の回転子
からなる同期電動機ならば問題はない。しかしながら誘
導機のように回転子に誘導電流（二次電流）が発生する
状況においては、一次電流が形成する浮上位置制御に必
要な本来の空隙中の磁界分布と異なる磁界分布が形成さ
れるため、安定な浮上位置制御が困難となるという問題
を生じる。
流指令値は、二次電流の影響を無視して与えられるた
め、マグネット形の回転子又はリラクタンス形の回転子
からなる同期電動機ならば問題はない。しかしながら誘
導機のように回転子に誘導電流（二次電流）が発生する
状況においては、一次電流が形成する浮上位置制御に必
要な本来の空隙中の磁界分布と異なる磁界分布が形成さ
れるため、安定な浮上位置制御が困難となるという問題
を生じる。
【０００９】本発明は上述の事情に鑑みてなされたもの
で、構造が簡単で製作が容易なかご型回転子等を用いた
誘導機においても、安定した浮上位置制御が行える無軸
受回転機械を提供することを目的とする。
で、構造が簡単で製作が容易なかご型回転子等を用いた
誘導機においても、安定した浮上位置制御が行える無軸
受回転機械を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の無軸受回転機械
は、円筒型回転子を有する回転機械で、固定子に巻回さ
れた複数の巻線によって、該回転子・該固定子の空隙に
回転子駆動磁界であるＭ極と、その磁界分布にＭ±２極
であるＮ極の磁界分布を発生して重畳することにより、
該回転子に与える回転駆動力と該回転子の半径方向浮上
位置を同時に制御する無軸受回転機械で、該回転子が回
転力を付与されるための電流路を有する誘導機におい
て、該固定子巻線の電流分布により該Ｎ極の位置制御磁
界が生じ、そのため発生する磁束が該回転子電流路に誘
導電流を誘起することによって生じる二次磁束によって
引き起こされる固定子・回転子間空隙中の磁界分布と、
前記固定子巻線のＮ極の位置制御磁界分布との差異を補
正するための補正演算器を備えたことを特徴とする。
は、円筒型回転子を有する回転機械で、固定子に巻回さ
れた複数の巻線によって、該回転子・該固定子の空隙に
回転子駆動磁界であるＭ極と、その磁界分布にＭ±２極
であるＮ極の磁界分布を発生して重畳することにより、
該回転子に与える回転駆動力と該回転子の半径方向浮上
位置を同時に制御する無軸受回転機械で、該回転子が回
転力を付与されるための電流路を有する誘導機におい
て、該固定子巻線の電流分布により該Ｎ極の位置制御磁
界が生じ、そのため発生する磁束が該回転子電流路に誘
導電流を誘起することによって生じる二次磁束によって
引き起こされる固定子・回転子間空隙中の磁界分布と、
前記固定子巻線のＮ極の位置制御磁界分布との差異を補
正するための補正演算器を備えたことを特徴とする。
【００１１】上述した本発明の構成によれば、位置制御
磁界が回転子に誘導する二次電流が発生する磁界の影響
を考慮して、該二次電流が形成する磁界が存在しても、
本来の一次電流により形成される磁界分布となるよう
に、補正演算器で位置制御磁界を生成する電流分布を演
算して出力するものである。これにより固定子・回転子
間空隙中の磁界分布は誘導二次電流の影響を受けなくな
り、制御系における磁界分布指令値に一致したものとな
る。従って、回転子・固定子間の空隙は、回転子の電流
路に流れる誘導二次電流の影響を受けずに、本来の制御
系の指令値である磁界分布になるので、通常のかご型回
転子を用いた誘導機においても、安定に浮上位置制御す
ることができる。
磁界が回転子に誘導する二次電流が発生する磁界の影響
を考慮して、該二次電流が形成する磁界が存在しても、
本来の一次電流により形成される磁界分布となるよう
に、補正演算器で位置制御磁界を生成する電流分布を演
算して出力するものである。これにより固定子・回転子
間空隙中の磁界分布は誘導二次電流の影響を受けなくな
り、制御系における磁界分布指令値に一致したものとな
る。従って、回転子・固定子間の空隙は、回転子の電流
路に流れる誘導二次電流の影響を受けずに、本来の制御
系の指令値である磁界分布になるので、通常のかご型回
転子を用いた誘導機においても、安定に浮上位置制御す
ることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。
て図面を参照しながら説明する。
【００１３】図１は、本発明の実施形態の説明の前提と
なる、従来用いられている一般的な無軸受回転機械の制
御系の構成図である。回転子Ｒは固定子Ｓに設けられた
２極駆動巻線が形成する２極回転磁界により回転駆動さ
れ、４極位置制御巻線が形成する４極回転磁界により、
浮上位置制御される。回転子Ｒの周囲には、回転子Ｒの
回転速度を検出する回転速度検出器１０と、回転子Ｒの
ｘ方向浮上位置及びｙ方向浮上位置を検出するギャップ
センサ１１ｘ，１１ｙがそれぞれ配置されている。
なる、従来用いられている一般的な無軸受回転機械の制
御系の構成図である。回転子Ｒは固定子Ｓに設けられた
２極駆動巻線が形成する２極回転磁界により回転駆動さ
れ、４極位置制御巻線が形成する４極回転磁界により、
浮上位置制御される。回転子Ｒの周囲には、回転子Ｒの
回転速度を検出する回転速度検出器１０と、回転子Ｒの
ｘ方向浮上位置及びｙ方向浮上位置を検出するギャップ
センサ１１ｘ，１１ｙがそれぞれ配置されている。
【００１４】速度制御系（２極回転磁界）は、速度指令
値ω*が予め与えられ、これが回転速度検出器１０で検
出された実際の回転速度ωｍと比較される。そして、こ
の偏差がＰＩ（Ｄ）コントローラ２１に入力され、その
偏差がゼロとなるようにｑ軸電流、Ｉｑ*が出力され
る。一方で、励磁電流に相当するｄ軸電流Ｉｄ*が予め
与えられる。そして、制御器２２により、入力された回
転座標系の電流Ｉｄ*，Ｉｑ*から、固定座標系の二相電
流Ｉａ*，Ｉｂ*が、回転角ωｔについて図中に示す行列
演算で求められる。そして、この固定座標系の二相電流
Ｉａ*，Ｉｂ*を二相三相変換回路２３で三相電流Ｉ
u2 *，Ｉｖ2 *，Ｉｗ2 *に変換し、電力増幅器２４で所定
の電流値に電力増幅して、固定子Ｓの２極巻線に供給す
る。これにより回転子Ｒを速度指令値ω* で回転駆動
する２極の回転磁界が形成される。
値ω*が予め与えられ、これが回転速度検出器１０で検
出された実際の回転速度ωｍと比較される。そして、こ
の偏差がＰＩ（Ｄ）コントローラ２１に入力され、その
偏差がゼロとなるようにｑ軸電流、Ｉｑ*が出力され
る。一方で、励磁電流に相当するｄ軸電流Ｉｄ*が予め
与えられる。そして、制御器２２により、入力された回
転座標系の電流Ｉｄ*，Ｉｑ*から、固定座標系の二相電
流Ｉａ*，Ｉｂ*が、回転角ωｔについて図中に示す行列
演算で求められる。そして、この固定座標系の二相電流
Ｉａ*，Ｉｂ*を二相三相変換回路２３で三相電流Ｉ
u2 *，Ｉｖ2 *，Ｉｗ2 *に変換し、電力増幅器２４で所定
の電流値に電力増幅して、固定子Ｓの２極巻線に供給す
る。これにより回転子Ｒを速度指令値ω* で回転駆動
する２極の回転磁界が形成される。
【００１５】一方で、位置制御系（４極回転磁界）の制
御は、概略、次の通りである。まず、ギャップセンサ１
１ｘ，１１ｙにより回転子Ｒの浮上位置を検出して、予
め設定された浮上位置指令値ｘ*，ｙ*と、加算器２５で
比較する。そして、それぞれの偏差Δｘ，Δｙがそれぞ
れＰＩ（Ｄ）コントローラ２６に入力され、偏差をゼロ
とするための位置制御力指令値Ｆｘ*，Ｆｙ*が算出され
る。そして制御器２７において、位置制御力指令値Ｆｘ
*，Ｆｙ*から、回転角ωｔについて図中に示す行列演算
で回転座標系から固定座標系に変換した二相の制御電流
指令値Ｉα*，Ｉβ*を演算する。そして、二相三相変換
回路２８で、三相の電流指令値Ｉｕ4*，Ｉｖ4*，Ｉｗ4*
に変換して、電力増幅器により４極の固定子巻線に所定
の電流を供給する。固定子・回転子間の空隙中には４極
浮上位置制御磁界が形成され、２極回転駆動磁界と重畳
され、これにより回転子Ｒの浮上位置が制御される。
御は、概略、次の通りである。まず、ギャップセンサ１
１ｘ，１１ｙにより回転子Ｒの浮上位置を検出して、予
め設定された浮上位置指令値ｘ*，ｙ*と、加算器２５で
比較する。そして、それぞれの偏差Δｘ，Δｙがそれぞ
れＰＩ（Ｄ）コントローラ２６に入力され、偏差をゼロ
とするための位置制御力指令値Ｆｘ*，Ｆｙ*が算出され
る。そして制御器２７において、位置制御力指令値Ｆｘ
*，Ｆｙ*から、回転角ωｔについて図中に示す行列演算
で回転座標系から固定座標系に変換した二相の制御電流
指令値Ｉα*，Ｉβ*を演算する。そして、二相三相変換
回路２８で、三相の電流指令値Ｉｕ4*，Ｉｖ4*，Ｉｗ4*
に変換して、電力増幅器により４極の固定子巻線に所定
の電流を供給する。固定子・回転子間の空隙中には４極
浮上位置制御磁界が形成され、２極回転駆動磁界と重畳
され、これにより回転子Ｒの浮上位置が制御される。
【００１６】しかしながら、図１中で演算して得られる
二相電流指令値Ｉα*，Ｉβ*は、回転子の電流路に流れ
る誘導電流（二次電流）を考慮せずに決定されるので、
二次電流が発生した場合には、ギャップセンサが検出し
た浮上位置に基づく二相電流指令値Ｉα*，Ｉβ*による
磁界分布と、実際の固定子・回転子間の空隙中の磁界分
布に差異が生じてしまう。この回転子電流路に生じる誘
導電流により、浮上位置制御磁界分布が変形して、正常
の浮上位置制御力を作用させられなくなることは上述し
た通りである。
二相電流指令値Ｉα*，Ｉβ*は、回転子の電流路に流れ
る誘導電流（二次電流）を考慮せずに決定されるので、
二次電流が発生した場合には、ギャップセンサが検出し
た浮上位置に基づく二相電流指令値Ｉα*，Ｉβ*による
磁界分布と、実際の固定子・回転子間の空隙中の磁界分
布に差異が生じてしまう。この回転子電流路に生じる誘
導電流により、浮上位置制御磁界分布が変形して、正常
の浮上位置制御力を作用させられなくなることは上述し
た通りである。
【００１７】図２は、本発明の一実施形態の無軸受回転
機械の制御系の構成図である。図１との相違点は、電流
補償を行う補正演算器３０を固定座標系に変換した二相
電流Ｉα*，Ｉβ*に適用して、この入力電流を補正演算
することで前述の問題を解決している。この補正演算器
３０の入力は、誘導電流が存在しないと仮定した電流分
布を表す二相電流信号Ｉα，Ｉβと、回転子回転角速度
ωｍである。出力は、補正した位置制御巻線電流の二相
電流信号Ｉα”，Ｉβ”である。この補正した巻線電流
は、後述するように回転子電流路に生じる誘導電流が本
来の浮上位置制御磁界分布を変形させることを補正する
ものである。従って、この補正された二相電流指令値Ｉ
α”，Ｉβ”を二相三相変換器２８及び電力増幅器２９
を介して４極巻線に供給することにより、本来の浮上位
置制御電流指令値Ｉα，Ｉβが形成するのと同じ磁界分
布を固定子・回転子間の空隙中に形成することができ
る。
機械の制御系の構成図である。図１との相違点は、電流
補償を行う補正演算器３０を固定座標系に変換した二相
電流Ｉα*，Ｉβ*に適用して、この入力電流を補正演算
することで前述の問題を解決している。この補正演算器
３０の入力は、誘導電流が存在しないと仮定した電流分
布を表す二相電流信号Ｉα，Ｉβと、回転子回転角速度
ωｍである。出力は、補正した位置制御巻線電流の二相
電流信号Ｉα”，Ｉβ”である。この補正した巻線電流
は、後述するように回転子電流路に生じる誘導電流が本
来の浮上位置制御磁界分布を変形させることを補正する
ものである。従って、この補正された二相電流指令値Ｉ
α”，Ｉβ”を二相三相変換器２８及び電力増幅器２９
を介して４極巻線に供給することにより、本来の浮上位
置制御電流指令値Ｉα，Ｉβが形成するのと同じ磁界分
布を固定子・回転子間の空隙中に形成することができ
る。
【００１８】図３（Ａ）（Ｂ）は、補正演算器の回転子
誘導電流の影響を補正する原理を説明するためのもので
、図３（Ａ）は、図１に示す従来の制御系に相当する
ものである。即ち、ギャップセンサで検出された回転子
Ｒの浮上位置ｘ，ｙと、浮上位置指令値ｘ*，ｙ*との偏
差から、回転子を目標浮上位置に近づけるための二相電
流Ｉα，Ｉβが制御器２７により算出される。この電流
の指令値Ｉα，Ｉβは、二相三相変換器２８及び増幅器
２９を介して固定子巻線に供給される。
誘導電流の影響を補正する原理を説明するためのもので
、図３（Ａ）は、図１に示す従来の制御系に相当する
ものである。即ち、ギャップセンサで検出された回転子
Ｒの浮上位置ｘ，ｙと、浮上位置指令値ｘ*，ｙ*との偏
差から、回転子を目標浮上位置に近づけるための二相電
流Ｉα，Ｉβが制御器２７により算出される。この電流
の指令値Ｉα，Ｉβは、二相三相変換器２８及び増幅器
２９を介して固定子巻線に供給される。
【００１９】しかしながら、固定子巻線に浮上位置制御
用の電流が供給されると、これに伴って回転子の電流路
にも誘導電流が生じ、元の磁界分布を変形させてしまう
ことは前述したとおりである。従って、回転子に流れる
二次電流により変形された磁界分布をこれに等価な二相
電流Ｉα'，Ｉβ'とすると、固定子・回転子の間の空隙
に生じる磁界分布は、図中の（１）式により表される。
ここで伝達関数［Ｇ］は、固定子巻線に供給される二相
電流Ｉα，Ｉβに対して、固定子・回転子間の空隙に生
じる磁界分布に等価な二相電流Ｉα'，Ｉβ'との比であ
り、固定子及び回転子の形状・各種回路定数から決まっ
てくる定数と回転角速度ωｍとからなる行列式である。
用の電流が供給されると、これに伴って回転子の電流路
にも誘導電流が生じ、元の磁界分布を変形させてしまう
ことは前述したとおりである。従って、回転子に流れる
二次電流により変形された磁界分布をこれに等価な二相
電流Ｉα'，Ｉβ'とすると、固定子・回転子の間の空隙
に生じる磁界分布は、図中の（１）式により表される。
ここで伝達関数［Ｇ］は、固定子巻線に供給される二相
電流Ｉα，Ｉβに対して、固定子・回転子間の空隙に生
じる磁界分布に等価な二相電流Ｉα'，Ｉβ'との比であ
り、固定子及び回転子の形状・各種回路定数から決まっ
てくる定数と回転角速度ωｍとからなる行列式である。
【００２０】図３（Ｂ）は、図２に示す本発明の実施形
態に相当するもので、補正演算器３０を制御器２７と二
相三相変換器２８及び電力増幅器２９との間に挿入した
ものである。この補正演算器３０は、制御器２７の出力
である二相電流Ｉα，Ｉβと、固定子・回転子間の空隙
中に生じる磁界分布の等価電流Ｉα'，Ｉβ'との間の伝
達関数［Ｇ］の逆行列［Ｇ-1］を入力電流Ｉα，Ｉβに
対して乗算を行う演算装置である。従って制御器２７
で、二相電流Ｉα，Ｉβが出力されると、その出力結果
が補正演算器３０に入力される。補正演算器では、前述
したように、［Ｇ-1］の伝達関数の乗算を行うので、こ
の補正演算器の出力Ｉα''，Ｉβ''は、（２）式を解く
ことによって得られる。
態に相当するもので、補正演算器３０を制御器２７と二
相三相変換器２８及び電力増幅器２９との間に挿入した
ものである。この補正演算器３０は、制御器２７の出力
である二相電流Ｉα，Ｉβと、固定子・回転子間の空隙
中に生じる磁界分布の等価電流Ｉα'，Ｉβ'との間の伝
達関数［Ｇ］の逆行列［Ｇ-1］を入力電流Ｉα，Ｉβに
対して乗算を行う演算装置である。従って制御器２７
で、二相電流Ｉα，Ｉβが出力されると、その出力結果
が補正演算器３０に入力される。補正演算器では、前述
したように、［Ｇ-1］の伝達関数の乗算を行うので、こ
の補正演算器の出力Ｉα''，Ｉβ''は、（２）式を解く
ことによって得られる。
【００２１】従って、この補正演算器の出力Ｉα''，Ｉ
β''が固定子巻線に供給されると、回転子の電流路に誘
導電流が生じ、この電流Ｉα''，Ｉβ''に対応した磁界
が変形をうける。この誘導電流に伴う巻線電流の磁界分
布の変形の伝達関数は、上述したように［Ｇ］である。
それ故、固定子・回転子間の空隙中に生じる磁界分布Ｉ
α'，Ｉβ'は、（３）式に示すように、制御器２７の出
力である二相電流Ｉα，Ｉβと等しくなる。即ち、補正
演算器３０から固定子巻線に供給される電流に対して回
転子に生じる二次電流の影響を受けた磁界分布の伝達関
数［Ｇ］に対して、これを相殺するように逆行列
［Ｇ-1］の演算処理を補正演算器３０で予め行うこと
で、回転子に生じる二次電流の固定子・回転子間の空隙
中に生じる磁界分布への影響をキャンセルすることがで
きる。
β''が固定子巻線に供給されると、回転子の電流路に誘
導電流が生じ、この電流Ｉα''，Ｉβ''に対応した磁界
が変形をうける。この誘導電流に伴う巻線電流の磁界分
布の変形の伝達関数は、上述したように［Ｇ］である。
それ故、固定子・回転子間の空隙中に生じる磁界分布Ｉ
α'，Ｉβ'は、（３）式に示すように、制御器２７の出
力である二相電流Ｉα，Ｉβと等しくなる。即ち、補正
演算器３０から固定子巻線に供給される電流に対して回
転子に生じる二次電流の影響を受けた磁界分布の伝達関
数［Ｇ］に対して、これを相殺するように逆行列
［Ｇ-1］の演算処理を補正演算器３０で予め行うこと
で、回転子に生じる二次電流の固定子・回転子間の空隙
中に生じる磁界分布への影響をキャンセルすることがで
きる。
【００２２】次にこの補正演算器の演算内容について説
明する。補正演算器の入力は、固定座標系で表現された
固定子・回転子間の空隙中のＮ極位置制御磁界分布を表
わす信号Ｉα，Ｉβと、前記回転子の回転角速度ωｍで
あり、該演算器の出力は、回転子誘導電流の影響を補正
した前記固定子巻線のＮ極位置制御磁界分布に相当する
電流信号Ｉα″，Ｉβ″である。
明する。補正演算器の入力は、固定座標系で表現された
固定子・回転子間の空隙中のＮ極位置制御磁界分布を表
わす信号Ｉα，Ｉβと、前記回転子の回転角速度ωｍで
あり、該演算器の出力は、回転子誘導電流の影響を補正
した前記固定子巻線のＮ極位置制御磁界分布に相当する
電流信号Ｉα″，Ｉβ″である。
【００２３】前記演算器において、演算に使用する定数
として回転子角速度信号ωｍと制御対象である無軸受回
転機械の固有の回路定数とを用いる。固有の回路定数と
しては、制御対象である前記回転機械の回転子電流路の
インダクタンス（Ｌｒ）、回転子電流路の純抵抗分（Ｒ
ｒ）、固定子巻線と回転子電流路の相互インダクタンス
（Ｍｓｒ）、回転子電流路を流れる電流が発生する二次
磁束で半径方向力に寄与しない割合（λ）、を用いる。
として回転子角速度信号ωｍと制御対象である無軸受回
転機械の固有の回路定数とを用いる。固有の回路定数と
しては、制御対象である前記回転機械の回転子電流路の
インダクタンス（Ｌｒ）、回転子電流路の純抵抗分（Ｒ
ｒ）、固定子巻線と回転子電流路の相互インダクタンス
（Ｍｓｒ）、回転子電流路を流れる電流が発生する二次
磁束で半径方向力に寄与しない割合（λ）、を用いる。
【００２４】前記入力信号を、振幅と位相を表現できる
２変数のスカラー量（２次元のベクトル）でそれぞれ取
扱う。このため、入力信号Ｉα，Ｉβ及び出力信号Ｉ
α″，Ｉβ″に相当する信号はそれぞれ２変数で表現す
るので、それぞれ２本の信号線となる。即ち、前記演算
器の入力信号である前記Ｎ極位置制御磁界分布指令値
（電流分布）と、該演算器の出力信号である前記固定子
巻線のＮ極電流分布とを、固定座標の二次元ベクトルで
表現するために各々２変数で表現し、該演算器で演算す
ることを特徴とする。
２変数のスカラー量（２次元のベクトル）でそれぞれ取
扱う。このため、入力信号Ｉα，Ｉβ及び出力信号Ｉ
α″，Ｉβ″に相当する信号はそれぞれ２変数で表現す
るので、それぞれ２本の信号線となる。即ち、前記演算
器の入力信号である前記Ｎ極位置制御磁界分布指令値
（電流分布）と、該演算器の出力信号である前記固定子
巻線のＮ極電流分布とを、固定座標の二次元ベクトルで
表現するために各々２変数で表現し、該演算器で演算す
ることを特徴とする。
【００２５】従って、演算器出力である固定子電流ベク
トル（一次電流ベクトル）と、演算器入力である本来の
磁界分布に対応する（制御器出力の）電流ベクトルと、
回転子電流路を流れる回転子電流ベクトル（二次電流ベ
クトル）には、図４に示す関係がある。前記固定子巻線
の電流分布ベクトル[Ｉα″，Ｉβ″]と、前記回転子電
流路の電流分布と、前記固定子・回転子間の空隙の磁界
分布ベクトル[Ｉα，Ｉβ]とを、固定座標平面上のベク
トルで表記したとき、ｋ１，ｋ２を誘導機の回路の定数
のみの演算で決まる定数として、 (磁界分布ベクトル)＝k1×(固定子電流ベクトル)＋k2×
(回転子電流ベクトル) の関係を用いて、前記演算器において演算を行うことに
より前記固定子及び回転子の電流分布を求める。
トル（一次電流ベクトル）と、演算器入力である本来の
磁界分布に対応する（制御器出力の）電流ベクトルと、
回転子電流路を流れる回転子電流ベクトル（二次電流ベ
クトル）には、図４に示す関係がある。前記固定子巻線
の電流分布ベクトル[Ｉα″，Ｉβ″]と、前記回転子電
流路の電流分布と、前記固定子・回転子間の空隙の磁界
分布ベクトル[Ｉα，Ｉβ]とを、固定座標平面上のベク
トルで表記したとき、ｋ１，ｋ２を誘導機の回路の定数
のみの演算で決まる定数として、 (磁界分布ベクトル)＝k1×(固定子電流ベクトル)＋k2×
(回転子電流ベクトル) の関係を用いて、前記演算器において演算を行うことに
より前記固定子及び回転子の電流分布を求める。
【００２６】固定子巻線電流（固定子電流ベクトル：一
次電流ベクトル）と回転子電流路の電流（回転子電流ベ
クトル：二次電流ベクトル）には、図５に示す関係があ
る。即ち、回転子の回転速度信号ωｍを、前述した電流
ベクトル平面に垂直なベクトルで表現し、そのベクトル
の長さは回転速度を、ベクトルの向きは回転方向として
表現する。従って、次の関係式が得られる。 （回転子電流ベクトル）＝−ｄ〔k3×（固定子電流ベク
トル）＋k4×（回転子電流ベクトル）〕／dt＋〔（回転
子回転角速度ベクトル）×k3×（固定子電流ベクトル）
＋k4×（固定子電流ベクトル）〕 ここでk3，k4は、誘導機の回路定数から決まる定数であ
る。以上の関係式から、前記演算器において演算を行う
ことにより前記固定子巻線の電流分布（Ｉα″，Ｉ
β″）を求める。
次電流ベクトル）と回転子電流路の電流（回転子電流ベ
クトル：二次電流ベクトル）には、図５に示す関係があ
る。即ち、回転子の回転速度信号ωｍを、前述した電流
ベクトル平面に垂直なベクトルで表現し、そのベクトル
の長さは回転速度を、ベクトルの向きは回転方向として
表現する。従って、次の関係式が得られる。 （回転子電流ベクトル）＝−ｄ〔k3×（固定子電流ベク
トル）＋k4×（回転子電流ベクトル）〕／dt＋〔（回転
子回転角速度ベクトル）×k3×（固定子電流ベクトル）
＋k4×（固定子電流ベクトル）〕 ここでk3，k4は、誘導機の回路定数から決まる定数であ
る。以上の関係式から、前記演算器において演算を行う
ことにより前記固定子巻線の電流分布（Ｉα″，Ｉ
β″）を求める。
【００２７】前記定数k1，k2，k3，k4は、誘導機の回路
定数から次の式で表せる。 k1＝１ k2＝（ｌ−ｅ）・（Ｌｒ／Ｍｓｒ） ＝（回転子電流路の自己インダクタンス）／（固定子巻線と回転子電流路の 相互インダクタンス）× 〔１−（回転子電流路が発生する磁束で半径方向力に寄与しない割合） 〕 k3＝Ｍｓｒ／Ｒｒ ＝（固定子巻線と回転子電流路の相互インダクタンス）／ （回転子電流路の純抵抗分） k4＝Ｌｒ／Ｒｒ ＝（回転子電流路の自己インダクタンス）／（回転子電流路の純抵抗分） 但し、Ｌｒ：回転子電流路の自己インダクタンス Ｍｓｒ：固定子巻線と回転子電流路の相互インダクタン
ス Ｒｒ：回転子電流路の純抵抗分
定数から次の式で表せる。 k1＝１ k2＝（ｌ−ｅ）・（Ｌｒ／Ｍｓｒ） ＝（回転子電流路の自己インダクタンス）／（固定子巻線と回転子電流路の 相互インダクタンス）× 〔１−（回転子電流路が発生する磁束で半径方向力に寄与しない割合） 〕 k3＝Ｍｓｒ／Ｒｒ ＝（固定子巻線と回転子電流路の相互インダクタンス）／ （回転子電流路の純抵抗分） k4＝Ｌｒ／Ｒｒ ＝（回転子電流路の自己インダクタンス）／（回転子電流路の純抵抗分） 但し、Ｌｒ：回転子電流路の自己インダクタンス Ｍｓｒ：固定子巻線と回転子電流路の相互インダクタン
ス Ｒｒ：回転子電流路の純抵抗分
【００２８】以上に説明した固定子巻線電流（Ｉα，Ｉ
β）と、回転子電流路の電流（Ｉｒα，Ｉｒβ）と、あ
るべき磁界分布（Ｉα'，Ｉβ'）の関係と、固定子巻線
電流と回転子電流路の関係から回転子電流路の電流（Ｉ
ｒα，Ｉｒβ）は、直接制御できないので消去する。す
ると、固定子巻線電流（Ｉα，Ｉβ）と、磁界分布（Ｉ
α’，Ｉβ’）との関係式が次のように求められる。
β）と、回転子電流路の電流（Ｉｒα，Ｉｒβ）と、あ
るべき磁界分布（Ｉα'，Ｉβ'）の関係と、固定子巻線
電流と回転子電流路の関係から回転子電流路の電流（Ｉ
ｒα，Ｉｒβ）は、直接制御できないので消去する。す
ると、固定子巻線電流（Ｉα，Ｉβ）と、磁界分布（Ｉ
α’，Ｉβ’）との関係式が次のように求められる。
【００２９】
【数１】 但し、（Ｉα’，Ｉβ’）：磁界分布ベクトル ωｍ：回転角速度ベクトル （Ｉα，Ｉβ）：固定子電流ベクトル k5＝１ k6＝Ｒｒ／Ｌｒ k7＝λ 但し、λ：回転子電流路が発生する磁束で半径
方向力に寄しない割合 k8＝λ k9＝Ｒｒ／Ｌｒ
方向力に寄しない割合 k8＝λ k9＝Ｒｒ／Ｌｒ
【００３０】即ち、スカラー量である回転角速度ωｍ
を、二相平面を変動する固定子電流ベクトル[Ｉα，Ｉ
β]、補正演算器出力電流ベクトル［Ｉα”，Ｉβ”］
に対して常に直交するベクトルで表記し、その長さを回
転速度、ベクトルの向きを回転方向を表わすように定義
したとき、[Ｉα，Ｉβ]と[Ｉα”，Ｉβ”]は（５）式
で関係付けられる。
を、二相平面を変動する固定子電流ベクトル[Ｉα，Ｉ
β]、補正演算器出力電流ベクトル［Ｉα”，Ｉβ”］
に対して常に直交するベクトルで表記し、その長さを回
転速度、ベクトルの向きを回転方向を表わすように定義
したとき、[Ｉα，Ｉβ]と[Ｉα”，Ｉβ”]は（５）式
で関係付けられる。
【００３１】
【数２】
【００３２】ここでλとμは回転機械の幾何学的構造に
よって決定する定数なので、演算に必要な変数は（５）
式中のベクトルで与えられた物理量のみになる。この式
を（Ｉα”，Ｉβ”）について解くと（６）式を得る。
よって決定する定数なので、演算に必要な変数は（５）
式中のベクトルで与えられた物理量のみになる。この式
を（Ｉα”，Ｉβ”）について解くと（６）式を得る。
【００３３】
【数３】
【００３４】このようにして、入力信号ωｍ、制御器出
力の固定子電流ベクトル[Ｉα，Ｉβ]を演算することに
よって得た固定子位置制御巻線電流指令値信号[Ｉ
α”，Ｉβ”]を従来型の制御系と同様に二相三相変換
器に引き渡すことにより、当初より意図したＮ極磁界分
布を形成できる。
力の固定子電流ベクトル[Ｉα，Ｉβ]を演算することに
よって得た固定子位置制御巻線電流指令値信号[Ｉ
α”，Ｉβ”]を従来型の制御系と同様に二相三相変換
器に引き渡すことにより、当初より意図したＮ極磁界分
布を形成できる。
【００３５】図６は、ギャップセンサ出力に基づく制御
器出力電流[Ｉα，Ｉβ]と、固定子・回転子間の空隙中
に生じる回転子誘導電流の影響を受けた磁界（等価電流
換算[Ｉα’,Ｉβ’]のα軸成分）の時間軸に対する変
動の一例を示す実測図である。図示するように、固定子
・回転子の空隙中に生じる磁界［Ｉα’，Ｉβ’］は、
回転子誘導電流の影響を受けるため、本来のあるべき磁
界分布である制御器出力電流［Ｉα，Ｉβ］からかなり
変形したものとなる。このため、ギャップセンサで検出
された回転子の変位信号に基づく磁気吸引力とは異なっ
た磁気吸引力が回転子に作用することになり、回転子の
浮上安定性を損なうことになる。
器出力電流[Ｉα，Ｉβ]と、固定子・回転子間の空隙中
に生じる回転子誘導電流の影響を受けた磁界（等価電流
換算[Ｉα’,Ｉβ’]のα軸成分）の時間軸に対する変
動の一例を示す実測図である。図示するように、固定子
・回転子の空隙中に生じる磁界［Ｉα’，Ｉβ’］は、
回転子誘導電流の影響を受けるため、本来のあるべき磁
界分布である制御器出力電流［Ｉα，Ｉβ］からかなり
変形したものとなる。このため、ギャップセンサで検出
された回転子の変位信号に基づく磁気吸引力とは異なっ
た磁気吸引力が回転子に作用することになり、回転子の
浮上安定性を損なうことになる。
【００３６】図７は、図６に示す固定子・回転子間の空
隙中に生じる磁界分布に対して、ロータの回転速度と装
置固有の定数から表現された伝達関数[Ｇ]を乗算して求
めたグラフである。即ち、[Ｇ][Ｉ]に相当する関数であ
り、実測された磁界分布［Ｉα’，Ｉβ’］と良く一致
していることが判る。従って、固定子電流ベクトルと磁
界分布ベクトルとの伝達関数[Ｇ]から、補正演算器の伝
達関数[Ｇ-1]がこれに対応するので、補正演算器の演算
式を正確に求めることができることが判る。
隙中に生じる磁界分布に対して、ロータの回転速度と装
置固有の定数から表現された伝達関数[Ｇ]を乗算して求
めたグラフである。即ち、[Ｇ][Ｉ]に相当する関数であ
り、実測された磁界分布［Ｉα’，Ｉβ’］と良く一致
していることが判る。従って、固定子電流ベクトルと磁
界分布ベクトルとの伝達関数[Ｇ]から、補正演算器の伝
達関数[Ｇ-1]がこれに対応するので、補正演算器の演算
式を正確に求めることができることが判る。
【００３７】以上の説明から明らかなように、無軸受回
転機械の誘導型回転子において、二次電流によって発生
する磁束を考慮して、固定子巻線電流を演算する演算器
を付加することにより、回転駆動のみを目的としたかご
型等の誘導型電動機用回転子を用いて、安定な磁気浮上
を可能にした。
転機械の誘導型回転子において、二次電流によって発生
する磁束を考慮して、固定子巻線電流を演算する演算器
を付加することにより、回転駆動のみを目的としたかご
型等の誘導型電動機用回転子を用いて、安定な磁気浮上
を可能にした。
【００３８】なお、この実施形態では、駆動磁界を発生
する巻線と、位置制御磁界を発生する巻線に、それぞれ
分離された固定子巻線を用いて、固定子磁界を生成する
例について説明したが、Ｍ極（回転駆動用）磁界とＮ極
（位置制御用）磁界を各々独立に発生する巻線であれ
ば、本発明と同様の回転駆動と磁気浮上制御が可能であ
る。また、本発明の実施形態ではＭ＝２、Ｎ＝４で説明
したが、 Ｎ＝Ｍ±２ の関係があれば、Ｍ，Ｎはいかなる極数でも本発明の趣
旨を逸脱することなく、適用が可能である。
する巻線と、位置制御磁界を発生する巻線に、それぞれ
分離された固定子巻線を用いて、固定子磁界を生成する
例について説明したが、Ｍ極（回転駆動用）磁界とＮ極
（位置制御用）磁界を各々独立に発生する巻線であれ
ば、本発明と同様の回転駆動と磁気浮上制御が可能であ
る。また、本発明の実施形態ではＭ＝２、Ｎ＝４で説明
したが、 Ｎ＝Ｍ±２ の関係があれば、Ｍ，Ｎはいかなる極数でも本発明の趣
旨を逸脱することなく、適用が可能である。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、回
転駆動のみを目的とした例えばかご型等の誘導型回転子
を用いて、回転子電流路に生じる誘導電流の影響を受け
ることなく、安定な磁気浮上を達成できる。これによ
り、複雑な電流路構造を有する回転子を用いる必要がな
くなり、安価で堅牢な例えば一般的に用いられているか
ご型回転子を無軸受回転機械の回転子として使用でき
る。
転駆動のみを目的とした例えばかご型等の誘導型回転子
を用いて、回転子電流路に生じる誘導電流の影響を受け
ることなく、安定な磁気浮上を達成できる。これによ
り、複雑な電流路構造を有する回転子を用いる必要がな
くなり、安価で堅牢な例えば一般的に用いられているか
ご型回転子を無軸受回転機械の回転子として使用でき
る。
【図１】無軸受回転機械の制御系の一般的な構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】本発明の実施形態の無軸受回転機械の制御系の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図３】補正演算器の動作原理を示す説明図であり、
（Ａ）は補正演算無しの場合を示し、（Ｂ）は補正演算
により誘導電流の影響を相殺する関係を示す。
（Ａ）は補正演算無しの場合を示し、（Ｂ）は補正演算
により誘導電流の影響を相殺する関係を示す。
【図４】電流ベクトルと磁界分布ベクトルの関係を示す
説明図である。
説明図である。
【図５】回転子角速度ベクトルと電流ベクトル又は磁界
分布ベクトルの関係を示す説明図である。
分布ベクトルの関係を示す説明図である。
【図６】固定子電流（Ｉα，Ｉβ）と磁界分布（Ｉ
α’，Ｉβ’）の関係を示すグラフである。
α’，Ｉβ’）の関係を示すグラフである。
【図７】固定子電流（Ｉα，Ｉβ）に伝達関数[Ｇ]を乗
算した結果と磁界分布（Ｉα’，Ｉβ’）の関係を示す
グラフである。
算した結果と磁界分布（Ｉα’，Ｉβ’）の関係を示す
グラフである。
１０ 回転速度検出器 １１ ギャップセンサ ２０，２５ 加算器 ２１，２６ ＰＩ（Ｄ）制御器 ２２，２７ 制御器 ２３，２８ ２相３相変換器 ２４，２９ 電力増幅器 ３０ 補正演算器 [Ｉα，Ｉβ] 固定子電流ベクトル [Ｉα′，Ｉβ′] 磁界分布ベクトル [Ｉα″，Ｉβ″] 補正後の固定子電流ベクトル
Claims (9)
- 【請求項１】 円筒型回転子を有する回転機械で、固定
子に巻回された複数の巻線によって、該回転子・該固定
子の空隙に回転子駆動磁界であるＭ極と、その磁界分布
にＭ±２極であるＮ極の磁界分布を発生して重畳するこ
とにより、該回転子に与える回転駆動力と該回転子の半
径方向浮上位置を同時に制御する無軸受回転機械で、該
回転子が回転力を付与されるための電流路を有する誘導
機において、 該固定子巻線の電流分布により該Ｎ極の位置制御磁界が
生じ、そのため発生する磁束が該回転子電流路に誘導電
流を誘起することによって生じる二次磁束によって引き
起こされる固定子・回転子間空隙中の磁界の分布と、前
記固定子巻線のＮ極の位置制御磁界分布との差異を補正
するための補正演算器を備えたことを特徴とする無軸受
回転機械。 - 【請求項２】 前記補正演算器の入力は、固定座標で表
現された前記空隙中の前記Ｎ極位置制御磁界分布を表わ
す信号と、前記回転子の回転角速度信号であり、該演算
器の出力は前記固定子巻線のＮ極電流分布を表わす信号
であることを特徴とする請求項１記載の無軸受回転機
械。 - 【請求項３】 前記補正演算器において、演算に使用す
る定数として、制御対象である前記回転機械の回転子電
流路のインダクタンス、回転子電流路の純抵抗分、固定
子巻線と回転子電流路の相互インダクタンス、回転子電
流路を流れる電流が発生する二次磁束で半径方向力に寄
与しない割合とを用いることを特徴とする請求項１記載
の無軸受回転機械。 - 【請求項４】 前記補正演算器の入力信号である前記Ｎ
極位置制御磁界分布と、該補正演算器の出力信号である
前記固定子巻線のＮ極電流分布とを、固定座標の二次元
ベクトルで表現するために各々２変数で表現し、該補正
演算器で演算することを特徴とする請求項１記載の無軸
受回転機械。 - 【請求項５】 前記固定子巻線のＮ極電流分布と、前記
回転子電流路の電流分布と、前記固定子・回転子間の空
隙の磁界分布とを、固定座標平面上のベクトルで表記し
たとき、ｋ１，ｋ２を請求項３の定数のみの演算で決ま
る定数として、 (磁界分布ベクトル)＝k1×(固定子電流ベクトル)＋k2×
(回転子電流ベクトル) の関係を用いて、前記補正演算器において演算を行うこ
とによりこれらの電流分布を求めることを特徴とする請
求項１記載の無軸受回転機械。 - 【請求項６】 前記固定子電流ベクトルと前記回転子電
流ベクトルを、請求項３の定数のみの演算で決まる定数
ｋ３，ｋ４と、前記固定座標平面に垂直なベクトルでそ
の長さは回転角速度、向きは回転方向を表わす回転子回
転角速度ベクトル[ωｍ]を用いて、 （回転子電流ベクトル）＝−ｄ〔k3×（固定子電流ベク
トル）＋k4×（回転子電流ベクトル）〕／dt＋〔（回転
子回転角速度ベクトル）×ｋ３×（固定子電流ベクト
ル）＋ｋ４×（固定子電流ベクトル）〕 の関係を、前記補正演算器において演算を行うことによ
り前記固定子巻線の電流分布を求めることを特徴とする
請求項５記載の無軸受回転機械。 - 【請求項７】 前記定数k1，k2，k3，k4を、請求項３の
定数を用いて、 k1＝１ k2＝（回転子電流路の自己インダクタンス）／（固定子
巻線と回転子電流路の相互インダクタンス）×〔１−
（回転子電流路が発生する磁束で半径方向力に寄与しな
い割合）〕 k3＝（固定子巻線と回転子電流路の相互インダクタン
ス）／（回転子電流路の純抵抗分） k4＝（回転子電流路の自己インダクタンス）／（回転子
電流路の純抵抗分） の関係で求め、前記補正演算器において演算に用いるこ
とを特徴とする請求項６記載の無軸受回転機械。 - 【請求項８】 前記固定子電流ベクトルと前記磁界分布
ベクトルを、請求項３の定数のみの演算で決まる定数k
5，k6，k7，k8，k9と、前記回転子回転角速度ベクトル
[ωｍ]を用いて、 ｄ（磁界分布ベクトル）／dt−k5（回転子回転角速度ベ
クトル）×（磁界分布ベクトル）＋k6（磁界分布ベクト
ル）＝k7×d（固定子巻線電流ベクトル）／dt−k8（回
転子回転角速度ベクトル）×（固定子巻線電流ベクト
ル）＋k9（固定子巻線電流ベクトル） の関係より、前記補正演算器において、前記固定子巻線
電流を演算することを特徴とする請求項７記載の無軸受
回転機械。 - 【請求項９】 前記定数k5，k6，k7，k8，k9を、請求項
３の定数を用いて、 k5＝１ k6＝（回転子電流路の純抵抗分）／（回転子電流路の自
己インダクタンス） k7＝（回転子電流路が発生する磁束で半径方向力に寄し
ない割合） k8＝（回転子電流路が発生する磁束で半径方向力に寄与
しない割合） k9＝（回転子電流路の純抵抗分）／（回転子電流路の自
己インダクタンス） の関係で求め、前記補正演算器において演算に用いるこ
とを特徴とする請求項８記載の無軸受回転機械。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07461997A JP3614270B2 (ja) | 1997-03-11 | 1997-03-11 | 無軸受回転機械 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07461997A JP3614270B2 (ja) | 1997-03-11 | 1997-03-11 | 無軸受回転機械 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10257713A true JPH10257713A (ja) | 1998-09-25 |
| JP3614270B2 JP3614270B2 (ja) | 2005-01-26 |
Family
ID=13552385
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07461997A Expired - Fee Related JP3614270B2 (ja) | 1997-03-11 | 1997-03-11 | 無軸受回転機械 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3614270B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102185547A (zh) * | 2011-03-30 | 2011-09-14 | 浙江大学 | 多相单绕组无轴承电机的无径向位移传感器控制方法 |
| CN112671269A (zh) * | 2021-01-07 | 2021-04-16 | 中国石油大学(华东) | 电磁斥力悬浮装置的悬浮力和转矩的协调控制方法 |
| KR20230016550A (ko) * | 2021-07-26 | 2023-02-02 | 숭실대학교산학협력단 | 무베어링 모터의 삼상 코일 구성 방법 |
-
1997
- 1997-03-11 JP JP07461997A patent/JP3614270B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102185547A (zh) * | 2011-03-30 | 2011-09-14 | 浙江大学 | 多相单绕组无轴承电机的无径向位移传感器控制方法 |
| CN112671269A (zh) * | 2021-01-07 | 2021-04-16 | 中国石油大学(华东) | 电磁斥力悬浮装置的悬浮力和转矩的协调控制方法 |
| CN112671269B (zh) * | 2021-01-07 | 2022-05-13 | 中国石油大学(华东) | 电磁斥力悬浮装置的悬浮力和转矩的协调控制方法 |
| KR20230016550A (ko) * | 2021-07-26 | 2023-02-02 | 숭실대학교산학협력단 | 무베어링 모터의 삼상 코일 구성 방법 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3614270B2 (ja) | 2005-01-26 |
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