JPH10201300A - 軸受兼用モータ - Google Patents
軸受兼用モータInfo
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- JPH10201300A JPH10201300A JP9013389A JP1338997A JPH10201300A JP H10201300 A JPH10201300 A JP H10201300A JP 9013389 A JP9013389 A JP 9013389A JP 1338997 A JP1338997 A JP 1338997A JP H10201300 A JPH10201300 A JP H10201300A
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- rotor
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- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
- F16C32/00—Bearings not otherwise provided for
- F16C32/04—Bearings not otherwise provided for using magnetic or electric supporting means
- F16C32/0406—Magnetic bearings
- F16C32/044—Active magnetic bearings
- F16C32/0474—Active magnetic bearings for rotary movement
- F16C32/0493—Active magnetic bearings for rotary movement integrated in an electrodynamic machine, e.g. self-bearing motor
- F16C32/0497—Active magnetic bearings for rotary movement integrated in an electrodynamic machine, e.g. self-bearing motor generating torque and radial force
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
- F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
- F16C2380/00—Electrical apparatus
- F16C2380/26—Dynamo-electric machines or combinations therewith, e.g. electro-motors and generators
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Connection Of Motors, Electrical Generators, Mechanical Devices, And The Like (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 トルクが変動してもバイアス磁束を一定に保
つことができ、これにより、浮上安定性に秀れた軸受兼
用モータを提供する。 【解決手段】 ステータのスロットに設置した巻線によ
り、ｍ極でなる回転駆動磁界に同期したｍ±２極の制御
磁界を重畳し、ロータに回転力を与えると同時に、ロー
タの変位検出手段によって検出したロータの変位から制
御磁界を増減してロータを磁気浮上制御する軸受兼用モ
ータにおいて、バイアス磁束Ｂoが一定となるように励
磁分電流Ｉdをトルク分電流Ｉqに応じて変化させる演算
手段を備え、トルク分電流Ｉqと励磁分電流Ｉdをベクト
ル制御理論に基づいて固定子座標系に変換し、巻線に供
給するようにした。
つことができ、これにより、浮上安定性に秀れた軸受兼
用モータを提供する。 【解決手段】 ステータのスロットに設置した巻線によ
り、ｍ極でなる回転駆動磁界に同期したｍ±２極の制御
磁界を重畳し、ロータに回転力を与えると同時に、ロー
タの変位検出手段によって検出したロータの変位から制
御磁界を増減してロータを磁気浮上制御する軸受兼用モ
ータにおいて、バイアス磁束Ｂoが一定となるように励
磁分電流Ｉdをトルク分電流Ｉqに応じて変化させる演算
手段を備え、トルク分電流Ｉqと励磁分電流Ｉdをベクト
ル制御理論に基づいて固定子座標系に変換し、巻線に供
給するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、回転体を回転駆動
するモータ作用と、回転体を磁気浮上制御する磁気軸受
作用とを兼ね備えた軸受兼用モータに関する。
するモータ作用と、回転体を磁気浮上制御する磁気軸受
作用とを兼ね備えた軸受兼用モータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術としては、円筒型ステータ内に
円柱型ロータを組み込み、ステータに励磁回路を形成
し、ここでロータに回転力を与えると同時に所定位置に
磁気浮上保持して位置制御力を作用させる軸受兼用モー
タが知られている。これは、ステータに回転駆動用の巻
線と制御用の巻線を備え、それぞれに三相交流電流を流
すことにより、所定の関係の極数の異なる回転磁界を形
成し、円柱型ロータの回転軸垂直面に半径方向の磁気的
吸引力を偏配するものである。
円柱型ロータを組み込み、ステータに励磁回路を形成
し、ここでロータに回転力を与えると同時に所定位置に
磁気浮上保持して位置制御力を作用させる軸受兼用モー
タが知られている。これは、ステータに回転駆動用の巻
線と制御用の巻線を備え、それぞれに三相交流電流を流
すことにより、所定の関係の極数の異なる回転磁界を形
成し、円柱型ロータの回転軸垂直面に半径方向の磁気的
吸引力を偏配するものである。
【０００３】これにより、ロータを磁気的に吸引して、
ロータに回転力を付与するモータとして機能すると共
に、その浮上位置と姿勢を制御して、ステータに対して
非接触浮上支持が可能な磁気軸受として機能することが
できる。このため、従来必要とされていた磁気軸受に相
当する電磁石ヨーク部分及び巻線が不要となり、回転機
械の軸長を短縮して、軸振動からの高速回転の制限を少
なくすることができる。また回転機械を小型軽量化する
ことができる。また、制御巻線の電流と駆動巻線の電流
とにより生じる磁界の相乗効果的な機能により、磁気軸
受に相当する動作を行えるので、従来の磁気軸受と比較
してはるかに小さな電流で制御力が生じ、大幅な省エネ
ルギー化が可能である。
ロータに回転力を付与するモータとして機能すると共
に、その浮上位置と姿勢を制御して、ステータに対して
非接触浮上支持が可能な磁気軸受として機能することが
できる。このため、従来必要とされていた磁気軸受に相
当する電磁石ヨーク部分及び巻線が不要となり、回転機
械の軸長を短縮して、軸振動からの高速回転の制限を少
なくすることができる。また回転機械を小型軽量化する
ことができる。また、制御巻線の電流と駆動巻線の電流
とにより生じる磁界の相乗効果的な機能により、磁気軸
受に相当する動作を行えるので、従来の磁気軸受と比較
してはるかに小さな電流で制御力が生じ、大幅な省エネ
ルギー化が可能である。
【０００４】このように、軸受兼用モータについては、
いくつかの提案がなされている。駆動巻線と位置制御巻
線が別巻線であるもの、あるいは共通巻線であるものが
あるが、基本としてはモータ回転駆動用磁界の極数ｍと
浮上位置制御用磁界の極数ｎが、ｎ＝ｍ±２の関係とな
ることを必要としている。
いくつかの提案がなされている。駆動巻線と位置制御巻
線が別巻線であるもの、あるいは共通巻線であるものが
あるが、基本としてはモータ回転駆動用磁界の極数ｍと
浮上位置制御用磁界の極数ｎが、ｎ＝ｍ±２の関係とな
ることを必要としている。
【０００５】これらのモータとしての回転駆動制御、及
び磁気軸受としての浮上位置制御にベクトル制御を用い
る方式が有る。ベクトル制御では、モータとしての回転
駆動制御に３相交流電流を周波数ωで回転する座標系ｄ
−ｑ座標に変換して演算を行う。回転座標系における巻
線（コイル）に流れる電流Ｉoのうち、回転子を磁化す
るために流すｄ軸上の励磁分電流がＩd、トルクを与え
るために流すｑ軸上のトルク分電流がＩqである。
び磁気軸受としての浮上位置制御にベクトル制御を用い
る方式が有る。ベクトル制御では、モータとしての回転
駆動制御に３相交流電流を周波数ωで回転する座標系ｄ
−ｑ座標に変換して演算を行う。回転座標系における巻
線（コイル）に流れる電流Ｉoのうち、回転子を磁化す
るために流すｄ軸上の励磁分電流がＩd、トルクを与え
るために流すｑ軸上のトルク分電流がＩqである。
【０００６】即ち、３相電流をＩU，ＩV，ＩWとする
と、 ＩU＝Ｉo*cos(ωt＋θ) ＩV＝Ｉo*cos(ωt＋θ＋π/３) ＩW＝Ｉo*cos(ωt＋θ＋２π/３) ただし、 Ｉo＝（Ｉd2＋Ｉq2）1/2 ω ＝ωse＋ｐ*ωrm θ ＝arctan (Ｉq/Ｉd） として、必要なトルクＴからトルク分電流Ｉq を決定す
る。通常これらの制御では、励磁分電流Ｉdを一定とし
て、トルク分電流Ｉqを変化させることにより変動する
トルクを自在に制御している。 Ｉq＝Ｔ/｛ｐ*(Ｍ/Ｌr)*Φd｝ Φd＝Ｉd(１＋τs） τ ＝Ｌr/Ｒr ここに、Φd：ｄ軸回転子鎖交磁束、 τ：回転子時定数、 ｐ：極対数、 Ｌr：回転子巻線の自己インダクタンス、 Ｍ ：回転子巻線間の相互インダクタンス Ｒr：回転子巻線の抵抗、 ｓ：ラプラス演算子 である。
と、 ＩU＝Ｉo*cos(ωt＋θ) ＩV＝Ｉo*cos(ωt＋θ＋π/３) ＩW＝Ｉo*cos(ωt＋θ＋２π/３) ただし、 Ｉo＝（Ｉd2＋Ｉq2）1/2 ω ＝ωse＋ｐ*ωrm θ ＝arctan (Ｉq/Ｉd） として、必要なトルクＴからトルク分電流Ｉq を決定す
る。通常これらの制御では、励磁分電流Ｉdを一定とし
て、トルク分電流Ｉqを変化させることにより変動する
トルクを自在に制御している。 Ｉq＝Ｔ/｛ｐ*(Ｍ/Ｌr)*Φd｝ Φd＝Ｉd(１＋τs） τ ＝Ｌr/Ｒr ここに、Φd：ｄ軸回転子鎖交磁束、 τ：回転子時定数、 ｐ：極対数、 Ｌr：回転子巻線の自己インダクタンス、 Ｍ ：回転子巻線間の相互インダクタンス Ｒr：回転子巻線の抵抗、 ｓ：ラプラス演算子 である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】以上の式から分かるよ
うに、モータ駆動電流ＩU，ＩV，ＩWの振幅は Ｉo＝（Ｉd2＋Ｉq2)1/2 で与えられる。ステータとロータ間のギャップに発生す
る磁束Ｂoは、ほぼこの電流Ｉoの大きさに比例して発生
し、この磁束Ｂo が位置制御系では位置制御力発生のた
めのバイアス磁束として作用する。即ち、半径方向位置
制御力Ｆaは Ｆa＝ｋＢoΔＢＳ／（２μ） ここに、ΔＢ：位置制御電流による変調磁束密度、 Ｓ：磁極の断面積、 μ：透磁率、 ｋ：定数、 となる。
うに、モータ駆動電流ＩU，ＩV，ＩWの振幅は Ｉo＝（Ｉd2＋Ｉq2)1/2 で与えられる。ステータとロータ間のギャップに発生す
る磁束Ｂoは、ほぼこの電流Ｉoの大きさに比例して発生
し、この磁束Ｂo が位置制御系では位置制御力発生のた
めのバイアス磁束として作用する。即ち、半径方向位置
制御力Ｆaは Ｆa＝ｋＢoΔＢＳ／（２μ） ここに、ΔＢ：位置制御電流による変調磁束密度、 Ｓ：磁極の断面積、 μ：透磁率、 ｋ：定数、 となる。
【０００８】従って、トルクを増加すると、トルク分電
流Ｉqが増大するため、Ｂo（Ｉo）が変化し、その結
果、半径方向位置制御力のゲインが変化してしまい、軸
受兼用モータの安定性が損なわれるという問題が発生す
る。また、トルク分電流Ｉqが増加すると、駆動電流
ＩU，ＩV，ＩWの振幅が大きくなり、磁極が飽和してし
まうという問題点もある。
流Ｉqが増大するため、Ｂo（Ｉo）が変化し、その結
果、半径方向位置制御力のゲインが変化してしまい、軸
受兼用モータの安定性が損なわれるという問題が発生す
る。また、トルク分電流Ｉqが増加すると、駆動電流
ＩU，ＩV，ＩWの振幅が大きくなり、磁極が飽和してし
まうという問題点もある。
【０００９】本発明は、上述した事情に鑑みて為された
もので、トルクが変動してもバイアス磁束を一定に保つ
ことができ、これにより、浮上安定性に秀れた軸受兼用
モータを提供することを目的とする。
もので、トルクが変動してもバイアス磁束を一定に保つ
ことができ、これにより、浮上安定性に秀れた軸受兼用
モータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の軸受兼用モータ
は、ステータのスロットに設置した巻線により、ｍ極で
なる回転駆動磁界に同期したｍ±２極の制御磁界を重畳
し、ロータに回転力を与えると同時に、該ロータの変位
検出手段によって検出した該ロータの変位から該制御磁
界を増減して該ロータを磁気浮上制御する軸受兼用モー
タにおいて、バイアス磁束Ｂoが一定となるように励磁
分電流Ｉdをトルク分電流Ｉqに応じて変化させる演算手
段を備え、該トルク分電流Ｉqと励磁分電流Ｉdをベクト
ル制御理論に基づいて固定子座標系に変換し、前記巻線
に供給するようにしたことを特徴とする。
は、ステータのスロットに設置した巻線により、ｍ極で
なる回転駆動磁界に同期したｍ±２極の制御磁界を重畳
し、ロータに回転力を与えると同時に、該ロータの変位
検出手段によって検出した該ロータの変位から該制御磁
界を増減して該ロータを磁気浮上制御する軸受兼用モー
タにおいて、バイアス磁束Ｂoが一定となるように励磁
分電流Ｉdをトルク分電流Ｉqに応じて変化させる演算手
段を備え、該トルク分電流Ｉqと励磁分電流Ｉdをベクト
ル制御理論に基づいて固定子座標系に変換し、前記巻線
に供給するようにしたことを特徴とする。
【００１１】又、前記軸受兼用モータは、その制御回路
に、或るトルク分電流値以上でトルク分電流が一定値と
なるようにトルク分電流Ｉq*にリミット回路を設けたこ
とを特徴とする。
に、或るトルク分電流値以上でトルク分電流が一定値と
なるようにトルク分電流Ｉq*にリミット回路を設けたこ
とを特徴とする。
【００１２】上述した本発明によれば、モータ駆動力の
制御をベクトル制御理論に基づいて行っている軸受兼用
モータにおいて、バイアス磁束Ｂoが一定、即ち、 Ｉo＝(Ｉd2＋Ｉq2)1/2＝const となるように励磁分電流Ｉdをトルク分電流Ｉqに応じて Ｉd＝(Ｉo2−Ｉq2)1/2 に従って変化させたことを特徴とするものである。
制御をベクトル制御理論に基づいて行っている軸受兼用
モータにおいて、バイアス磁束Ｂoが一定、即ち、 Ｉo＝(Ｉd2＋Ｉq2)1/2＝const となるように励磁分電流Ｉdをトルク分電流Ｉqに応じて Ｉd＝(Ｉo2−Ｉq2)1/2 に従って変化させたことを特徴とするものである。
【００１３】このように構成した軸受兼用モータにおい
ては、トルクを発生させるためにトルク分電流Ｉqを増
加させても、３相駆動電流の振幅Ｉoは一定に保たれる
ため、バイアス磁束Ｂo が変化せず、半径方向位置制御
と干渉することがなくなる。また、半径方向制御磁束を
重畳した時に励磁が飽和することのないバイアス磁束Ｂ
o となるように、３相駆動電流の振幅Ｉo を決定するこ
とにより、トルク発生により磁極が飽和することも回避
することができる。
ては、トルクを発生させるためにトルク分電流Ｉqを増
加させても、３相駆動電流の振幅Ｉoは一定に保たれる
ため、バイアス磁束Ｂo が変化せず、半径方向位置制御
と干渉することがなくなる。また、半径方向制御磁束を
重畳した時に励磁が飽和することのないバイアス磁束Ｂ
o となるように、３相駆動電流の振幅Ｉo を決定するこ
とにより、トルク発生により磁極が飽和することも回避
することができる。
【００１４】また、制御則 Ｉd＝（Ｉo2−Ｉq2）1/2 に従って励磁分電流Ｉdを決定した場合には、図２に示
すようにトルクＴはピークを持った特性になり、ある程
度以上大きなトルク分電流Ｉq に対しては、小さなトル
クＴとなってしまう。このためトルク分電流Ｉq に対し
て上述したリミット回路を設けることで、トルク分電流
Ｉqが大きな領域でのトルクＴの落ち込みを防止するこ
とができる。
すようにトルクＴはピークを持った特性になり、ある程
度以上大きなトルク分電流Ｉq に対しては、小さなトル
クＴとなってしまう。このためトルク分電流Ｉq に対し
て上述したリミット回路を設けることで、トルク分電流
Ｉqが大きな領域でのトルクＴの落ち込みを防止するこ
とができる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図面を参照
しながら説明する。
しながら説明する。
【００１６】図１は、回転座標系ｄ−ｑ軸における励磁
分電流Ｉdと、トルク分電流Ｉqと、これらの合成電流Ｉ
oとの関係を示す。回転座標系ｄ−ｑ軸における励磁分
電流Ｉdと、これに直交するトルク分電流Ｉqの合成電流
Ｉoがバイアス磁束Ｂoを形成する電流であり、
分電流Ｉdと、トルク分電流Ｉqと、これらの合成電流Ｉ
oとの関係を示す。回転座標系ｄ−ｑ軸における励磁分
電流Ｉdと、これに直交するトルク分電流Ｉqの合成電流
Ｉoがバイアス磁束Ｂoを形成する電流であり、
【数３】 の関係がある。
【００１７】図２は、トルク分電流Ｉq とトルクの関係
を模式的に表したグラフであり、トルク分電流Ｉq があ
る点でピークトルクを持つことが分かる。ピークトルク
は、Ｉqが増大するとＩdが減少するので、
を模式的に表したグラフであり、トルク分電流Ｉq があ
る点でピークトルクを持つことが分かる。ピークトルク
は、Ｉqが増大するとＩdが減少するので、
【数４】 でピークを有することになる。
【００１８】図３は、トルク分電流Ｉq のリミッタ回路
特性の一例である。図示するように、トルク分電流Ｉq
が一定の範囲（Ｉd*／√２）を越えた場合には、トルク
Ｔの低下を防止するため、目標トルク分電流Ｉq*を一定
値（±Ｉd*／√２）に保つ。
特性の一例である。図示するように、トルク分電流Ｉq
が一定の範囲（Ｉd*／√２）を越えた場合には、トルク
Ｔの低下を防止するため、目標トルク分電流Ｉq*を一定
値（±Ｉd*／√２）に保つ。
【００１９】図４は、本発明の一実施例を示すブロック
線図である。右端に２重円で示してある部分が軸受兼用
モータ１１を示している。図中には大きく分けて２つの
制御回路１２，１３が示されている。上側の制御回路１
２が回転検出器で検出した回転速度ωに基づき、モータ
速度の制御を行う回転制御系であり、下側の制御回路１
３がギャップセンサ１４，１４で検出した位置信号α，
βに基づきロータの浮上位置制御を行う位置制御系を示
している。
線図である。右端に２重円で示してある部分が軸受兼用
モータ１１を示している。図中には大きく分けて２つの
制御回路１２，１３が示されている。上側の制御回路１
２が回転検出器で検出した回転速度ωに基づき、モータ
速度の制御を行う回転制御系であり、下側の制御回路１
３がギャップセンサ１４，１４で検出した位置信号α，
βに基づきロータの浮上位置制御を行う位置制御系を示
している。
【００２０】それぞれの制御系を具体的に説明する。ま
ず、回転制御系では、ロータの回転角度及び速度検出器
３０により回転角速度ωを検出し、補償器（ＰＩＤ制御
装置）２３及びＩq演算回路２４で回転座標系における
ｑ軸電流（トルク分電流）Ｉq*を演算する。そして、Ｉ
d演算回路２１で制御則
ず、回転制御系では、ロータの回転角度及び速度検出器
３０により回転角速度ωを検出し、補償器（ＰＩＤ制御
装置）２３及びＩq演算回路２４で回転座標系における
ｑ軸電流（トルク分電流）Ｉq*を演算する。そして、Ｉ
d演算回路２１で制御則
【数５】 に従って、励磁分電流目標値Ｉd*を計算する。
【００２１】Φd演算器２２ではこのＩd*から回転子鎖
交磁束Φd を計算する。
交磁束Φd を計算する。
【数６】
【００２２】リミッタ２５はトルク分電流目標値Ｉq*が
一定値を越えた場合に、その値を一定値に制限するリミ
ッタ回路であり、本実施例では最大トルクを保つために
設けてある。
一定値を越えた場合に、その値を一定値に制限するリミ
ッタ回路であり、本実施例では最大トルクを保つために
設けてある。
【数７】
【００２３】このリミッタ回路によりＩq*が決まれば、
滑り周波数演算器２６により滑り周波数ωseを計算す
る。
滑り周波数演算器２６により滑り周波数ωseを計算す
る。
【数８】
【００２４】これとは別に、ＰＩＤ補償器２３では現在
の回転数と回転数指令値の差Δωを求め、ＰＩＤ補償器
２３によりこれをゼロにするためのトルク目標値Ｔ* を
計算する。Ｉq演算回路２４ではこのトルク目標値Ｔ*と
磁束Φdから必要なトルク分電流Ｉq を計算する。
の回転数と回転数指令値の差Δωを求め、ＰＩＤ補償器
２３によりこれをゼロにするためのトルク目標値Ｔ* を
計算する。Ｉq演算回路２４ではこのトルク目標値Ｔ*と
磁束Φdから必要なトルク分電流Ｉq を計算する。
【数９】 この滑り周波数ωseと回転角速度検出器３０により得ら
れた回転角速度ωrmから電源周波数ωを算出する。
れた回転角速度ωrmから電源周波数ωを算出する。
【００２５】この周波数ωに基づき回転速度座標系（d
−q軸）から固定座標系（a−b軸）への変換を行う角度
変換器２７では、Ｉq*，Ｉd*を座標変換して固定座標軸
上での２相電流Ｉa*，Ｉb*を求めている。
−q軸）から固定座標系（a−b軸）への変換を行う角度
変換器２７では、Ｉq*，Ｉd*を座標変換して固定座標軸
上での２相電流Ｉa*，Ｉb*を求めている。
【数１０】
【００２６】そして、２相３相変換器２８では、２相か
ら３相へと相変換を行っている。最終的には、三相交流
電流信号Ｉu4 *，Ｉv4 *，Ｉw4 * が電力増幅器（具体的に
はインバータ）２９に入力され、これにより所定の電流
値が与えられ、軸受兼用モータ１１の回転駆動巻線に所
定の電流が流されることになる。
ら３相へと相変換を行っている。最終的には、三相交流
電流信号Ｉu4 *，Ｉv4 *，Ｉw4 * が電力増幅器（具体的に
はインバータ）２９に入力され、これにより所定の電流
値が与えられ、軸受兼用モータ１１の回転駆動巻線に所
定の電流が流されることになる。
【００２７】一方、位置制御系では、ギャップセンサ１
４，１４で検出した位置信号α，βと位置目標値との比
較を行いその偏差Δα，Δβを求める。ＰＩＤ補償器３
３，３４では、偏差Δα，Δβをゼロにするための制御
力目標値Ｆα*，Ｆβ*を計算する。制御電流演算器３５
では回転速度検出器３０で算出した電源周波数ωによ
り、Ｆα*，Ｆβ*を座標変換して固定座標上での２相電
流Ｉα*，Ｉβ*を求める。
４，１４で検出した位置信号α，βと位置目標値との比
較を行いその偏差Δα，Δβを求める。ＰＩＤ補償器３
３，３４では、偏差Δα，Δβをゼロにするための制御
力目標値Ｆα*，Ｆβ*を計算する。制御電流演算器３５
では回転速度検出器３０で算出した電源周波数ωによ
り、Ｆα*，Ｆβ*を座標変換して固定座標上での２相電
流Ｉα*，Ｉβ*を求める。
【００２８】
【数１１】 更に、２相３相変換器３６で三相交流電流Ｉu2 *，
Ｉv2 *，Ｉw2 * に変換され、電力増幅器３７により所定
値の電流が位置制御巻線に供給される。
Ｉv2 *，Ｉw2 * に変換され、電力増幅器３７により所定
値の電流が位置制御巻線に供給される。
【００２９】尚、本実施例は例えば４極回転駆動磁界
と、２極回転制御磁界を重畳する例についてのものであ
るが、一般にｍ極回転駆動磁界と、ｍ±２極回転制御磁
界の組合せについて適用できることは、勿論である。
又、本実施例は誘導型のロータについて説明したが、ロ
ータの構造はリラクタンス型でも永久磁石型でも同様に
適用できることも勿論のことである。
と、２極回転制御磁界を重畳する例についてのものであ
るが、一般にｍ極回転駆動磁界と、ｍ±２極回転制御磁
界の組合せについて適用できることは、勿論である。
又、本実施例は誘導型のロータについて説明したが、ロ
ータの構造はリラクタンス型でも永久磁石型でも同様に
適用できることも勿論のことである。
【００３０】
【発明の効果】上述したように本発明によれば、速度制
御系の制御ループ内にトルク分電流Ｉqと励磁分電流Ｉd
との合成電流ＩDの絶対値を一定として、必要なトルク
分電流ｉqから励磁分電流Ｉqを決定する制御回路を挿入
することで、励磁磁束Ｂ0をトルク分電流の如何にかか
わらず一定とすることができる。これにより、トルク電
流の増減に伴うバイアス磁束の増減が防止され、正確な
浮上位置制御力が得られ、浮上制御力の安定化が計れ
る。これにより、トルクが変動しても軸受兼用モータの
安定な運転が可能となる。
御系の制御ループ内にトルク分電流Ｉqと励磁分電流Ｉd
との合成電流ＩDの絶対値を一定として、必要なトルク
分電流ｉqから励磁分電流Ｉqを決定する制御回路を挿入
することで、励磁磁束Ｂ0をトルク分電流の如何にかか
わらず一定とすることができる。これにより、トルク電
流の増減に伴うバイアス磁束の増減が防止され、正確な
浮上位置制御力が得られ、浮上制御力の安定化が計れ
る。これにより、トルクが変動しても軸受兼用モータの
安定な運転が可能となる。
【００３１】又、トルク分電流にリミッタ回路を挿入す
ることで、一定範囲を超えた領域でのトルクの低下を防
止することができる。
ることで、一定範囲を超えた領域でのトルクの低下を防
止することができる。
【図１】軸受兼用モータのトルク分電流Ｉqと励磁分電
流Ｉdの関係を示す説明図。
流Ｉdの関係を示す説明図。
【図２】トルク分電流Ｉqと発生トルクＴの関係を示す
説明図。
説明図。
【図３】一定の範囲で目標トルク分電流Ｉq*を一定値に
保持するリミッタの説明図。
保持するリミッタの説明図。
【図４】本発明の一実施例の制御回路のブロック図。
２１ ｄ軸電流（Ｉd）演算器 ２３ ＰＩＤコントローラ（補償器） ２４ ｑ軸電流（Ｉq）演算器 ２５ 電流リミッタ回路 ２７ 座標変換器（回転座標→固定座標） ２８ ２相→３相変換器 ２９ インバータ（電力増幅器） ３３，３４ ＰＩＤコントローラ（補償器） ３５ 制御電流演算器 ３６ ２相→３相変換器 ３７ インバータ（電力増幅器）
フロントページの続き (72)発明者 森 敏 神奈川県藤沢市本藤沢４丁目２番１号 株 式会社荏原総合研究所内 (72)発明者 佐藤 忠 神奈川県藤沢市本藤沢４丁目２番１号 株 式会社荏原総合研究所内 (72)発明者 茅島 直史 神奈川県藤沢市本藤沢４丁目１番１号 株 式会社荏原電産内
Claims (2)
- 【請求項１】 ステータのスロットに設置した巻線によ
り、ｍ極でなる回転駆動磁界に同期したｍ±２極の制御
磁界を重畳し、ロータに回転力を与えると同時に、該ロ
ータの変位検出手段によって検出した該ロータの変位か
ら該制御磁界を増減して該ロータを磁気浮上制御する軸
受兼用モータにおいて、 バイアス磁束Ｂoが一定となるように励磁分電流Ｉdをト
ルク分電流Ｉqに応じて変化させる 【数１】 演算手段を備え、該トルク分電流Ｉqと励磁分電流Ｉdを
ベクトル制御理論に基づいて固定子座標系に変換し、前
記巻線に供給するようにしたことを特徴とする軸受兼用
モータ。 - 【請求項２】 前記軸受兼用モータは、その制御回路
に、 【数２】 となるようにトルク分電流Ｉqにリミット回路を設けた
ことを特徴とする請求項１記載の軸受兼用モータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9013389A JPH10201300A (ja) | 1997-01-09 | 1997-01-09 | 軸受兼用モータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9013389A JPH10201300A (ja) | 1997-01-09 | 1997-01-09 | 軸受兼用モータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10201300A true JPH10201300A (ja) | 1998-07-31 |
Family
ID=11831759
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9013389A Pending JPH10201300A (ja) | 1997-01-09 | 1997-01-09 | 軸受兼用モータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10201300A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0939480A2 (en) * | 1998-02-25 | 1999-09-01 | Electric Boat Corporation | Permanent magnet synchronous machine with integrated magnetic bearings |
| CN104889297A (zh) * | 2015-05-15 | 2015-09-09 | 安庆师范学院 | 一种液压式锻压机床的全闭环控制系统及控制方法 |
| CN107769659A (zh) * | 2017-12-01 | 2018-03-06 | 西安航天精密机电研究所 | 高速电机用磁悬浮轴承一体化控制系统及控制方法 |
| CN110729933A (zh) * | 2018-07-17 | 2020-01-24 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 一种基于异步调制的交流电机转矩控制方法及系统 |
| CN114962452A (zh) * | 2022-05-26 | 2022-08-30 | 沈阳爱倍克科技有限公司 | 一种基于动态偏置电流的磁悬浮轴承节能控制方法 |
-
1997
- 1997-01-09 JP JP9013389A patent/JPH10201300A/ja active Pending
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| CN110729933B (zh) * | 2018-07-17 | 2021-06-08 | 中车株洲电力机车研究所有限公司 | 一种基于异步调制的交流电机转矩控制方法及系统 |
| CN114962452A (zh) * | 2022-05-26 | 2022-08-30 | 沈阳爱倍克科技有限公司 | 一种基于动态偏置电流的磁悬浮轴承节能控制方法 |
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