JPH1023475A - デジタル衛星放送受信機及びそのアンテナレベル表示方法 - Google Patents
デジタル衛星放送受信機及びそのアンテナレベル表示方法Info
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- JPH1023475A JPH1023475A JP8188638A JP18863896A JPH1023475A JP H1023475 A JPH1023475 A JP H1023475A JP 8188638 A JP8188638 A JP 8188638A JP 18863896 A JP18863896 A JP 18863896A JP H1023475 A JPH1023475 A JP H1023475A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
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- H04L1/208—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector involving signal re-encoding
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- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
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- Signal Processing (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Testing, Inspecting, Measuring Of Stereoscopic Televisions And Televisions (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 デジタル衛星放送受信機において、精度の高
いアンテナ調整を可能にする。 【解決手段】 表示器１８にアンテナレベルを表示する
際には、ＱＰＳＫ復調器８の出力信号と、この出力信号
をエラーコレクション回路９によりエラー訂正し、再エ
ンコード回路１６により再度エラー訂正符号を付加した
信号とを比較器１７により比較してビットエラーレート
を測定する。そして、このビットエラーレートの測定値
に応じてＡＧＣアンプ５のゲインを可変制御すると共
に、このビットエラーレートの測定値に応じたレベルを
表示器１８に表示する。
いアンテナ調整を可能にする。 【解決手段】 表示器１８にアンテナレベルを表示する
際には、ＱＰＳＫ復調器８の出力信号と、この出力信号
をエラーコレクション回路９によりエラー訂正し、再エ
ンコード回路１６により再度エラー訂正符号を付加した
信号とを比較器１７により比較してビットエラーレート
を測定する。そして、このビットエラーレートの測定値
に応じてＡＧＣアンプ５のゲインを可変制御すると共
に、このビットエラーレートの測定値に応じたレベルを
表示器１８に表示する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル衛星放送
受信機及びそのアンテナレベル表示方法に関し、詳細に
はリアルタイムで表示できるアンテナレベルの範囲を広
げることを可能にする技術に関する。
受信機及びそのアンテナレベル表示方法に関し、詳細に
はリアルタイムで表示できるアンテナレベルの範囲を広
げることを可能にする技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】衛星放送の電波を的確に受信するために
は、衛星放送受信用のアンテナ（以下単にアンテナとい
う）が衛星の方向に正しく向くように調整することが必
要である。そして、従来のアナログ衛星放送受信機にお
いては、ＢＳコンバータの出力信号であるＢＳ−ＩＦ信
号のレベルやＢＳチューナーのＡＧＣ電圧が最大になる
ようにアンテナの方向を調整していた。
は、衛星放送受信用のアンテナ（以下単にアンテナとい
う）が衛星の方向に正しく向くように調整することが必
要である。そして、従来のアナログ衛星放送受信機にお
いては、ＢＳコンバータの出力信号であるＢＳ−ＩＦ信
号のレベルやＢＳチューナーのＡＧＣ電圧が最大になる
ようにアンテナの方向を調整していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなアナログ衛星放送受信機における調整方法をデジタ
ル衛星放送受信機に適用してもデジタル特有のレベル表
示を実現できない。
うなアナログ衛星放送受信機における調整方法をデジタ
ル衛星放送受信機に適用してもデジタル特有のレベル表
示を実現できない。
【０００４】そこで、復調出力のビットエラーレートか
らアンテナレベルを計算することが考えられるが、復調
出力のエラーをカウントしその値を表示するように構成
しても、アナログ衛星放送受信機のような広いレンジで
の表示は不可能である。
らアンテナレベルを計算することが考えられるが、復調
出力のエラーをカウントしその値を表示するように構成
しても、アナログ衛星放送受信機のような広いレンジで
の表示は不可能である。
【０００５】
【表１】
【０００６】その理由は、表１に示すように、Ｃ／Ｎ値
が１５ｄＢ以上になるとエラーが発生するまでの時間が
飛躍的に長くなるため、エラーレートをリアルタイムで
表示することが極めて困難になるからである。なお、こ
の表の数値は伝送レート４２ＭｂｐｓのＱＰＳＫ信号を
受信した場合の数値である。
が１５ｄＢ以上になるとエラーが発生するまでの時間が
飛躍的に長くなるため、エラーレートをリアルタイムで
表示することが極めて困難になるからである。なお、こ
の表の数値は伝送レート４２ＭｂｐｓのＱＰＳＫ信号を
受信した場合の数値である。
【０００７】このため、アンテナの方向を調整する際に
１５ｄＢ以上のＣ／Ｎ値が得られているかどうかの判別
が困難となる。直径が４０〜５０ｃｍ程度の小径のアン
テナの場合は受信Ｃ／Ｎ値がもともと低いため１４ｄＢ
程度まで判別できれば足りるが、直径が７５ｃｍ以上の
アンテナの場合には１５ｄＢ以上の受信Ｃ／Ｎ値がとれ
るので、アンテナの調整を高精度に行うことができな
い。
１５ｄＢ以上のＣ／Ｎ値が得られているかどうかの判別
が困難となる。直径が４０〜５０ｃｍ程度の小径のアン
テナの場合は受信Ｃ／Ｎ値がもともと低いため１４ｄＢ
程度まで判別できれば足りるが、直径が７５ｃｍ以上の
アンテナの場合には１５ｄＢ以上の受信Ｃ／Ｎ値がとれ
るので、アンテナの調整を高精度に行うことができな
い。
【０００８】本発明はこのような問題点に鑑みてなされ
たものであって、デジタル衛星放送受信機において受信
Ｃ／Ｎ値を表示できる範囲を拡げることにより、精度の
高いアンテナ調整を可能にすることを目的とする。
たものであって、デジタル衛星放送受信機において受信
Ｃ／Ｎ値を表示できる範囲を拡げることにより、精度の
高いアンテナ調整を可能にすることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に係るデジタル衛
星放送受信機は、増幅手段と、増幅手段の出力信号から
Ｉ信号及びＱ信号を検波する直交検波手段と、直交検波
手段の出力信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ
／Ｄ変換手段の出力信号をＱＰＳＫ復調するＱＰＳＫ復
調手段と、Ｉ信号及びＱ信号の振幅と参照値とを比較し
て増幅手段のゲインを制御する手段と、ＱＰＳＫ復調手
段の出力信号からビットエラーレートを測定する手段
と、ビットエラーレートの測定値に応じて前記参照値を
変化させる手段と、ビットエラーレートの測定値に応じ
たレベルを表示する表示手段とを備えることを特徴とす
るものである。
星放送受信機は、増幅手段と、増幅手段の出力信号から
Ｉ信号及びＱ信号を検波する直交検波手段と、直交検波
手段の出力信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ
／Ｄ変換手段の出力信号をＱＰＳＫ復調するＱＰＳＫ復
調手段と、Ｉ信号及びＱ信号の振幅と参照値とを比較し
て増幅手段のゲインを制御する手段と、ＱＰＳＫ復調手
段の出力信号からビットエラーレートを測定する手段
と、ビットエラーレートの測定値に応じて前記参照値を
変化させる手段と、ビットエラーレートの測定値に応じ
たレベルを表示する表示手段とを備えることを特徴とす
るものである。
【００１０】また、本発明に係るデジタル衛星放送受信
機のアンテナレベル表示方法は、増幅手段と、増幅手段
の出力信号からＩ信号及びＱ信号を検波する直交検波手
段と、直交検波手段の出力信号をデジタル化するＡ／Ｄ
変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段の出力信号をＱＰＳＫ復調
するＱＰＳＫ復調手段とを具備するデジタル衛星放送受
信機において、ＱＰＳＫ復調手段の出力信号からビット
エラーレートを測定し、このビットエラーレートの測定
値に応じて増幅手段のゲインを可変制御すると共に、前
記ビットエラーレートの測定値に応じたレベルをアンテ
ナレベルとして表示することを特徴とするものである。
機のアンテナレベル表示方法は、増幅手段と、増幅手段
の出力信号からＩ信号及びＱ信号を検波する直交検波手
段と、直交検波手段の出力信号をデジタル化するＡ／Ｄ
変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段の出力信号をＱＰＳＫ復調
するＱＰＳＫ復調手段とを具備するデジタル衛星放送受
信機において、ＱＰＳＫ復調手段の出力信号からビット
エラーレートを測定し、このビットエラーレートの測定
値に応じて増幅手段のゲインを可変制御すると共に、前
記ビットエラーレートの測定値に応じたレベルをアンテ
ナレベルとして表示することを特徴とするものである。
【００１１】本発明によれば、アンテナレベルを表示す
る際には、ＱＰＳＫ復調手段の出力信号からビットエラ
ーレートを測定し、このビットエラーレートの測定値に
応じて増幅手段のゲインを可変制御すると共に、前記ビ
ットエラーレートの測定値に応じたレベルをアンテナレ
ベルとして表示する。したがって、ビットエラーレート
が小さくなると、増幅手段のゲインが小さくなり、量子
化ノイズが多くなるので、ビットエラーレートが小さく
なる程度が抑制される。この結果、アンテナレベルを表
示できる範囲が拡大される。
る際には、ＱＰＳＫ復調手段の出力信号からビットエラ
ーレートを測定し、このビットエラーレートの測定値に
応じて増幅手段のゲインを可変制御すると共に、前記ビ
ットエラーレートの測定値に応じたレベルをアンテナレ
ベルとして表示する。したがって、ビットエラーレート
が小さくなると、増幅手段のゲインが小さくなり、量子
化ノイズが多くなるので、ビットエラーレートが小さく
なる程度が抑制される。この結果、アンテナレベルを表
示できる範囲が拡大される。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態について
図面を参照しながら詳細に説明する。図１は本発明を適
用したデジタル衛星放送受信機の要部構成を示すブロッ
ク図である。
図面を参照しながら詳細に説明する。図１は本発明を適
用したデジタル衛星放送受信機の要部構成を示すブロッ
ク図である。
【００１３】このデジタル衛星放送受信機は、第１中間
周波数（以下中間周波数をＩＦという）信号Ｓ１を増幅
するアンプ１と、アンプ１の出力を第２ＩＦ信号Ｓ２に
変換する混合器２と、混合器２に与えるローカル信号を
発生するローカル発振器３と、混合器２の出力から不要
な成分を除去するバンドパスフィルタ４と、バンドパス
フィルタ４の出力のレベルを調整するＡＧＣアンプ５
と、ＡＧＣアンプ５の出力を直交検波してＩ軸とＱ軸の
アナログベースバンドデータ（以下Ｉ軸のアナログベー
スバンドデータをＩ信号、Ｑ軸のアナログベースバンド
データをＱ信号という）とする直交検波器６と、このＩ
信号とＱ信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換器７と、デジ
タル化されたＩ信号とＱ信号を復調するＱＰＳＫ復調器
８と、復調されたデータのエラーを訂正するエラーコレ
クション回路９とを備えている。
周波数（以下中間周波数をＩＦという）信号Ｓ１を増幅
するアンプ１と、アンプ１の出力を第２ＩＦ信号Ｓ２に
変換する混合器２と、混合器２に与えるローカル信号を
発生するローカル発振器３と、混合器２の出力から不要
な成分を除去するバンドパスフィルタ４と、バンドパス
フィルタ４の出力のレベルを調整するＡＧＣアンプ５
と、ＡＧＣアンプ５の出力を直交検波してＩ軸とＱ軸の
アナログベースバンドデータ（以下Ｉ軸のアナログベー
スバンドデータをＩ信号、Ｑ軸のアナログベースバンド
データをＱ信号という）とする直交検波器６と、このＩ
信号とＱ信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換器７と、デジ
タル化されたＩ信号とＱ信号を復調するＱＰＳＫ復調器
８と、復調されたデータのエラーを訂正するエラーコレ
クション回路９とを備えている。
【００１４】また、このデジタル衛星放送受信機は、デ
ジタル化されたＩ信号とＱ信号の各々の２乗を計算する
２乗演算器１０，１１と、２乗演算器１０，１１の出力
信号の和を計算する加算器１２と、加算器１２の出力と
後述するマイクロコンピュータ１４が生成するＡＧＣ参
照電圧（以下ＡＧＣ ＲＥＦという）との差を演算する
減算器１３と、このデジタル衛星放送受信機全体の制御
等を行うマイクロコンピュータ１４と、減算器１３の出
力をアナログ化してＡＧＣアンプ５にゲインコントロー
ル電圧を与えるＤ／Ａ変換器１５とを備えている。
ジタル化されたＩ信号とＱ信号の各々の２乗を計算する
２乗演算器１０，１１と、２乗演算器１０，１１の出力
信号の和を計算する加算器１２と、加算器１２の出力と
後述するマイクロコンピュータ１４が生成するＡＧＣ参
照電圧（以下ＡＧＣ ＲＥＦという）との差を演算する
減算器１３と、このデジタル衛星放送受信機全体の制御
等を行うマイクロコンピュータ１４と、減算器１３の出
力をアナログ化してＡＧＣアンプ５にゲインコントロー
ル電圧を与えるＤ／Ａ変換器１５とを備えている。
【００１５】さらに、このデジタル衛星放送受信機は、
エラーコレクション回路９の出力を再度符号化する再エ
ンコード回路１６と、再エンコード回路１６の出力とＱ
ＰＳＫ復調器８の出力とを比較してエラーレートを演算
する比較器１７と、エラーレートの演算値を基にマイク
ロコンピュータ１４が生成したアンテナレベルを表示す
る表示器１８とを備えている。
エラーコレクション回路９の出力を再度符号化する再エ
ンコード回路１６と、再エンコード回路１６の出力とＱ
ＰＳＫ復調器８の出力とを比較してエラーレートを演算
する比較器１７と、エラーレートの演算値を基にマイク
ロコンピュータ１４が生成したアンテナレベルを表示す
る表示器１８とを備えている。
【００１６】図１に示したデジタル衛星放送受信機にお
いて、衛星から伝送されてきた１２ＧＨｚ帯の信号はア
ンテナ（図示せず）で受信され、コンバータ（図示せ
ず）により１ＧＨｚ帯の第１ＩＦ信号Ｓ１に変換され、
アンプ１へ入力される。次に、混合器２において、ユー
ザーが設定した受信チャンネルに対応する周波数を有す
るローカル発振器３の出力と掛け合わされ、４８０ＭＨ
ｚ帯の第２ＩＦ信号Ｓ２に周波数変換され、バンドパス
フィルタ４により不要な成分が除去される。そして、Ａ
ＧＣアンプ５において、Ｄ／Ａ変換器１５からのＡＧＣ
ＲＥＦに従って一定レベルにゲイン制御され、直交検
波器６により互いに直交するＩ信号とＱ信号に変換され
る。このＩ信号とＱ信号はＡ／Ｄ変換器７によりデジタ
ル化され、ＱＰＳＫ復調器８により復調される。そし
て、この復調出力はエラーコレクション回路９によりエ
ラーが訂正されてビットストリームデータ出力となる。
このビットストリームデータ出力は後段のＭＰＥＧ２デ
コーダ（図示せず）等へ送られる。
いて、衛星から伝送されてきた１２ＧＨｚ帯の信号はア
ンテナ（図示せず）で受信され、コンバータ（図示せ
ず）により１ＧＨｚ帯の第１ＩＦ信号Ｓ１に変換され、
アンプ１へ入力される。次に、混合器２において、ユー
ザーが設定した受信チャンネルに対応する周波数を有す
るローカル発振器３の出力と掛け合わされ、４８０ＭＨ
ｚ帯の第２ＩＦ信号Ｓ２に周波数変換され、バンドパス
フィルタ４により不要な成分が除去される。そして、Ａ
ＧＣアンプ５において、Ｄ／Ａ変換器１５からのＡＧＣ
ＲＥＦに従って一定レベルにゲイン制御され、直交検
波器６により互いに直交するＩ信号とＱ信号に変換され
る。このＩ信号とＱ信号はＡ／Ｄ変換器７によりデジタ
ル化され、ＱＰＳＫ復調器８により復調される。そし
て、この復調出力はエラーコレクション回路９によりエ
ラーが訂正されてビットストリームデータ出力となる。
このビットストリームデータ出力は後段のＭＰＥＧ２デ
コーダ（図示せず）等へ送られる。
【００１７】また、図１においてＡ／Ｄ変換器７の入力
レベルを一定に保ために、このＡ／Ｄ変換器７によりデ
ジタル化されたＩ信号とＱ信号の各々を２乗演算器１
０，１１により２乗した後に加算器１２により加算して
２乗和を求め、マイクロコンピュータ１４から与えられ
るＡＧＣ ＲＥＦとこの２乗和との差分値を減算器１３
により計算し、この差分値をＤ／Ａ変換器１５によりア
ナログ化し、ＡＧＣアンプ５にゲインコントロール電圧
として与える。この結果、Ｉ信号とＱ信号の２乗和とＡ
ＧＣ ＲＥＦとが等しくなるように、ＡＧＣアンプ５の
ゲインが自動制御される。
レベルを一定に保ために、このＡ／Ｄ変換器７によりデ
ジタル化されたＩ信号とＱ信号の各々を２乗演算器１
０，１１により２乗した後に加算器１２により加算して
２乗和を求め、マイクロコンピュータ１４から与えられ
るＡＧＣ ＲＥＦとこの２乗和との差分値を減算器１３
により計算し、この差分値をＤ／Ａ変換器１５によりア
ナログ化し、ＡＧＣアンプ５にゲインコントロール電圧
として与える。この結果、Ｉ信号とＱ信号の２乗和とＡ
ＧＣ ＲＥＦとが等しくなるように、ＡＧＣアンプ５の
ゲインが自動制御される。
【００１８】さらに、エラーコレクション回路９の出力
を再エンコード回路１６により再度エラー訂正符号を付
加し、エラー訂正前のデータと比較器１７において比較
することにより、エラーレートを求める。このエラーレ
ートはマイクロコンピュータ１４に取り込まれ、アンテ
ナレベルに変換されて、表示器１８に与えられる。
を再エンコード回路１６により再度エラー訂正符号を付
加し、エラー訂正前のデータと比較器１７において比較
することにより、エラーレートを求める。このエラーレ
ートはマイクロコンピュータ１４に取り込まれ、アンテ
ナレベルに変換されて、表示器１８に与えられる。
【００１９】デジタル伝送の場合、アンテナレベルの値
はＣ／Ｎ値と考えることが最も信頼性があることで、図
２の理論カーブに示すように、ビットエラーレートとＣ
／Ｎ値とは一対一に対応付けできる。
はＣ／Ｎ値と考えることが最も信頼性があることで、図
２の理論カーブに示すように、ビットエラーレートとＣ
／Ｎ値とは一対一に対応付けできる。
【００２０】そして、ビットエラーレートはその性格
上、エラーが多い時には瞬時に得られるが、エラーが少
ない時には計算するのに時間がかかる。その理由は、伝
送レートをＲ（ｂｐｓ）、ビットエラーレートをＥとす
ると、エラー１個を検出するのに必要な平均時間は１／
（Ｒ・Ｅ）［秒］となるからである。
上、エラーが多い時には瞬時に得られるが、エラーが少
ない時には計算するのに時間がかかる。その理由は、伝
送レートをＲ（ｂｐｓ）、ビットエラーレートをＥとす
ると、エラー１個を検出するのに必要な平均時間は１／
（Ｒ・Ｅ）［秒］となるからである。
【００２１】ところが、図１の装置においてアンテナレ
ベルは表示器１８の画面に表示されるものであるため、
０．５〜１秒以内に表示できないとアンテナの調整に使
用できない。表示更新時間を１秒とすると、例えば表１
に示した例の場合、Ｃ／Ｎ値が１５〜１６ｄＢの時がエ
ラー検出及びアンテナレベル表示の限界になり、それよ
りもＣ／Ｎ値が高い、つまりエラーレートが低い場合に
は、エラーフリーとなりエラー検出とアンテナレベル表
示ができないことになる。
ベルは表示器１８の画面に表示されるものであるため、
０．５〜１秒以内に表示できないとアンテナの調整に使
用できない。表示更新時間を１秒とすると、例えば表１
に示した例の場合、Ｃ／Ｎ値が１５〜１６ｄＢの時がエ
ラー検出及びアンテナレベル表示の限界になり、それよ
りもＣ／Ｎ値が高い、つまりエラーレートが低い場合に
は、エラーフリーとなりエラー検出とアンテナレベル表
示ができないことになる。
【００２２】そこで、本実施の形態では、アンテナレベ
ルの表示を行う際に、マイクロコンピュータ１４が取り
込んだビットエラーレートの値（Ｃ／Ｎ値に相当）に応
じて図２の破線で示すように特性を変化させる。つま
り、Ｃ／Ｎ値が高い場合には等価的にノイズを加え、見
かけ上のＣ／Ｎ値を低下させる。具体的には、ビットエ
ラーレートの値が小さくなるに従ってＡＧＣ ＲＥＦの
レベルを小さくし、Ａ／Ｄ変換器７の入力振幅を適正値
より小さくすることで量子化ノイズを増加させ、等価的
にＣ／Ｎ値を低くする。図３のアイパターンは、Ａ／Ｄ
変換器７の入力振幅を小さくすることによりＣ／Ｎ値が
小さくなると、量子化ノイズを増えることを示してい
る。
ルの表示を行う際に、マイクロコンピュータ１４が取り
込んだビットエラーレートの値（Ｃ／Ｎ値に相当）に応
じて図２の破線で示すように特性を変化させる。つま
り、Ｃ／Ｎ値が高い場合には等価的にノイズを加え、見
かけ上のＣ／Ｎ値を低下させる。具体的には、ビットエ
ラーレートの値が小さくなるに従ってＡＧＣ ＲＥＦの
レベルを小さくし、Ａ／Ｄ変換器７の入力振幅を適正値
より小さくすることで量子化ノイズを増加させ、等価的
にＣ／Ｎ値を低くする。図３のアイパターンは、Ａ／Ｄ
変換器７の入力振幅を小さくすることによりＣ／Ｎ値が
小さくなると、量子化ノイズを増えることを示してい
る。
【００２３】図４はビットエラーレートに応じてＡＧＣ
ＲＥＦを変化させる様子を示す。この図のは理論カ
ーブであり、〜は理論カーブを右の方向にシフト
させたカーブ、換言すればＡＧＣ ＲＥＦを小さくして
等価的にＣ／Ｎ値を小さくしたカーブである。そして、
この図に示すように、Ｃ／Ｎ値が大きくなるに従って選
択するカーブを→→→→にシフトしていく。
この処理により、図２に示したように、１０-1〜１０-7
のビットエラーレートに対応するＣ／Ｎ値を理論値であ
る３．４ｄＢ〜１５．４ｄＢから３．４ｄＢ〜１８ｄＢ
に変換している。また、ビットエラーレートが１０-7よ
り小さくならないようにしている。この結果、理論カー
ブと比較すると、Ｃ／Ｎ値を表示できる範囲が２〜３ｄ
Ｂ程度拡大することが可能となる。勿論、通常受信状態
ではこのような操作は特性の定常劣化につながるので行
わず、アンテナレベル表示メニューに従って処理してい
る時のみ行う。
ＲＥＦを変化させる様子を示す。この図のは理論カ
ーブであり、〜は理論カーブを右の方向にシフト
させたカーブ、換言すればＡＧＣ ＲＥＦを小さくして
等価的にＣ／Ｎ値を小さくしたカーブである。そして、
この図に示すように、Ｃ／Ｎ値が大きくなるに従って選
択するカーブを→→→→にシフトしていく。
この処理により、図２に示したように、１０-1〜１０-7
のビットエラーレートに対応するＣ／Ｎ値を理論値であ
る３．４ｄＢ〜１５．４ｄＢから３．４ｄＢ〜１８ｄＢ
に変換している。また、ビットエラーレートが１０-7よ
り小さくならないようにしている。この結果、理論カー
ブと比較すると、Ｃ／Ｎ値を表示できる範囲が２〜３ｄ
Ｂ程度拡大することが可能となる。勿論、通常受信状態
ではこのような操作は特性の定常劣化につながるので行
わず、アンテナレベル表示メニューに従って処理してい
る時のみ行う。
【００２４】このような特性を得るためのプログラムと
データはマイクロコンピュータ１４内のメモリ（ＲＯ
Ｍ）に格納されていることはいうまでもない。なお、こ
こでは説明の便宜上、６個のカーブを用いるものとした
が、実際には多数のカーブを用いることにより、図２の
破線で示したような連続的に変化する特性を得ている。
このように、本発明はハードウェアの変更を一切必要と
せず、ソフトウェアの変更のみで簡単に実現できる。
データはマイクロコンピュータ１４内のメモリ（ＲＯ
Ｍ）に格納されていることはいうまでもない。なお、こ
こでは説明の便宜上、６個のカーブを用いるものとした
が、実際には多数のカーブを用いることにより、図２の
破線で示したような連続的に変化する特性を得ている。
このように、本発明はハードウェアの変更を一切必要と
せず、ソフトウェアの変更のみで簡単に実現できる。
【００２５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
ればＣ／Ｎ値を表示できる範囲を拡大することかできる
ので、受信品質の測定レンジを拡大することができる。
このため、アンテナの方向調整の精度を向上させること
ができる。
ればＣ／Ｎ値を表示できる範囲を拡大することかできる
ので、受信品質の測定レンジを拡大することができる。
このため、アンテナの方向調整の精度を向上させること
ができる。
【００２６】また、本発明はハードウェアの変更を要せ
ず、ソフトウェアの変更のみで実現できる。
ず、ソフトウェアの変更のみで実現できる。
【図１】本発明を適用したデジタル衛星放送受信機の要
部構成を示すブロック図である。
部構成を示すブロック図である。
【図２】ビットエラーレートと受信Ｃ／Ｎ値との対応関
係の理論カーブ及び本発明により変化させたカーブを示
す図である。
係の理論カーブ及び本発明により変化させたカーブを示
す図である。
【図３】Ａ／Ｄ変換器の入力振幅を小さくすることによ
りＣ／Ｎ値が小さくなると、量子化ノイズが増えること
を示す図である。
りＣ／Ｎ値が小さくなると、量子化ノイズが増えること
を示す図である。
【図４】ビットエラーレートに応じてＡＧＣ ＲＥＦを
変化させる様子を示す図である。
変化させる様子を示す図である。
５…ＡＧＣアンプ、６…直交検波器、７…Ａ／Ｄ変換
器、８…ＱＰＳＫ復調器、９…エラーコレクション回
路、１０，１１…２乗演算器、１２…加算器、１３…減
算器、１４…マイクロコンピュータ、１５…Ｄ／Ａ変換
器、１６…再エンコード回路、１７…比較器、１８…表
示器
器、８…ＱＰＳＫ復調器、９…エラーコレクション回
路、１０，１１…２乗演算器、１２…加算器、１３…減
算器、１４…マイクロコンピュータ、１５…Ｄ／Ａ変換
器、１６…再エンコード回路、１７…比較器、１８…表
示器
Claims (4)
- 【請求項１】 増幅手段と、 前記増幅手段の出力信号からＩ信号及びＱ信号を検波す
る直交検波手段と、 前記直交検波手段の出力信号をデジタル化するＡ／Ｄ変
換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号をＱＰＳＫ復調するＱＰ
ＳＫ復調手段と、 前記Ｉ信号及びＱ信号の振幅と参照値とを比較して前記
増幅手段のゲインを制御する手段と、 前記ＱＰＳＫ復調手段の出力信号からビットエラーレー
トを測定する手段と、 前記ビットエラーレートの測定値に応じて前記参照値を
変化させる手段と、 前記ビットエラーレートの測定値に応じたレベルを表示
する表示手段と、 を備えることを特徴とするデジタル衛星放送受信機。 - 【請求項２】 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力の２乗和から
前記Ｉ信号及びＱ信号の振幅を求める請求項１に記載の
デジタル衛星放送受信機。 - 【請求項３】 前記ＱＰＳＫ復調手段の出力信号と該出
力信号をエラー訂正し再度エラー訂正符号を付加した信
号とを比較してビットエラーレートを測定する請求項１
に記載のデジタル衛星放送受信機。 - 【請求項４】 増幅手段と、前記増幅手段の出力信号か
らＩ信号及びＱ信号を検波する直交検波手段と、前記直
交検波手段の出力信号をデジタル化するＡ／Ｄ変換手段
と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号をＱＰＳＫ復調する
ＱＰＳＫ復調手段とを具備するデジタル衛星放送受信機
のアンテナレベル表示方法であって、 前記ＱＰＳＫ復調手段の出力信号からビットエラーレー
トを測定し、該ビットエラーレートの測定値に応じて前
記増幅手段のゲインを可変制御すると共に、前記ビット
エラーレートの測定値に応じたレベルをアンテナレベル
として表示することを特徴とするデジタル衛星放送受信
機のアンテナレベル表示方法。
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|---|---|---|---|
| JP18863896A JP3689986B2 (ja) | 1996-06-28 | 1996-06-28 | デジタル衛星放送受信機及びそのアンテナレベル表示方法 |
| US08/874,368 US5898699A (en) | 1996-06-28 | 1997-06-19 | Digital broadcast receiver and signal level display method |
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|---|---|---|---|
| JP18863896A JP3689986B2 (ja) | 1996-06-28 | 1996-06-28 | デジタル衛星放送受信機及びそのアンテナレベル表示方法 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1023475A true JPH1023475A (ja) | 1998-01-23 |
| JP3689986B2 JP3689986B2 (ja) | 2005-08-31 |
Family
ID=16227218
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18863896A Expired - Fee Related JP3689986B2 (ja) | 1996-06-28 | 1996-06-28 | デジタル衛星放送受信機及びそのアンテナレベル表示方法 |
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- 1996-06-28 JP JP18863896A patent/JP3689986B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-06-19 US US08/874,368 patent/US5898699A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-27 KR KR1019970028212A patent/KR100497265B1/ko not_active IP Right Cessation
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