JPH10146084A

JPH10146084A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH10146084A
Application number: JP8293982A
Authority: JP
Inventors: Kiyoyasu Okuda; 清泰奥田
Original assignee: Brother Industries Ltd
Current assignee: Brother Industries Ltd
Priority date: 1996-11-06
Filing date: 1996-11-06
Publication date: 1998-05-29

Abstract

(57)【要約】【課題】ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流出
力電圧の変動を極力小さくする。【解決手段】本発明の電力変換装置は、ＰＷＭコンバ
ータ装置１９から出力される直流出力電圧Ｖｄｃが指令
電圧Ｖｄｃ＊にほぼ等しくなるようにフィードバック制
御するコンバータ制御回路２６を備えると共に、モータ
７の回転速度ωが指令回転速度ω＊にほぼ等しくなるよ
うにフィードバック制御するインバータ制御回路２０を
備えて成るものにおいて、指令回転速度ω＊とモータ７
の回転速度ωとに基づいてフィードフォワード制御用指
令値Ｉｆｆ＊を演算し、この演算したフィードフォワー
ド制御用指令値Ｉｆｆ＊を加味してＰＷＭコンバータ装
置１９から出力される直流出力電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖ
ｄｃ＊にほぼ等しくなるようにフィードフォワード制御
する構成としたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力を直流電
力に変換するＰＷＭコンバータ装置を備えて成る電力変
換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】インバータ装置によりモータを通電駆動
することにより、モータを可変速運転するようにした構
成が実用化されている。このインバータ装置に与える直
流電力を、ＰＷＭコンバータ装置により生成するように
した構成が考えられている（例えば特公平４−１３６６
号公報や特開平７−２４１０７９号公報に記載されてい
る）。このような構成の一例を図３を参照して説明す
る。

【０００３】図３に示すように、３相交流電源１から交
流電源ライン１ａ、１ｂ、１ｃが導出され、これら交流
電源ライン１ａ、１ｂ、１ｃはリアクトル２ａ、２ｂ、
２ｃを介してコンバータドライブ回路３の入力端子に接
続されている。このコンバータドライブ回路３は、６個
のスイッチングトランジスタ３ａを３相ブリッジ接続す
ると共に、各スイッチングトランジスタ３ａにフリーホ
イールダイオード３ｂを逆並列接続して構成されてい
る。上記各スイッチングトランジスタ３ａは、例えばＩ
ＧＢＴやＦＥＴ等から構成されている。

【０００４】上記コンバータドライブ回路３の出力端子
には、平滑コンデンサ４が接続されていると共に、直流
電源ライン５ａ、５ｂが接続されている。そして、これ
ら直流電源ライン５ａ、５ｂは、インバータドライブ回
路６の入力端子に接続されている。このインバータドラ
イブ回路６は、６個のスイッチングトランジスタ６ａを
３相ブリッジ接続すると共に、各スイッチングトランジ
スタ６ａにフリーホイールダイオード６ｂを逆並列接続
して構成されている。上記各スイッチングトランジスタ
６ａは、例えばＩＧＢＴやＦＥＴ等から構成されてい
る。

【０００５】また、インバータドライブ回路６の３相の
出力端子は、モータ７の巻線に接続されている。このモ
ータ７は、誘導モータ、ブラシレスモータ、スイッチド
リラクタンスモータ（ＳＲモータ）等のモータであり、
インバータ装置により可変速運転制御が可能なモータで
ある。上記モータ７の回転速度ωは、例えばロータリエ
ンコーダからなる速度検出器８により検出されるように
構成されている。この速度検出器８は、モータ７の回転
速度ωを検出して、回転速度検出信号ωを出力する。

【０００６】一方、直流電源ライン５ａ、５ｂ間の直流
出力電圧（平滑コンデンサ４の端子間電圧）Ｖｄｃは、
電圧検出器９により検出されるように構成されている。
この電圧検出器９は、直流電源ライン５ａ、５ｂ間の電
圧Ｖｄｃを検出して、電圧検出信号Ｖｄｃを出力する構
成となっている。

【０００７】また、３相交流電源１から供給される３相
交流の各位相は、交流電源ライン１ａ、１ｂ、１ｃに接
続された電源位相検出器１０により検出されるように構
成されている。この電源位相検出器１０は、３相交流の
各位相を検出して、３相交流の位相検出信号を出力する
ように構成されている。更に、コンバータドライブ回路
３に入力される３相交流の各電流は、交流電源ライン１
ａ、１ｂ、１ｃにおけるリアクトル２ａ、２ｂ、２ｃと
コンバータドライブ回路３との間に設けられた電流検出
器１１ａ、１１ｂ、１１ｃにより検出されるように構成
されている。これら電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃ
は、コンバータドライブ回路３に入力される３相交流の
各相の電流を検出して、これら検出した電流検出信号を
出力するように構成されている。

【０００８】さて、上記コンバータドライブ回路３の各
スイッチングトランジスタ３ａは、コンバータ制御手段
である例えばコンバータ制御回路１２によりオンオフ制
御されるように構成されている。このコンバータ制御回
路１２は、加減算器１３と電圧制御器１４と３相の乗算
器１５ａ、１５ｂ、１５ｃと３相の加減算器１６ａ、１
６ｂ、１６ｃと３相の電流制御増幅器１７ａ、１７ｂ、
１７ｃとＰＷＭベースドライブ回路１８とから構成され
ている。ここで、加減算器１３及び電圧制御器１４は、
電圧検出器９からの電圧Ｖｄｃを負帰還量として電圧フ
ィードバック制御を行うための回路である。

【０００９】具体的には、加減算器１３は、外部から与
えられた電圧指令Ｖｄｃ＊と前記電圧検出器９により検
出された直流電源ライン５ａ、５ｂ間の電圧Ｖｄｃを加
減算して、その計算結果を出力する。電圧制御器１４
は、上記加減算器１３からの出力を入力して比例積分す
る演算を行い、その演算結果として電流指令Ｉｐ＊を出
力するように構成されている。この電流指令Ｉｐ＊は、
電源位相検出器１０により検出された３相交流の各位相
信号、即ち、３相正弦波信号の振幅を決定する値であ
る。そして、３相の乗算器１５ａ、１５ｂ、１５ｃは、
電源位相検出器１０からの３相正弦波信号（３相交流の
各位相信号）に電圧制御器１４からの電流指令Ｉｐ＊を
乗ずる計算を行い、３相正弦波電流信号を出力するよう
に構成されている。

【００１０】また、３相の加減算器１６ａ、１６ｂ、１
６ｃ及び３相の電流制御増幅器１７ａ、１７ｂ、１７ｃ
は、電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃからの電流信号
を負帰還量として電流制御のループ（この電流制御ルー
プはマイナーループである）を構成するための回路であ
る。この場合、加減算器１６ａ、１６ｂ、１６ｃは、乗
算器１５ａ、１５ｂ、１５ｃからの３相正弦波電流信号
と電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃからの電流信号を
加減算して、その計算結果を出力する。そして、電流制
御増幅器１７ａ、１７ｂ、１７ｃは、加減算器１６ａ、
１６ｂ、１６ｃからの出力を入力して増幅し、この増幅
した信号（この信号は、ＰＷＭ制御のデューティを指令
する信号である）をＰＷＭベースドライブ回路１８に与
えるように構成されている。

【００１１】更に、ＰＷＭベースドライブ回路１８は、
電流制御増幅器１７ａ、１７ｂ、１７ｃからの出力信号
を入力し、これら出力信号に基づいてコンバータドライ
ブ回路３の各スイッチングトランジスタ３ａをスイッチ
ングする信号を生成し、これらスイッチング信号を上記
各スイッチングトランジスタ３ａのベースに与えるよう
に構成されている。これにより、コンバータドライブ回
路３の各スイッチングトランジスタ３ａがスイッチング
され、もって、直流電源ライン５ａ、５ｂ間の電圧Ｖｄ
ｃが指令電圧Ｖｄｃ＊にほぼ等しくなるようなフィード
バック制御が実行されるようになっている。この構成の
場合、コンバータドライブ回路３、平滑コンデンサ４、
電源位相検出器１０、電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１
ｃ、コンバータ制御回路１２等からＰＷＭコンバータ装
置１９が構成されている。

【００１２】一方、インバータドライブ回路６の各スイ
ッチングトランジスタ６ａは、インバータ制御回路２０
によりオンオフ制御されるように構成されている。この
インバータ制御回路２０は、ＰＷＭ制御を行う周知構成
の制御回路であり、加減算器２１、速度制御増幅器２
２、電流制御増幅器２３及びＰＷＭベースドライブ回路
２４から構成されている。

【００１３】ここで、加減算器２１及び速度制御増幅器
２２は、速度検出器８により検出されたモータ７の回転
速度ωを負帰還量として速度制御のループを構成するた
めの回路である。この場合、加減算器２１は、外部から
与えられたの回転速度指令ω＊と速度検出器８からの回
転速度信号ωを加減算して、その計算結果を出力する。
そして、速度制御増幅器２２は、加減算器２１からの出
力を入力して増幅し、この増幅したモータ電流指令信号
Ｉ_Ｍ＊を電流制御増幅器２３へ与えるように構成されて
いる。電流制御増幅器２３は、速度制御増幅器２２から
のモータ電流指令信号Ｉ_Ｍ＊を入力して増幅し、この増
幅した信号をＰＷＭベースドライブ回路２４へ与えるよ
うに構成されている。

【００１４】更に、ＰＷＭベースドライブ回路２４は、
電流制御増幅器２３からの出力信号を入力し、この出力
信号に基づいてインバータドライブ回路６の各スイッチ
ングトランジスタ６ａをスイッチングする信号を生成
し、これらスイッチング信号を上記各スイッチングトラ
ンジスタ６ａのベースに与えるように構成されている。
これにより、インバータドライブ回路６の各スイッチン
グトランジスタ６ａがスイッチングされ、もって、モー
タ７の回転速度ωが指令回転速度ω＊にほぼ等しくなる
ようなフィードバック制御が実行されるようになってい
る。この構成の場合、インバータドライブ回路６、速度
検出器８、インバータ制御回路２０等からインバータ装
置２５が構成されている。

【００１５】上記構成の場合、ＰＷＭコンバータ装置１
９によって、直流電源ライン５ａ、５ｂ間の電圧Ｖｄｃ
が指令電圧Ｖｄｃ＊に保持されるように制御される。そ
して、インバータ装置２５によって、モータ７の回転速
度ωが指令回転速度ω＊に保持されるように制御され
る。ここで、モータ７が力行運転されるときは、ＰＷＭ
コンバータ装置１９により３相交流電源１から直流電源
ライン５ａ、５ｂへ電力が供給される。また、モータ７
が回生運転されるときは、ＰＷＭコンバータ装置１９に
より直流電源ライン５ａ、５ｂから３相交流電源１へ電
力が回生されるように構成されている。

【００１６】そして、この構成の場合、ＰＷＭコンバー
タ装置１９を使用しているので、電源側力率を１に保つ
ことができるから効率が高くなり、また、電源側に発生
する高調波を低減することができ、更に、電源側へ電力
を回生するから消費電力を低減することができる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上記従来構成において
は、ＰＷＭコンバータ装置１９のコンバータ制御回路１
２は、直流電源ライン５ａ、５ｂ間の電圧Ｖｄｃを検出
し、この検出した電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊にほぼ
等しくなるようにフィードバック制御する構成であるの
で、電圧Ｖｄｃが一旦変動した後、この変動した電圧Ｖ
ｄｃを指令電圧Ｖｄｃ＊に戻すような制御が作動する。
このため、負荷であるモータ７の回転速度が急激に変動
したときには、上記電圧Ｖｄｃが大きく変動してしまう
という不具合があった。そして、このように電圧Ｖｄｃ
が大きく変動すると、コンバータドライブ回路３、平滑
コンデンサ４及びインバータドライブ回路６等の耐圧を
高くするように構成しなければならなかった。

【００１８】そこで、本発明の目的は、ＰＷＭコンバー
タ装置から出力される直流出力電圧の変動を極力小さく
することができる電力変換装置を提供するにある。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明の電力変換装置
は、交流電力を入力して直流電力を出力するＰＷＭコン
バータ装置と、このＰＷＭコンバータ装置に設けられ前
記ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流出力電圧が
指令電圧にほぼ等しくなるようにフィードバック制御す
るコンバータ制御手段と、前記直流電力を入力してモー
タを通電駆動するインバータ装置と、このインバータ装
置に設けられ前記モータの回転速度が指令回転速度にほ
ぼ等しくなるようにフィードバック制御するインバータ
制御手段とを備えて成る電力変換装置において、前記指
令回転速度と前記モータの回転速度とに基づいてフィー
ドフォワード制御用指令値を演算する演算手段を備え、
前記コンバータ制御手段は、前記演算手段からのフィー
ドフォワード制御用指令値を加味して前記ＰＷＭコンバ
ータ装置から出力される直流出力電圧が指令電圧にほぼ
等しくなるようにフィードフォワード制御したところに
特徴を有する。

【００２０】上記構成によれば、指令回転速度とモータ
の回転速度とに基づいてフィードフォワード制御用指令
値を演算し、この演算したフィードフォワード制御用指
令値を加味してＰＷＭコンバータ装置から出力される直
流出力電圧が指令電圧にほぼ等しくなるようにフィード
フォワード制御するように構成した。この構成の場合、
ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流出力電圧が実
際に変動する前に、または、変動とほぼ同時に、ＰＷＭ
コンバータ装置をフィードフォワード制御する構成とな
るから、モータの回転速度が急激に変化したとしても、
上記直流出力電圧の変動が小さくなる。

【００２１】また、上記構成において、演算手段からの
フィードフォワード制御用指令値に補正係数を乗ずるフ
ィードフォワード指令値補正手段を備えるように構成す
ることが好ましい。この構成の場合、補正係数を、２５
％〜６０％に設定することがより一層好ましい。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施例につ
いて図１を参照しながら説明する。この第１の実施例の
構成において、従来構成（図３参照）と同一部分には同
一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明
する。本実施例のＰＷＭコンバータ装置１９のコンバー
タ制御手段であるコンバータ制御回路２６は、フィード
フォワード制御機能を有しており、そのための回路とし
てフィードフォワード制御用回路２７を備えている。こ
のフィードフォワード制御用回路２７は、乗算器２８と
定数乗算器２９と加減算器３０とから構成されている。

【００２３】ここで、乗算器２８は、速度検出器８によ
り検出されたモータ７の回転速度ωと速度制御増幅器２
２からのモータ電流指令信号Ｉ_Ｍ＊とを入力し、これら
信号の積を算出し、この算出した信号ω・Ｉ_Ｍ＊を定数
乗算器２９へ与える。この定数乗算器２９は、与えられ
た信号ω・Ｉ_Ｍ＊に定数Ｋと補正係数Ｋｆｆを乗ずる計
算を行い、この計算した結果である信号ω・Ｉ_Ｍ＊・Ｋ
・Ｋｆｆをフィードフォワード制御用指令値Ｉｆｆ＊と
し、これを加減算器３０へ与えるように構成されてい
る。この構成の場合、乗算器２８と定数乗算器２９とか
ら演算手段３１が構成されている。

【００２４】そして、上記加減算器３０は、定数乗算器
２９から与えられたフィードフォワード指令値Ｉｆｆ＊
を電圧制御器１４から与えられた電流指令Ｉｐ＊に加算
し、この加算した結果を電流指令Ｉｐｆｆ＊とし、これ
を乗算器１５ａ、１５ｂ、１５ｃに与えるように構成さ
れている。このように構成することにより、コンバータ
制御回路２６は、上記フィードフォワード制御用指令値
Ｉｆｆ＊を加味してＰＷＭコンバータ装置１９から出力
される直流出力電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊にほぼ等
しくなるようにフィードフォワード制御する構成となっ
ている。

【００２５】尚、上記フィードフォワード制御は、本実
施例の場合、例えば５６０μｓのサンプリング周期で実
行されるように構成されている。また、コンバータ制御
回路２６において実行される電圧制御ループは、上記フ
ィードフォワード制御のサンプリング周期の１／８の周
期である例えば７０μｓのサンプリング周期で実行され
るように構成されている。

【００２６】次に、上記フィードフォワード制御用指令
値Ｉｆｆ＊を上述したようして算出する理論的裏付けに
ついて説明する。まず、モータ７及びインバータドライ
ブ回路６側の効率が１であるとすると、モータ７側の消
費電力Ｐ_Ｍは、モータ７の回転速度ωとモータトルクＴ
の積で表現され、次の式が成り立つ。

【００２７】Ｐ_Ｍ＝ω・Ｔここで、Ｔ＝Ｋ_Ｔ・Ｉ_Ｍであるから、上記式は次のよう
に変形することができる。尚、Ｋ_Ｔはトルク定数、Ｉ_Ｍ
はモータ電流である。

【００２８】Ｐ_Ｍ＝Ｋ_Ｔ・ω・Ｉ_Ｍそして、モータ電流Ｉ_Ｍは、モータ電流指令値Ｉ_Ｍ＊に
ほぼ等しいことから、上記消費電力Ｐ_Ｍを次の式で表現
することができる。

【００２９】Ｐ_Ｍ＝Ｋ_Ｔ・ω・Ｉ_Ｍ＊一方、交流電源から供給される電力Ｐｃは、交流電源側
の力率が１に制御されているとき、次の式で表現され
る。

【００３０】Ｐｃ＝（３／２）Ｖｐ・Ｉｐ但し、Ｖｐは交流電源電圧の波高値（ピーク値）であ
り、Ｉｐは交流電源電流の波高値（ピーク値）である。

【００３１】また、Ｐ_Ｍ＝Ｐｃであるから、交流電源電
流Ｉｐは次の式で表される。

【００３２】Ｉｐ＝（２Ｋ_Ｔ／３Ｖｐ）・ω・Ｉ_Ｍ＊＝Ｋ・ω・Ｉ_Ｍ＊ここで、Ｋは、Ｋ＝２Ｋ_Ｔ／３Ｖｐと定義した定数であ
る。

【００３３】そして、このようにして求めた交流電源電
流Ｉｐをフィードフォワード制御用指令値Ｉｆｆ＊と
し、このフィードフォワード制御用指令値Ｉｆｆ＊をコ
ンバータ制御回路へ与えると、モータ７（即ち、インバ
ータドライブ回路６）側で必要とする電力を、モータ７
の回転速度が変動する直前または変動とほぼ同時にＰＷ
Ｍコンバータ装置１９側において指令値として与えるこ
とができる。これにより、モータ７の回転速度が急激に
変動したとしても、ＰＷＭコンバータ装置１９の直流出
力電圧Ｖｄｃが大きく変動することを防止できるのであ
る。

【００３４】そして、本実施例においては、フィードフ
ォワード制御用指令値Ｉｆｆ＊、即ち、Ｋ・ω・Ｉ_Ｍ＊
の演算を、乗算器２８及び定数乗算器２９により実行す
るように構成されている。ここで、定数乗算器２９にお
いては、定数Ｋの他に、補正係数Ｋｆｆを乗じている。
この補正係数Ｋｆｆを乗ずる理由は、本発明者が上記フ
ィードフォワード制御用指令値Ｉｆｆ＊をそのまま使用
してフィードフォワード制御を実行したところ、ＰＷＭ
コンバータ装置１９の直流出力電圧Ｖｄｃの変動幅が要
求されている変動幅よりも大きくなってしまったためで
ある。

【００３５】この場合、フィードフォワード制御をしな
い従来構成における直流出力電圧Ｖｄｃの変動幅に比べ
ると、上記フィードフォワード制御用指令値Ｉｆｆ＊を
そのまま使用してフィードフォワード制御を実行したと
きの直流出力電圧Ｖｄｃの変動幅は小さくなっているこ
とは確認された。

【００３６】そこで、本発明者は、直流出力電圧Ｖｄｃ
の変動幅を更に小さくして要求変動幅以内にするため
に、フィードフォワード制御用指令値Ｉｆｆ＊を小さく
する実験を行ってみた。具体的には、定数乗算器２９に
おいて、フィードフォワード制御用指令値Ｉｆｆ＊、即
ち、Ｋ・ω・Ｉ_Ｍ＊に補正係数Ｋｆｆを乗ずることによ
り、フィードフォワード制御用指令値Ｉｆｆ＊を小さく
するように構成した。そして、補正係数Ｋｆｆを７５
％、５０％、２５％、０％と変化させる実験を行った。
この場合、２００Ｖの３相交流電源１を使用し、ＰＷＭ
コンバータ装置１９の指令電圧Ｖｄｃ＊を４００Ｖに設
定し、モータ７を起動及び停止させたときのＰＷＭコン
バータ装置１９の直流出力電圧Ｖｄｃの変動幅ΔＶを測
定した。この測定結果は、次の通りとなった。

【００３７】Ｋｆｆ＝７５％のとき、ΔＶ＝３５ＶＫｆｆ＝５０％のとき、ΔＶ＝２５ＶＫｆｆ＝２５％のとき、ΔＶ＝２５ＶＫｆｆ＝０％のとき、ΔＶ＝５０Ｖ上記測定結果から、補正係数Ｋｆｆを２５％〜６０％程
度の範囲内の数値に設定すると、ＰＷＭコンバータ装置
１９の直流出力電圧Ｖｄｃの変動幅ΔＶを十分小さくで
きることがわかる。尚、本実施例においては、補正係数
Ｋｆｆを例えば５０％に設定するように構成し、そし
て、直流出力電圧Ｖｄｃの変動幅ΔＶを要求変動幅以内
に小さくできたことを確認した。

【００３８】尚、上記実施例では、３相交流電源１を入
力して直流電力を出力するＰＷＭコンバータ装置１９に
適用したが、２相交流電源を入力して直流電力を出力す
るＰＷＭコンバータ装置に適用しても良い。また、イン
バータ装置２５としてＰＷＭ制御を行うインバータ装置
に適用したが、他の制御（例えばＰＡＭ制御）を行うイ
ンバータ装置に適用しても良い。

【００３９】図２は本発明の第２の実施例を示すもので
あり、第１の実施例と異なるところを説明する。尚、第
１の実施例と同一部分には、同一符号を付している。こ
の第２の実施例におけるＰＷＭコンバータ装置１９のコ
ンバータ制御回路３２は、３相交流電源１の周波数で回
転するｄｑ軸回転座標上で制御を行うように構成されて
いる。

【００４０】上記コンバータ制御回路３２のうちのｄｑ
軸回転座標上で制御する部分、即ち、ベクトル制御部分
の回路構成は周知であり、図２に示すように、電源位相
検出器３３、ＵＶＷ−ｄｑ変換器３４、非干渉制御器３
５、加減算器１３、電圧制御増幅器３６、加減算器３
７、３８、電流制御増幅器３９、４０、加減算器４１、
４２、ｄｑ−ＵＶＷ変換器４３、ＰＷＭベースドライブ
回路１８から構成されている。

【００４１】また、上記コンバータ制御回路３２のうち
のフィードフォワード制御用回路２７は、第１の実施例
と同じ回路構成であり、乗算器２８、定数乗算器２９、
加減算器３０から構成されている。ここで、加減算器３
０は、上記電圧制御増幅器３６から出力されたｄ軸電流
指令信号Ｉｄ＊にフィードフォワード制御用指令値Ｉｆ
ｆ＊を加算し、この加算結果をｄ軸電流指令信号Ｉｄｆ
ｆ＊とし、これを加減算器３７に与えるように構成され
ている。

【００４２】尚、交流電源から供給される電力Ｐｃをｄ
軸電流信号Ｉｄで表現すると、次の式で表される。

【００４３】Ｐｃ＝Ｅ・Ｉｄここで、Ｅは交流電源の線間電圧実効値である。

【００４４】そして、Ｐ_Ｍ＝Ｐｃであるから、ｄ軸電流
Ｉｄは次の式で表される。

【００４５】Ｉｄ＝（Ｋ_Ｔ／Ｅ）・ω・Ｉ_Ｍ＊＝Ｋ・ω・Ｉ_Ｍ＊ここで、Ｋは、Ｋ＝Ｋ_Ｔ／Ｅと定義した定数である。そ
して、定数乗算器２９においては、このＫと補正係数Ｋ
ｆｆを乗ずるように構成されている。

【００４６】尚、上述した以外の第２の実施例の構成
は、第１の実施例の構成と同じ構成となっている。従っ
て、第２の実施例においても、第１の実施例とほぼ同じ
作用効果を得ることができる。

【００４７】

【発明の効果】本発明は、以上の説明から明らかなよう
に、指令回転速度とモータの回転速度とに基づいてフィ
ードフォワード制御用指令値を演算し、この演算したフ
ィードフォワード制御用指令値を加味してＰＷＭコンバ
ータ装置から出力される直流出力電圧が指令電圧にほぼ
等しくなるようにフィードフォワード制御するように構
成したので、ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流
出力電圧の変動を極力小さくすることができるという優
れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す電気的構成図

【図２】本発明の第２の実施例を示す図１相当図

【図３】従来構成を示す図１相当図

【符号の説明】

１は３相交流電源、１ａ、１ｂ、１ｃは交流電源ライ
ン、２ａ、２ｂ、２ｃはリアクトル、３はコンバータド
ライブ回路、４は平滑コンデンサ、５ａ、５ｂは直流電
源ライン、６はインバータドライブ回路、７はモータ、
８は速度検出器、９は電圧検出器、１０は電源位相検出
器、１１ａ、１１ｂ、１１ｃは電流検出器、１２はコン
バータ制御回路、１８はＰＷＭベースドライブ回路、１
９はＰＷＭコンバータ装置、２０はインバータ制御回
路、２４はＰＷＭベースドライブ回路、２５はインバー
タ装置、２６はコンバータ制御回路（コンバータ制御手
段）、２７はフィードフォワード制御用回路、２８は乗
算器、２９は定数乗算器、３０は加減算器、３１は演算
手段、３２はコンバータ制御回路（コンバータ制御手
段）を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電力を入力して直流電力を出力する
ＰＷＭコンバータ装置と、このＰＷＭコンバータ装置に
設けられ前記ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流
出力電圧が指令電圧にほぼ等しくなるようにフィードバ
ック制御するコンバータ制御手段と、前記直流電力を入
力してモータを通電駆動するインバータ装置と、このイ
ンバータ装置に設けられ前記モータの回転速度が指令回
転速度にほぼ等しくなるようにフィードバック制御する
インバータ制御手段とを備えて成る電力変換装置におい
て、前記指令回転速度と前記モータの回転速度とに基づいて
フィードフォワード制御用指令値を演算する演算手段を
備え、前記コンバータ制御手段は、前記演算手段からのフィー
ドフォワード制御用指令値を加味して前記ＰＷＭコンバ
ータ装置から出力される直流出力電圧が指令電圧にほぼ
等しくなるようにフィードフォワード制御することを特
徴とする電力変換装置。
【請求項２】前記演算手段からのフィードフォワード
制御用指令値に補正係数を乗ずるフィードフォワード指
令値補正手段を備えることを特徴とする請求項１記載の
電力変換装置。
【請求項３】前記補正係数は、２５％〜６０％である
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。