JPH10145196A - 電圧比較器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電圧比較動作開始時及び参照電圧選択開始時
における参照電圧の定常値からの変動による電圧利得の
低減及び誤比較が発生する。 【解決手段】 参照電圧入力端子に参照電圧を蓄積する
容量Ｃ３がスイッチＳＷ５を介して接続されている。ス
イッチＳＷ５は比較動作開始以前にＯＮ状態に遷移して
参照電圧を容量Ｃ３に蓄積する。比較動作に遷移すると
参照電圧を蓄積した容量Ｃ３は擬似電圧源として作用し
て参照電圧の変動を抑制する。容量Ｃ３が参照電圧の変
動電圧を吸収するとスイッチＳＷ５はＯＦＦ状態に遷移
し、比較動作終了後に再びＯＮ状態に遷移して変動電圧
を充放電して再び参照電圧を蓄積する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＡ／Ｄ変換器等に用
いられる電圧比較器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、多くの産業分野において信号処理
のディジタル化が進み、アナログ値をディジタル値に変
換するＡ／Ｄ変換器がディジタル信号処理のキーデバイ
スとなっている。しかも、最近特にディジタル信号処理
の高速化が急速に進む一方で、低消費電力化への要求も
厳しくなっており、Ａ／Ｄ変換器においても更なる高速
化と低消費電力化が要求されている。

【０００３】電圧比較器はＡ／Ｄ変換器の主要な構成要
素であり、この電圧比較器の性能がＡ／Ｄ変換器の動作
速度、精度、消費電力などほとんどすべての性能を決定
していると言っても過言ではない。電圧比較器のアーキ
テクチャとしてはチョッパ型電圧比較器、差動増幅器を
入力段とする電圧比較器等がある。これらの電圧比較器
は、ＣＭＯＳトランジスタの超ＬＳＩプロセス技術で実
現されるモノシリックＡ／Ｄ変換器に頻繁に応用され
る。いずれにしても、比較対象となるアナログ入力電圧
と参照電圧とを入力として、その差電圧を電圧のままあ
るいは電流に変換して増幅する機能を有し、最終的には
論理レベルと判断できるレベルまで増幅を行う。ここで
は従来の電圧比較器として、その代表的なアーキテクチ
ャとして知られ、比較的低消費電力で高速度で動作可能
なインバータチョッパ型電圧比較器を例に説明する。

【０００４】以下、従来のインバータチョッパ型電圧比
較器の構成及びその動作について述べる。図６にインバ
ータチョッパ型電圧比較器の基本構成を示す。ＳＷ１〜
４はスイッチであり、ＰＭＯＳ単体のトランスファーゲ
ート、ＮＭＯＳ単体のトランスファーゲート、ＣＭＯＳ
のトランスファーゲートから選択して適用される。これ
らのトランスファーゲートでは、ＭＯＳトランジスタの
ゲートに印加するクロック信号（以下スイッチ制御信号
と呼ぶことにする）によって、ドレインとソース間の導
通状態と非導通状態を制御している。

【０００５】アナログ入力電圧Ｖinと参照電圧Ｖrefと
の電圧差を増幅する増幅器４において、スイッチＳＷ１
の一方の端子はアナログ入力電圧Ｖinを入力する入力端
子１０１に接続され、他方の端子は容量Ｃ１の一端１０
３に接続されている。スイッチＳＷ２の一方の端子は参
照電圧Ｖrefを入力する入力端子１０２に接続され、他
方の端子はスイッチＳＷ１と同じく容量Ｃ１の一端１０
３に接続されている。容量Ｃ１のＳＷ１、２が接続され
ていないもう一方の端子はインバータ１の入力端子１０
４に接続されている。ＳＷ３の一方の端子は入力端子１
０４に接続され、他方の端子はインバータ１の出力端子
１０５に接続されている。容量Ｃ２の一方の端子は出力
端子１０５に接続され、他方の端子はインバータ２の入
力端子１０６に接続されている。スイッチＳＷ４の一方
の端子は入力端子１０６に接続され、他方の端子はイン
バータ２の出力端子１０７に接続されている。インバー
タ３の入力端子は出力端子１０７に接続されている。イ
ンバータ３の出力端子１０８は電圧比較器の出力端子と
なる。以上がインバータチョッパ型電圧比較器の基本構
成である。

【０００６】次に動作について説明する。図７（ａ）
は、スイッチＳＷ１〜４のＯＮ状態とＯＦＦ状態を示す
タイミング図である。このタイミング図でハイレベルの
ときスイッチはＯＮ状態を、ローレベルのときスイッチ
はＯＦＦ状態をそれぞれ示している。

【０００７】「サンプル期間」では、スイッチＳＷ１、
３、４がＯＮ状態で、スイッチＳＷ２はＯＦＦ状態であ
り、アナログ入力電圧ＶinがスイッチＳＷ１を介して容
量Ｃ１に入力されて、容量Ｃ１の一方の端子１０３はア
ナログ入力電圧Ｖinとなる。インバータ１の入力端子１
０４のノード電圧Ｖ３と出力端子１０５のノード電圧Ｖ
４は、スイッチＳＷ３がＯＮ状態であるため、入力端子
１０４と出力端子１０５が短絡されて、インバータのオ
ートゼロ電圧Ｖa（図８のインバータの静特性に示され
ているＡ点）となる。同じようにスイッチＳＷ４もＯＮ
状態であるため、インバータ２の入力端子１０６のノー
ド電圧Ｖ５と出力端子１０７のノード電圧Ｖ６はオート
ゼロ電圧Ｖaとなる。

【０００８】「ホールド期間」では、スイッチＳＷ１、
３、４がＯＦＦ状態となり、スイッチＳＷ１〜４のすべ
てがＯＦＦ状態となり、「サンプル期間」終了時の状態
を保持する。容量Ｃ１の端子間電圧は、保持されたアナ
ログ入力電圧Ｖinとオートゼロ電圧Ｖaとの電圧差とな
る。容量Ｃ１に保持された電荷は、平行平板型コンデン
サの蓄積電荷と端子間電圧との関係を用いると、（数
１）で表すことができる。

【０００９】

【数１】

【００１０】次に、「比較期間」でスイッチＳＷ２がＯ
Ｎ状態になると、参照電圧Ｖrefが容量Ｃ１に入力され
る。このとき、インバータ１の入力端子１０４のノード
電圧Ｖ３はある電圧値Ｖｂとなり、この電圧と参照電圧
Ｖrefとの電圧差が容量Ｃ１の端子間に印加される。ス
イッチＳＷ３はＯＦＦ状態であり、インバータ１の入力
端子１０４はＭＯＳトランジスタのゲートであるため入
力インピーダンスは非常に高く電流の流入出が無視でき
るとすると、前記インバータ１の入力端子１０４の電荷
は保持される結果、（数２）が成り立つ。（数２）に
（数１）を代入して、Ｑ１を消去し、Ｖｂについて解く
と、（数３)が導かれる。

【００１１】

【数２】

【００１２】

【数３】

【００１３】（数３）より、インバータ１の入力端子１
０４はＶaよりもＶref−Ｖin（参照電圧と保持されたア
ナログ入力電圧の差分）の電圧差だけ変動することがわ
かる。したがって、インバータ１の出力電圧変動分△Ｖ
ofは（数４）で表される（図９参照）。インバータ２も
同様の動作で入力電圧を増幅する。インバータ２のＶa
からの入力電圧変化量はインバータ１の出力電圧変動分
△Ｖofとなるので、インバータ２の出力電圧変動分△Ｖ
osは、（数５）で表される。

【００１４】

【数４】

【００１５】

【数５】

【００１６】（数５）によれば、△ＶosはＶref−Ｖin
に比例しており、比例係数はＧf・Ｇsとなっていること
から、参照電圧Ｖrefとサンプルされたアナログ入力電
圧Ｖinとの差電圧がＧf・Ｇs倍されて出力されているこ
とがわかる。インバータ３は、△Ｖosに増幅された入力
電圧変化量を論理レベルと判断できる電圧値までさらに
増幅し、電圧比較結果として出力端子１０８より出力電
圧Ｖoutを出力する。以上のようにして電圧比較動作が
行われる。

【００１７】なお、上記の「ホールド期間」は「サンプ
ル期間」から「比較期間」への遷移の緩衝期間の役割を
果たすもので、スイッチＳＷ１、３、４のＯＮ状態から
ＯＦＦ状態への遷移をＳＷ２のＯＦＦ状態からＯＮ状態
への遷移よりも先に完了させ、サンプル動作と比較動作
がオーバーラップして誤動作することを防止するために
設定される。したがって、この期間を明示的に設定しな
いことが多いが、直並列型Ａ／Ｄ変換器に応用する場合
には、下位列の電圧比較器に対して上位列の比較結果が
決定するまでの「待機期間」として明示的に設定され
る。

【００１８】以上、インバータチョッパ型電圧比較器に
ついて説明したが、差動チョッパ型電圧比較器について
も上記と同様の原理で動作する。いずれにしても電圧比
較器はアナログ入力電圧と参照電圧の差電圧を論理電圧
レベルまで増幅することにより、アナログ入力電圧と参
照電圧との比較動作を行うものである。

【００１９】次にＡ／Ｄ変換器の代表的なアーキテクチ
ャの１つで、電圧比較器列を上位列と下位列に分けて、
上位列で変換領域すべてに渡る粗い精度での比較を行
い、その比較結果に基づいて下位列へアナログ入力電圧
近傍の参照電圧を選択供給して、細かい精度で比較を行
うことで、電圧比較器の総数を減じ、消費電力を低減す
ることが可能な直並列型Ａ／Ｄ変換器に頻繁に応用され
る、複数の参照電圧から１つの参照電圧を選択して、ア
ナログ入力電圧との電圧比較を行う従来の参照電圧選択
回路を有する電圧比較器について、先と同様にインバー
タチョッパ型を例に説明する。

【００２０】以下、従来の参照電圧選択回路を有するイ
ンバータチョッパ型電圧比較器の構成及びその動作につ
いて述べる。なお、上記従来のインバータチョッパ型電
圧比較器と同じ構成の部分には同一の参照符号が付与し
てあり、その説明を省略する。

【００２１】図１０に従来の参照電圧選択回路を有する
のインバータチョッパ型電圧比較器の基本構成を示す。
図１０に示した従来のインバータチョッパ型電圧比較器
の構成において、スイッチＳＷ２の一端と参照電圧選択
回路５の出力端子２０９が接続されている。この従来例
では参照電圧選択回路５は８個のスイッチＳＳ１〜８で
構成されている。これは直並列型Ａ／Ｄ変換器におい
て、上位電圧比較器列が３ビット（２³＝８）である場
合に相当する。実際の直並列Ａ／Ｄ変換器では８〜１０
ビット精度のものが大半で、上位電圧比較器列も４〜５
ビットになり、参照電圧選択回路５を構成するスイッチ
数も少なくとも１６〜３２個にはなる。スイッチＳＳ１
〜８の一端はそれぞれ異なる参照電圧Ｖref1〜Ｖref8を
入力する入力端子２０１〜２０８に接続され、他端は互
いに１つに接続されて参照電圧選択回路５の出力端子２
０９に接続される。

【００２２】スイッチＳＳ１〜８は、スイッチＳＷ１〜
４と同様にＰＭＯＳ、ＮＭＯＳ、ＣＭＯＳいずれかのト
ランスファーゲートより選択して適用され、クロック信
号によりドレインとソース間の導通状態と非導通状態を
制御される。このスイッチＳＳ１〜８は、参照電圧選択
回路５に入力される参照電圧選択信号６によりいずれか
１つのスイッチのみがＯＮ状態になり、その他はＯＦＦ
状態となるよう制御される。

【００２３】次に動作について説明するが、上記従来の
インバータチョッパ型電圧比較器と同じ構成の部分の動
作は上記と同じであるためその説明を省略する。ここで
は、参照電圧選択回路５と従来のインバータチョッパ型
電圧比較器の動作の関係を説明する。図１１（ａ）にス
イッチＳＷ１〜４及びスイッチＳＳ１〜８のＯＮ状態と
ＯＦＦ状態を示すタイミング図を示す。本タイミング図
における「ホールド期間」と「参照電圧選択期間」は上
記従来のインバータチョッパ型電圧比較器における「ホ
ールド期間」に一致する。

【００２４】本タイミング図における「ホールド期間」
は、例えば、本電圧比較器を用いた直並列型Ａ／Ｄ変換
器において、上位電圧比較器列が比較動作を行い、参照
電圧選択回路５を制御する参照電圧選択信号６を生成す
る期間に相当する。

【００２５】参照電圧選択回路５は「サンプル期間」及
び「ホールド期間」の間、スイッチＳＳ１〜８の内、1
つをＯＮ状態にその他をＯＦＦ状態に保持している。

【００２６】次に「参照電圧選択期間」の開始時に参照
電圧選択信号６が入力されて、それに基づきスイッチＳ
Ｓ１〜８はそれぞれＯＮ／ＯＦＦ状態を切り替える。本
期間に選択された参照電圧を定常値に収束させて、次の
比較動作に備える。

【００２７】「比較期間」には従来のチョッパ型電圧比
較器が選択された参照電圧を参照してアナログ入力電圧
との比較動作を行う。

【００２８】以上、インバータチョッパ型について説明
したが、差動チョッパ型やその他の差動型等についても
参照電圧選択回路５との動作関係は同様である。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】図７（ｂ）に上記従来
のインバータチョッパ型電圧比較器のノード電圧Ｖ１〜
４の電圧応答波形の一例を示す。同図（ａ）に示す最初
の「サンプル期間」でサンプルしたアナログ入力電圧Ｖ
ｓと参照電圧Ｖrefとの電圧差がΔＶ＝Ｖref−Ｖs（＜
０）であるとすると、「比較期間」開始後、インバータ
１の出力電圧変動分ΔＶofはインバータの電圧利得：Ｇ
f倍されて最終的に定常値ΔＶof＝Ｇf・ΔＶ（＞０）に
収束する。ΔＶofが所定の「比較期間」内に定常値に収
束するためには、インバータ１が出力端子１０５に接続
される負荷容量（この場合容量Ｃ２とその寄生容量）を
ドライブする十分な能力があることが必要であるが、そ
れにも況して「サンプル期間」および「ホールド期間」
から「比較期間」に遷移した後、容量Ｃ１の一端１０３
のノード電圧Ｖ２をアナログ入力電圧値Ｖinから参照電
圧値Ｖrefに速やかに切り替えることが必須条件であ
る。この切り替え、すなわち参照電圧の定常値Ｖrefへ
の収束が遅けれ、インバータの負荷ドライブ能力がいく
ら大きくともその出力は定常値ΔＶof＝Ｇf・ΔＶには
決して収束しないのは明白である。容量Ｃ１自体やその
一端１０３の寄生容量が小さいか、あるいは参照電圧の
供給源の能力が十分大きければ、後者の条件はほぼ達成
される。しかし、実際には、容量Ｃ１はノイズ耐性を維
持するためにある程度の容量値を確保する必要がある。
また、半導体集積回路として実現される参照電圧の供給
源についても消費電力や回路規模等の問題によりその能
力に制限を受ける。電圧比較器を複数個並べて使用する
従来のＡ／Ｄ変換器では、アナログ入力電圧の変換領域
の上限と下限となる２つの基準電圧源に同じ抵抗値を持
つ基準抵抗で構成される基準抵抗列の両端を接続し、前
記基準抵抗間の分割電位を参照電圧として用いることが
ほとんどであり、その電圧源としての能力は基準抵抗列
の抵抗値で決まる。このため、実際の容量Ｃ１の一端１
０３のノード電圧Ｖ２は「比較期間」開始後、直ちにサ
ンプルしたアナログ入力電圧Ｖｓから参照電圧Ｖrefに
切り替わらずに、ある時間応答をもって参照電圧Ｖref
に収束していく。比較動作の高速化のためにデバイスパ
ラメータなど他の条件を変えずに「比較期間」のみを短
くしていくと、図７（ｂ）に示すように前述の「比較期
間」開始後から始まる容量Ｃ１の一端１０３のノード電
圧Ｖ２の参照電圧Ｖrefへの収束時間の「比較期間」に
占める割合が高くなっていき、ついには収束が十分でな
くなる状況が発生してくる。この場合、インバータの出
力応答が静特性的であったとしても、図７（ｂ）に示す
ようにインバータ１の出力端子１０５のノード電圧Ｖ４
の出力電圧変動分ΔＶofは入力端子１０４のノード電圧
Ｖ３の入力電圧変動がΔＶより小さいためにΔＶof＜Ｇ
f・ΔＶとなって十分な電圧利得を得ることができなく
なる。このため電圧比較器自体の出力電圧Ｖoutも小さ
くなってしまい、論理レベルと判断できない電圧レベル
（不定レベル）となるアナログ入力電圧範囲が拡大し、
電圧比較器の特性が劣化するという問題点を有してい
た。

【００３０】また、こうした電圧比較器で構成されるＡ
／Ｄ変換器を高速動作させると、変換方式に依らず電圧
比較器列からの比較結果をビット・データに変換する論
理回路への入力振幅が論理レベルより小さくなることが
多くなり、Ａ／Ｄ変換器の特性が劣化するという問題点
を有していた。

【００３１】電圧比較器の動作速度を落とさずにこうし
た問題を回避するには、従来の構成では、各部の動作電
流を増やすしかなく、消費電力の増大というもう１つの
問題が発生する。

【００３２】図１１（ｂ）に上記従来の参照電圧選択回
路を有するインバータチョッパ型電圧比較器のノード電
圧Ｖ２、３、４、７、８の電圧応答波形の一例を示す。
まず[サンプル期間]にアナログ入力電圧Ｖsをサンプル
したとする。[ホールド期間]には前の「サンプル期間」
終了時の状態を保持する。この期間は先に述べたよう
に、直並列型Ａ／Ｄ変換器において、上位電圧比較器列
が比較動作を行い、参照電圧選択信号６を生成するため
に設定される。[参照電圧選択期間]に参照電圧選択回路
５はそれぞれ参照電圧列選択信号６に基づき参照電圧を
切り替える。この例では、参照電圧はＶref1からＶref8
に切り替わるとする（Ｖref1＞Ｖref8）。参照電圧選択
回路５の出力端子２０９には参照電圧選択回路５を構成
する複数のスイッチＳＳ１〜８が接続されいる。このた
めスイッチの寄生容量及びスイッチ間の配線容量が付加
される。前述のように参照電圧の供給源は理想電圧源で
はなく、特にＡ／Ｄ変換器に応用される場合は、基準抵
抗間の分割電位で実現されることがほとんどなので、参
照電圧はＶref1からＶref8にすぐには切り替わらずに、
ある時間応答をもって定常値に収束していく。比較動作
の高速化のためにデバイスパラメータなど他の条件を変
えずに「参照電圧選択期間」のみを短くしていくと、つ
いには収束が十分でなくなる状況が発生してくる。図１
１（ｂ）に示すように「参照電圧列選択期間」が十分で
ない場合、本来サンプルしたアナログ入力電圧Ｖｓ＞参
照電圧Ｖref8であるのが、[比較期間]開始時には、参照
電圧が十分に収束していないために大小関係が逆転し、
インバータ１は本来とは逆極性の電圧を出力する期間が
発生する（ノード電圧Ｖ４参照）。この場合、インバー
タ２、３も本来とは逆方向に動作するため、電圧比較器
の出力電圧Ｖoutが逆極性になる、すなわち電圧比較器
が誤比較するという問題点を有していた。

【００３３】また、このような構成の電圧比較器を下位
電圧比較器として応用した直並列型Ａ／Ｄ変換器の変換
特性も劣化することになる。直並列型Ａ／Ｄ変換器で
は、上位比較結果により下位参照電圧を選択する期間す
なわち上記の「参照電圧選択期間」に相当する期間が必
要である。このため、並列型Ａ／Ｄ変換器のように電圧
比較器の比較動作を高速化するだけでは、変換速度を高
速化するのは困難であり、上記期間を短縮することが高
速化にとって重要である。しかし、誤比較等の問題を回
避するには、[参照電圧選択期間]を十分に確保するか、
あるいは[比較期間]を長くするかのいずれか一方、ある
いはその両方を満足する必要がある。いずれにしても従
来の構成では、各部の動作電流を増やさずに、すなわち
消費電力を増やさずに高速化を図ることは困難であると
いう問題点を有していた。

【００３４】本発明は上記の問題点を解決するもので、
電圧比較器が比較動作を開始したとき、あるいは複数の
参照電圧を切り替える参照電圧選択回路を有する電圧比
較器が参照電圧を切り替えたときに起こる参照電圧の変
動に起因して発生する電圧利得の低下あるいは誤動作等
を解消し、併せて低消費電力化を可能とした電圧比較器
を提供することを目的とする。

【００３５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１記載の電圧比較器は、増幅器の比
較参照電圧入力端に、前記比較参照電圧を保持して「比
較期間」開始時の前記比較参照電圧の変動を緩和する容
量素子をスイッチ手段を介して接続した構成を有し、前
記スイッチ手段は、前記「比較期間」開始以前に前記容
量素子の一端が前記比較参照電圧の定常値に等しくなる
ように、ＯＦＦ状態からＯＮ状態に遷移して前記比較参
照電圧を蓄積し、前記「比較期間」開始後、所定の期間
ＯＮ状態を保持した後ＯＦＦ状態に遷移するよう制御さ
れる。

【００３６】前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に遷移さ
せるタイミングを容量素子の一端の電位の前記比較参照
電圧の定常値からの変動幅が最大付近とすることが望ま
しい。

【００３７】本発明の請求項３記載の電圧比較器は、参
照電圧選択回路の複数の参照電圧それぞれの入力端に、
対応する前記参照電圧を保持してその変動を緩和する第
１の個別容量素子を第１の個別スイッチ手段を介して接
続した構成を有し、前記第１の個別スイッチ手段のそれ
ぞれは、「参照電圧選択期間」以前に、対応する前記第
１の個別容量素子の一端の電位が対応する前記参照電圧
の定常値に等しくなるようにＯＦＦ状態からＯＮ状態に
遷移して、対応する前記参照電圧を蓄積し、前記「参照
電圧選択期間」開始後、所定の期間ＯＮ状態を保持した
後ＯＦＦ状態に遷移するよう制御される。

【００３８】前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に遷移さ
せるタイミングを比較参照電圧に対応する前記第１の個
別容量素子の一端の電位の前記比較参照電圧の定常値か
らの変動幅が最大付近とすることが望ましい。

【００３９】本発明の請求項５記載の電圧比較器は、前
記参照電圧選択回路の複数の参照電圧それぞれの入力端
に、対応する前記参照電圧を保持してその変動を緩和す
る第２の個別容量素子を第２の個別スイッチ手段を介し
て接続した構成を有し、前記第２の個別スイッチ手段の
それぞれは、[参照電圧選択期間]以前に、対応する前記
第２の個別容量素子の一端の電位が対応する前記参照電
圧の定常値と等しくなるようにＯＦＦ状態からＯＮ状態
に遷移した後再びＯＦＦ状態に遷移して対応する前記参
照電圧を保持し、[比較期間]以前にＯＮ状態に遷移し、
所定の期間導通状態を保持した後に非導通状態に遷移す
るよう制御される。

【００４０】前記ＯＮ状態から前記ＯＦＦ状態に遷移さ
せるタイミングを比較参照電圧に対応する前記個別容量
素子の一端の電位の前記比較参照電圧の定常値からの変
動幅が最大付近とすることが望ましい。

【００４１】

【発明の実施の形態】

（実施の形態１）以下、本発明の電圧比較器の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施
例の説明において、従来の技術の説明と重複する部分に
つては適宜その説明を省略する。

【００４２】図1は、本発明の請求項１,２に係わる第１
の実施例におけるインバータチョッパ型電圧比較器の構
成を示したものである。従来のインバータチョッパ型電
圧比較器の構成を示す図６と同一部分には同一の参照符
号が付与してあり、その説明は省略する。本実施例にお
けるインバータチョッパ型電圧比較器では、スイッチＳ
Ｗ５の一端が、参照電圧Ｖrefの入力端子１０２に接続
され、他端が容量Ｃ３の一端に接続されている。容量Ｃ
３の他端は定電位（アナロググランド電位）に接続され
ている。

【００４３】なお、スイッチＳＷ１〜５は従来のインバ
ータチョッパ型電圧比較器のＳＷ１〜４と同様にＰＭＯ
Ｓ、ＮＭＯＳ、ＣＭＯＳいずれかのトランスファーゲー
トより選択して適用され、クロック信号によりドレイン
とソース間の導通状態と非導通状態を制御される。

【００４４】次に、本実施例のインバータチョッパ型電
圧比較器の動作について説明する。図２（ａ）は、スイ
ッチＳＷ１〜５のＯＮ状態とＯＦＦ状態を示すタイミン
グ図である。このタイミング図でハイレベルのときはス
イッチはＯＮ状態を、ローレベルのときはスイッチはＯ
ＦＦ状態をそれぞれ示している。また、図２（ｂ）は、
スイッチＳＷ１〜５が図２（ａ）のタイミングで制御さ
れたときのノード電圧Ｖ１〜４の電圧応答波形の一例を
示したものである。但し、従来のインバータチョッパ型
電圧比較器と同一構成の部分のデバイスパラメータ、ア
ナログ入力電圧の入力条件及び参照電圧値は従来例と同
じとする。

【００４５】本実施例のインバータチョッパ型電圧比較
器において、ＳＷ１〜４のＯＮ／ＯＦＦタイミングは、
従来のインバータチョッパ型電圧比較器におけるＳＷ１
〜４のＯＮ／ＯＦＦタイミングと同一であり、その動作
及び作用も同様であるので説明を省略する。ここでは、
スイッチＳＷ５とスイッチＳＷ1〜４の動作の関係につ
いて説明する。なお、従来のインバータチョッパ型電圧
比較器のスイッチＳＷ１〜４の動作及び作用を説明する
ための［サンプル期間］、［ホールド期間］及び［比較
期間］各期間に加えて、スイッチＳＷ５とスイッチＳＷ
１〜４の共動による作用を説明するために、本実施例の
１動作サイクルを新たに［プリセット期間］、［充放電
期間］及び［待機期間］の３つの期間に分ける。

【００４６】以下、各期間について動作を説明すると共
に、ノード電圧Ｖ１〜４の電圧応答についても適宜説明
する。

【００４７】［プリセット期間］は、本実施例では［サ
ンプル期間］の開始から［ホールド期間］の終了に同期
して設定されている。スイッチＳＷ５は本期間の開始時
にＯＦＦ状態からＯＮ状態に遷移して、容量Ｃ３の一端
と参照電圧Ｖrefの入力端子１０２との間を導通状態に
する。したがって、前記容量Ｃ３の一端の電位は参照電
圧値Ｖrefに充放電されていき、［プリセット期間］の
終了時までに容量Ｃ３は参照電圧Ｖrefを蓄積する。本
期間において、スイッチＳＷ１はまずＯＮ状態にあって
アナログ入力電圧Ｖinを容量Ｃ１にサンプルし、ＯＦＦ
状態になってサンプルしたアナログ入力電圧Ｖｓを保持
する。このときスイッチＳＷ２はＯＦＦ状態にあるの
で、容量Ｃ３への参照電圧蓄積動作が、アナログ入力電
圧のサンプル動作及びホールド動作に影響を及ぼすこと
はない。したがって、ノード電圧Ｖ１〜４の電圧応答波
形は先に図６（ｂ）に示した従来のインバータチョッパ
型電圧比較器の応答と同一である。

【００４８】［充放電期間］は、スイッチＳＷ２がＯＦ
Ｆ状態からＯＮ状態に遷移するときに、すなわち［比較
期間］の開始に同期して開始される。その他のスイッチ
ＳＷ１、３、４、５はそれぞれ前の期間の状態を保持し
ている。すなわちスイッチＳＷ１、３、４はＯＦＦ状
態、スイッチＳＷ５はＯＮ状態である。［比較期間］
（［充放電期間］）開始時にスイッチＳＷ２がＯＮ状態
になると参照電圧Ｖrefと容量Ｃ１の一端１０３が導通
状態になり、容量Ｃ１の一端１０３のノード電圧Ｖ２は
アナログ入力電圧値Ｖinから参照電圧値Ｖrefへ充放電
されていく。ところで、先に従来例で述べた様に参照電
圧の供給源は半導体集積回路として実現される場合がほ
とんどであり、その電荷供給能力は理想電源にはほど遠
い。したがって、容量Ｃ１への参照電圧Ｖrefへの充放
電には時間を要する。ところが本実施例においては、先
の［プリセット期間］に容量Ｃ３に参照電圧Ｖrefが蓄
積されている。したがって、スイッチＳＷ２がＯＮ状態
に遷移した瞬間、スイッチＳＷ２の両端に付く容量間で
電荷の急速な移動が起こる。容量Ｃ１の一端１０３のノ
ード電圧Ｖ２は、入力端子１０２から容量Ｃ３の一端に
かけて付加する総容量値Ｃa（≒Ｃ３の容量値）と参照
電圧値Ｖrefと、容量Ｃ１の一端１０３の総容量値Ｃｂ
とサンプルされたアナログ入力電圧値Ｖsで決まる（数
６）で示される中間電位Ｖmにほぼ瞬間的に遷移する。

【００４９】

【数６】

【００５０】このとき同時に参照電圧の供給源も電荷を
充放電するが、前述のスイッチＳＷ２の両端間の電荷の
移動の方が支配的である。ここで、容量Ｃ３の容量値を
大きな値に設定して容量Ｃ１の一端１０３に付く容量Ｃ
ｂを相対的に小さくしてやれば、容量Ｃ１の一端１０３
のノード電圧Ｖ２はより参照電圧値Ｖrefに近づくこと
は（数６）より容易に想像できる。実際には、容量Ｃ３
の容量値は[プリセット期間]内に参照電圧Ｖrefを蓄積
できる最大値に設定すれば効果は最大になる。

【００５１】次の[待機期間]開始時にスイッチＳＷ５は
ＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移して、容量Ｃ３は参照電
圧と非導通状態になる。したがって、参照電圧の電圧源
は入力端子１０２から容量Ｃ１の一端１０３に付く容量
のみを充放電して、参照電圧値Ｖrefに収束させればよ
い。このように、先の[充放電期間]において容量Ｃ１の
一端１０３のノード電圧Ｖ２が中間電位Ｖmに遷移した
後、スイッチＳＷ５をＯＦＦ状態に遷移させて、以降
「比較期間」終了まで容量Ｃ３をドライブしないことで
参照電圧の電圧源の負荷容量を従来例と同程度に戻せる
ので、容量Ｃ１の一端１０３のノード電圧Ｖ２を全体と
して従来より高速に参照電圧値Ｖrefに収束させること
ができる。したがって、インバータの出力電圧Ｖoutは
従来よりも高速に静特性点に向かって収束し、電圧比較
器としてもより高速な電圧比較動作が可能となる。

【００５２】ここで、仮にスイッチＳＷ５を容量Ｃ１の
一端１０３のノード電圧Ｖ２が中間電位Ｖmに遷移した
後もＯＮ状態にしておくと、容量Ｃ３の保持する参照電
圧Ｖrefとの差電圧を[比較期間]中に充放電することに
なり、容量Ｃ１の一端の１０３のノード電圧Ｖ２の参照
電圧Ｖrefへの収束が遅くなり、したがって、インバー
タの出力電圧変動分ΔＶofが小さくなる場合がある。そ
こで、[充放電期間]終了時に容量Ｃ３に保持さた参照電
圧Ｖrefとの差電圧は「待機期間」の間（「比較期間」
が終了するまで）保持して、次のサイクルの[プリセッ
ト期間]の間に充放電させる。従来のインバータチョッ
パ型電圧比較器では[サンプル期間]〜「ホールド期間」
中は参照電圧を必要としないが、参照電圧の供給源は動
作し続けるので無駄に電力を消費していた。これに対し
て本実施例におけるインバーチョッパ型電圧比較器で
は、[サンプル期間]〜「ホールド期間」中に容量Ｃ３に
参照電圧を蓄積しておいて、[比較期間]に容量Ｃ３を擬
似参照電圧源（いわゆるシンク）として利用することに
より、参照電圧の供給源の電圧比較器１動作サイクルの
負荷を平均化している（一般に電圧源の負荷は比較動作
時に大きくなる）。したがって、本実施例のインバータ
チョッパ型電圧比較器では参照電圧の供給源の能力を小
さくでき、消費電力を低減できる。

【００５３】以上のように本実施例におけるインバータ
チョッパ型電圧比較器によれば、図６に示した従来のイ
ンバータチョッパ型電圧比較器の構成に容量Ｃ３をスイ
ッチＳＷ５を介して参照電圧Ｖrefに接続する構成にし
て、比較動作以前に容量Ｃ３に参照電圧Ｖrefを蓄積し
て、比較動作時に擬似参照電源として使用することで、
参照電圧の供給源の見かけ上の負荷を低減することによ
り、参照電圧の定常値からの変動を小さくして、電圧比
較器の利得低減とそれに起因する誤比較のない、高速な
電圧比較器を実現できる。また、比較動作時に容量Ｃ３
が吸収した参照電圧の変動を比較動作終了後に充放電さ
せることで、負荷の平均化を図り、参照電圧の供給源の
能力を小さくして消費電力の低減を実現できる。

【００５４】なお、本実施例では、インバータチョッパ
型の電圧比較器について説明したが、差動チョッパ型や
アナログ入力端子と参照電圧端子がイコライズされる方
式の電圧比較器など、比較動作開始時に参照電圧が変動
する電圧比較器に対して同様の効果が選られることは言
うまでもない。

【００５５】（実施の形態２）図３は、本発明の請求項
３,４に係わる第２の実施例における参照電圧選択回路
を有するインバータチョッパ型電圧比較器の構成を示し
たものである。従来の参照電圧選択回路を有するインバ
ータチョッパ型電圧比較器の構成を示す図１０と同一部
分には同一の参照符号が付与してあり、その説明は省略
する。本実施例における参照電圧選択回路を有するイン
バータチョッパ型電圧比較器では、スイッチＳＴ１〜８
それぞれの一端が、スイッチＳＳ１〜８のそれぞれに対
応する参照電圧Ｖref1〜8の入力端子２０１〜２０８に
接続され、他端それぞれが容量ＣＴ１〜８の一端に接続
されている。容量ＣＴ１〜８の他端は定電位（アナログ
グランド電位）に接続されている。

【００５６】なお、スイッチＳＴ１〜８は従来の参照電
圧選択回路を有するインバータチョッパ型電圧比較器の
スイッチＳＷ１〜４、ＳＳ１〜８と同様にＰＭＯＳ、Ｎ
ＭＯＳ、ＣＭＯＳいずれかのトランスファーゲートより
選択して適用され、クロック信号によりドレインとソー
ス間の導通状態と非導通状態を制御される。

【００５７】次に、本実施例の参照電圧選択回路を有す
るインバータチョッパ型電圧比較器の動作について説明
する。図４（ａ）は、スイッチＳＷ１〜４、ＳＴ１〜８
のＯＮ状態とＯＦＦ状態を示すタイミング図である。こ
のタイミング図でハイレベルのときはスイッチはＯＮ状
態を、ローレベルのときはスイッチはＯＦＦ状態をそれ
ぞれ示している。また、図４（ｂ）は、スイッチＳＷ１
〜４が図４（ａ）のタイミングで制御されたときのノー
ド電圧Ｖ２、３、４、７、８の電圧応答波形の一例を示
したものである。但し、従来の参照電圧選択回路を有す
るインバータチョッパ型電圧比較器と同一構成の部分の
デバイスパラメータ、アナログ入力電圧の入力条件及び
参照電圧値は従来例と同じとする。

【００５８】本実施例の参照電圧選択回路を有するイン
バータチョッパ型電圧比較器において、スイッチＳＷ１
〜４、ＳＳ１〜８のＯＮ／ＯＦＦタイミングは、従来の
参照電圧選択回路を有するインバータチョッパ型電圧比
較器と同一であり、その動作及び作用も同様であるので
説明を省略する。ここでは、スイッチＳＴ１〜８とスイ
ッチＳＷ1〜４、ＳＳ１〜８の動作の関係について説明
する。なお、従来の参照電圧選択回路を有するインバー
タチョッパ型電圧比較器のスイッチＳＷ１〜４、ＳＳ１
〜８の動作及び作用を説明するための［サンプル期
間］、［ホールド期間］及び［比較期間］各期間に加え
て、スイッチＳＴ１〜８とスイッチＳＷ１〜４、ＳＳ１
〜８の共動による作用を説明するために、本実施例にお
ける１動作サイクルを新たに［プリセット期間］、［充
放電期間］及び［待機期間］の３つの期間に分ける。

【００５９】［プリセット期間］は、本実施例では［サ
ンプル期間］の開始から［ホールド期間］終了に同期し
て設定されている。スイッチＳＴ１〜８は本期間の開始
時にＯＦＦ状態からＯＮ状態に遷移して、対応する容量
ＣＴ１〜８の一端と参照電圧Ｖref1〜8との間を導通状
態にする。したがって、容量ＣＴ１〜８の前記一端の電
位は対応する参照電圧値に充放電されていき、［プリセ
ット期間］の終了時までに容量ＣＴ１〜８は対応する参
照電圧をサンプルする。本期間において、スイッチＳＷ
１はまずＯＮ状態にあってアナログ入力電圧Ｖinを容量
Ｃ１にサンプルした後、ＯＦＦ状態になってサンプルし
たアナログ入力電圧Ｖｓを保持する。このときスイッチ
ＳＷ２はＯＦＦ状態にあるので、容量ＣＴ１〜８への参
照電圧サンプル動作が、アナログ入力電圧のサンプル動
作及びホールド動作に影響を及ぼすことはない。したが
って、各ノード電圧の電圧応答波形は先に図１０（ｂ）
に示した従来の参照電圧選択回路を有するインバータチ
ョッパ型電圧比較器の応答と同一である。

【００６０】［充放電期間］は、参照電圧選択信号６に
より参照電圧選択回路５がスイッチＳＳ１〜８がＯＦＦ
状態からＯＮ状態に遷移するときに、すなわち［参照電
圧選択期間］の開始に同期して開始される。その他のス
イッチＳＷ１〜４、ＳＴ１〜８はそれぞれ前の期間の状
態を保持している。すなわちスイッチＳＷ１〜４はＯＦ
Ｆ状態、スイッチＳＴ１〜８はＯＮ状態である。［参照
電圧選択期間］（［充放電期間］）開始時にスイッチＳ
Ｓ１〜８のＯＮ／ＯＦＦ状態が切り替わる。本実施例で
は従来例と同様にＶref1からＶref8に切り替わるとする
（Ｖref1＞Ｖref8）。すなわちスイッチＳＴ１がＯＮ状
態からＯＦＦ状態に、スイッチＳＴ８がＯＦＦ状態から
ＯＮ状態に遷移して、スイッチＳＴ２〜７はＯＦＦ状態
のままである。参照電圧Ｖref8と参照電圧選択回路５の
出力端子２０９が導通状態になり、出力端子２０９に寄
生するスイッチＳＴ１〜８の寄生容量及び配線容量等は
参照電圧Ｖref1からＶref8へ放電されていく。ところ
で、先に述べた様に参照電圧の供給源は半導体集積回路
として実現される場合がほとんどであり、その電荷供給
能力は理想電源にはほど遠い。したがって、前記寄生容
量への参照電圧Ｖref8への放電には時間を要する。とこ
ろが本実施例においては、先の［プリセット期間］に容
量ＣＴ１〜８に対応する参照電圧Ｖref1〜８が蓄積され
ている。したがって、スイッチＳＳ８がＯＮ状態に遷移
した瞬間、スイッチＳＳ８の両端に付く容量間で電荷の
急速な移動が起こり、参照電圧選択回路５の出力端子２
０９のノード電圧Ｖ７は、参照電圧Ｖrefの入力端子２
０８から容量ＣＴ８の一端までに付く総容量値Ｃc（≒
容量ＣＴ８の容量値）と参照電圧値Ｖref8と、参照電圧
選択回路５の出力端子２９の容量値Ｃｄと参照電圧Ｖre
f1で決まる（数７）で示される中間電位Ｖnにほぼ瞬間
的に遷移する。

【００６１】

【数７】

【００６２】このとき同時に参照電圧Ｖref8を供給する
電圧源も電荷を充放電するが、前述のスイッチＳＳ８の
両端に付く容量間の電荷の移動の方が支配的である。こ
こで、容量値Ｃｃすなわち容量ＣＴ８の容量値を大きい
値に設定して、参照電圧選択回路５の出力端子２０９の
寄生容量の容量値Ｃｄを相対的に小さくしてやれば、参
照電圧選択回路５の出力端子２０９のノード電圧Ｖ７は
より参照電圧値Ｖref8に近づくことは（数７）より容易
に想像できる。実際には、容量ＣＴ１〜８の容量値は
[プリセット期間]内に参照電圧Ｖref1〜8を蓄積できる
最大値に設定すれば効果は最大になる。

【００６３】次の[待機期間]には、その開始時にスイッ
チＳＴ１〜８はＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移して、容
量ＣＴ１〜８は参照電圧と非導通状態になる。したがっ
て、参照電圧を供給している電圧源は参照電圧選択回路
５の出力端子２０９の寄生容量のみを充電して、参照電
圧値Ｖref8に収束させればよい。このように、先の[充
放電期間]において出力端子２０９のノード電圧Ｖ７が
中間電位Ｖnに遷移した後、スイッチＳＳ１〜８をＯＦ
Ｆ状態に遷移させて、以降「比較期間」の間は容量ＣＴ
８をドライブしないことで、参照電圧Ｖref8の供給源の
負荷を従来例の場合と同程度に戻すことができるので
を、出力端子２０９を全体として従来より高速に参照電
圧値Ｖref8に収束させることができる。したがって、従
来例の図１０（ｂ）に示すようなサンプルしたアナログ
入力電圧と参照電圧の大小関係が本来とは逆転するよう
な現象を防ぐことができ、誤比較や電圧利得の低下のな
い電圧比較動作が可能となる。

【００６４】ここで、仮にスイッチＳＴ１〜８を出力端
子２０９のノード電圧Ｖ７が中間電位Ｖnに遷移した後
もＯＮ状態にしておくと、容量ＣＴ８の保持する参照電
圧Ｖref8との差電圧を出力端子２０９に付く寄生容量と
一緒に放電することになり、参照電圧Ｖref8への収束が
遅くなり、したがって、インバータの出力電圧値Ｖout
が小さくなる場合がある。そこで、「充放電期間」に容
量ＣＴ８に保持さた参照電圧Ｖref8との差電圧は「待機
期間」の間（「比較期間」終了まで）保持されて、次の
サイクルの[プリセット期間]の間に充放電させる。従来
の参照電圧選択回路を有するインバータチョッパ型電圧
比較器では[サンプル期間]〜「ホールド期間」中は参照
電圧を必要としないが、参照電圧の供給源は動作し続け
るので無駄に電力を消費していた。これに対して本実施
例における参照電圧選択回路を有するインバータチョッ
パ型電圧比較器では、[サンプル期間]〜「ホールド期
間」中に容量ＣＴ１〜８に対応する参照電圧Ｖref1〜8
を蓄積しておいて、[参照電圧選択期間]に容量ＣＴ１〜
８を擬似参照電圧源（いわゆるシンク）として利用する
ことにより、参照電圧の供給源の電圧比較器1動作サイ
クルの負荷を平均化している。したがって、本実施例の
参照電圧選択回路を有するインバータチョッパ型電圧比
較器では参照電圧の供給源の能力を小さくでき、消費電
力を低減できる。

【００６５】以上のように本実施例における参照電圧選
択回路を有するインバータチョッパ型電圧比較器によれ
ば、図１０に示した従来の参照電圧選択回路を有するイ
ンバータチョッパ型電圧比較器の構成に容量ＣＴ１〜８
をスイッチＳＴ１〜８を介して参照電圧Ｖref1〜8に接
続する構成にして、参照電圧選択動作以前に容量ＣＴ１
〜８に参照電圧Ｖref1〜8を蓄積して、参照電圧選択動
作時に擬似参照電源として使用することで、選択された
参照電圧の供給源の見かけ上の負荷を低減することによ
り、参照電圧の定常値からの変動を小さくして、誤比較
や利得低減のない高速な電圧比較器を実現できる。ま
た、参照電圧選択動作時に容量ＣＴ１〜８のうち選択さ
れた参照電圧に対応する容量が吸収した参照電圧の変動
を比較動作終了後に充放電させることで、負荷の平均化
を図り、参照電圧の供給源の能力を小さくして消費電力
の低減を実現できる。

【００６６】なお、本実施例では、インバータチョッパ
型の参照電圧選択回路を有する電圧比較器について説明
したが、差動チョッパ型やアナログ入力端子と参照電圧
端子がイコライズされる方式の電圧比較器など、参照電
圧選択時に選択された参照電圧が変動する電圧比較器に
対して同様の効果が選られることは言うまでもない。ま
た、本実施例では参照電圧選択回路を構成するスイッチ
数を８個として説明したが、スイッチ数は任意である。

【００６７】（実施の形態３）図５は、本発明の請求項
５,６に係わる第３の実施例における参照電圧選択回路
を有するインバータチョッパ型電圧比較器の構成を示し
たものである。本実施例における参照電圧選択回路を有
するインバータチョッパ型電圧比較器では、第２の実施
例の回路構成に加えてスイッチＳＡ１〜８及びスイッチ
ＳＢ１〜８それぞれの一端が、前記スイッチＳＡ１〜
８、ＳＢ１〜８に対応する参照電圧Ｖref1〜8の入力端
子２０１〜２０８に並列接続され、他端それぞれが容量
ＣＵ１〜８の一端に並列接続されている。容量ＣＵ１〜
８の他端は定電位（アナロググランド電位）に接続され
ている。その他の構成は第２の実施例の回路構成と同一
であり、その説明を省略する。

【００６８】なお、スイッチＳＡ１〜８、ＳＢ１〜８は
第２の実施例の各スイッチと同様にＰＭＯＳ、ＮＭＯ
Ｓ、ＣＭＯＳいずれかのトランスファーゲートより選択
して適用され、クロック信号によりドレインとソース間
の導通状態と非導通状態を制御される。

【００６９】次に、本実施例の参照電圧選択回路を有す
るインバータチョッパ型電圧比較器の動作について説明
する。図４（ｂ）は、第２の実施例の回路に新たに付加
したスイッチＳＡ１〜８、ＳＢ１〜８のＯＮ状態とＯＦ
Ｆ状態を示すタイミング図である。このタイミング図で
ハイレベルのときはスイッチはＯＮ状態を、ローレベル
のときはスイッチはＯＦＦ状態をそれぞれ示している。

【００７０】本実施例の参照電圧選択回路を有するイン
バータチョッパ型電圧比較器において、スイッチＳＷ１
〜４、ＳＳ１〜８、ＳＴ１〜８のＯＮ／ＯＦＦタイミン
グは、第２の実施例の参照電圧選択回路を有するインバ
ータチョッパ型電圧比較器と同一であり、その動作及び
作用も同様であるので説明を省略する。ここでは、スイ
ッチＳＡ１〜８、ＳＢ１〜８とスイッチＳＷ1〜４、Ｓ
Ｓ１〜８、ＳＴ１〜８の動作の関係について説明する。
なお、スイッチＳＡ１〜８、ＳＢ１〜８とスイッチＳＷ
１〜４、ＳＳ１〜８、ＳＴ１〜８の共動による作用を説
明するために、第２の実施例に加えて、１動作サイクル
を新たに［プリセット期間２］、[待機期間２Ａ]［充放
電期間２］及び［待機期間２］の４つの期間に分ける。

【００７１】［プリセット期間２］は、本実施例では
［プリセット期間］に同期して設定されている。スイッ
チＳＡ１〜８は本期間の開始時にＯＦＦ状態からＯＮ状
態に遷移して、対応する容量ＣＵ１〜８の一端と参照電
圧Ｖref1〜8の入力端子２０１〜２０８との間を導通状
態にする。したがって、容量ＣＵ１〜８の前記一端の電
位は対応する参照電圧値に充放電されていき、［プリセ
ット期間２］の終了時までに容量ＣＵ１〜８は対応する
参照電圧を蓄積する。このときスイッチＳＢ１〜８はＯ
ＦＦ状態のままである。本期間におけるその他のスイッ
チの動作及びその作用、効果は第２の実施例と同様であ
る。

【００７２】［保持期間２Ａ］は、第２の実施例におけ
る[参照電圧選択期間]に同期して設定されている。本期
間への遷移時にスイッチＳＡ１〜８はＯＮ状態からＯＦ
Ｆ状態に遷移し、このときスイッチＳＢ１〜８はＯＦＦ
状態を保持するので、本期間の間容量ＣＵ１〜８は対応
する参照電圧Ｖref1〜8を保持する。本期間におけるそ
の他のスイッチの動作及びその作用、効果は第２の実施
例と同様である。

【００７３】[充放電期間２]は、第２の実施例における
[比較期間]に同期して開始される。本期間への遷移時に
スイッチＳＢ１〜８はＯＦＦ状態からＯＮ状態に遷移
し、スイッチＳＡ１〜８はＯＦＦ状態を保持する。比較
動作開始時にスイッチＳＷ２はＯＮ状態に遷移して、参
照電圧選択回路５により選択された参照電圧Ｖref8を参
照する。このとき従来のインバータチョッパ型電圧比較
器の問題点と同様に参照電圧の変動が発生する。これに
対して第１の実施例のようにＳＷ５と容量Ｃ３とで参照
電圧の変動を抑制できることを説明した。本実施例にお
いても比較動作開始時に前記スイッチＳＢ１〜８をＯＮ
状態に遷移させて、対応する容量ＣＵ１〜８うち選択さ
れた参照電圧に対応する容量の蓄積する参照電圧によ
り、参照電圧の定常値からの変動を抑制することができ
る。

【００７４】[待機期間２]は、第１の実施例における
[待機期間]に相当する。本期間への遷移時にスイッチＳ
Ｂ１〜８はＯＦＦ状態に遷移して、第１の実施例と同様
に前記選択された参照電圧の定常値からの変動分の差電
圧を保持する。このときスイッチＳＡ１〜８はＯＦＦ状
態を保持する。したがって、第１の実施例と同様に容量
ＣＵ１〜８を対応する参照電圧Ｖref1〜8より切り離す
ことにより、第１の実施例で説明した様に選択された参
照電圧の定常値への収束を高速化できる。また、次の
[プリセット期間２]に前期間に保持した選択された参照
電圧の変動電圧を充放電することにより、参照電圧の供
給源の能力を小さくできる。

【００７５】以上のように本実施例における参照電圧選
択回路を有するインバータチョッパ型電圧比較器によれ
ば、第２の実施例の参照電圧選択回路を有するインバー
タチョッパ型電圧比較器の構成に容量ＣＵ１〜８をスイ
ッチＳＡ１〜８、ＳＢ１〜８を介して参照電圧Ｖref1〜
8の入力端子２０１〜２０８に接続する構成にして、比
較動作以前に容量ＣＵ１〜８に参照電圧Ｖref1〜8を蓄
積して、比較動作時に擬似参照電源として使用すること
で、選択された参照電圧の供給源の見かけ上の負荷を低
減することにより、参照電圧の定常値からの変動を小さ
くして、第２の実施例に比べて更に利得低減の小さい高
速な電圧比較器を実現できる。また、比較動作時に容量
ＣＵ１〜８のうち選択された参照電圧に対応する容量が
吸収した参照電圧の変動を比較動作終了後に充放電させ
ることで、第２の実施例に比べて高速な比較動作を図り
つつ、負荷の平均化を図り、従来に比べて参照電圧の供
給源の能力を小さくして消費電力の低減を実現できる。

【００７６】なお、本実施例では、インバータチョッパ
型の参照電圧選択回路を有する電圧比較器について説明
したが、差動チョッパ型やアナログ入力端子と参照電圧
端子がイコライズされる方式の電圧比較器など、参照電
圧選択時に選択された参照電圧が変動する電圧比較器に
対して同様の効果が選られることは言うまでもない。ま
た、本実施例では、参照電圧選択回路を構成するスイッ
チ数を８個として説明したが、スイッチ数は任意であ
る。また、本実施例では、各参照電圧と対応する容量Ｃ
Ｕ１〜８の間をそれぞれ２つのスイッチＳＡ１〜８、Ｓ
Ｂ１〜８で並列接続しそれぞれ別のクロック信号で制御
することにより、１動作サイクルに２回の導通／非導通
状態を実現しているが、１つのスイッチを１動作サイク
ルに２回の導通／非導通状態が切り替えられるようなク
ロックで制御する等、別の方法を用いてもよいことは言
うまでもない。

【００７７】

【発明の効果】本発明の請求項１記載の電圧比較器の構
成によって、比較動作開始時に参照電圧が変動した場合
でも、比較動作以前に容量に参照電圧を蓄積しておき、
比較動作開始時に擬似電圧源として作用させることで、
参照電圧の変動を抑制し、定常値への収束を高速化させ
ると共に、前記容量が比較動作時に吸収した参照電圧の
定常値からの変動電圧を比較動作後に充放電して、参照
電圧の供給源の負荷を平均化することで、電圧利得の低
減のない低消費電力の電圧比較器を実現できるものであ
る。

【００７８】本発明の請求項２記載の電圧比較器の構成
によって、参照電圧選択動作時に参照電圧の切り替わり
によって選択された参照電圧が変動した場合でも、参照
電圧選択動作以前に各容量に対応する参照電圧を蓄積し
ておき、参照電圧選択動作開始時に擬似電圧源として作
用させることで、選択された参照電圧の変動を抑制し、
定常値への収束を高速化させると共に、前記選択された
参照電圧に対応する容量が参照電圧選択動作時に吸収し
た前記選択された参照電圧の定常値からの変動電圧を比
較動作後に充放電して、各参照電圧の供給源の負荷を平
均化することで、誤比較や電圧利得の低減のない低消費
電力の電圧比較器を実現できるものである。

【００７９】本発明の請求項3記載の電圧比較器の構成
によって、参照電圧選択動作時及び比較動作時に参照電
圧が変動した場合でも、それぞれに対応した参照電圧を
蓄積する容量により、前記参照電圧の変動を抑制するこ
とができる電圧比較器を実現できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるインバータチョ
ッパ型電圧比較器の構成を示す回路図

【図２】図1の電圧比較器の動作タイミングと電圧応答
を説明するための図

【図３】本発明の第２の実施例における参照電圧選択回
路を有するインバータチョッパ型電圧比較器の構成を示
す回路図

【図４】図３と図５の電圧比較器の動作タイミングと電
圧応答を説明するための図

【図５】本発明の第３の実施例における参照電圧選択回
路を有するインバータチョッパ型電圧比較器の構成を示
す回路図

【図６】従来のインバータチョッパ型電圧比較器の構成
を示す回路図

【図７】図６の電圧比較器の動作タイミングと電圧応答
を説明するための図

【図８】図６中のインバータの静特性上のＶａ点を説明
するための図

【図９】図６中のインバータの電圧利得を説明するため
の図

【図１０】従来の参照電圧選択回路を有するインバータ
チョッパ型電圧比較器の構成を示す回路図

【図１１】図１０の電圧比較器の動作タイミングと電圧
応答を説明するための図

【符号の説明】

１〜３ インバータ ４ 増幅器 ５ 参照電圧選択回路 ６ 参照電圧選択信号 ＳＷ１〜５ スイッチ ＳＳ１〜８ スイッチ ＳＴ１〜８ スイッチ ＳＡ１〜８ スイッチ ＳＢ１〜８ スイッチ Ｃ１〜３ 容量 ＣＴ１〜８ 容量 ＣＵ１〜８ 容量

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 アナログ入力電圧と比較参照電圧との電
   圧差を増幅する増幅器と、 前記比較参照電圧にその一端が接続されたスイッチ手段
   と、 前記スイッチ手段の他端にその一端が接続され、他端が
   定電位に接続された容量素子とを備え、 前記スイッチ手段は、前記増幅器が前記比較参照電圧を
   参照して前記アナログ入力電圧との電圧差の増幅動作に
   遷移する以前に、前記容量素子の一端の電位が前記比較
   参照電圧の定常値と等しくなるように導通状態に遷移
   し、前記増幅器が増幅動作に遷移した後、所定の期間導
   通状態を保持した後に非導通状態に遷移するよう制御さ
   れることを特徴とする電圧比較器。
2. 【請求項２】 前記スイッチ手段の導通状態から非導通
   状態に遷移するタイミングを、前記容量素子の一端の電
   位の前記比較参照電圧の定常値からの変動幅が最大付近
   とすることを請求項１記載の特徴とする電圧比較器。
3. 【請求項３】 アナログ入力電圧と比較参照電圧との電
   圧差を増幅する増幅器と、 複数の参照電圧から前記比較参照電圧を選択する参照電
   圧選択回路と、 前記参照電圧選択回路へ入力される前記複数の参照電圧
   それぞれに一端を接続される個別スイッチ手段と、 前記個別スイッチ手段それぞれの他端にその一端が接続
   され、他端が定電位に接続された個別容量素子とを備
   え、 前記個別スイッチ手段のそれぞれは、前記参照電圧選択
   回路が前記比較参照電圧を選択する以前に、対応する前
   記個別容量素子の一端の電位が対応する前記参照電圧の
   定常値と等しくなるように導通状態に遷移し、所定の期
   間導通状態を保持した後に非導通状態に遷移することを
   特徴とする電圧比較器。
4. 【請求項４】 前記個別スイッチ手段のそれぞれの導通
   状態から非導通状態に遷移するタイミングを、前記比較
   参照電圧に対応する前記個別容量素子の一端の電位の前
   記比較参照電圧の定常値からの変動幅が最大付近とする
   ことを請求項３記載の特徴とする電圧比較器。
5. 【請求項５】 前記参照電圧選択回路へ入力される前記
   複数の参照電圧それぞれに一端を接続される第２の個別
   スイッチ手段と、前記第２の個別スイッチ手段それぞれ
   の他端にその一端が接続され、他端が定電位に接続され
   た第２の個別容量素子とを備え、 前記第２の個別スイッチ手段のそれぞれは、前記参照電
   圧選択回路が前記比較参照電圧を選択する以前に、対応
   する前記第２の個別容量素子の一端の電位が対応する前
   記参照電圧の定常値と等しくなるように導通状態に遷移
   した後再び非導通状態に遷移して、対応する参照電圧を
   保持し、前記増幅器が増幅動作に遷移するときに導通状
   態に遷移し、所定の期間導通状態を保持した後に非導通
   状態に遷移することを特徴とする請求項３または請求項
   ４記載の電圧比較器。
6. 【請求項６】 前記第２の個別スイッチ手段のそれぞれ
   の導通状態から非導通状態に遷移するタイミングを、前
   記比較参照電圧に対応する前記個別容量素子の一端の電
   位の前記比較参照電圧の定常値からの変動幅が最大付近
   とすることを請求項５記載の特徴とする電圧比較器。