JPH10135869A - スペクトラム拡散方式の受信装置とそのインパルスレスポンス検出方法及び装置 - Google Patents
スペクトラム拡散方式の受信装置とそのインパルスレスポンス検出方法及び装置Info
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- JPH10135869A JPH10135869A JP8282458A JP28245896A JPH10135869A JP H10135869 A JPH10135869 A JP H10135869A JP 8282458 A JP8282458 A JP 8282458A JP 28245896 A JP28245896 A JP 28245896A JP H10135869 A JPH10135869 A JP H10135869A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スペクトラム拡散方式受信処理におけるＡ／
Ｄ変換の低速化、消費電力低減及び通信品質の向上をは
かる。 【解決手段】 マッチドフィルタ１０１から出力された
相関出力のピーク値をピーク検出回路１０２で検出す
る。時間窓制御回路１０３は、検出されたピーク値の
内、予め定められたしきい値をこえるものをすべて含む
ような時間窓を各シンボル期間内に設定し、その時間窓
の間だけサンプリングパルスをアナログサンプルホール
ド回路１０４１、１０４２、…へ順次出力して相関出力
信号をサンプルホールドさせ、更に時間窓終了後に切り
替え器１０５を制御して各サンプリング値を順次Ａ／Ｄ
変換器１０６へ入力してディジタル信号へと変換させる
ように制御する。
Ｄ変換の低速化、消費電力低減及び通信品質の向上をは
かる。 【解決手段】 マッチドフィルタ１０１から出力された
相関出力のピーク値をピーク検出回路１０２で検出す
る。時間窓制御回路１０３は、検出されたピーク値の
内、予め定められたしきい値をこえるものをすべて含む
ような時間窓を各シンボル期間内に設定し、その時間窓
の間だけサンプリングパルスをアナログサンプルホール
ド回路１０４１、１０４２、…へ順次出力して相関出力
信号をサンプルホールドさせ、更に時間窓終了後に切り
替え器１０５を制御して各サンプリング値を順次Ａ／Ｄ
変換器１０６へ入力してディジタル信号へと変換させる
ように制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
方式の受信装置とそのインパルスレスポンス検出方法及
び装置に関するものである。
方式の受信装置とそのインパルスレスポンス検出方法及
び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】直接スペクトラム拡散方式で用いる受信
装置では、図２に示したように、先ずアンテナ受信波を
ダウンコンバートして得た受信ベースバンド信号をマッ
チドフィルタ２０１へ入力し、ここでスペクトル拡散さ
れた信号と拡散符号との相関をとることにより逆拡散処
理を施し、相関出力信号を生成する。この信号はアナロ
グ信号であって、図３に示したように、一般的にはシン
ボル周期の間の複数のインパルスレスポンスＲ１、Ｒ２
…Ｒｍから成っていて、その各インパルスレスポンスは
マルチパスの各パスを介して受信された信号成分であ
る。このインパルスレスポンスはＡ／Ｄ変換器２０２へ
入力され、ここでクロック発生回路２０３からのクロッ
クによりＡ／Ｄ変換される。その後、図示は省略した
が、構内用無線ＬＡＮシステムのように遅延波があまり
発生しないような場合には、Ａ／Ｄ変換器１０６からの
ディジタル化された信号からすぐに復調処理が行われ
る。また、一般の移動体通信のように、多くの遅延波が
発生するシステムでは、マルチパスフェージングに対処
するためにパスダイバーシチが用いられる。これは、パ
イロットシンボルを送信してその受信信号から各空間パ
スの遅延時間と振幅を示す遅延プロファイル、及び各空
間パスの位相回転量を検出し、それらの量により受信信
号から各空間パスを経由してきた信号成分を取り出し合
成するもので、ＲＡＫＥ受信方法と呼ばれている。そし
てこのＲＡＫＥ受信方法では、ディジタル化された信号
を用いて遅延プロファイル検出、位相補償及び合成等の
処理が行われる。
装置では、図２に示したように、先ずアンテナ受信波を
ダウンコンバートして得た受信ベースバンド信号をマッ
チドフィルタ２０１へ入力し、ここでスペクトル拡散さ
れた信号と拡散符号との相関をとることにより逆拡散処
理を施し、相関出力信号を生成する。この信号はアナロ
グ信号であって、図３に示したように、一般的にはシン
ボル周期の間の複数のインパルスレスポンスＲ１、Ｒ２
…Ｒｍから成っていて、その各インパルスレスポンスは
マルチパスの各パスを介して受信された信号成分であ
る。このインパルスレスポンスはＡ／Ｄ変換器２０２へ
入力され、ここでクロック発生回路２０３からのクロッ
クによりＡ／Ｄ変換される。その後、図示は省略した
が、構内用無線ＬＡＮシステムのように遅延波があまり
発生しないような場合には、Ａ／Ｄ変換器１０６からの
ディジタル化された信号からすぐに復調処理が行われ
る。また、一般の移動体通信のように、多くの遅延波が
発生するシステムでは、マルチパスフェージングに対処
するためにパスダイバーシチが用いられる。これは、パ
イロットシンボルを送信してその受信信号から各空間パ
スの遅延時間と振幅を示す遅延プロファイル、及び各空
間パスの位相回転量を検出し、それらの量により受信信
号から各空間パスを経由してきた信号成分を取り出し合
成するもので、ＲＡＫＥ受信方法と呼ばれている。そし
てこのＲＡＫＥ受信方法では、ディジタル化された信号
を用いて遅延プロファイル検出、位相補償及び合成等の
処理が行われる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来技術で
は、マッチドフィルタ出力をそのままＡ／Ｄ変換してい
る。しかしこの従来技術では、マッチドフィルタ出力の
インパルスレスポンスの内、ある程度のレベル以上のも
のだけをとり出して合成すればよいにもかかわらず、信
号伝送に寄与しない低レベルのインパルス応答成分や、
インパルス応答成分を含まない雑音部分までもＡ／Ｄ変
換することになり、復調後の品質の劣化の原因となると
共に、サンプリング速度も不必要に高くすることになる
ので、消費電力・コストの面でも問題があった。
は、マッチドフィルタ出力をそのままＡ／Ｄ変換してい
る。しかしこの従来技術では、マッチドフィルタ出力の
インパルスレスポンスの内、ある程度のレベル以上のも
のだけをとり出して合成すればよいにもかかわらず、信
号伝送に寄与しない低レベルのインパルス応答成分や、
インパルス応答成分を含まない雑音部分までもＡ／Ｄ変
換することになり、復調後の品質の劣化の原因となると
共に、サンプリング速度も不必要に高くすることになる
ので、消費電力・コストの面でも問題があった。
【０００４】本発明の目的は、上記の従来技術の問題点
を改善し、高速クロックを必要としない低速動作のＡ／
Ｄ変換器の使用を可能とし、復調後の品質を向上し、低
消費電力化、低コスト化をはかることのできるスペクト
ラム拡散方式の受信装置とそのインパルスレスポンス検
出方法及び装置を提供するにある。
を改善し、高速クロックを必要としない低速動作のＡ／
Ｄ変換器の使用を可能とし、復調後の品質を向上し、低
消費電力化、低コスト化をはかることのできるスペクト
ラム拡散方式の受信装置とそのインパルスレスポンス検
出方法及び装置を提供するにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、スペクトラム
通信方式の受信装置におけるインパルスレスポンス検出
方法であって、受信ベースバンド信号の逆拡散により生
成された相関出力信号の各シンボル期間ごとに、そのシ
ンボル期間内の相関出力信号のピーク値を検出し、予め
定められたしきい値をこえるピーク値が全て含まれるよ
うな時間窓を当該シンボル期間内に定め、当該シンボル
期間内の前記時間窓内における前記相関出力信号をサン
プルホールドし、当該シンボル期間内の前記時間窓が終
了した後の残りの期間に前記サンプルホールドした信号
をＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換することを
特徴とするインパルスレスポンス検出方法を開示する。
通信方式の受信装置におけるインパルスレスポンス検出
方法であって、受信ベースバンド信号の逆拡散により生
成された相関出力信号の各シンボル期間ごとに、そのシ
ンボル期間内の相関出力信号のピーク値を検出し、予め
定められたしきい値をこえるピーク値が全て含まれるよ
うな時間窓を当該シンボル期間内に定め、当該シンボル
期間内の前記時間窓内における前記相関出力信号をサン
プルホールドし、当該シンボル期間内の前記時間窓が終
了した後の残りの期間に前記サンプルホールドした信号
をＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換することを
特徴とするインパルスレスポンス検出方法を開示する。
【０００６】更に本発明は、スペクトラム拡散通信方式
の受信装置で用いるインパルスレスポンス検出装置であ
って、受信ベースバンド信号を逆拡散し相関出力信号を
出力するためのマッチドフィルタと、該マッチドフィル
タから出力された逆拡散後の相関出力信号の中からピー
ク値を検出するためのピーク検出手段と、前記相関出力
信号をサンプリングし保持するためのサンプルホールド
手段と、該サンプルホールド手段に保持された信号をデ
ィジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換手段と、各シ
ンボル期間毎に、前記ピーク検出回路により検出された
ピーク値で予め定められたしきい値をこえるものをすべ
て含むような時間窓を設定するための時間窓設定手段
と、該手段により設定された時間窓の間だけサンプリン
グパルスを出力して前記相関出力信号をサンプリングし
保持するように前記サンプルホールド手段を制御するた
めのサンプリングパルス生成手段と、前記時間窓の終了
後にＡ／Ｄ変換用のクロックパルスを出力して前記サン
プルホールド手段に保持された信号をディジタル信号に
変換するように前記Ａ／Ｄ変換手段を制御するためのク
ロックパルス生成手段と、を備えたことを特徴とするイ
ンパルスレスポンス検出装置を開示する。
の受信装置で用いるインパルスレスポンス検出装置であ
って、受信ベースバンド信号を逆拡散し相関出力信号を
出力するためのマッチドフィルタと、該マッチドフィル
タから出力された逆拡散後の相関出力信号の中からピー
ク値を検出するためのピーク検出手段と、前記相関出力
信号をサンプリングし保持するためのサンプルホールド
手段と、該サンプルホールド手段に保持された信号をデ
ィジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換手段と、各シ
ンボル期間毎に、前記ピーク検出回路により検出された
ピーク値で予め定められたしきい値をこえるものをすべ
て含むような時間窓を設定するための時間窓設定手段
と、該手段により設定された時間窓の間だけサンプリン
グパルスを出力して前記相関出力信号をサンプリングし
保持するように前記サンプルホールド手段を制御するた
めのサンプリングパルス生成手段と、前記時間窓の終了
後にＡ／Ｄ変換用のクロックパルスを出力して前記サン
プルホールド手段に保持された信号をディジタル信号に
変換するように前記Ａ／Ｄ変換手段を制御するためのク
ロックパルス生成手段と、を備えたことを特徴とするイ
ンパルスレスポンス検出装置を開示する。
【０００７】更に本発明は、インパルスレスポンス検出
装置を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散方式の
受信装置を開示する。
装置を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散方式の
受信装置を開示する。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を説明
する。図１は、本発明になるスペクトラム拡散方式の受
信装置の発明に係る部分の構成例を示すブロック図で、
受信ベースバンド信号を逆拡散し相関出力信号を出力す
るためのマッチドフィルタ１０１とＡ／Ｄ変換器１０６
との間に、マッチドフィルタ１０１から出力された逆拡
散後の相関出力信号の中からピーク値を検出するための
ピーク検出回路と、マッチドフィルタ１０１からの出力
信号を時間窓制御回路１０３からの制御信号をもとにサ
ンプリングし保持するＮ個のアナログサンプルホールド
回路１０４１、１０４２、…、１０４Ｎと、各アナログ
サンプルホールド回路からの出力を時間窓制御回路１０
３からの切替制御信号をもとに切り替える切り替え器１
０５とが設けられている。
する。図１は、本発明になるスペクトラム拡散方式の受
信装置の発明に係る部分の構成例を示すブロック図で、
受信ベースバンド信号を逆拡散し相関出力信号を出力す
るためのマッチドフィルタ１０１とＡ／Ｄ変換器１０６
との間に、マッチドフィルタ１０１から出力された逆拡
散後の相関出力信号の中からピーク値を検出するための
ピーク検出回路と、マッチドフィルタ１０１からの出力
信号を時間窓制御回路１０３からの制御信号をもとにサ
ンプリングし保持するＮ個のアナログサンプルホールド
回路１０４１、１０４２、…、１０４Ｎと、各アナログ
サンプルホールド回路からの出力を時間窓制御回路１０
３からの切替制御信号をもとに切り替える切り替え器１
０５とが設けられている。
【０００９】時間窓制御回路１０３は、ピーク検出回路
１０２からの検出信号を入力として、相関ピークを含む
特定の期間を時間窓として定め、その時間窓の期間内
で、アナログサンプルホールド回路１０４１〜１０４Ｎ
へサンプリングパルスを順次出力し、更にサンプルホー
ルドされた各アナログサンプルホールド回路の出力を切
り替えてＡ／Ｄ変換するための切替制御信号とＡ／Ｄ変
換器１０６へのクロックとを出力する。
１０２からの検出信号を入力として、相関ピークを含む
特定の期間を時間窓として定め、その時間窓の期間内
で、アナログサンプルホールド回路１０４１〜１０４Ｎ
へサンプリングパルスを順次出力し、更にサンプルホー
ルドされた各アナログサンプルホールド回路の出力を切
り替えてＡ／Ｄ変換するための切替制御信号とＡ／Ｄ変
換器１０６へのクロックとを出力する。
【００１０】図３は、マッチドフィルタ１０１からの逆
拡散後の相関出力信号波形を示すと同時に、時間窓並び
にしきい値の設定例を示している。図の例は、従来技術
で簡単に説明したが、スペクトラム拡散信号を移動通信
伝播路に適用した時の受信側のマッチドフィルタ出力で
観測されるマルチパス（多重波）応答の例である。図示
したように建造物や山・谷等の自然環境の反射体からの
電波の多重反射により、インパルス応答は図の応答Ｒ1
〜Ｒmのように複数に分離し、徐々にそのピーク値は小
さくなっていく、という形が一般的である。これは遠方
の反射物からの応答程、遅延時間と減衰量とが大きくな
ることによる。一方、しきい値Ｌとは、マッチドフィル
タからの逆拡散後の相関出力信号において、インパルス
応答が含まれていると考えられる信号レベルの下限を示
しており、予め設定されている。時間窓は、インパルス
応答Ｒ1〜Ｒmの内、そのピーク値が上記しきい値Ｌをこ
えているものを含み、それ以外の部分を除外するように
定められる。
拡散後の相関出力信号波形を示すと同時に、時間窓並び
にしきい値の設定例を示している。図の例は、従来技術
で簡単に説明したが、スペクトラム拡散信号を移動通信
伝播路に適用した時の受信側のマッチドフィルタ出力で
観測されるマルチパス（多重波）応答の例である。図示
したように建造物や山・谷等の自然環境の反射体からの
電波の多重反射により、インパルス応答は図の応答Ｒ1
〜Ｒmのように複数に分離し、徐々にそのピーク値は小
さくなっていく、という形が一般的である。これは遠方
の反射物からの応答程、遅延時間と減衰量とが大きくな
ることによる。一方、しきい値Ｌとは、マッチドフィル
タからの逆拡散後の相関出力信号において、インパルス
応答が含まれていると考えられる信号レベルの下限を示
しており、予め設定されている。時間窓は、インパルス
応答Ｒ1〜Ｒmの内、そのピーク値が上記しきい値Ｌをこ
えているものを含み、それ以外の部分を除外するように
定められる。
【００１１】上記した図１の構成において、受信ベース
バンド信号をマッチドフィルタ１０１に入力すると、こ
の信号は逆拡散され、図３に示すようなインパルスレス
ポンスＲ1、Ｒ2…が出力される。このマッチドフィルタ
出力はピーク検出回路１０２およびアナログサンプルホ
ールド回路１０４１〜１０４Ｎに入力される。ピーク検
出回路１０２は、マッチドフィルタ１０１から出力され
た相関出力信号を受け取ると、各インパルスレスポンス
のピーク値を検出し、検出信号を出力する。このピーク
検出回路１０２からの検出信号は時間窓制御回路１０３
に入力される。時間窓制御回路１０３はピーク検出回路
からの検出信号を受けると、前述したように予め設定さ
れたしきい値Ｌと検出信号のレベルを比較し、しきい値
以下になったとき時間窓の終了とみなし、時間窓の終了
後あらためてしきい値をこえるレベルの信号が出現し始
めた時を時間窓の開始点とみなし、時間窓を定める。
バンド信号をマッチドフィルタ１０１に入力すると、こ
の信号は逆拡散され、図３に示すようなインパルスレス
ポンスＲ1、Ｒ2…が出力される。このマッチドフィルタ
出力はピーク検出回路１０２およびアナログサンプルホ
ールド回路１０４１〜１０４Ｎに入力される。ピーク検
出回路１０２は、マッチドフィルタ１０１から出力され
た相関出力信号を受け取ると、各インパルスレスポンス
のピーク値を検出し、検出信号を出力する。このピーク
検出回路１０２からの検出信号は時間窓制御回路１０３
に入力される。時間窓制御回路１０３はピーク検出回路
からの検出信号を受けると、前述したように予め設定さ
れたしきい値Ｌと検出信号のレベルを比較し、しきい値
以下になったとき時間窓の終了とみなし、時間窓の終了
後あらためてしきい値をこえるレベルの信号が出現し始
めた時を時間窓の開始点とみなし、時間窓を定める。
【００１２】図３では、インパルスレスポンスＲ1〜Ｒk
のピーク値がしきい値Ｌをこえていて、インパルスレス
ポンスＲk+1〜Ｒmはそのピーク値がしきい値Ｌ以下であ
り、従って時間窓はインパルスレスポンスＲ1〜Ｒkを含
むように定められている。時間窓制御回路１０３は、更
にこの時間窓のインパルスレスポンスをサンプリングす
るためのサンプリングパルスを生成し、これをアナログ
サンプルホールド回路１０４１、１０４２、…へ順次１
個づつ供給する。アナログサンプルホールド回路１０４
１、１０４２、…は、時間窓制御回路１０３からのサン
プリングパルスによりマッチドフィルタ１０１からのア
ナログ信号を順次１サンプルづつサンプリングしホール
ドしてゆく。図３の黒丸はこのサンプリング値を示して
おり、これらの値が１つづつアナログサンプルホールド
回路１０４１、１０４２、…にホールドされる。但し、
図３ではインパルスレスポンスＲ1、…Ｒkのピーク値が
すべてサンプルされているように示されているが、これ
は必ずしもそうであるわけではなく、インパルスレスポ
ンスの持つ情報がディジタル化により失われないように
するのに必要な周波数によるサンプリングが行われてい
ればよい。また、アナログサンプルホールド回路の個数
をＮとしているが、実際に各シンボル期間に使用される
のはその期間に検出された時間窓の中に入るサンプリン
グパルスの個数だけであり、上記の個数Ｎは実際に生じ
うる時間窓の長さの最大値に対応できるように定めてお
くものとする。
のピーク値がしきい値Ｌをこえていて、インパルスレス
ポンスＲk+1〜Ｒmはそのピーク値がしきい値Ｌ以下であ
り、従って時間窓はインパルスレスポンスＲ1〜Ｒkを含
むように定められている。時間窓制御回路１０３は、更
にこの時間窓のインパルスレスポンスをサンプリングす
るためのサンプリングパルスを生成し、これをアナログ
サンプルホールド回路１０４１、１０４２、…へ順次１
個づつ供給する。アナログサンプルホールド回路１０４
１、１０４２、…は、時間窓制御回路１０３からのサン
プリングパルスによりマッチドフィルタ１０１からのア
ナログ信号を順次１サンプルづつサンプリングしホール
ドしてゆく。図３の黒丸はこのサンプリング値を示して
おり、これらの値が１つづつアナログサンプルホールド
回路１０４１、１０４２、…にホールドされる。但し、
図３ではインパルスレスポンスＲ1、…Ｒkのピーク値が
すべてサンプルされているように示されているが、これ
は必ずしもそうであるわけではなく、インパルスレスポ
ンスの持つ情報がディジタル化により失われないように
するのに必要な周波数によるサンプリングが行われてい
ればよい。また、アナログサンプルホールド回路の個数
をＮとしているが、実際に各シンボル期間に使用される
のはその期間に検出された時間窓の中に入るサンプリン
グパルスの個数だけであり、上記の個数Ｎは実際に生じ
うる時間窓の長さの最大値に対応できるように定めてお
くものとする。
【００１３】こうして時間窓内のサンプリングが終了す
ると、時間窓制御回路１０３から切替制御信号が切り替
え器１０５へ与えられ、アナログサンプルホールド回路
１０４１、１０４２、…に書き込まれているサンプル値
が、時間窓外の時間を利用して順次読み出されてＡ／Ｄ
変換器１０６へ入力される。Ａ／Ｄ変換器１０６は、切
り替え器１０５から順番に送られてくるサンプル値を時
間窓制御回路１０３からのクロックのタイミングでＡ／
Ｄ変換してゆく。
ると、時間窓制御回路１０３から切替制御信号が切り替
え器１０５へ与えられ、アナログサンプルホールド回路
１０４１、１０４２、…に書き込まれているサンプル値
が、時間窓外の時間を利用して順次読み出されてＡ／Ｄ
変換器１０６へ入力される。Ａ／Ｄ変換器１０６は、切
り替え器１０５から順番に送られてくるサンプル値を時
間窓制御回路１０３からのクロックのタイミングでＡ／
Ｄ変換してゆく。
【００１４】以上に説明した図１の回路動作によると、
各シンボル周期ごとに、時間窓の間はアナログサンプル
ホールド回路１０４１、１０４２…へのサンプルホール
ドの処理が行われ、これが終了するとサンプル値の読み
出しとＡ／Ｄ変換器１０６によるＡ／Ｄ変換処理が行わ
れる。従ってＡ／Ｄ変換処理は、図３に示したように時
間窓が終わって次のシンボル周期が開始されるまでのＡ
／Ｄ処理窓の間に行うこととなる。従って時間窓がＡ／
Ｄ処理窓より十分小さいならば、サンプリング数は少な
くかつそれをＡ／Ｄ変換する時間は多くとれることにな
るから、Ａ／Ｄ変換器に求められる処理速度は従来に比
べて低くてよく、低消費電力、低コスト化がはかれ、更
に復調に用いない時間帯（Ａ／Ｄ処理窓）の情報は取り
込まれないので復調後の通信品質も向上する。例えば遅
延波のあまり生じない構内用の無線ＬＡＮシステムで
は、シンボル周期に対して時間窓が１０％程度となるか
ら、大きな効果がある。また一般の移動無線システムで
は複数の遅延波が受信され、ＲＡＫＥ受信方法が適用さ
れるが、とくに送信電力の小さいシステムでは遅延波も
短時間内に現れるので、無線ＬＡＮシステムと同様に低
消費電力、低コスト化、及び通信品質の向上に効果があ
る。また、時間窓の間はＡ／Ｄ変換器の動作は必要ない
ので、Ａ／Ｄ変換窓の間だけＡ／Ｄ変換器を間欠的に動
作させれば、更に消費電力を低減できる。
各シンボル周期ごとに、時間窓の間はアナログサンプル
ホールド回路１０４１、１０４２…へのサンプルホール
ドの処理が行われ、これが終了するとサンプル値の読み
出しとＡ／Ｄ変換器１０６によるＡ／Ｄ変換処理が行わ
れる。従ってＡ／Ｄ変換処理は、図３に示したように時
間窓が終わって次のシンボル周期が開始されるまでのＡ
／Ｄ処理窓の間に行うこととなる。従って時間窓がＡ／
Ｄ処理窓より十分小さいならば、サンプリング数は少な
くかつそれをＡ／Ｄ変換する時間は多くとれることにな
るから、Ａ／Ｄ変換器に求められる処理速度は従来に比
べて低くてよく、低消費電力、低コスト化がはかれ、更
に復調に用いない時間帯（Ａ／Ｄ処理窓）の情報は取り
込まれないので復調後の通信品質も向上する。例えば遅
延波のあまり生じない構内用の無線ＬＡＮシステムで
は、シンボル周期に対して時間窓が１０％程度となるか
ら、大きな効果がある。また一般の移動無線システムで
は複数の遅延波が受信され、ＲＡＫＥ受信方法が適用さ
れるが、とくに送信電力の小さいシステムでは遅延波も
短時間内に現れるので、無線ＬＡＮシステムと同様に低
消費電力、低コスト化、及び通信品質の向上に効果があ
る。また、時間窓の間はＡ／Ｄ変換器の動作は必要ない
ので、Ａ／Ｄ変換窓の間だけＡ／Ｄ変換器を間欠的に動
作させれば、更に消費電力を低減できる。
【００１５】
【発明の効果】本発明によれば、低速クロックで動作す
るＡ／Ｄ変換器を使用できるため、低消費電力化、低コ
スト化をはかることができ、また、マッチドフィルタ出
力のうちの、所要のインパルス応答が含まれていない部
分を切り捨てているため、復調後の通信品質が向上す
る。さらに、マッチドフィルタ出力をサンプリングして
いる間は、Ａ／Ｄ変換器は動作させる必要がなく、Ａ／
Ｄ変換器の間欠動作による一層の低消費電力化も可能と
なる効果がある。
るＡ／Ｄ変換器を使用できるため、低消費電力化、低コ
スト化をはかることができ、また、マッチドフィルタ出
力のうちの、所要のインパルス応答が含まれていない部
分を切り捨てているため、復調後の通信品質が向上す
る。さらに、マッチドフィルタ出力をサンプリングして
いる間は、Ａ／Ｄ変換器は動作させる必要がなく、Ａ／
Ｄ変換器の間欠動作による一層の低消費電力化も可能と
なる効果がある。
【図１】本発明になる受信装置の構成例を示すブロック
図である。
図である。
【図２】従来の受信装置の構成例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】図１の回路動作説明のためのインパルスレスポ
ンスの例を示す図である。
ンスの例を示す図である。
１０１ マッチドフィルタ １０２ ピーク検出回路 １０３ 時間窓制御回路 １０４１〜１０４Ｎ アナログサンプルホールド回路 １０５ 切り替えスイッチ １０６ Ａ／Ｄ変換器
Claims (3)
- 【請求項１】 スペクトラム通信方式の受信装置におけ
るインパルスレスポンス検出方法であって、 受信ベースバンド信号の逆拡散により生成された相関出
力信号の各シンボル期間ごとに、そのシンボル期間内の
相関出力信号のピーク値を検出し、予め定められたしき
い値をこえるピーク値が全て含まれるような時間窓を当
該シンボル期間内に定め、当該シンボル期間内の前記時
間窓内における前記相関出力信号をサンプルホールド
し、 当該シンボル期間内の前記時間窓が終了した後の残りの
期間に前記サンプルホールドした信号をＡ／Ｄ変換器に
よりディジタル信号に変換することを特徴とするインパ
ルスレスポンス検出方法。 - 【請求項２】 スペクトラム拡散通信方式の受信装置で
用いるインパルスレスポンス検出装置であって、 受信ベースバンド信号を逆拡散し相関出力信号を出力す
るためのマッチドフィルタと、 該マッチドフィルタから出力された逆拡散後の相関出力
信号の中からピーク値を検出するためのピーク検出手段
と、 前記相関出力信号をサンプリングし保持するためのサン
プルホールド手段と、 該サンプルホールド手段に保持された信号をディジタル
信号に変換するためのＡ／Ｄ変換手段と、 各シンボル期間毎に、前記ピーク検出回路により検出さ
れたピーク値で予め定められたしきい値をこえるものを
すべて含むような時間窓を設定するための時間窓設定手
段と、 該手段により設定された時間窓の間だけサンプリングパ
ルスを出力して前記相関出力信号をサンプリングし保持
するように前記サンプルホールド手段を制御するための
サンプリングパルス生成手段と、 前記時間窓の終了後にＡ／Ｄ変換用のクロックパルスを
出力して前記サンプルホールド手段に保持された信号を
ディジタル信号に変換するように前記Ａ／Ｄ変換手段を
制御するためのクロックパルス生成手段と、 を備えたことを特徴とするインパルスレスポンス検出装
置。 - 【請求項３】 請求項２に記載のインパルスレスポンス
検出装置を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散方
式の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8282458A JPH10135869A (ja) | 1996-10-24 | 1996-10-24 | スペクトラム拡散方式の受信装置とそのインパルスレスポンス検出方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8282458A JPH10135869A (ja) | 1996-10-24 | 1996-10-24 | スペクトラム拡散方式の受信装置とそのインパルスレスポンス検出方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10135869A true JPH10135869A (ja) | 1998-05-22 |
Family
ID=17652692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8282458A Pending JPH10135869A (ja) | 1996-10-24 | 1996-10-24 | スペクトラム拡散方式の受信装置とそのインパルスレスポンス検出方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10135869A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6600907B1 (en) | 1998-11-02 | 2003-07-29 | Nec Corporation | Wireless communication apparatus and power consumption reducing method thereof |
| US7612709B2 (en) | 2006-01-17 | 2009-11-03 | Fujitsu Limited | Radar device and processing method of the same |
-
1996
- 1996-10-24 JP JP8282458A patent/JPH10135869A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6600907B1 (en) | 1998-11-02 | 2003-07-29 | Nec Corporation | Wireless communication apparatus and power consumption reducing method thereof |
| US7612709B2 (en) | 2006-01-17 | 2009-11-03 | Fujitsu Limited | Radar device and processing method of the same |
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