JPH1013113A - 分布定数線路の結合方法及びマイクロ波回路 - Google Patents
分布定数線路の結合方法及びマイクロ波回路Info
- Publication number
- JPH1013113A JPH1013113A JP8162153A JP16215396A JPH1013113A JP H1013113 A JPH1013113 A JP H1013113A JP 8162153 A JP8162153 A JP 8162153A JP 16215396 A JP16215396 A JP 16215396A JP H1013113 A JPH1013113 A JP H1013113A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- line
- conductor
- lines
- gap region
- distributed constant
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
- H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
- H01P5/184—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers the guides being strip lines or microstrips
- H01P5/185—Edge coupled lines
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
- H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
- H01P3/08—Microstrips; Strip lines
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
- H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 インダクタンスに起因して発生する特性の劣
化を起こさないようする。 【解決手段】 第１（第２）マイクロストリップライン
４２（４４）とはギャップ領域６０を介して離間された
状態で下地金属板１０の上に設けられる。第１（第２）
マイクロストリップライン４２（４４）は、第１（第
２）接地導体１２（１３）、第１（第２）誘電体基板１
４（１６）および第１（第２）導体線路４６（４８）が
順次に積層されて構成されている。第１および第２導体
線路４６および４８は直線的に配列される。第１（第
２）導体線路４６（４８）に配列方向ｐに直交する方向
ｇに延在する第１（第２）間隙５６（５８）を具えてい
る。所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλ
とするとき、第１（第２）間隙５６（５８）およびギャ
ップ領域６０間の配列方向ｐに沿った距離がそれぞれｍ
λ／２（但し、ｍは整数）に設定されている。
化を起こさないようする。 【解決手段】 第１（第２）マイクロストリップライン
４２（４４）とはギャップ領域６０を介して離間された
状態で下地金属板１０の上に設けられる。第１（第２）
マイクロストリップライン４２（４４）は、第１（第
２）接地導体１２（１３）、第１（第２）誘電体基板１
４（１６）および第１（第２）導体線路４６（４８）が
順次に積層されて構成されている。第１および第２導体
線路４６および４８は直線的に配列される。第１（第
２）導体線路４６（４８）に配列方向ｐに直交する方向
ｇに延在する第１（第２）間隙５６（５８）を具えてい
る。所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλ
とするとき、第１（第２）間隙５６（５８）およびギャ
ップ領域６０間の配列方向ｐに沿った距離がそれぞれｍ
λ／２（但し、ｍは整数）に設定されている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、マイクロ波回
路、特に分布定数線路を有する複数のチップを集積する
ときの分布定数線路間の結合に関する。
路、特に分布定数線路を有する複数のチップを集積する
ときの分布定数線路間の結合に関する。
【０００２】
【従来の技術】マイクロ波回路は、いわゆる分布定数回
路であり、マイクロ波信号を導波させるのに分布定数線
路を用いる。この明細書中では、分布定数線路として、
導体線路、誘電体基板および接地導体で構成されるもの
を想定している。また、この明細書中では、分布定数線
路を、マイクロ波回路の意味で用いる場合がある。従
来、複数の分布定数線路を集積してマイクロ波回路を構
成するときには、各分布定数線路間の結合は、ワイヤや
リボン等をボンディングすることにより行っていた（文
献；マイクロ波半導体回路，p.139 の図6.13，1993年日
刊工業新聞社発行）。
路であり、マイクロ波信号を導波させるのに分布定数線
路を用いる。この明細書中では、分布定数線路として、
導体線路、誘電体基板および接地導体で構成されるもの
を想定している。また、この明細書中では、分布定数線
路を、マイクロ波回路の意味で用いる場合がある。従
来、複数の分布定数線路を集積してマイクロ波回路を構
成するときには、各分布定数線路間の結合は、ワイヤや
リボン等をボンディングすることにより行っていた（文
献；マイクロ波半導体回路，p.139 の図6.13，1993年日
刊工業新聞社発行）。
【０００３】図１８はこの文献に開示されている従来の
構成例を示す斜視図であって、この斜視図には、第１分
布定数線路７０および第２分布定数線路７２の間の従来
の結合の様子が示されている。第１分布定数線路７０
は、第１接地導体１２、第１誘電体基板１４および第１
導体線路４６が順次に積層して構成されている。また、
第２分布定数線路７２は、第２接地導体１３、第２誘電
体基板１６および第２導体線路４８が順次に積層して構
成されている。尚、図１８には、図を簡略化するため
に、分布定数線路のみを示してあり、通常に設けられる
その他の回路素子等が、これら誘電体基板１４および１
６に設けられている場合があってもそれらは省略して示
している。従って、図１８の構成では、これら第１分布
定数線路７０および第２分布定数線路７２の間の結合
は、第１導体線路４６と第２導体線路４８との間の結合
を機械的な橋絡手段例えばワイヤ２６と、第１接地導体
１２と第２接地導体１３とを結合する下地金属板１０と
で行われていた。
構成例を示す斜視図であって、この斜視図には、第１分
布定数線路７０および第２分布定数線路７２の間の従来
の結合の様子が示されている。第１分布定数線路７０
は、第１接地導体１２、第１誘電体基板１４および第１
導体線路４６が順次に積層して構成されている。また、
第２分布定数線路７２は、第２接地導体１３、第２誘電
体基板１６および第２導体線路４８が順次に積層して構
成されている。尚、図１８には、図を簡略化するため
に、分布定数線路のみを示してあり、通常に設けられる
その他の回路素子等が、これら誘電体基板１４および１
６に設けられている場合があってもそれらは省略して示
している。従って、図１８の構成では、これら第１分布
定数線路７０および第２分布定数線路７２の間の結合
は、第１導体線路４６と第２導体線路４８との間の結合
を機械的な橋絡手段例えばワイヤ２６と、第１接地導体
１２と第２接地導体１３とを結合する下地金属板１０と
で行われていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１８
を参照して説明したように、第１および第２分布定数線
路７０および７２を下地金属板１０の上に設けるときに
は、これら分布定数線路の寸法精度（主に、誘電体基板
の寸法精度）や組み立て精度（位置合わせや加工に係る
精度）に依存して、分布定数線路７０および７２の間
（誘電体基板１４および１６の間）には少なくとも０．
１〜０．２ｍｍ程度の隙間（ギャップ）が開いてしま
う。このため、例えば、ワイヤ２６を第１および第２導
体線路４６および４８の各々にボンディングして両者の
間を結合する場合、少なくとも０．１〜０．２ｎＨ程度
のインダクタンスが第１および第２導体線路４６および
４８の間にシリーズに挿入されることになる。
を参照して説明したように、第１および第２分布定数線
路７０および７２を下地金属板１０の上に設けるときに
は、これら分布定数線路の寸法精度（主に、誘電体基板
の寸法精度）や組み立て精度（位置合わせや加工に係る
精度）に依存して、分布定数線路７０および７２の間
（誘電体基板１４および１６の間）には少なくとも０．
１〜０．２ｍｍ程度の隙間（ギャップ）が開いてしま
う。このため、例えば、ワイヤ２６を第１および第２導
体線路４６および４８の各々にボンディングして両者の
間を結合する場合、少なくとも０．１〜０．２ｎＨ程度
のインダクタンスが第１および第２導体線路４６および
４８の間にシリーズに挿入されることになる。
【０００５】よって、これら第１および第２導体線路４
６および４８の間のインピーダンスの不整合（すなわ
ち、第１および第２分布定数線路７０および７２の各々
で以て構成される各マイクロ波回路の間のインピーダン
ス不整合）が生じてしまい、これら第１および第２分布
定数線路７０および７２の両者で構成されるマイクロ波
回路の特性（ゲインやＶＳＷＲ（voltage standing wav
e ratio ）などの信号伝搬特性）が劣化するといった問
題があった。そして、動作周波数が高くなる程、特性的
に満足のゆくものが得られなかった。
６および４８の間のインピーダンスの不整合（すなわ
ち、第１および第２分布定数線路７０および７２の各々
で以て構成される各マイクロ波回路の間のインピーダン
ス不整合）が生じてしまい、これら第１および第２分布
定数線路７０および７２の両者で構成されるマイクロ波
回路の特性（ゲインやＶＳＷＲ（voltage standing wav
e ratio ）などの信号伝搬特性）が劣化するといった問
題があった。そして、動作周波数が高くなる程、特性的
に満足のゆくものが得られなかった。
【０００６】従って、従来より、信号伝搬特性を劣化さ
せずに分布定数線路の結合を行う方法と、良好な特性を
保持した状態で分布定数線路が結合された構成のマイク
ロ波回路の出現とが望まれていた。
せずに分布定数線路の結合を行う方法と、良好な特性を
保持した状態で分布定数線路が結合された構成のマイク
ロ波回路の出現とが望まれていた。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明の分布定数線路
の結合方法によれば、第１導体線路、第１誘電体基板お
よび第１接地導体から構成された個別の第１分布定数線
路と、第２導体線路、第２誘電体基板および第２接地導
体から構成された個別の第２分布定数線路とを、前記第
１および第２接地導体が共通の下地金属板で電気的に結
合させるようにして、この下地金属板上に配列させて設
けて前記第１および第２分布定数線路間を結合するに当
たり、前記第１および第２導体線路間にギャップ領域を
設けて直線的に配列して前記第１および第２分布定数線
路を電磁界的に結合させることを特徴とする。
の結合方法によれば、第１導体線路、第１誘電体基板お
よび第１接地導体から構成された個別の第１分布定数線
路と、第２導体線路、第２誘電体基板および第２接地導
体から構成された個別の第２分布定数線路とを、前記第
１および第２接地導体が共通の下地金属板で電気的に結
合させるようにして、この下地金属板上に配列させて設
けて前記第１および第２分布定数線路間を結合するに当
たり、前記第１および第２導体線路間にギャップ領域を
設けて直線的に配列して前記第１および第２分布定数線
路を電磁界的に結合させることを特徴とする。
【０００８】このように、第１および第２導体線路の間
にギャップ領域（ギャップ）を介在させてこれらを離間
させて直線的に配列することにより、下地金属板と相俟
って、第１および第２分布定数線路の間を電磁界的に結
合すなわち分布結合させることができる。従って、従来
の様に、分布定数線路の間を結合するためにワイヤ等の
機械的な橋絡手段を用いる必要が無いので、分布定数線
路の間にインダクタンスが挿入されずに済むから、従来
に比べて良好な信号伝搬特性を得ることが可能である。
にギャップ領域（ギャップ）を介在させてこれらを離間
させて直線的に配列することにより、下地金属板と相俟
って、第１および第２分布定数線路の間を電磁界的に結
合すなわち分布結合させることができる。従って、従来
の様に、分布定数線路の間を結合するためにワイヤ等の
機械的な橋絡手段を用いる必要が無いので、分布定数線
路の間にインダクタンスが挿入されずに済むから、従来
に比べて良好な信号伝搬特性を得ることが可能である。
【０００９】また、この発明の分布定数線路の結合方法
の好適な実施例によれば、前記第１導体線路の第１線路
位置を開放とし、前記第２導体線路の第２線路位置を開
放とし、前記ギャップ領域を開放としたとき、これら第
１線路位置およびギャップ領域の中間位置と第２線路位
置およびギャップ領域の中間位置とをそれぞれ短絡と
し、所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλ
とするとき、前記第１線路位置および前記ギャップ領域
の間の距離と前記第２線路位置および前記ギャップ領域
の間の距離とをそれぞれｍλ／２（但し、ｍは整数）に
設定することを特徴とする。
の好適な実施例によれば、前記第１導体線路の第１線路
位置を開放とし、前記第２導体線路の第２線路位置を開
放とし、前記ギャップ領域を開放としたとき、これら第
１線路位置およびギャップ領域の中間位置と第２線路位
置およびギャップ領域の中間位置とをそれぞれ短絡と
し、所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλ
とするとき、前記第１線路位置および前記ギャップ領域
の間の距離と前記第２線路位置および前記ギャップ領域
の間の距離とをそれぞれｍλ／２（但し、ｍは整数）に
設定することを特徴とする。
【００１０】ここで、開放とは、電流が通れないように
導線が分離された状態をいう。また、短絡とは、回路や
線路の線間の低抵抗接続（例えば導電体による接続）が
なされている状態をいう。このように、第１および第２
線路位置が所定の位置に形成されるようにすることによ
り、これら線路位置とギャップ領域とが相俟って、第１
線路位置およびギャップ領域の中間位置と、第２線路位
置およびギャップ領域の中間位置とをそれぞれ短絡とす
ることができる。よって、分布定数線路を導波するマイ
クロ波信号は、第１線路位置、第２線路位置およびギャ
ップ領域で腹となり、前述の中間位置で節となる定在波
を励振し、これら第１線路位置および第２線路位置の間
で共振する。従って、第１および第２分布定数線路の間
を高周波的に結合することが可能となり、従来の様に、
分布定数線路の間を結合するためにワイヤ等の機械的橋
絡手段を用いる必要が無いので、分布定数線路の間にイ
ンダクタンスが挿入されずに済むから、従来に比べて良
好な信号伝搬特性を得ることが可能である。
導線が分離された状態をいう。また、短絡とは、回路や
線路の線間の低抵抗接続（例えば導電体による接続）が
なされている状態をいう。このように、第１および第２
線路位置が所定の位置に形成されるようにすることによ
り、これら線路位置とギャップ領域とが相俟って、第１
線路位置およびギャップ領域の中間位置と、第２線路位
置およびギャップ領域の中間位置とをそれぞれ短絡とす
ることができる。よって、分布定数線路を導波するマイ
クロ波信号は、第１線路位置、第２線路位置およびギャ
ップ領域で腹となり、前述の中間位置で節となる定在波
を励振し、これら第１線路位置および第２線路位置の間
で共振する。従って、第１および第２分布定数線路の間
を高周波的に結合することが可能となり、従来の様に、
分布定数線路の間を結合するためにワイヤ等の機械的橋
絡手段を用いる必要が無いので、分布定数線路の間にイ
ンダクタンスが挿入されずに済むから、従来に比べて良
好な信号伝搬特性を得ることが可能である。
【００１１】また、この発明の分布定数線路の結合方法
の好適な実施例によれば、前記第１導体線路の第１線路
位置を短絡とし、前記第２導体線路の第２線路位置を短
絡点とし、前記ギャップ領域を開放点としたとき、所望
の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλとすると
き、前記第１線路位置および前記ギャップ領域の間の距
離と前記第２線路位置および前記ギャップ領域の間の距
離とをそれぞれｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定する
ことを特徴とする。
の好適な実施例によれば、前記第１導体線路の第１線路
位置を短絡とし、前記第２導体線路の第２線路位置を短
絡点とし、前記ギャップ領域を開放点としたとき、所望
の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλとすると
き、前記第１線路位置および前記ギャップ領域の間の距
離と前記第２線路位置および前記ギャップ領域の間の距
離とをそれぞれｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定する
ことを特徴とする。
【００１２】このように、第１および第２線路位置が所
定の位置に形成されるようにすることにより、分布定数
線路を導波するマイクロ波信号は、第１線路位置および
第２線路位置で節となり、ギャップ領域で腹となる定在
波を励振し、これら第１および第２線路位置の間で共振
する。よって、第１および第２分布定数線路の間を、高
周波的に結合することが可能である。従って、従来の様
に、分布定数線路の間を結合するためにワイヤ等の機械
的橋絡手段を用いる必要が無いので、分布定数線路の間
にインダクタンスが挿入されずに済むから、従来に比べ
て良好な信号伝搬特性を得ることが可能である。
定の位置に形成されるようにすることにより、分布定数
線路を導波するマイクロ波信号は、第１線路位置および
第２線路位置で節となり、ギャップ領域で腹となる定在
波を励振し、これら第１および第２線路位置の間で共振
する。よって、第１および第２分布定数線路の間を、高
周波的に結合することが可能である。従って、従来の様
に、分布定数線路の間を結合するためにワイヤ等の機械
的橋絡手段を用いる必要が無いので、分布定数線路の間
にインダクタンスが挿入されずに済むから、従来に比べ
て良好な信号伝搬特性を得ることが可能である。
【００１３】また、この発明の分布定数線路の結合方法
の好適な実施例によれば、前記分布定数線路をマイクロ
ストリップラインとしたことを特徴とする。
の好適な実施例によれば、前記分布定数線路をマイクロ
ストリップラインとしたことを特徴とする。
【００１４】マイクロストリップラインは、接地導体と
してのグランド面と導体線路としての配線面との間の誘
電体（誘電体基板）とによって形成された特性インピー
ダンスを制御した信号伝送線路のことである。誘電体の
比誘電率と厚さ、配線の幅と厚さを選ぶことで特性イン
ピーダンスを変えることができる。マイクロ波帯以上の
高周波回路では、線路の幅を変えることで任意のインピ
ーダンスを実現でき、また、マイクロストリップライン
のような平面型導波路は、同軸ケーブルや導波管のよう
な立体形導波路に比べ、小型・軽量、簡単な構造、製造
の容易さなどの理由から分布定数回路に多用される。従
って、分布定数線路としてマイクロストリップラインを
用いることにより、マイクロ波回路の集積化が容易にな
り、広帯域性、回路素子のマウントの容易さ、寄生素子
の影響の少ないことなどの利点を有するようになる。
してのグランド面と導体線路としての配線面との間の誘
電体（誘電体基板）とによって形成された特性インピー
ダンスを制御した信号伝送線路のことである。誘電体の
比誘電率と厚さ、配線の幅と厚さを選ぶことで特性イン
ピーダンスを変えることができる。マイクロ波帯以上の
高周波回路では、線路の幅を変えることで任意のインピ
ーダンスを実現でき、また、マイクロストリップライン
のような平面型導波路は、同軸ケーブルや導波管のよう
な立体形導波路に比べ、小型・軽量、簡単な構造、製造
の容易さなどの理由から分布定数回路に多用される。従
って、分布定数線路としてマイクロストリップラインを
用いることにより、マイクロ波回路の集積化が容易にな
り、広帯域性、回路素子のマウントの容易さ、寄生素子
の影響の少ないことなどの利点を有するようになる。
【００１５】また、この発明のマイクロ波回路によれ
ば、第１誘電体基板と、この第１誘電体基板の下面に設
けられた第１接地導体と、前記第１誘電体基板に設けら
れた前記下面と平行な第１導体線路とで構成される個別
の第１分布定数線路と、第２誘電体基板と、この第２誘
電体基板の下面に設けられた第２接地導体と、前記第２
誘電体基板に設けられた前記下面に平行な第２導体線路
とで構成される個別の第２分布定数線路とが、前記第１
および第２接地導体が下地金属板で電気的に結合される
ようにして、この下地金属板上に配列されて設けられて
前記第１および第２分布定数線路間が結合されたマイク
ロ波回路において、前記第１および第２導体線路を直線
的に配列させて前記第１および第２分布定数線路を電磁
界的に結合させるため、これら第１および第２導体線路
間にギャップ領域を具えてなることを特徴とする。
ば、第１誘電体基板と、この第１誘電体基板の下面に設
けられた第１接地導体と、前記第１誘電体基板に設けら
れた前記下面と平行な第１導体線路とで構成される個別
の第１分布定数線路と、第２誘電体基板と、この第２誘
電体基板の下面に設けられた第２接地導体と、前記第２
誘電体基板に設けられた前記下面に平行な第２導体線路
とで構成される個別の第２分布定数線路とが、前記第１
および第２接地導体が下地金属板で電気的に結合される
ようにして、この下地金属板上に配列されて設けられて
前記第１および第２分布定数線路間が結合されたマイク
ロ波回路において、前記第１および第２導体線路を直線
的に配列させて前記第１および第２分布定数線路を電磁
界的に結合させるため、これら第１および第２導体線路
間にギャップ領域を具えてなることを特徴とする。
【００１６】このように、この発明の構成は、第１およ
び第２導体線路の間を機械的な橋絡手段を用いて接続す
る代わりに両導体線路間に両導体線路間を電磁界的に結
合するためのギャップ領域を設けてある。それぞれの導
体線路の間の静電容量は、橋絡手段を以て接続した場合
よりも大きくすることができ、このギャップ領域と下地
金属板とが相俟って、これら導体線路の間を分布結合す
なわち電磁界的に結合させることができる。従って、導
体線路の間を従来のようにワイヤ等の機械的な橋絡手段
で接続する必要がないので、ワイヤ等の機械的な橋絡手
段が有するインダクタンスによる特性の劣化が無く、こ
のため分布定数線路の間を高周波的に接続することが可
能になる。
び第２導体線路の間を機械的な橋絡手段を用いて接続す
る代わりに両導体線路間に両導体線路間を電磁界的に結
合するためのギャップ領域を設けてある。それぞれの導
体線路の間の静電容量は、橋絡手段を以て接続した場合
よりも大きくすることができ、このギャップ領域と下地
金属板とが相俟って、これら導体線路の間を分布結合す
なわち電磁界的に結合させることができる。従って、導
体線路の間を従来のようにワイヤ等の機械的な橋絡手段
で接続する必要がないので、ワイヤ等の機械的な橋絡手
段が有するインダクタンスによる特性の劣化が無く、こ
のため分布定数線路の間を高周波的に接続することが可
能になる。
【００１７】また、この発明のマイクロ波回路の好適な
構成例によれば、前記第１導体線路に、前記第１および
第２導体線路の配列方向に直交する方向に延在する第１
間隙を具え、前記第２導体線路に、前記第１および第２
導体線路の配列方向に直交する方向に延在する第２間隙
を具え、所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長
をλとするとき、前記第１間隙および前記ギャップ領域
間の前記配列方向に沿った距離と、前記第２間隙および
前記ギャップ領域間の前記配列方向に沿った距離とがそ
れぞれｍλ／２（但し、ｍは整数）に設定されているこ
とを特徴とする。
構成例によれば、前記第１導体線路に、前記第１および
第２導体線路の配列方向に直交する方向に延在する第１
間隙を具え、前記第２導体線路に、前記第１および第２
導体線路の配列方向に直交する方向に延在する第２間隙
を具え、所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長
をλとするとき、前記第１間隙および前記ギャップ領域
間の前記配列方向に沿った距離と、前記第２間隙および
前記ギャップ領域間の前記配列方向に沿った距離とがそ
れぞれｍλ／２（但し、ｍは整数）に設定されているこ
とを特徴とする。
【００１８】このように、第１および第２間隙をそれぞ
れ第１および第２導体線路の所定の位置に設けてこれら
導体線路を分断してある。これら間隙の位置すなわち分
断位置は次のようにしてある。すなわち、分断されてギ
ャップ領域側に形成された、第１および第２導体線路の
それぞれの副線路の、第１および第２導体線路の配列方
向に沿って測った長さが前述した半波長の整数倍の長さ
となる位置に、上述した間隙を設けている。
れ第１および第２導体線路の所定の位置に設けてこれら
導体線路を分断してある。これら間隙の位置すなわち分
断位置は次のようにしてある。すなわち、分断されてギ
ャップ領域側に形成された、第１および第２導体線路の
それぞれの副線路の、第１および第２導体線路の配列方
向に沿って測った長さが前述した半波長の整数倍の長さ
となる位置に、上述した間隙を設けている。
【００１９】このような位置に設けた、第１および第２
間隙が開放となり、ギャップ領域が開放となり、これら
第１間隙、第２間隙およびギャップ領域とが相俟って、
第１間隙およびギャップ領域の間を結ぶ直線上の両者か
ら等しい位置（中間位置）を短絡とし、かつ、第２間隙
およびギャップ領域の間を結ぶ直線上の両者から等しい
位置（中間位置）を短絡とする。よって、第１および第
２間隙の間で、短絡となる位置を節とし、開放となる位
置を腹とする定在波が励振され、第１および第２分布定
数線路が高周波的に結合する。従って、導体線路の間を
従来のようにワイヤ等の機械的橋絡手段で接続する必要
がないので、ワイヤ等の機械的橋絡手段が有するインダ
クタンスによる特性の劣化が無く、従って、分布定数線
路の間を高周波的に接続することが可能になり、このた
め従来に比べて優れた信号伝搬特性を有する構成を得る
ことができる。
間隙が開放となり、ギャップ領域が開放となり、これら
第１間隙、第２間隙およびギャップ領域とが相俟って、
第１間隙およびギャップ領域の間を結ぶ直線上の両者か
ら等しい位置（中間位置）を短絡とし、かつ、第２間隙
およびギャップ領域の間を結ぶ直線上の両者から等しい
位置（中間位置）を短絡とする。よって、第１および第
２間隙の間で、短絡となる位置を節とし、開放となる位
置を腹とする定在波が励振され、第１および第２分布定
数線路が高周波的に結合する。従って、導体線路の間を
従来のようにワイヤ等の機械的橋絡手段で接続する必要
がないので、ワイヤ等の機械的橋絡手段が有するインダ
クタンスによる特性の劣化が無く、従って、分布定数線
路の間を高周波的に接続することが可能になり、このた
め従来に比べて優れた信号伝搬特性を有する構成を得る
ことができる。
【００２０】また、この発明のマイクロ波回路の好適な
構成例によれば、前記ギャップ領域が誘電体材料で以て
埋め込まれていることを特徴とする。
構成例によれば、前記ギャップ領域が誘電体材料で以て
埋め込まれていることを特徴とする。
【００２１】このように、誘電体基板の間を誘電体材料
で以て満たすことにより、第１および第２分布定数線路
の間の静電容量を強めることができ、従って、これら分
布定数線路間の電磁界的な結合を強めることができる。
よって、従来に比べてさらに優れた信号伝搬特性を有す
る構成を得ることができる。
で以て満たすことにより、第１および第２分布定数線路
の間の静電容量を強めることができ、従って、これら分
布定数線路間の電磁界的な結合を強めることができる。
よって、従来に比べてさらに優れた信号伝搬特性を有す
る構成を得ることができる。
【００２２】また、この発明のマイクロ波回路の好適な
構成例によれば、前記第１および第２導体線路の配列方
向と平行に設けられた直角四辺形の第１結合用導体線路
と、この第１結合用導体線路の一端に連結されて前記配
列方向と直交する方向に延在する直角四辺形の第１先端
開放導体線路とから成る第１Ｌ字形線路を前記第１誘電
体基板に具え、前記配列方向と平行に設けられた直角四
辺形の第２結合用導体線路と、この第２結合用導体線路
の一端に連結されて前記配列方向と直交する方向に延在
する直角四辺形の第２先端開放導体線路とから成る第２
Ｌ字形線路を前記第２誘電体基板に具え、所望の周波数
帯域の中心周波数に相当する波長をλとするとき、前記
第１および第２Ｌ字形線路の前記配列方向に沿った長さ
と当該配列方向に直交する方向に沿った長さとがそれぞ
れｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定されていることを
特徴とする。
構成例によれば、前記第１および第２導体線路の配列方
向と平行に設けられた直角四辺形の第１結合用導体線路
と、この第１結合用導体線路の一端に連結されて前記配
列方向と直交する方向に延在する直角四辺形の第１先端
開放導体線路とから成る第１Ｌ字形線路を前記第１誘電
体基板に具え、前記配列方向と平行に設けられた直角四
辺形の第２結合用導体線路と、この第２結合用導体線路
の一端に連結されて前記配列方向と直交する方向に延在
する直角四辺形の第２先端開放導体線路とから成る第２
Ｌ字形線路を前記第２誘電体基板に具え、所望の周波数
帯域の中心周波数に相当する波長をλとするとき、前記
第１および第２Ｌ字形線路の前記配列方向に沿った長さ
と当該配列方向に直交する方向に沿った長さとがそれぞ
れｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定されていることを
特徴とする。
【００２３】このように、直方体を途中で直角に折り曲
げたような形の第１および第２Ｌ字形線路をそれぞれ第
１および第２分布定数線路の所定の位置に設けている。
この場合、これらＬ字形線路を構成する先端開放導体線
路の、導体線路と対向する側の先端とは反対側の先端が
開放であり、かつ、結合用導体線路の、先端開放導体線
路と接続している側とは反対側の先端すなわちギャップ
領域に対向した側の先端が開放となっている。また、結
合用導体線路の、先端開放導体線路と接続している側の
先端すなわちギャップ領域と対向している側とは反対側
の先端が短絡となっている。この先端は、先端開放導体
線路の、ギャップ領域と対向する側とは反対側の端縁に
対応する。
げたような形の第１および第２Ｌ字形線路をそれぞれ第
１および第２分布定数線路の所定の位置に設けている。
この場合、これらＬ字形線路を構成する先端開放導体線
路の、導体線路と対向する側の先端とは反対側の先端が
開放であり、かつ、結合用導体線路の、先端開放導体線
路と接続している側とは反対側の先端すなわちギャップ
領域に対向した側の先端が開放となっている。また、結
合用導体線路の、先端開放導体線路と接続している側の
先端すなわちギャップ領域と対向している側とは反対側
の先端が短絡となっている。この先端は、先端開放導体
線路の、ギャップ領域と対向する側とは反対側の端縁に
対応する。
【００２４】また、結合用導体線路と導体線路との間の
分布結合（エッジカップリング）の作用により、導体線
路の所定の位置が短絡となる。よって、第１および第２
導体線路の短絡となる位置を節とし、開放となるギャッ
プ領域で腹となる定在波が励振され、第１および第２分
布定数線路が高周波的に結合する。従って、導体線路の
間を従来のようにワイヤ等の機械的橋絡手段で接続する
必要がないので、ワイヤ等の機械的橋絡手段が有するイ
ンダクタンスによる特性の劣化が無く、分布定数線路の
間を高周波的に接続することが可能になり、従来に比べ
て優れた信号伝搬特性を有する構成を得ることができ
る。
分布結合（エッジカップリング）の作用により、導体線
路の所定の位置が短絡となる。よって、第１および第２
導体線路の短絡となる位置を節とし、開放となるギャッ
プ領域で腹となる定在波が励振され、第１および第２分
布定数線路が高周波的に結合する。従って、導体線路の
間を従来のようにワイヤ等の機械的橋絡手段で接続する
必要がないので、ワイヤ等の機械的橋絡手段が有するイ
ンダクタンスによる特性の劣化が無く、分布定数線路の
間を高周波的に接続することが可能になり、従来に比べ
て優れた信号伝搬特性を有する構成を得ることができ
る。
【００２５】この発明のマイクロ波回路の好適な構成例
によれば、前記ギャップ領域が誘電体材料で以て埋め込
まれていることを特徴とする。
によれば、前記ギャップ領域が誘電体材料で以て埋め込
まれていることを特徴とする。
【００２６】このように、誘電体基板の間を誘電体材料
で以て満たすことにより、第１および第２分布定数線路
の間の静電容量を強めることができ、従って、これら分
布定数線路間の電磁界的な結合を強めることができる。
よって、従来に比べてさらに優れた信号伝搬特性を有す
る構成を得ることができる。
で以て満たすことにより、第１および第２分布定数線路
の間の静電容量を強めることができ、従って、これら分
布定数線路間の電磁界的な結合を強めることができる。
よって、従来に比べてさらに優れた信号伝搬特性を有す
る構成を得ることができる。
【００２７】また、この発明のマイクロ波回路の好適な
構成例によれば、前記第１および第２導体線路の配列方
向と平行に前記第１誘電体基板に設けられた直角四辺形
の第１結合用導体線路を具えており、この第１結合用導
体線路の前記第１および第２導体線路の対向端とは反対
側の先端部には第１バイアホールが形成されており、さ
らに、前記配列方向と平行に前記第２誘電体基板に設け
られた直角四辺形の第２結合用導体線路を具えていて、
この第２結合用導体線路の前記対向端とは反対側の先端
部には第２バイアホールが形成されており、所望の周波
数帯域の中心周波数に相当する波長をλとするとき、前
記第１および第２結合用導体線路の前記配列方向に沿っ
た長さがｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定されている
ことを特徴とする。
構成例によれば、前記第１および第２導体線路の配列方
向と平行に前記第１誘電体基板に設けられた直角四辺形
の第１結合用導体線路を具えており、この第１結合用導
体線路の前記第１および第２導体線路の対向端とは反対
側の先端部には第１バイアホールが形成されており、さ
らに、前記配列方向と平行に前記第２誘電体基板に設け
られた直角四辺形の第２結合用導体線路を具えていて、
この第２結合用導体線路の前記対向端とは反対側の先端
部には第２バイアホールが形成されており、所望の周波
数帯域の中心周波数に相当する波長をλとするとき、前
記第１および第２結合用導体線路の前記配列方向に沿っ
た長さがｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定されている
ことを特徴とする。
【００２８】ここで、バイアホール（ヴィアホールとも
いう。）とは、積層する上下の配線層間の導通をとるた
めの垂直方向の導通路と、この導通路に形成された導電
体とから成る構造体のことをいう。このように、第１お
よび第２バイアホールをそれぞれ第１および第２結合用
導体線路の所定の位置に設け、これら第１および第２結
合用導体線路を第１および第２分布定数線路の所定の位
置に設けたことにより、これらバイアホールが設けられ
ている部分が短絡となっているから、結合用導体線路と
導体線路との間の分布結合（エッジカップリング）の作
用により、導体線路の所定の位置を短絡とすることがで
きる。よって、第１および第２導体線路の短絡となる位
置を節とし、開放となるギャップ領域で腹となる定在波
が励振され、第１および第２分布定数線路が高周波的に
結合する。従って、導体線路の間を従来のようにワイヤ
等の機械的橋絡手段で接続する必要がないので、ワイヤ
等の機械的橋絡手段が有するインダクタンスによる特性
の劣化が無く、分布定数線路の間を高周波的に接続する
ことが可能になり、従来に比べて優れた信号伝搬特性を
有する構成を得ることができる。
いう。）とは、積層する上下の配線層間の導通をとるた
めの垂直方向の導通路と、この導通路に形成された導電
体とから成る構造体のことをいう。このように、第１お
よび第２バイアホールをそれぞれ第１および第２結合用
導体線路の所定の位置に設け、これら第１および第２結
合用導体線路を第１および第２分布定数線路の所定の位
置に設けたことにより、これらバイアホールが設けられ
ている部分が短絡となっているから、結合用導体線路と
導体線路との間の分布結合（エッジカップリング）の作
用により、導体線路の所定の位置を短絡とすることがで
きる。よって、第１および第２導体線路の短絡となる位
置を節とし、開放となるギャップ領域で腹となる定在波
が励振され、第１および第２分布定数線路が高周波的に
結合する。従って、導体線路の間を従来のようにワイヤ
等の機械的橋絡手段で接続する必要がないので、ワイヤ
等の機械的橋絡手段が有するインダクタンスによる特性
の劣化が無く、分布定数線路の間を高周波的に接続する
ことが可能になり、従来に比べて優れた信号伝搬特性を
有する構成を得ることができる。
【００２９】また、この発明のマイクロ波回路の好適な
構成例によれば、前記ギャップ領域が誘電体材料で以て
埋め込まれていることを特徴とする。
構成例によれば、前記ギャップ領域が誘電体材料で以て
埋め込まれていることを特徴とする。
【００３０】このように、誘電体基板の間を誘電体材料
で以て満たすことにより、各チップを構成する分布定数
線路の間の静電容量を強めることができ、従って、これ
ら分布定数線路間の電磁界的な結合を強めることができ
る。よって、従来に比べてさらに優れた信号伝搬特性を
有する構成を得ることができる。
で以て満たすことにより、各チップを構成する分布定数
線路の間の静電容量を強めることができ、従って、これ
ら分布定数線路間の電磁界的な結合を強めることができ
る。よって、従来に比べてさらに優れた信号伝搬特性を
有する構成を得ることができる。
【００３１】また、この発明のマイクロ波回路の好適な
構成例によれば、前記分布定数線路をマイクロストリッ
プラインとしたことを特徴とする。
構成例によれば、前記分布定数線路をマイクロストリッ
プラインとしたことを特徴とする。
【００３２】マイクロストリップラインは、接地導体と
してのグランド面と導体線路としての配線面との間の誘
電体（誘電体基板）とによって形成された特性インピー
ダンスを制御した信号伝送線路のことである。誘電体の
比誘電率と厚さ、配線の幅と厚さを選ぶことで特性イン
ピーダンスを変えることができる。マイクロ波帯以上の
高周波回路では、線路の長さを変えることで任意のイン
ピーダンスを実現でき、また、マイクロストリップライ
ンのような平面型導波路は、同軸ケーブルや導波管のよ
うな立体形導波路に比べ、小型・軽量、簡単な構造、製
造の容易さなどの理由から分布定数回路に多用される。
従って、分布定数線路としてマイクロストリップライン
を用いることにより、マイクロ波回路の集積化が容易に
なり、広帯域性、回路素子のマウントの容易さ、寄生素
子の影響の少ないことなどの利点を有するようになる。
してのグランド面と導体線路としての配線面との間の誘
電体（誘電体基板）とによって形成された特性インピー
ダンスを制御した信号伝送線路のことである。誘電体の
比誘電率と厚さ、配線の幅と厚さを選ぶことで特性イン
ピーダンスを変えることができる。マイクロ波帯以上の
高周波回路では、線路の長さを変えることで任意のイン
ピーダンスを実現でき、また、マイクロストリップライ
ンのような平面型導波路は、同軸ケーブルや導波管のよ
うな立体形導波路に比べ、小型・軽量、簡単な構造、製
造の容易さなどの理由から分布定数回路に多用される。
従って、分布定数線路としてマイクロストリップライン
を用いることにより、マイクロ波回路の集積化が容易に
なり、広帯域性、回路素子のマウントの容易さ、寄生素
子の影響の少ないことなどの利点を有するようになる。
【００３３】
【発明の実施の形態】従来、１つの分布定数線路に１つ
の導体線路を設けていたが、この発明では、主として、
この１つの導体線路を２つ以上に分断した構造および１
つの導体線路に１つまたは２つ以上の補助線路を設けた
構造とする点に特徴がある。そして、このような構造を
呈することによって、２つの導体線路間にギャップ領域
を設け、これら導体線路を直線的に配列して、２つの分
布定数線路の間を電磁界的すなわち高周波的に結合させ
ることを助長するものである。
の導体線路を設けていたが、この発明では、主として、
この１つの導体線路を２つ以上に分断した構造および１
つの導体線路に１つまたは２つ以上の補助線路を設けた
構造とする点に特徴がある。そして、このような構造を
呈することによって、２つの導体線路間にギャップ領域
を設け、これら導体線路を直線的に配列して、２つの分
布定数線路の間を電磁界的すなわち高周波的に結合させ
ることを助長するものである。
【００３４】第１の実施の形態では、１つの導体線路を
２以上に分断した構成について説明する（図１から図
５）。すなわち、第１導体線路の第１線路位置を開放と
し、第２導体線路の第２線路位置を開放とし、ギャップ
領域を開放としたとき、これら第１線路位置およびギャ
ップ領域の中間位置と第２線路位置およびギャップ領域
の中間位置とをそれぞれ短絡とすることにより、２つの
分布定数線路の間を高周波的に結合する構成である。
２以上に分断した構成について説明する（図１から図
５）。すなわち、第１導体線路の第１線路位置を開放と
し、第２導体線路の第２線路位置を開放とし、ギャップ
領域を開放としたとき、これら第１線路位置およびギャ
ップ領域の中間位置と第２線路位置およびギャップ領域
の中間位置とをそれぞれ短絡とすることにより、２つの
分布定数線路の間を高周波的に結合する構成である。
【００３５】また、第２および第３の実施の形態では、
導体線路とは別に、補助線路（後述するＬ字形線路や結
合用導体線路）を設けた構成について説明する（図６か
ら図１７）。すなわち、第１導体線路の第１線路位置を
短絡とし、第２導体線路の第２線路位置を短絡とし、ギ
ャップ領域を開放としたことにより、２つの分布定数線
路の間を高周波的に結合する構成である。
導体線路とは別に、補助線路（後述するＬ字形線路や結
合用導体線路）を設けた構成について説明する（図６か
ら図１７）。すなわち、第１導体線路の第１線路位置を
短絡とし、第２導体線路の第２線路位置を短絡とし、ギ
ャップ領域を開放としたことにより、２つの分布定数線
路の間を高周波的に結合する構成である。
【００３６】以下、図を参照して、この発明の実施の形
態につき説明する。尚、図は、この発明の構成、大きさ
および配置関係が理解できる程度に概略的に示してお
り、また、以下に記載する数値条件等は単なる一例に過
ぎず、従って、この発明はこの実施の形態に何ら限定さ
れることがない。
態につき説明する。尚、図は、この発明の構成、大きさ
および配置関係が理解できる程度に概略的に示してお
り、また、以下に記載する数値条件等は単なる一例に過
ぎず、従って、この発明はこの実施の形態に何ら限定さ
れることがない。
【００３７】［第１の実施の形態］図１は、第１の実施
の形態の構成を示す斜視図である。この図１に示される
ように、この第１構成例は、第１および第２導体線路４
６および４８がギャップ領域６０を介して直線的に配列
された構成である。
の形態の構成を示す斜視図である。この図１に示される
ように、この第１構成例は、第１および第２導体線路４
６および４８がギャップ領域６０を介して直線的に配列
された構成である。
【００３８】この実施の形態の構成は、第１分布定数線
路としての第１マイクロストリップライン４２と、第２
分布定数線路としての第２マイクロストリップライン４
４とを下地金属板１０の上に設けている。第１マイクロ
ストリップライン４２と第２マイクロストリップライン
４４とはギャップ領域６０を介して離間された状態で設
けられる。第１マイクロストリップライン４２は、第１
接地導体１２、第１誘電体基板１４および第１導体線路
４６が順次に積層されて構成されている。第２マイクロ
ストリップライン４４は、第２接地導体１３、第２誘電
体基板１６および第２導体線路４８が順次に積層されて
構成されている。第１誘電体基板１４は互いに平行な下
面１４ａと上面１４ｂとを有していて、その下面（図１
の矢印１４ａで示される面）に第１接地導体１２が設け
られ、上面１４ｂに第１導体線路４６が設けられてい
る。また、同様に、第２誘電体基板１６は互いに平行な
下面１６ａと上面１６ｂとを有していて、その下面（図
１の矢印１６ａで示される面）に第２接地導体１３が設
けられ、上面１６ｂに第２導体線路４８が設けられてい
る。これら第１および第２導体線路４６および４８は、
これらの長手方向（図１の矢印ｐで示される方向。配列
方向ともいう。）を揃えて、下地金属板１０の上面から
同じ高さで直線的に配列されるように、第１および第２
マイクロストリップライン４６および４８が下地金属板
１０の上で位置決めされている。
路としての第１マイクロストリップライン４２と、第２
分布定数線路としての第２マイクロストリップライン４
４とを下地金属板１０の上に設けている。第１マイクロ
ストリップライン４２と第２マイクロストリップライン
４４とはギャップ領域６０を介して離間された状態で設
けられる。第１マイクロストリップライン４２は、第１
接地導体１２、第１誘電体基板１４および第１導体線路
４６が順次に積層されて構成されている。第２マイクロ
ストリップライン４４は、第２接地導体１３、第２誘電
体基板１６および第２導体線路４８が順次に積層されて
構成されている。第１誘電体基板１４は互いに平行な下
面１４ａと上面１４ｂとを有していて、その下面（図１
の矢印１４ａで示される面）に第１接地導体１２が設け
られ、上面１４ｂに第１導体線路４６が設けられてい
る。また、同様に、第２誘電体基板１６は互いに平行な
下面１６ａと上面１６ｂとを有していて、その下面（図
１の矢印１６ａで示される面）に第２接地導体１３が設
けられ、上面１６ｂに第２導体線路４８が設けられてい
る。これら第１および第２導体線路４６および４８は、
これらの長手方向（図１の矢印ｐで示される方向。配列
方向ともいう。）を揃えて、下地金属板１０の上面から
同じ高さで直線的に配列されるように、第１および第２
マイクロストリップライン４６および４８が下地金属板
１０の上で位置決めされている。
【００３９】そして、この第１構成例では、第１および
第２導体線路４６および４８は２分割されて設けられて
いる。すなわち、第１導体線路４６は、これに直交する
方向（図１の矢印ｑで示される方向。配列方向ｐに直交
する方向。）に延在する第１間隙５６を具えていてギャ
ップ領域６０側から第１副線路１８および第２副線路２
０に分断されている。また、第２導体線路４８は、これ
に直交する方向すなわち配列方向ｐに直交する方向ｑに
延在する第２間隙５８を具えていてギャップ領域６０側
から第３副線路２２および第４副線路２４に分断されて
いる。第１および第２導体線路４６および４８は直角四
辺形であるので、第１間隙５６によって分断されて得ら
れた第１および第２副線路１８および２０も直角四辺形
であり、また、第２間隙５８によって分断されて得られ
た第３および第４副線路２２および２４も直角四辺形で
ある。これら第１および第２間隙５６および５８の配列
方向に沿って測った長さをそれぞれ均等幅のＷ1 および
Ｗ2 とする。
第２導体線路４６および４８は２分割されて設けられて
いる。すなわち、第１導体線路４６は、これに直交する
方向（図１の矢印ｑで示される方向。配列方向ｐに直交
する方向。）に延在する第１間隙５６を具えていてギャ
ップ領域６０側から第１副線路１８および第２副線路２
０に分断されている。また、第２導体線路４８は、これ
に直交する方向すなわち配列方向ｐに直交する方向ｑに
延在する第２間隙５８を具えていてギャップ領域６０側
から第３副線路２２および第４副線路２４に分断されて
いる。第１および第２導体線路４６および４８は直角四
辺形であるので、第１間隙５６によって分断されて得ら
れた第１および第２副線路１８および２０も直角四辺形
であり、また、第２間隙５８によって分断されて得られ
た第３および第４副線路２２および２４も直角四辺形で
ある。これら第１および第２間隙５６および５８の配列
方向に沿って測った長さをそれぞれ均等幅のＷ1 および
Ｗ2 とする。
【００４０】さらに、この第１構成例では、所望の周波
数帯域の中心周波数に相当する波長をλとするとき、第
１間隙５６およびギャップ領域６０間の配列方向ｐに沿
った距離すなわち第１および第３副線路１８および２２
の、配列方向ｐの方向に沿った長さをそれぞれｍλ／２
（但し、ｍは整数）に設定している構成である（図１の
構成は、ｍ＝１の場合である。整数ｍには、１、２、３
という具合に整数を設定することができるが、基本モー
ドの波の方が励振され易いから、なるべく低次数すなわ
ちｍ＝１の場合が最適である。）。
数帯域の中心周波数に相当する波長をλとするとき、第
１間隙５６およびギャップ領域６０間の配列方向ｐに沿
った距離すなわち第１および第３副線路１８および２２
の、配列方向ｐの方向に沿った長さをそれぞれｍλ／２
（但し、ｍは整数）に設定している構成である（図１の
構成は、ｍ＝１の場合である。整数ｍには、１、２、３
という具合に整数を設定することができるが、基本モー
ドの波の方が励振され易いから、なるべく低次数すなわ
ちｍ＝１の場合が最適である。）。
【００４１】上述の通りに第１および第２間隙５６およ
び５８とギャップ領域６０との間の配列方向ｐに沿った
それぞれの距離が設定されているときには、第１副線路
１８と第３副線路２２の各々の配列方向ｐに沿った長さ
Ｌ1 およびＬ2 は、ｍ＝１のときλ／２となっている。
ギャップ領域６０の領域長すなわち第１誘電体基板１４
と第２誘電体基板１６との間の配列方向ｐに沿った距離
Ｗ3 が波長λに比べて小さいときには、第１および第２
間隙５６および５８の間の配列方向ｐに沿った距離（Ｌ
1 ＋Ｌ2 ＋Ｗ3 ）が波長λの整数倍に設定されるとみな
してもよい（または、波長λの整数倍になるように、第
１および第２間隙５６および５８の間の配列方向ｐに沿
った距離を調節してもよい。）。つまり、上述した各長
さまたは距離は、実質上、所望の信号伝搬特性に影響を
与えない程度の誤差（許容誤差）はあってもよいとす
る。
び５８とギャップ領域６０との間の配列方向ｐに沿った
それぞれの距離が設定されているときには、第１副線路
１８と第３副線路２２の各々の配列方向ｐに沿った長さ
Ｌ1 およびＬ2 は、ｍ＝１のときλ／２となっている。
ギャップ領域６０の領域長すなわち第１誘電体基板１４
と第２誘電体基板１６との間の配列方向ｐに沿った距離
Ｗ3 が波長λに比べて小さいときには、第１および第２
間隙５６および５８の間の配列方向ｐに沿った距離（Ｌ
1 ＋Ｌ2 ＋Ｗ3 ）が波長λの整数倍に設定されるとみな
してもよい（または、波長λの整数倍になるように、第
１および第２間隙５６および５８の間の配列方向ｐに沿
った距離を調節してもよい。）。つまり、上述した各長
さまたは距離は、実質上、所望の信号伝搬特性に影響を
与えない程度の誤差（許容誤差）はあってもよいとす
る。
【００４２】第１および第２間隙５６および５８のそれ
ぞれは電気的に開放となっており、第１間隙５６とギャ
ップ領域６０との間の配列方向ｐに沿った直線上の両者
から等距離の位置が電気的に短絡となり、また、第２間
隙５８とギャップ領域６０との間の配列方向ｐに沿った
直線上の両者から等距離の位置が電気的に短絡となる。
従って、第１および第２間隙５６および５８の間で、波
長λのマイクロ波信号が共振するようになる。
ぞれは電気的に開放となっており、第１間隙５６とギャ
ップ領域６０との間の配列方向ｐに沿った直線上の両者
から等距離の位置が電気的に短絡となり、また、第２間
隙５８とギャップ領域６０との間の配列方向ｐに沿った
直線上の両者から等距離の位置が電気的に短絡となる。
従って、第１および第２間隙５６および５８の間で、波
長λのマイクロ波信号が共振するようになる。
【００４３】このように、第１導体線路４６の第１線路
位置すなわち第１間隙５６の位置を開放とし、第２導体
線路４８の第２線路位置すなわち第２間隙５８の位置を
開放とし、ギャップ領域６０を開放としたとき、これら
第１線路位置およびギャップ領域６０の中間位置と第２
線路位置およびギャップ領域６０の中間位置とをそれぞ
れ短絡とし、所望の周波数帯域の中心周波数に相当する
波長をλとするとき、第１線路位置およびギャップ領域
６０の間の距離と第２線路位置およびギャップ領域６０
の間の距離とをそれぞれｍλ／２（但し、ｍは整数）に
設定することによって、第１線路位置と第２線路位置す
なわち第１間隙５６および第２間隙５８の間でマイクロ
波信号を共振させることができる。この共振現象によっ
て、第１および第２間隙５６および５８の間にはマイク
ロ波信号の定在波が励振される。よって、第１接地導体
１２および第２接地導体１３の間を結合する下地金属板
１０の作用と相俟って、第１および第２マイクロストリ
ップライン４２および４４の間が互いに電磁界的すなわ
ち高周波的に結合される。すなわち、これらマイクロス
トリップライン４２および４４の間は高周波的に短絡さ
れ、マイクロ波信号はこれらの間のギャップ領域６０で
以て反射されずに透過するようになる。
位置すなわち第１間隙５６の位置を開放とし、第２導体
線路４８の第２線路位置すなわち第２間隙５８の位置を
開放とし、ギャップ領域６０を開放としたとき、これら
第１線路位置およびギャップ領域６０の中間位置と第２
線路位置およびギャップ領域６０の中間位置とをそれぞ
れ短絡とし、所望の周波数帯域の中心周波数に相当する
波長をλとするとき、第１線路位置およびギャップ領域
６０の間の距離と第２線路位置およびギャップ領域６０
の間の距離とをそれぞれｍλ／２（但し、ｍは整数）に
設定することによって、第１線路位置と第２線路位置す
なわち第１間隙５６および第２間隙５８の間でマイクロ
波信号を共振させることができる。この共振現象によっ
て、第１および第２間隙５６および５８の間にはマイク
ロ波信号の定在波が励振される。よって、第１接地導体
１２および第２接地導体１３の間を結合する下地金属板
１０の作用と相俟って、第１および第２マイクロストリ
ップライン４２および４４の間が互いに電磁界的すなわ
ち高周波的に結合される。すなわち、これらマイクロス
トリップライン４２および４４の間は高周波的に短絡さ
れ、マイクロ波信号はこれらの間のギャップ領域６０で
以て反射されずに透過するようになる。
【００４４】このように、この第１構成例は、第１およ
び第２間隙５６および５８を具えており、これら第１お
よび第２間隙５６および５８の間の配列方向ｐに沿った
距離をマイクロ波信号の波長の整数倍に設定することに
より、これら第１および第２間隙５６および５８の間で
このマイクロ波信号を共振させて、第１および第２マイ
クロストリップライン４２および４４の間を高周波的に
結合することができる構成である。
び第２間隙５６および５８を具えており、これら第１お
よび第２間隙５６および５８の間の配列方向ｐに沿った
距離をマイクロ波信号の波長の整数倍に設定することに
より、これら第１および第２間隙５６および５８の間で
このマイクロ波信号を共振させて、第１および第２マイ
クロストリップライン４２および４４の間を高周波的に
結合することができる構成である。
【００４５】この第１構成例の第１導体線路４６および
第２導体線路４８の幅すなわち第１、第２、第３および
第４副線路１８、２０、２２および２４の幅は、すべて
同一幅である。また、第１および第２副線路１８および
２０の配列方向ｐに沿った間隔すなわち第１間隙５６の
配列方向ｐに沿った長さＷ1 と、第３および第４副線路
２２および２４の配列方向ｐに沿った間隔すなわち第２
間隙５８の配列方向ｐに沿った長さＷ2 とは、電磁波の
広がりを考慮して、第１および第２誘電体基板１４およ
び１６の厚さＨよりも小さく設定してある。また、第１
および第２導体線路４６および４８の間の領域（ギャッ
プ領域６０）の配列方向ｐに沿った長さＷ3 は、電磁波
の広がりを考慮して、各誘電体基板１４および１６の厚
さＨよりも小さく設定してある（また、λ／２よりも小
さく設定している。）。第１および第２誘電体基板１４
および１６の材料としては、ポリテトラフルオロエチレ
ン（商標名：テフロン）等が用いられる。
第２導体線路４８の幅すなわち第１、第２、第３および
第４副線路１８、２０、２２および２４の幅は、すべて
同一幅である。また、第１および第２副線路１８および
２０の配列方向ｐに沿った間隔すなわち第１間隙５６の
配列方向ｐに沿った長さＷ1 と、第３および第４副線路
２２および２４の配列方向ｐに沿った間隔すなわち第２
間隙５８の配列方向ｐに沿った長さＷ2 とは、電磁波の
広がりを考慮して、第１および第２誘電体基板１４およ
び１６の厚さＨよりも小さく設定してある。また、第１
および第２導体線路４６および４８の間の領域（ギャッ
プ領域６０）の配列方向ｐに沿った長さＷ3 は、電磁波
の広がりを考慮して、各誘電体基板１４および１６の厚
さＨよりも小さく設定してある（また、λ／２よりも小
さく設定している。）。第１および第２誘電体基板１４
および１６の材料としては、ポリテトラフルオロエチレ
ン（商標名：テフロン）等が用いられる。
【００４６】次に、この第１構成例の動作をシミュレー
ション結果に基づき説明する。図２は、第１構成例の信
号伝搬特性のシミュレーション結果を示すグラフであ
る。また、図３は、図２の結果と比較するための、従来
の構成例の信号伝搬特性のシミュレーション結果を示す
グラフである。図２は、第１および第２間隙５６および
５８を具える第１構成例の場合の結果を示し、図３は、
これら間隙５６および５８を具えない従来の構成の場合
の結果を示す。図２の（Ａ）および図３の（Ａ）の縦軸
には反射係数Ｓ１１（Ｓパラメータ）をｄＢ（デシベ
ル）単位で０から−５０の範囲で取り、図２の（Ｂ）お
よび図３の（Ｂ）の縦軸には伝送係数Ｓ２１（Ｓパラメ
ータ）をｄＢ（デシベル）単位で０から−２５の範囲で
取っている。各図の横軸はマイクロ波信号の周波数（ｆ
ｒｅｑ）をＧＨｚ（ギガヘルツ）単位で２７．５から３
２．５の範囲で取っている。
ション結果に基づき説明する。図２は、第１構成例の信
号伝搬特性のシミュレーション結果を示すグラフであ
る。また、図３は、図２の結果と比較するための、従来
の構成例の信号伝搬特性のシミュレーション結果を示す
グラフである。図２は、第１および第２間隙５６および
５８を具える第１構成例の場合の結果を示し、図３は、
これら間隙５６および５８を具えない従来の構成の場合
の結果を示す。図２の（Ａ）および図３の（Ａ）の縦軸
には反射係数Ｓ１１（Ｓパラメータ）をｄＢ（デシベ
ル）単位で０から−５０の範囲で取り、図２の（Ｂ）お
よび図３の（Ｂ）の縦軸には伝送係数Ｓ２１（Ｓパラメ
ータ）をｄＢ（デシベル）単位で０から−２５の範囲で
取っている。各図の横軸はマイクロ波信号の周波数（ｆ
ｒｅｑ）をＧＨｚ（ギガヘルツ）単位で２７．５から３
２．５の範囲で取っている。
【００４７】この実施の形態のシミュレーションは、横
川・ヒューレット・パッカード（株）社製の商標名：マ
イクロウェーブ・デザイン・システム（ＭＤＳ）を用い
て行われたものである。このシミュレーションでは、中
心周波数ｆを３０ＧＨｚに設定してある（従って、この
周波数ｆに相当する波長λは、マイクロ波信号が導波す
る媒質の比誘電率などを考慮すると０．７ｃｍ程度であ
る。）。第１および第２間隙５６および５８を設けない
場合には、図３に示される従来の構成のシミュレーショ
ン結果の通り、反射係数Ｓ１１は、測定周波数の範囲に
わたり、一定値０ｄＢを取り（図３の（Ａ））、伝送係
数Ｓ２１は測定周波数の範囲にわたり、−１６．６ｄＢ
から−１７．５ｄＢの範囲にあり（図３の（Ｂ））、ほ
とんどのマイクロ波信号がギャップ領域６０で反射さ
れ、分布定数線路（第１および第２マイクロストリップ
ライン４２および４４）間が結合されていない状態であ
ることが分かる。
川・ヒューレット・パッカード（株）社製の商標名：マ
イクロウェーブ・デザイン・システム（ＭＤＳ）を用い
て行われたものである。このシミュレーションでは、中
心周波数ｆを３０ＧＨｚに設定してある（従って、この
周波数ｆに相当する波長λは、マイクロ波信号が導波す
る媒質の比誘電率などを考慮すると０．７ｃｍ程度であ
る。）。第１および第２間隙５６および５８を設けない
場合には、図３に示される従来の構成のシミュレーショ
ン結果の通り、反射係数Ｓ１１は、測定周波数の範囲に
わたり、一定値０ｄＢを取り（図３の（Ａ））、伝送係
数Ｓ２１は測定周波数の範囲にわたり、−１６．６ｄＢ
から−１７．５ｄＢの範囲にあり（図３の（Ｂ））、ほ
とんどのマイクロ波信号がギャップ領域６０で反射さ
れ、分布定数線路（第１および第２マイクロストリップ
ライン４２および４４）間が結合されていない状態であ
ることが分かる。
【００４８】次に、第１および第２間隙５６および５８
を具える第１構成例の場合に、シミュレーションで設定
した他の定数の値は下記の通りである。
を具える第１構成例の場合に、シミュレーションで設定
した他の定数の値は下記の通りである。
【００４９】第１および第２誘電体基板１４および１６
の厚さＨ＝０．３ｍｍ 第１および第２誘電体基板１４および１６の比誘電率＝
１０．４ Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝３．４ｍｍ Ｗ1 ＝Ｗ2 ＝０．０２ｍｍ Ｗ3 ＝０．２ｍｍ このように、第１および第２間隙５６および５８の間の
配列方向ｐに沿った距離（Ｌ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗ3 ）を７．０
ｍｍとし、第１および第２間隙５６および５８の配列方
向ｐに沿った長さＬ1 およびＬ2 を波長λの約１／２に
設定してある。図２の第１構成例のシミュレーション結
果から、反射係数Ｓ１１は中心周波数ｆの付近で−５
０．０ｄＢ程度の値を示しており（図２の（Ａ））、伝
送係数Ｓ２１は中心周波数ｆで０ｄＢを取り（図２の
（Ｂ））、通過帯域型のフィルタ特性を示すようにな
る。この第１構成例のシミュレーション結果から明らか
なように、第１および第２間隙５６および５８を具える
第１の実施の形態の構成の場合、これら間隙５６および
５８の間でマイクロ波信号が共振し、ギャップ領域６０
で反射されずに透過するようになり、第１および第２マ
イクロストリップライン４２および４４の間が電磁界的
にすなわち高周波的に結合する。
の厚さＨ＝０．３ｍｍ 第１および第２誘電体基板１４および１６の比誘電率＝
１０．４ Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝３．４ｍｍ Ｗ1 ＝Ｗ2 ＝０．０２ｍｍ Ｗ3 ＝０．２ｍｍ このように、第１および第２間隙５６および５８の間の
配列方向ｐに沿った距離（Ｌ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗ3 ）を７．０
ｍｍとし、第１および第２間隙５６および５８の配列方
向ｐに沿った長さＬ1 およびＬ2 を波長λの約１／２に
設定してある。図２の第１構成例のシミュレーション結
果から、反射係数Ｓ１１は中心周波数ｆの付近で−５
０．０ｄＢ程度の値を示しており（図２の（Ａ））、伝
送係数Ｓ２１は中心周波数ｆで０ｄＢを取り（図２の
（Ｂ））、通過帯域型のフィルタ特性を示すようにな
る。この第１構成例のシミュレーション結果から明らか
なように、第１および第２間隙５６および５８を具える
第１の実施の形態の構成の場合、これら間隙５６および
５８の間でマイクロ波信号が共振し、ギャップ領域６０
で反射されずに透過するようになり、第１および第２マ
イクロストリップライン４２および４４の間が電磁界的
にすなわち高周波的に結合する。
【００５０】以上説明した通り、この第１の実施の形態
の構成は、分布定数線路としてのマイクロストリップラ
インの間を高周波的に結合するためにワイヤやリボン等
の機械的な橋絡手段を用いない構成である。従って、ワ
イヤ等の機械的な橋絡手段に起因して発生するインダク
タンスの問題がないため、マイクロストリップライン間
を高周波的に結合することができ、ミリ波帯のような高
い周波数における信号伝搬特性が向上する。
の構成は、分布定数線路としてのマイクロストリップラ
インの間を高周波的に結合するためにワイヤやリボン等
の機械的な橋絡手段を用いない構成である。従って、ワ
イヤ等の機械的な橋絡手段に起因して発生するインダク
タンスの問題がないため、マイクロストリップライン間
を高周波的に結合することができ、ミリ波帯のような高
い周波数における信号伝搬特性が向上する。
【００５１】尚、この実施の形態では、第１および第２
マイクロストリップライン４６および４８の第１および
第２導体線路４６および４８のそれぞれに一つの間隙
（第１および第２間隙５６および５８）を設けたが、こ
れに限らず、それぞれに２つ以上の間隙を設けて３つ以
上の副線路に分断してもよい。図４に、第１および第２
導体線路４６および４８にそれぞれ２つの間隙を設けた
第１構成例の変形例を平面図として示す。尚、図４に
は、導体線路には斜線を付して示して、これらの番号を
省略して示してある。
マイクロストリップライン４６および４８の第１および
第２導体線路４６および４８のそれぞれに一つの間隙
（第１および第２間隙５６および５８）を設けたが、こ
れに限らず、それぞれに２つ以上の間隙を設けて３つ以
上の副線路に分断してもよい。図４に、第１および第２
導体線路４６および４８にそれぞれ２つの間隙を設けた
第１構成例の変形例を平面図として示す。尚、図４に
は、導体線路には斜線を付して示して、これらの番号を
省略して示してある。
【００５２】この変形例の構成では、第１間隙５６のギ
ャップ領域６０とは反対側の導体線路位置に第３間隙７
４を、および、第２間隙５８のギャップ領域６０とは反
対側の導体線路位置に第４間隙７６を設けている。第１
間隙５６はギャップ領域６０から配列方向ｐに沿った距
離Ｌ1 ＝λ／２の位置にあり（ｍ＝１の場合）、第３間
隙７４は第１間隙５６から配列方向ｐに沿った距離Ｌ3
がλ／２の位置（但し、第１間隙５６の配列方向ｐに沿
った長さＷ1 および第３間隙７４の幅（長さ）は信号伝
搬特性に影響を与えない程度の長さであるので省略して
いる。）すなわちギャップ領域６０からλの距離の位置
にある。
ャップ領域６０とは反対側の導体線路位置に第３間隙７
４を、および、第２間隙５８のギャップ領域６０とは反
対側の導体線路位置に第４間隙７６を設けている。第１
間隙５６はギャップ領域６０から配列方向ｐに沿った距
離Ｌ1 ＝λ／２の位置にあり（ｍ＝１の場合）、第３間
隙７４は第１間隙５６から配列方向ｐに沿った距離Ｌ3
がλ／２の位置（但し、第１間隙５６の配列方向ｐに沿
った長さＷ1 および第３間隙７４の幅（長さ）は信号伝
搬特性に影響を与えない程度の長さであるので省略して
いる。）すなわちギャップ領域６０からλの距離の位置
にある。
【００５３】また、第２間隙５８はギャップ領域６０か
ら配列方向ｐに沿った距離Ｌ2 ＝λ／２の位置（但し、
第２間隙５８の配列方向ｐに沿った長さＷ2 および第４
間隙の幅（長さ）は信号伝搬特性に影響を与えない程度
の長さであるので省略している。）にあり（ｍ＝１の場
合）、第４間隙７６は第２間隙５８から配列方向ｐに沿
った距離Ｌ4 がλ／２の位置すなわちギャップ領域６０
からλの距離の位置にある。この変形例の構成も、図１
で示した第１構成例と同様の効果を奏する。
ら配列方向ｐに沿った距離Ｌ2 ＝λ／２の位置（但し、
第２間隙５８の配列方向ｐに沿った長さＷ2 および第４
間隙の幅（長さ）は信号伝搬特性に影響を与えない程度
の長さであるので省略している。）にあり（ｍ＝１の場
合）、第４間隙７６は第２間隙５８から配列方向ｐに沿
った距離Ｌ4 がλ／２の位置すなわちギャップ領域６０
からλの距離の位置にある。この変形例の構成も、図１
で示した第１構成例と同様の効果を奏する。
【００５４】また、図５は、第１の実施の形態の別の構
成を示す斜視図である。この第１構成例の別の構成は、
ギャップ領域６０が誘電体材料で以て埋め込まれた構成
である。第１構成例のギャップ領域６０に誘電体材料を
埋め込むことにより、誘電体基板の間を誘電体材料で以
て連続的な一体構造とした構成となっている。第１構成
例の第１および第２誘電体基板１４および１６は、これ
ら誘電体基板と同一の誘電体材料の層４０ａによって一
体的に結合され、ひとつの誘電体基板４０を構成してい
る。このように、ギャップ領域６０を誘電体材料で以て
埋め込むことにより、第１および第２マイクロストリッ
プライン４２および４４の間の静電容量を強めることが
できるから、これらマイクロストリップライン４２およ
び４４の間の結合をより強めることができる。尚、ギャ
ップ領域６０に埋め込む誘電体材料は、第１および第２
誘電体基板１４および１６の材料と同一である必要はな
く、別の誘電体材料であってもよい。誘電体材料として
は、例えば、エポキシ樹脂などを用いることができる。
成を示す斜視図である。この第１構成例の別の構成は、
ギャップ領域６０が誘電体材料で以て埋め込まれた構成
である。第１構成例のギャップ領域６０に誘電体材料を
埋め込むことにより、誘電体基板の間を誘電体材料で以
て連続的な一体構造とした構成となっている。第１構成
例の第１および第２誘電体基板１４および１６は、これ
ら誘電体基板と同一の誘電体材料の層４０ａによって一
体的に結合され、ひとつの誘電体基板４０を構成してい
る。このように、ギャップ領域６０を誘電体材料で以て
埋め込むことにより、第１および第２マイクロストリッ
プライン４２および４４の間の静電容量を強めることが
できるから、これらマイクロストリップライン４２およ
び４４の間の結合をより強めることができる。尚、ギャ
ップ領域６０に埋め込む誘電体材料は、第１および第２
誘電体基板１４および１６の材料と同一である必要はな
く、別の誘電体材料であってもよい。誘電体材料として
は、例えば、エポキシ樹脂などを用いることができる。
【００５５】また、この第１の実施の形態の別の構成
は、同一誘電体基板上に形成されたフィルタとして利用
することができる。図２のシミュレーション結果に示し
た第１構成例の信号伝搬特性と同様に、この第１構成例
の別の構成は、通過帯域型のフィルタ特性を示す。従っ
て、図４の構成を用いれば、サイズが小さくＱ値等の特
性の優れた帯域通過型のフィルタが得られる。フィルタ
の通過帯域幅を変えるためには、例えば、図３の第１構
成例の変形例で示したように、一つの誘電体基板上に設
ける間隙を複数にしてシリーズに配列することにより、
間隙の個数により調整することが可能である。
は、同一誘電体基板上に形成されたフィルタとして利用
することができる。図２のシミュレーション結果に示し
た第１構成例の信号伝搬特性と同様に、この第１構成例
の別の構成は、通過帯域型のフィルタ特性を示す。従っ
て、図４の構成を用いれば、サイズが小さくＱ値等の特
性の優れた帯域通過型のフィルタが得られる。フィルタ
の通過帯域幅を変えるためには、例えば、図３の第１構
成例の変形例で示したように、一つの誘電体基板上に設
ける間隙を複数にしてシリーズに配列することにより、
間隙の個数により調整することが可能である。
【００５６】［第２の実施の形態］次に、第２の実施の
形態の構成につき、図６から図１２を参照して説明す
る。尚、第１の実施の形態で説明した構成と同様の構成
については説明を省略する場合がある。
形態の構成につき、図６から図１２を参照して説明す
る。尚、第１の実施の形態で説明した構成と同様の構成
については説明を省略する場合がある。
【００５７】図６は、第２の実施の形態の構成を示す斜
視図である。また、図７は、図６の第２の実施の形態の
構成を示す平面図である（図７では、導体線路および結
合用Ｌ字形線路に斜線を付して示してある。）。この図
６および図７に示されるように、この第２構成例では、
図１、図４および図５の構成例の場合とは異なり第１お
よび第２導体線路４６および４８は分断されてない連続
した、直角四辺形の独立の導体線路として設けられてい
て、第１および第２導体線路４６および４８がギャップ
領域６０を介して直線的に配列された構成である。
視図である。また、図７は、図６の第２の実施の形態の
構成を示す平面図である（図７では、導体線路および結
合用Ｌ字形線路に斜線を付して示してある。）。この図
６および図７に示されるように、この第２構成例では、
図１、図４および図５の構成例の場合とは異なり第１お
よび第２導体線路４６および４８は分断されてない連続
した、直角四辺形の独立の導体線路として設けられてい
て、第１および第２導体線路４６および４８がギャップ
領域６０を介して直線的に配列された構成である。
【００５８】そして、この第２構成例では、第１および
第２導体線路４６および４８を直方体とし、これら線路
４６および４８の長手方向が配列方向ｐと一致するよう
に、これら線路４６および４８を配列している。そし
て、この第１および第２導体線路４６および４８に隣接
させて（接触させていない）、第１および第２Ｌ字形線
路６２および６４のそれぞれを第１および第２誘電体基
板１４および１６上に設けている。第１Ｌ字形線路６２
は、第１および第２導体線路４６および４８の配列方向
ｐと平行に設けられた直角四辺形の第１結合用導体線路
２８と、この第１結合用導体線路２８の一端（図７の破
線αで示される部分）に連結されて配列方向ｐと直交す
る方向ｑに延在する直角四辺形の第１先端開放導体線路
３２とから成っている。
第２導体線路４６および４８を直方体とし、これら線路
４６および４８の長手方向が配列方向ｐと一致するよう
に、これら線路４６および４８を配列している。そし
て、この第１および第２導体線路４６および４８に隣接
させて（接触させていない）、第１および第２Ｌ字形線
路６２および６４のそれぞれを第１および第２誘電体基
板１４および１６上に設けている。第１Ｌ字形線路６２
は、第１および第２導体線路４６および４８の配列方向
ｐと平行に設けられた直角四辺形の第１結合用導体線路
２８と、この第１結合用導体線路２８の一端（図７の破
線αで示される部分）に連結されて配列方向ｐと直交す
る方向ｑに延在する直角四辺形の第１先端開放導体線路
３２とから成っている。
【００５９】また、第２Ｌ字形線路６４は、この配列方
向ｐと平行に設けられた直角四辺形の第２結合用導体線
路３０と、この第２結合用導体線路３０の一端（図７の
破線βで示される部分）に連結されて配列方向ｐと直交
する方向ｑに延在する直角四辺形の第２先端開放導体線
路３４とから成っている。この第２構成例では、第１お
よび第２結合用導体線路２８および３０の、第１および
第２先端開放導体線路３２および３４に結合されていな
い側のそれぞれの先端εおよびζがギャップ領域６０を
挟んで対向している。そして、これらＬ字形線路６２お
よび６４を設けたことにより、分布定数線路としての第
１マイクロストリップライン４２（第１接地導体１２、
第１誘電体基板１４および第１導体線路４６）と第２マ
イクロストリップライン４４（第２接地導体１３、第２
誘電体基板１６および第２導体線路４８）とを電磁界的
にすなわち高周波的に結合することを可能ならしめてい
る。
向ｐと平行に設けられた直角四辺形の第２結合用導体線
路３０と、この第２結合用導体線路３０の一端（図７の
破線βで示される部分）に連結されて配列方向ｐと直交
する方向ｑに延在する直角四辺形の第２先端開放導体線
路３４とから成っている。この第２構成例では、第１お
よび第２結合用導体線路２８および３０の、第１および
第２先端開放導体線路３２および３４に結合されていな
い側のそれぞれの先端εおよびζがギャップ領域６０を
挟んで対向している。そして、これらＬ字形線路６２お
よび６４を設けたことにより、分布定数線路としての第
１マイクロストリップライン４２（第１接地導体１２、
第１誘電体基板１４および第１導体線路４６）と第２マ
イクロストリップライン４４（第２接地導体１３、第２
誘電体基板１６および第２導体線路４８）とを電磁界的
にすなわち高周波的に結合することを可能ならしめてい
る。
【００６０】また、この第２構成例では、所望の周波数
帯域の中心周波数に相当する波長をλとするとき、第１
および第２Ｌ字形線路６２および６４の配列方向ｐに沿
った長さＬ1 およびＬ2 と当該配列方向ｐに直交する方
向ｑに沿った長さＬ3 およびＬ4 とがそれぞれｎλ／４
（但し、ｎは奇数）に設定されている構成である（図６
および図７の構成は、ｎ＝１の場合である。奇数ｎに
は、１、３、５という具合に奇数を設定することができ
るが、基本モードの波の方が励振されやすいから、なる
べく低次数すなわちｎ＝１の場合が最適である。）。
尚、ここで、上述した長さＬ1 およびＬ2 は、配列方向
ｐの方向に沿った、第１および第２結合用導体線路２８
および３０のそれぞれの長さと、このｐ方向に沿った、
第１および第２先端開放導体線路３２および３４のそれ
ぞれの幅とを加算してそれぞれ得られた長さに対応して
いる。また、長さＬ3 およびＬ4 は、ｑ方向に沿った、
第１および第２先端開放導体線路３２および３４の長さ
にそれぞれ対応している。
帯域の中心周波数に相当する波長をλとするとき、第１
および第２Ｌ字形線路６２および６４の配列方向ｐに沿
った長さＬ1 およびＬ2 と当該配列方向ｐに直交する方
向ｑに沿った長さＬ3 およびＬ4 とがそれぞれｎλ／４
（但し、ｎは奇数）に設定されている構成である（図６
および図７の構成は、ｎ＝１の場合である。奇数ｎに
は、１、３、５という具合に奇数を設定することができ
るが、基本モードの波の方が励振されやすいから、なる
べく低次数すなわちｎ＝１の場合が最適である。）。
尚、ここで、上述した長さＬ1 およびＬ2 は、配列方向
ｐの方向に沿った、第１および第２結合用導体線路２８
および３０のそれぞれの長さと、このｐ方向に沿った、
第１および第２先端開放導体線路３２および３４のそれ
ぞれの幅とを加算してそれぞれ得られた長さに対応して
いる。また、長さＬ3 およびＬ4 は、ｑ方向に沿った、
第１および第２先端開放導体線路３２および３４の長さ
にそれぞれ対応している。
【００６１】上述した通り、第１および第２Ｌ字形線路
６２および６４のサイズが設定されているときには、第
１Ｌ字形線路６２の配列方向ｐに沿った長さＬ1 と、第
２Ｌ字形線路６４の配列方向ｐに沿った長さＬ2 と、第
１Ｌ字形線路６２の配列方向ｐと直交する方向ｑに沿っ
た長さＬ3 と、および、第２Ｌ字形線路６４の配列方向
ｐと直交する方向ｑに沿った長さＬ4 とはλ／４となっ
ている。ギャップ領域６０の領域長すなわち第１誘電体
基板１４と第２誘電体基板１６との間の配列方向ｐに沿
った距離Ｗが波長λに比べて小さいときには、第１およ
び第２Ｌ字形線路６２および６４の間の配列方向ｐに沿
った長さと距離Ｗとの和（Ｌ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗ）が波長λの
１／２の整数倍に設定されるとみなしてもよい。つま
り、長さＬ1 およびＬ2 は、実質上、所望の信号伝搬特
性に影響を与えない程度のサイズ（寸法）の誤差はあっ
てもよいとする。
６２および６４のサイズが設定されているときには、第
１Ｌ字形線路６２の配列方向ｐに沿った長さＬ1 と、第
２Ｌ字形線路６４の配列方向ｐに沿った長さＬ2 と、第
１Ｌ字形線路６２の配列方向ｐと直交する方向ｑに沿っ
た長さＬ3 と、および、第２Ｌ字形線路６４の配列方向
ｐと直交する方向ｑに沿った長さＬ4 とはλ／４となっ
ている。ギャップ領域６０の領域長すなわち第１誘電体
基板１４と第２誘電体基板１６との間の配列方向ｐに沿
った距離Ｗが波長λに比べて小さいときには、第１およ
び第２Ｌ字形線路６２および６４の間の配列方向ｐに沿
った長さと距離Ｗとの和（Ｌ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗ）が波長λの
１／２の整数倍に設定されるとみなしてもよい。つま
り、長さＬ1 およびＬ2 は、実質上、所望の信号伝搬特
性に影響を与えない程度のサイズ（寸法）の誤差はあっ
てもよいとする。
【００６２】このとき、第１および第２Ｌ字形線路６２
および６４を構成する先端開放導体線路３２および３４
の、第１および第２導体線路４６および４８とは反対側
の先端（図７の記号γおよびδで示される部分）は開放
（インピーダンスが無限大の状態）となっている。ま
た、第１および第２結合用導体線路２８および３０の先
端開放導体線路３２および３４と接続されている側とは
反対側の先端（図７の記号εおよびζで示される部分）
も開放となっている。従って、Ｌ字形線路６２および６
４のサイズ（Ｌ1 、Ｌ2 、Ｌ3 およびＬ4 ）を適当に設
定することによって第１および第２先端開放導体線路３
２および３４の他方の先端（図７の記号ηおよびθで示
される部分）を短絡（グランド電位となる状態）とする
ことができる。例えば、所望の周波数帯域の中心周波数
に対応する波長をλとするときに、Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝Ｌ3 ＝
Ｌ4 ＝λ／４とすることが出来る。尚、開放となる位置
や短絡となる位置は上述した線路の端ばかりでなく、こ
れらを含む周辺領域が開放または短絡となる場合もあ
る。
および６４を構成する先端開放導体線路３２および３４
の、第１および第２導体線路４６および４８とは反対側
の先端（図７の記号γおよびδで示される部分）は開放
（インピーダンスが無限大の状態）となっている。ま
た、第１および第２結合用導体線路２８および３０の先
端開放導体線路３２および３４と接続されている側とは
反対側の先端（図７の記号εおよびζで示される部分）
も開放となっている。従って、Ｌ字形線路６２および６
４のサイズ（Ｌ1 、Ｌ2 、Ｌ3 およびＬ4 ）を適当に設
定することによって第１および第２先端開放導体線路３
２および３４の他方の先端（図７の記号ηおよびθで示
される部分）を短絡（グランド電位となる状態）とする
ことができる。例えば、所望の周波数帯域の中心周波数
に対応する波長をλとするときに、Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝Ｌ3 ＝
Ｌ4 ＝λ／４とすることが出来る。尚、開放となる位置
や短絡となる位置は上述した線路の端ばかりでなく、こ
れらを含む周辺領域が開放または短絡となる場合もあ
る。
【００６３】また、第１導体線路４６と第１Ｌ字形線路
６２との間の、ｑ方向に沿った離間距離Ｓ1 と、第１導
体線路４８と第２Ｌ字形線路６４との間のｑ方向に沿っ
た離間距離Ｓ2 とが、電磁波の広がりを考慮して、第１
および第２誘電体基板１４および１６の厚さＨよりも小
さく設定されているので、導体線路４６および４８と結
合用導体線路２８および３０との間は分布結合され、前
述した短絡となる位置ηおよびθに近接する導体線路４
６および４８の部分（図７の記号ρおよびσで示される
部分）が新たに短絡となる。導体線路４６および４８の
それぞれの短絡となる位置ρおよびσの間の距離（この
距離は、実質的にはＬ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗであるが、実際に
は、ＷはＬ1 およびＬ2 に比べて小さいので、Ｌ1 ＋Ｌ
2 と近似することができる。）が、マイクロストリップ
ライン４２および４４を導波するマイクロ波信号の波長
λの１／２の整数倍であるときには、このマイクロ波信
号をこれら短絡となる位置ρおよびσの間で共振させる
ことができ、このときマイクロストリップライン４２お
よび４４の間をギャップ領域６０を挟んで電磁界的にす
なわち高周波的に結合することができる。従って、マイ
クロストリップライン間を結合するのにワイヤ等の機械
的橋絡手段が不要であり、マイクロストリップライン間
にインダクタンスが挿入されてしまうことがないから、
この第２構成例は、従来の構成に比較して信号伝搬特性
が高められた構成となっている。
６２との間の、ｑ方向に沿った離間距離Ｓ1 と、第１導
体線路４８と第２Ｌ字形線路６４との間のｑ方向に沿っ
た離間距離Ｓ2 とが、電磁波の広がりを考慮して、第１
および第２誘電体基板１４および１６の厚さＨよりも小
さく設定されているので、導体線路４６および４８と結
合用導体線路２８および３０との間は分布結合され、前
述した短絡となる位置ηおよびθに近接する導体線路４
６および４８の部分（図７の記号ρおよびσで示される
部分）が新たに短絡となる。導体線路４６および４８の
それぞれの短絡となる位置ρおよびσの間の距離（この
距離は、実質的にはＬ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗであるが、実際に
は、ＷはＬ1 およびＬ2 に比べて小さいので、Ｌ1 ＋Ｌ
2 と近似することができる。）が、マイクロストリップ
ライン４２および４４を導波するマイクロ波信号の波長
λの１／２の整数倍であるときには、このマイクロ波信
号をこれら短絡となる位置ρおよびσの間で共振させる
ことができ、このときマイクロストリップライン４２お
よび４４の間をギャップ領域６０を挟んで電磁界的にす
なわち高周波的に結合することができる。従って、マイ
クロストリップライン間を結合するのにワイヤ等の機械
的橋絡手段が不要であり、マイクロストリップライン間
にインダクタンスが挿入されてしまうことがないから、
この第２構成例は、従来の構成に比較して信号伝搬特性
が高められた構成となっている。
【００６４】このように、第１導体線路４６の第１線路
位置（短絡となる位置ρ）を短絡とし、第２導体線路４
８の第２線路位置（短絡となる位置σ）を短絡とし、ギ
ャップ領域６０を開放としたとき、所望の周波数帯域の
中心周波数に相当する波長をλとするとき、第１線路位
置およびギャップ領域６０の間の距離と第２線路位置お
よびギャップ領域６０の間の距離とをそれぞれｎλ／４
に設定することにより、第１線路位置と第２線路位置と
の間でマイクロ波信号を共振させることができる。この
共振現象によって、第１および第２線路位置の間にはマ
イクロ波信号の定在波が形成される。よって、第１接地
導体１２および第２接地導体１３の間を結合する下地金
属板１０の作用と相俟って、第１および第２マイクロス
トリップライン４２および４４の間が高周波的に結合さ
れる。すなわち、これらマイクロストリップライン４２
および４４の間は電磁界的にすなわち高周波的に短絡さ
れ、マイクロ波信号はこれらの間のギャップ領域６０で
以て反射されずに透過するようになる。
位置（短絡となる位置ρ）を短絡とし、第２導体線路４
８の第２線路位置（短絡となる位置σ）を短絡とし、ギ
ャップ領域６０を開放としたとき、所望の周波数帯域の
中心周波数に相当する波長をλとするとき、第１線路位
置およびギャップ領域６０の間の距離と第２線路位置お
よびギャップ領域６０の間の距離とをそれぞれｎλ／４
に設定することにより、第１線路位置と第２線路位置と
の間でマイクロ波信号を共振させることができる。この
共振現象によって、第１および第２線路位置の間にはマ
イクロ波信号の定在波が形成される。よって、第１接地
導体１２および第２接地導体１３の間を結合する下地金
属板１０の作用と相俟って、第１および第２マイクロス
トリップライン４２および４４の間が高周波的に結合さ
れる。すなわち、これらマイクロストリップライン４２
および４４の間は電磁界的にすなわち高周波的に短絡さ
れ、マイクロ波信号はこれらの間のギャップ領域６０で
以て反射されずに透過するようになる。
【００６５】次に、この第２構成例の動作をシミュレー
ション結果に基づき説明する。図８は、第２構成例の信
号伝搬特性のシミュレーション結果を示すグラフであ
る。また、図９は、図８の結果と比較するための、従来
の構成例の信号伝搬特性のシミュレーション結果を示す
グラフである。図８は、第１および第２Ｌ字形線路６２
および６４を具える第２構成例の場合の結果を示し、図
９は、これらＬ字形線路６２および６４を具えない従来
の構成の場合の結果を示す。図８の（Ａ）および図９の
（Ａ）の縦軸には反射係数Ｓ１１（Ｓパラメータ）をｄ
Ｂ（デシベル）単位で０から−２０の範囲で取り、図８
の（Ｂ）および図９の（Ｂ）の縦軸には伝送係数Ｓ２１
（Ｓパラメータ）をｄＢ（デシベル）単位で０から−５
０の範囲で取っている。各図の横軸はマイクロ波信号の
周波数（ｆｒｅｑ）をＧＨｚ（ギガヘルツ）単位で２
７．５から３２．５の範囲で取っている。
ション結果に基づき説明する。図８は、第２構成例の信
号伝搬特性のシミュレーション結果を示すグラフであ
る。また、図９は、図８の結果と比較するための、従来
の構成例の信号伝搬特性のシミュレーション結果を示す
グラフである。図８は、第１および第２Ｌ字形線路６２
および６４を具える第２構成例の場合の結果を示し、図
９は、これらＬ字形線路６２および６４を具えない従来
の構成の場合の結果を示す。図８の（Ａ）および図９の
（Ａ）の縦軸には反射係数Ｓ１１（Ｓパラメータ）をｄ
Ｂ（デシベル）単位で０から−２０の範囲で取り、図８
の（Ｂ）および図９の（Ｂ）の縦軸には伝送係数Ｓ２１
（Ｓパラメータ）をｄＢ（デシベル）単位で０から−５
０の範囲で取っている。各図の横軸はマイクロ波信号の
周波数（ｆｒｅｑ）をＧＨｚ（ギガヘルツ）単位で２
７．５から３２．５の範囲で取っている。
【００６６】この第２の実施の形態のシミュレーション
は、第１の実施の形態と同様に、横川・ヒューレット・
パッカード（株）社製の商標名：マイクロウェーブ・デ
ザイン・システム（ＭＤＳ）を用いて行われたものであ
る。このシミュレーションでは、中心周波数ｆを３０Ｇ
Ｈｚに設定してある（従って、この周波数ｆに相当する
波長λは、マイクロ波信号が導波する媒質の比誘電率な
どを考慮すると０．８ｃｍ程度である。）。第１および
第２Ｌ字形線路６２および６４を設けない場合には、図
９に示される従来の構成のシミュレーション結果の通
り、反射係数Ｓ１１は一定値０ｄＢを取り（図９の
（Ａ））、伝送係数Ｓ２１は測定周波数の範囲にわたり
−３２．５ｄＢから−３５ｄＢの範囲にあり（図９の
（Ｂ））、ほとんどのマイクロ波信号がギャップ領域６
０で反射され、分布定数線路間が結合されていない状態
であることが分かる。
は、第１の実施の形態と同様に、横川・ヒューレット・
パッカード（株）社製の商標名：マイクロウェーブ・デ
ザイン・システム（ＭＤＳ）を用いて行われたものであ
る。このシミュレーションでは、中心周波数ｆを３０Ｇ
Ｈｚに設定してある（従って、この周波数ｆに相当する
波長λは、マイクロ波信号が導波する媒質の比誘電率な
どを考慮すると０．８ｃｍ程度である。）。第１および
第２Ｌ字形線路６２および６４を設けない場合には、図
９に示される従来の構成のシミュレーション結果の通
り、反射係数Ｓ１１は一定値０ｄＢを取り（図９の
（Ａ））、伝送係数Ｓ２１は測定周波数の範囲にわたり
−３２．５ｄＢから−３５ｄＢの範囲にあり（図９の
（Ｂ））、ほとんどのマイクロ波信号がギャップ領域６
０で反射され、分布定数線路間が結合されていない状態
であることが分かる。
【００６７】次に、第１および第２Ｌ字形線路６２およ
び６４を具える第２構成例の場合に、シミュレーション
で設定した他の定数の値は下記の通りである。
び６４を具える第２構成例の場合に、シミュレーション
で設定した他の定数の値は下記の通りである。
【００６８】第１および第２誘電体基板１４および１６
の厚さＨ＝０．１３ｍｍ 第１および第２誘電体基板１４および１６の比誘電率＝
２．２０ Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝Ｌ3 ＝Ｌ4 ＝１．８３ｍｍ Ｓ1 ＝Ｓ2 ＝０．２ｍｍ Ｗ＝０．１ｍｍ このように、第１および第２Ｌ字形線路６２および６４
の配列方向ｐに沿った長さと距離Ｗとの和（Ｌ1 ＋Ｌ2
＋Ｗ）を３．７６ｍｍとし、第１および第２Ｌ字形線路
６２および６４の配列方向ｐに沿った長さＬ1 およびＬ
2 を波長λの約１／４に設定してある。図８の第２構成
例のシミュレーション結果から、反射係数Ｓ１１は中心
周波数ｆの付近で−１８ｄＢ程度の値を示し、約２９．
０ＧＨｚ以下および約３０ＧＨｚ以上では０ｄＢを示し
ており（図８の（Ａ））、伝送係数Ｓ２１は中心周波数
ｆで０ｄＢ程度であり、また、２７．５ＧＨｚでは約−
２５ｄＢおよび約３１．５ＧＨｚ以上では−３０ｄＢに
なっており（図８の（Ｂ））、通過帯域型のフィルタ特
性を示すようになる。この第２構成例のシミュレーショ
ン結果から明らかなように、第１および第２Ｌ字形線路
６２および６４を具える構成の場合、前述した短絡とな
る位置ρおよびσの間でマイクロ波信号が共振し、ギャ
ップ領域６０で反射されずに透過するようになり、マイ
クロストリップライン４２および４４の間が電磁界的に
すなわち高周波的に結合する。
の厚さＨ＝０．１３ｍｍ 第１および第２誘電体基板１４および１６の比誘電率＝
２．２０ Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝Ｌ3 ＝Ｌ4 ＝１．８３ｍｍ Ｓ1 ＝Ｓ2 ＝０．２ｍｍ Ｗ＝０．１ｍｍ このように、第１および第２Ｌ字形線路６２および６４
の配列方向ｐに沿った長さと距離Ｗとの和（Ｌ1 ＋Ｌ2
＋Ｗ）を３．７６ｍｍとし、第１および第２Ｌ字形線路
６２および６４の配列方向ｐに沿った長さＬ1 およびＬ
2 を波長λの約１／４に設定してある。図８の第２構成
例のシミュレーション結果から、反射係数Ｓ１１は中心
周波数ｆの付近で−１８ｄＢ程度の値を示し、約２９．
０ＧＨｚ以下および約３０ＧＨｚ以上では０ｄＢを示し
ており（図８の（Ａ））、伝送係数Ｓ２１は中心周波数
ｆで０ｄＢ程度であり、また、２７．５ＧＨｚでは約−
２５ｄＢおよび約３１．５ＧＨｚ以上では−３０ｄＢに
なっており（図８の（Ｂ））、通過帯域型のフィルタ特
性を示すようになる。この第２構成例のシミュレーショ
ン結果から明らかなように、第１および第２Ｌ字形線路
６２および６４を具える構成の場合、前述した短絡とな
る位置ρおよびσの間でマイクロ波信号が共振し、ギャ
ップ領域６０で反射されずに透過するようになり、マイ
クロストリップライン４２および４４の間が電磁界的に
すなわち高周波的に結合する。
【００６９】以上説明した通り、この第２の実施の形態
の構成は、分布定数線路としての第１および第２マイク
ロストリップライン４２および４４の間を高周波的に結
合するのにワイヤ等の機械的な橋絡手段を用いない構成
である。従って、ワイヤやリボン等の機械的な橋絡手段
に起因して発生するインダクタンスの問題がないため、
これらマイクロストリップライン間を高周波的に結合す
ることができ、ミリ波帯のような高い周波数における信
号伝搬特性が向上する。
の構成は、分布定数線路としての第１および第２マイク
ロストリップライン４２および４４の間を高周波的に結
合するのにワイヤ等の機械的な橋絡手段を用いない構成
である。従って、ワイヤやリボン等の機械的な橋絡手段
に起因して発生するインダクタンスの問題がないため、
これらマイクロストリップライン間を高周波的に結合す
ることができ、ミリ波帯のような高い周波数における信
号伝搬特性が向上する。
【００７０】尚、この実施の形態では、第１および第２
マイクロストリップライン４２および４４の各々に１つ
のＬ字形線路を設けたが、これに限らず、２つ以上のＬ
字形線路を設けてもよい。図１０に、第１および第２マ
イクロストリップライン４２および４４のそれぞれに３
つのＬ字形線路を設けた第２構成例の変形例を平面図と
して示す。また、図１１に、第１および第２マイクロス
トリップライン４２および４４のそれぞれに２つのＬ字
形線路を設けた第２構成例の変形例を平面図として示
す。尚、図１０および図１１には、Ｌ字形線路および導
体線路を斜線を付して示してある。
マイクロストリップライン４２および４４の各々に１つ
のＬ字形線路を設けたが、これに限らず、２つ以上のＬ
字形線路を設けてもよい。図１０に、第１および第２マ
イクロストリップライン４２および４４のそれぞれに３
つのＬ字形線路を設けた第２構成例の変形例を平面図と
して示す。また、図１１に、第１および第２マイクロス
トリップライン４２および４４のそれぞれに２つのＬ字
形線路を設けた第２構成例の変形例を平面図として示
す。尚、図１０および図１１には、Ｌ字形線路および導
体線路を斜線を付して示してある。
【００７１】図１０の変形例の構成では、第１マイクロ
ストリップライン４２に第１、第３および第５Ｌ字形線
路６２、７８および８２を具えており、第２マイクロス
トリップライン４４に第２、第４および第６Ｌ字形線路
６４、８０および８４を具えている。それぞれのＬ字形
線路の配列方向ｐに沿った長さと配列方向ｐに直交する
方向ｑに沿った長さはλ／４に設定されている。この構
成例の第３Ｌ字形線路７８は第１導体線路１８を挟んで
第１Ｌ字形線路６２とは反対側の第１誘電体基板１４上
に設けられ、第１および第３Ｌ字形線路６２および７８
の短絡点となる位置（Ｌ字形の曲折部）が、ギャップ領
域６０からの配列方向ｐに沿った距離がλ／４の位置に
なるように配置されている。また、第５Ｌ字形線路８２
の短絡となる線路位置が、ギャップ領域６０からの配列
方向ｐに沿った距離が３λ／４になるように配置されて
いる。
ストリップライン４２に第１、第３および第５Ｌ字形線
路６２、７８および８２を具えており、第２マイクロス
トリップライン４４に第２、第４および第６Ｌ字形線路
６４、８０および８４を具えている。それぞれのＬ字形
線路の配列方向ｐに沿った長さと配列方向ｐに直交する
方向ｑに沿った長さはλ／４に設定されている。この構
成例の第３Ｌ字形線路７８は第１導体線路１８を挟んで
第１Ｌ字形線路６２とは反対側の第１誘電体基板１４上
に設けられ、第１および第３Ｌ字形線路６２および７８
の短絡点となる位置（Ｌ字形の曲折部）が、ギャップ領
域６０からの配列方向ｐに沿った距離がλ／４の位置に
なるように配置されている。また、第５Ｌ字形線路８２
の短絡となる線路位置が、ギャップ領域６０からの配列
方向ｐに沿った距離が３λ／４になるように配置されて
いる。
【００７２】一方、この構成例の第４Ｌ字形線路８０は
第２導体線路２０を挟んで第２Ｌ字形線路６４とは反対
側の第２誘電体基板１６上に設けられ、第２および第４
Ｌ字形線路６４および８０の短絡となる線路位置が、ギ
ャップ領域６０からの配列方向ｐに沿った距離がλ／４
の位置になるように配置されている。また、第６Ｌ字形
線路８４の短絡となる線路位置が、ギャップ領域６０か
らの配列方向ｐに沿った距離が３λ／４になるように配
置されている。このように、各Ｌ字形線路の短絡となる
線路位置が、ギャップ領域６０からの配列方向ｐに沿っ
た距離がλ／４の奇数倍となるように配置されている構
成である。図１１に示す変形例の構成は、図１０に示し
た構成例のうち、第３Ｌ字形線路７８と第４Ｌ字形線路
８０とが設けられていない構成である。これらの変形例
の構成も、図６および図７で示した第２構成例と同様の
効果を奏する。
第２導体線路２０を挟んで第２Ｌ字形線路６４とは反対
側の第２誘電体基板１６上に設けられ、第２および第４
Ｌ字形線路６４および８０の短絡となる線路位置が、ギ
ャップ領域６０からの配列方向ｐに沿った距離がλ／４
の位置になるように配置されている。また、第６Ｌ字形
線路８４の短絡となる線路位置が、ギャップ領域６０か
らの配列方向ｐに沿った距離が３λ／４になるように配
置されている。このように、各Ｌ字形線路の短絡となる
線路位置が、ギャップ領域６０からの配列方向ｐに沿っ
た距離がλ／４の奇数倍となるように配置されている構
成である。図１１に示す変形例の構成は、図１０に示し
た構成例のうち、第３Ｌ字形線路７８と第４Ｌ字形線路
８０とが設けられていない構成である。これらの変形例
の構成も、図６および図７で示した第２構成例と同様の
効果を奏する。
【００７３】また、図１２は、第２の実施の形態の別の
構成を示す斜視図である。この第２構成例の別の構成
は、ギャップ領域６０が誘電体材料で以て埋め込まれた
構成である。第２構成例の第１および第２誘電体基板１
４および１６は、これら誘電体基板と同一の誘電体材料
によって連続一体構造としてひとつの誘電体基板４０を
構成している。このように、ギャップ領域６０を誘電体
材料の層４０ａで以て埋め込むことにより、マイクロス
トリップライン４２および４４の間の静電容量を強める
ことができるから、これらマイクロストリップラインの
間の結合をより強めることができる。尚、ギャップ領域
６０に埋め込む誘電体材料としては、第１および第２誘
電体基板の材料と同一である必要はなく、別の誘電体材
料であってもよい。誘電体材料としては、例えば、エポ
キシ樹脂などを用いることができる。
構成を示す斜視図である。この第２構成例の別の構成
は、ギャップ領域６０が誘電体材料で以て埋め込まれた
構成である。第２構成例の第１および第２誘電体基板１
４および１６は、これら誘電体基板と同一の誘電体材料
によって連続一体構造としてひとつの誘電体基板４０を
構成している。このように、ギャップ領域６０を誘電体
材料の層４０ａで以て埋め込むことにより、マイクロス
トリップライン４２および４４の間の静電容量を強める
ことができるから、これらマイクロストリップラインの
間の結合をより強めることができる。尚、ギャップ領域
６０に埋め込む誘電体材料としては、第１および第２誘
電体基板の材料と同一である必要はなく、別の誘電体材
料であってもよい。誘電体材料としては、例えば、エポ
キシ樹脂などを用いることができる。
【００７４】また、この第２の実施の形態の別の構成
は、同一誘電体基板上に形成されたフィルタとして利用
することができる。図８のシミュレーション結果に示し
た通り、この第２構成例の別の構成は通過帯域型のフィ
ルタ特性を示す。従って、図１２に示した構成を利用す
ることにより、サイズが小さくＱ値等の特性の優れた帯
域通過型のフィルタを得ることが可能である。フィルタ
の通過帯域幅を変えるためには、例えば、図１０および
図１１の第２の構成例の変形例で示したように、複数の
Ｌ字形線路をシリーズに配列し、このＬ字形線路の個数
を調整することにより行える。
は、同一誘電体基板上に形成されたフィルタとして利用
することができる。図８のシミュレーション結果に示し
た通り、この第２構成例の別の構成は通過帯域型のフィ
ルタ特性を示す。従って、図１２に示した構成を利用す
ることにより、サイズが小さくＱ値等の特性の優れた帯
域通過型のフィルタを得ることが可能である。フィルタ
の通過帯域幅を変えるためには、例えば、図１０および
図１１の第２の構成例の変形例で示したように、複数の
Ｌ字形線路をシリーズに配列し、このＬ字形線路の個数
を調整することにより行える。
【００７５】［第３の実施の形態］次に、第３の実施の
形態の構成につき、図１３から図１７を参照して説明す
る。尚、第１および第２の実施の形態で説明した構成と
同様の構成については説明を省略する場合がある。
形態の構成につき、図１３から図１７を参照して説明す
る。尚、第１および第２の実施の形態で説明した構成と
同様の構成については説明を省略する場合がある。
【００７６】図１３は、第３の実施の形態の構成を示す
斜視図である。また、図１４は、図１３の第３の実施の
形態の構成を示す平面図である（導体線路および結合用
導体線路を斜線で示してある。）。この第３構成例で
は、図１、図４および図５の構成例の場合とは異なり第
１および第２導体線路４６および４８はそれぞれ分断さ
れない連続した、直角四辺形の独立の導体線路として設
けられていて、第１および第２導体線路４６および４８
がギャップ領域６０を介して直線的に配列された構成で
ある。
斜視図である。また、図１４は、図１３の第３の実施の
形態の構成を示す平面図である（導体線路および結合用
導体線路を斜線で示してある。）。この第３構成例で
は、図１、図４および図５の構成例の場合とは異なり第
１および第２導体線路４６および４８はそれぞれ分断さ
れない連続した、直角四辺形の独立の導体線路として設
けられていて、第１および第２導体線路４６および４８
がギャップ領域６０を介して直線的に配列された構成で
ある。
【００７７】そして、この第３構成例では、第１および
第２導体線路４６および４８を直方体とし、これら線路
４６および４８の長手方向が配列方向ｐと一致するよう
に、これら線路４６および４８を配列している。そし
て、この第１および第２導体線路４６および４８に隣接
させて（接触させていない）、第１および第２結合用導
体線路２８および３０のそれぞれを第１および第２誘電
体基板１４および１６上に設けている。
第２導体線路４６および４８を直方体とし、これら線路
４６および４８の長手方向が配列方向ｐと一致するよう
に、これら線路４６および４８を配列している。そし
て、この第１および第２導体線路４６および４８に隣接
させて（接触させていない）、第１および第２結合用導
体線路２８および３０のそれぞれを第１および第２誘電
体基板１４および１６上に設けている。
【００７８】第１結合用導体線路２８は、第１および第
２導体線路４６および４８の配列方向ｐと平行に第１誘
電体基板１４上に設けられた直角四辺形の導体線路であ
り、この第１結合用導体線路２８の、第１および第２導
体線路４６および４８の対向端（図１４の記号εおよび
ζで示される端部）とは反対側の先端部（図１３および
図１４の記号αで示される導体線路部）に第１バイアホ
ール３６が形成されている。また、第２結合用導体線路
３０は、配列方向ｐと平行に第２誘電体基板１６上に設
けられた直角四辺形の導体線路であり、この第２結合用
導体線路３０の、対向端εおよびζとは反対側の先端部
（図１３および図１４の記号βで示される導体線路部）
に第２バイアホール３８が形成されている。
２導体線路４６および４８の配列方向ｐと平行に第１誘
電体基板１４上に設けられた直角四辺形の導体線路であ
り、この第１結合用導体線路２８の、第１および第２導
体線路４６および４８の対向端（図１４の記号εおよび
ζで示される端部）とは反対側の先端部（図１３および
図１４の記号αで示される導体線路部）に第１バイアホ
ール３６が形成されている。また、第２結合用導体線路
３０は、配列方向ｐと平行に第２誘電体基板１６上に設
けられた直角四辺形の導体線路であり、この第２結合用
導体線路３０の、対向端εおよびζとは反対側の先端部
（図１３および図１４の記号βで示される導体線路部）
に第２バイアホール３８が形成されている。
【００７９】この第３構成例では、第１および第２結合
用導体線路２８および３０の、それぞれの先端εおよび
ζがギャップ領域６０を挟んで対向している。そして、
これら結合用導体線路２８および３０とバイアホール３
６および３８とを設けたことにより、分布定数線路とし
ての第１マイクロストリップライン４２（第１接地導体
１２、第１誘電体基板１４および第１導体線路４６）と
第２マイクロストリップライン４４（第２接地導体１
３、第２誘電体基板１６および第２導体線路４８）とを
電磁界的にすなわち高周波的に結合することを可能なら
しめている。
用導体線路２８および３０の、それぞれの先端εおよび
ζがギャップ領域６０を挟んで対向している。そして、
これら結合用導体線路２８および３０とバイアホール３
６および３８とを設けたことにより、分布定数線路とし
ての第１マイクロストリップライン４２（第１接地導体
１２、第１誘電体基板１４および第１導体線路４６）と
第２マイクロストリップライン４４（第２接地導体１
３、第２誘電体基板１６および第２導体線路４８）とを
電磁界的にすなわち高周波的に結合することを可能なら
しめている。
【００８０】また、この第３構成例では、所望の中心周
波数に相当する波長をλとするとき、第１および第２結
合用導体線路２８および３０の配列方向ｐに沿った長さ
Ｌ1およびＬ2 がｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定さ
れている構成である（図１３および図１４の構成は、ｎ
＝１の場合である。奇数ｎには、１、３、５という具合
に奇数を設定することができるが、基本モードの波の方
が励振され易いから、なるべく低次数すなわちｎ＝１の
場合が最適である。）。
波数に相当する波長をλとするとき、第１および第２結
合用導体線路２８および３０の配列方向ｐに沿った長さ
Ｌ1およびＬ2 がｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定さ
れている構成である（図１３および図１４の構成は、ｎ
＝１の場合である。奇数ｎには、１、３、５という具合
に奇数を設定することができるが、基本モードの波の方
が励振され易いから、なるべく低次数すなわちｎ＝１の
場合が最適である。）。
【００８１】上述した通り、第１および第２結合用導体
線路２８および３０のサイズと第１および第２バイアホ
ール３６および３８の位置が設定されているときには、
第１結合用導体線路２８の配列方向ｐに沿った長さＬ1
と、第２結合用導体線路３０の配列方向ｐに沿った長さ
Ｌ2 とはλ／４となっている（ｎ＝１の場合）。ギャッ
プ領域６０の領域長すなわち第１誘電体基板１４と第２
誘電体基板１６との間の配列方向ｐに沿った距離Ｗが波
長λに比べて小さいときには、第１および第２結合用導
体線路２８および３０の配列方向ｐに沿った長さと距離
Ｗとの和（Ｌ1＋Ｌ2 ＋Ｗ）が波長λの１／２の整数倍
に設定されるとみなすことができる。つまり、長さＬ1
およびＬ2 は、実質上、所望の信号伝搬特性に影響を与
えない程度のサイズ（寸法）の誤差はあってもよいとす
る。
線路２８および３０のサイズと第１および第２バイアホ
ール３６および３８の位置が設定されているときには、
第１結合用導体線路２８の配列方向ｐに沿った長さＬ1
と、第２結合用導体線路３０の配列方向ｐに沿った長さ
Ｌ2 とはλ／４となっている（ｎ＝１の場合）。ギャッ
プ領域６０の領域長すなわち第１誘電体基板１４と第２
誘電体基板１６との間の配列方向ｐに沿った距離Ｗが波
長λに比べて小さいときには、第１および第２結合用導
体線路２８および３０の配列方向ｐに沿った長さと距離
Ｗとの和（Ｌ1＋Ｌ2 ＋Ｗ）が波長λの１／２の整数倍
に設定されるとみなすことができる。つまり、長さＬ1
およびＬ2 は、実質上、所望の信号伝搬特性に影響を与
えない程度のサイズ（寸法）の誤差はあってもよいとす
る。
【００８２】このとき、これら結合用導体線路２８およ
び３０の、バイアホール３６および３８が設けられてい
る先端αおよびβは短絡となる。そして、第１導体線路
４６と第１結合用導体線路２８との間のｑ方向に沿った
距離Ｓ1 と、第２導体線路４８と結合用導体線路３０と
の間のｑ方向に沿った距離Ｓ2 とは、電磁波の広がりを
考慮して、第１および第２誘電体基板１４および１６の
厚さＨよりも小さく設定されているから、導体線路４６
および４８と結合用導体線路２８および３０との間は分
布結合され、これら短絡となる線路位置αおよびβに近
接する導体線路４６および４８の位置（図１４の記号ρ
およびσで示される部分）を短絡とすることができる。
導体線路４６および４８のそれぞれの短絡となる線路位
置ρおよびσの間の配列方向ｐに沿った距離（この距離
は、実質的にはＬ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗであるが、実際には、Ｗ
はＬ1 およびＬ2 に比べて小さいので、Ｌ1 ＋Ｌ2 と近
似することができる。）が、マイクロストリップライン
４２および４４を導波するマイクロ波信号の波長λの１
／２の整数倍であるときには、このマイクロ波信号をこ
れら短絡となる線路位置ρおよびσの間で共振させるこ
とができ、このときマイクロストリップライン４２およ
び４４の間を電磁界的にすなわち高周波的に結合するこ
とができる。従って、マイクロストリップライン間を結
合するのにワイヤ等の機械的な橋絡手段が不要であり、
これらマイクロストリップライン間にインダクタンスが
挿入されてしまうことがないから、この第３構成例は、
従来の構成に比較して信号伝搬特性が高められた構成と
なっている。
び３０の、バイアホール３６および３８が設けられてい
る先端αおよびβは短絡となる。そして、第１導体線路
４６と第１結合用導体線路２８との間のｑ方向に沿った
距離Ｓ1 と、第２導体線路４８と結合用導体線路３０と
の間のｑ方向に沿った距離Ｓ2 とは、電磁波の広がりを
考慮して、第１および第２誘電体基板１４および１６の
厚さＨよりも小さく設定されているから、導体線路４６
および４８と結合用導体線路２８および３０との間は分
布結合され、これら短絡となる線路位置αおよびβに近
接する導体線路４６および４８の位置（図１４の記号ρ
およびσで示される部分）を短絡とすることができる。
導体線路４６および４８のそれぞれの短絡となる線路位
置ρおよびσの間の配列方向ｐに沿った距離（この距離
は、実質的にはＬ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗであるが、実際には、Ｗ
はＬ1 およびＬ2 に比べて小さいので、Ｌ1 ＋Ｌ2 と近
似することができる。）が、マイクロストリップライン
４２および４４を導波するマイクロ波信号の波長λの１
／２の整数倍であるときには、このマイクロ波信号をこ
れら短絡となる線路位置ρおよびσの間で共振させるこ
とができ、このときマイクロストリップライン４２およ
び４４の間を電磁界的にすなわち高周波的に結合するこ
とができる。従って、マイクロストリップライン間を結
合するのにワイヤ等の機械的な橋絡手段が不要であり、
これらマイクロストリップライン間にインダクタンスが
挿入されてしまうことがないから、この第３構成例は、
従来の構成に比較して信号伝搬特性が高められた構成と
なっている。
【００８３】このように、第１導体線路４６の第１線路
位置（短絡となる位置ρ）を短絡とし、第２導体線路４
８の第２線路位置（短絡となる位置σ）を短絡とし、ギ
ャップ領域６０を開放としたとき、所望の周波数帯域の
中心周波数に相当する波長をλとするとき、第１線路位
置およびギャップ領域６０の間の距離と第２線路位置お
よびギャップ領域６０の間の距離とをそれぞれｎλ／４
に設定することにより、第１線路位置と第２線路位置と
の間でマイクロ波信号を共振させることができる。この
共振現象によって、第１および第２線路位置の間にはマ
イクロ波信号の定在波が形成される。よって、第１接地
導体１２および第２接地導体１３の間を結合する下地金
属板１０の作用と相俟って、第１および第２マイクロス
トリップライン４２および４４の間が電磁界的にすなわ
ち高周波的に結合される。すなわち、これらマイクロス
トリップライン４２および４４の間は高周波的に短絡さ
れ、マイクロ波信号はこれらの間のギャップ領域６０で
以て反射されずに透過するようになる。
位置（短絡となる位置ρ）を短絡とし、第２導体線路４
８の第２線路位置（短絡となる位置σ）を短絡とし、ギ
ャップ領域６０を開放としたとき、所望の周波数帯域の
中心周波数に相当する波長をλとするとき、第１線路位
置およびギャップ領域６０の間の距離と第２線路位置お
よびギャップ領域６０の間の距離とをそれぞれｎλ／４
に設定することにより、第１線路位置と第２線路位置と
の間でマイクロ波信号を共振させることができる。この
共振現象によって、第１および第２線路位置の間にはマ
イクロ波信号の定在波が形成される。よって、第１接地
導体１２および第２接地導体１３の間を結合する下地金
属板１０の作用と相俟って、第１および第２マイクロス
トリップライン４２および４４の間が電磁界的にすなわ
ち高周波的に結合される。すなわち、これらマイクロス
トリップライン４２および４４の間は高周波的に短絡さ
れ、マイクロ波信号はこれらの間のギャップ領域６０で
以て反射されずに透過するようになる。
【００８４】次に、この第３構成例の動作をシミュレー
ション結果に基づいて説明する。図１５は、第３構成例
の信号伝搬特性のシミュレーション結果を示すグラフで
ある。また、図１６は、図１５の結果と比較するため
の、従来の構成例の信号伝搬特性のシミュレーション結
果を示すグラフである。図１５は、第１および第２結合
用導体線路２８および３０を具える第３構成例の場合の
結果を示し、図１６は、これら結合用導体線路２８およ
び３０を具えない従来の構成の場合の結果を示す。図１
５の（Ａ）および図１６の（Ａ）の縦軸には反射係数Ｓ
１１（Ｓパラメータ）をｄＢ（デシベル）単位で０から
−２０の範囲で取り、図１５の（Ｂ）および図１６の
（Ｂ）の縦軸には伝送係数Ｓ２１（Ｓパラメータ）をｄ
Ｂ（デシベル）単位で０から−５０の範囲で取ってい
る。各図の横軸はマイクロ波信号の周波数（ｆｒｅｑ）
をＧＨｚ（ギガヘルツ）単位で２７．５から３２．５の
範囲で取っている。
ション結果に基づいて説明する。図１５は、第３構成例
の信号伝搬特性のシミュレーション結果を示すグラフで
ある。また、図１６は、図１５の結果と比較するため
の、従来の構成例の信号伝搬特性のシミュレーション結
果を示すグラフである。図１５は、第１および第２結合
用導体線路２８および３０を具える第３構成例の場合の
結果を示し、図１６は、これら結合用導体線路２８およ
び３０を具えない従来の構成の場合の結果を示す。図１
５の（Ａ）および図１６の（Ａ）の縦軸には反射係数Ｓ
１１（Ｓパラメータ）をｄＢ（デシベル）単位で０から
−２０の範囲で取り、図１５の（Ｂ）および図１６の
（Ｂ）の縦軸には伝送係数Ｓ２１（Ｓパラメータ）をｄ
Ｂ（デシベル）単位で０から−５０の範囲で取ってい
る。各図の横軸はマイクロ波信号の周波数（ｆｒｅｑ）
をＧＨｚ（ギガヘルツ）単位で２７．５から３２．５の
範囲で取っている。
【００８５】この実施の形態のシミュレーションは、第
１および第２の実施の形態と同様に、横川・ヒューレッ
ト・パッカード（株）社製の商標名：マイクロウェーブ
・デザイン・システム（ＭＤＳ）を用いて行われたもの
である。このシミュレーションでは、中心周波数ｆを３
０ＧＨｚに設定してある（従って、この周波数ｆに相当
する波長λは、マイクロ波信号が導波する媒質の比誘電
率などを考慮すると０．８ｃｍ程度である。）。第１お
よび第２結合用導体線路２８および３０を設けない場合
には、図１６に示される従来の構成のシミュレーション
結果の通り、反射係数Ｓ１１は測定周波数の範囲にわた
り一定値０ｄＢを取り（図１６の（Ａ））、伝送係数Ｓ
２１は測定周波数の範囲にわたり−３２．５ｄＢから−
３５ｄＢの範囲にあり（図１６の（Ｂ））、ほとんどの
マイクロ波信号がギャップ領域６０で反射され、分布定
数線路間が結合されていない状態であることが分かる。
１および第２の実施の形態と同様に、横川・ヒューレッ
ト・パッカード（株）社製の商標名：マイクロウェーブ
・デザイン・システム（ＭＤＳ）を用いて行われたもの
である。このシミュレーションでは、中心周波数ｆを３
０ＧＨｚに設定してある（従って、この周波数ｆに相当
する波長λは、マイクロ波信号が導波する媒質の比誘電
率などを考慮すると０．８ｃｍ程度である。）。第１お
よび第２結合用導体線路２８および３０を設けない場合
には、図１６に示される従来の構成のシミュレーション
結果の通り、反射係数Ｓ１１は測定周波数の範囲にわた
り一定値０ｄＢを取り（図１６の（Ａ））、伝送係数Ｓ
２１は測定周波数の範囲にわたり−３２．５ｄＢから−
３５ｄＢの範囲にあり（図１６の（Ｂ））、ほとんどの
マイクロ波信号がギャップ領域６０で反射され、分布定
数線路間が結合されていない状態であることが分かる。
【００８６】次に、第１および第２結合用導体線路２８
および３０を具える第３構成例の場合に、シミュレーシ
ョンで設定した他の定数の値は下記の通りである。
および３０を具える第３構成例の場合に、シミュレーシ
ョンで設定した他の定数の値は下記の通りである。
【００８７】第１および第２誘電体基板１４および１６
の厚さＨ＝０．１３ｍｍ 第１および第２誘電体基板１４および１６の比誘電率＝
２．２０ Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝１．８６ｍｍ Ｓ1 ＝Ｓ2 ＝０．０２ｍｍ Ｗ＝０．１ｍｍ このように、第１結合用導体線路２８の先端αと第２結
合用導体線路３０の先端βとの間の配列方向ｐに沿った
距離（Ｌ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗ）を３．８２ｍｍとし、第１およ
び第２線路領域５２および５４の配列方向ｐに沿った長
さＬ1 およびＬ2 を波長λの約１／４に設定してある。
図１５の第３構成例のシミュレーション結果から、反射
係数Ｓ１１は中心周波数ｆの付近で−２０ｄＢ程度の値
を示し、約２９．０ＧＨｚ以下および約３１．０ＧＨｚ
以上では０ｄＢを示しており（図１５の（Ａ））、伝送
係数Ｓ２１は中心周波数ｆで０ｄＢ程度であり、また、
２７．５ＧＨｚでは約−２５ｄＢおよび３２．５ＧＨｚ
では約−３０ｄＢになっており（図１５の（Ｂ））、通
過帯域型のフィルタ特性を示すようになる。この第３構
成例のシミュレーション結果から明らかなように、第１
および第２バイアホール３６および３８を有する第１お
よび第２結合用導体線路２８および３０を具える構成の
場合、前述した短絡となる位置ρおよびσの間でマイク
ロ波信号が共振し、ギャップ領域６０で反射されずに透
過するようになり、マイクロストリップライン４２およ
び４４の間が電磁界的にすなわち高周波的に結合する。
の厚さＨ＝０．１３ｍｍ 第１および第２誘電体基板１４および１６の比誘電率＝
２．２０ Ｌ1 ＝Ｌ2 ＝１．８６ｍｍ Ｓ1 ＝Ｓ2 ＝０．０２ｍｍ Ｗ＝０．１ｍｍ このように、第１結合用導体線路２８の先端αと第２結
合用導体線路３０の先端βとの間の配列方向ｐに沿った
距離（Ｌ1 ＋Ｌ2 ＋Ｗ）を３．８２ｍｍとし、第１およ
び第２線路領域５２および５４の配列方向ｐに沿った長
さＬ1 およびＬ2 を波長λの約１／４に設定してある。
図１５の第３構成例のシミュレーション結果から、反射
係数Ｓ１１は中心周波数ｆの付近で−２０ｄＢ程度の値
を示し、約２９．０ＧＨｚ以下および約３１．０ＧＨｚ
以上では０ｄＢを示しており（図１５の（Ａ））、伝送
係数Ｓ２１は中心周波数ｆで０ｄＢ程度であり、また、
２７．５ＧＨｚでは約−２５ｄＢおよび３２．５ＧＨｚ
では約−３０ｄＢになっており（図１５の（Ｂ））、通
過帯域型のフィルタ特性を示すようになる。この第３構
成例のシミュレーション結果から明らかなように、第１
および第２バイアホール３６および３８を有する第１お
よび第２結合用導体線路２８および３０を具える構成の
場合、前述した短絡となる位置ρおよびσの間でマイク
ロ波信号が共振し、ギャップ領域６０で反射されずに透
過するようになり、マイクロストリップライン４２およ
び４４の間が電磁界的にすなわち高周波的に結合する。
【００８８】以上説明した通り、この第３の実施の形態
の構成は、分布定数線路としてのマイクロストリップラ
インの間を高周波的に結合するためにワイヤやリボン等
の機械的な橋絡手段を用いない構成である。従って、ワ
イヤ等の機械的な橋絡手段に起因して発生するインダク
タンスの問題がないため、マイクロストリップライン間
を高周波的に結合することができ、ミリ波帯のような高
い周波数における信号伝搬特性が向上する。
の構成は、分布定数線路としてのマイクロストリップラ
インの間を高周波的に結合するためにワイヤやリボン等
の機械的な橋絡手段を用いない構成である。従って、ワ
イヤ等の機械的な橋絡手段に起因して発生するインダク
タンスの問題がないため、マイクロストリップライン間
を高周波的に結合することができ、ミリ波帯のような高
い周波数における信号伝搬特性が向上する。
【００８９】また、図１７は、第３の実施の形態の別の
構成を示す斜視図である。この第３構成例の別の構成
は、ギャップ領域６０が誘電体材料で以て埋め込まれた
構成である。第３構成例の第１および第２誘電体基板１
４および１６は、これら誘電体基板と同一の誘電体材料
によって連続一体構造としてひとつの誘電体基板４０を
構成している。このように、ギャップ領域６０を誘電体
材料の層４０ａで以て埋め込むことにより、マイクロス
トリップライン４２および４４の間の静電容量を強める
ことができるから、これらマイクロストリップラインの
間の結合をより強めることができる。尚、ギャップ領域
６０に埋め込む誘電体材料は、第１および第２誘電体基
板１４および１６の材料と同一である必要はなく、別の
誘電体材料であってもよい。誘電体材料としては、例え
ば、エポキシ樹脂などを用いることができる。
構成を示す斜視図である。この第３構成例の別の構成
は、ギャップ領域６０が誘電体材料で以て埋め込まれた
構成である。第３構成例の第１および第２誘電体基板１
４および１６は、これら誘電体基板と同一の誘電体材料
によって連続一体構造としてひとつの誘電体基板４０を
構成している。このように、ギャップ領域６０を誘電体
材料の層４０ａで以て埋め込むことにより、マイクロス
トリップライン４２および４４の間の静電容量を強める
ことができるから、これらマイクロストリップラインの
間の結合をより強めることができる。尚、ギャップ領域
６０に埋め込む誘電体材料は、第１および第２誘電体基
板１４および１６の材料と同一である必要はなく、別の
誘電体材料であってもよい。誘電体材料としては、例え
ば、エポキシ樹脂などを用いることができる。
【００９０】また、この第３の実施の形態の別の構成
は、同一誘電体基板上に形成されたフィルタとして利用
することができる。図１５のシミュレーション結果に示
した通り、この第３構成例の別の構成は通過帯域型のフ
ィルタ特性を示す。従って、図１７に示した構成を用い
れば、サイズが小さくＱ値等の特性の優れた帯域通過型
のフィルタを得ることが可能である。
は、同一誘電体基板上に形成されたフィルタとして利用
することができる。図１５のシミュレーション結果に示
した通り、この第３構成例の別の構成は通過帯域型のフ
ィルタ特性を示す。従って、図１７に示した構成を用い
れば、サイズが小さくＱ値等の特性の優れた帯域通過型
のフィルタを得ることが可能である。
【００９１】
【発明の効果】この発明の分布定数線路の結合方法によ
れば、第１および第２導体線路の間にギャップ領域を介
在させてこれらを離間させて直線的に配列することによ
り、下地金属板と相俟って、第１および第２分布定数線
路の間を電磁界的に結合させることができる。従って、
従来の様に、分布定数線路の間を結合するためにワイヤ
等の機械的な橋絡手段を用いる必要が無いので、分布定
数線路の間にインダクタンスが挿入されずに済むから、
従来に比べて良好な信号伝搬特性を得ることが可能であ
る。
れば、第１および第２導体線路の間にギャップ領域を介
在させてこれらを離間させて直線的に配列することによ
り、下地金属板と相俟って、第１および第２分布定数線
路の間を電磁界的に結合させることができる。従って、
従来の様に、分布定数線路の間を結合するためにワイヤ
等の機械的な橋絡手段を用いる必要が無いので、分布定
数線路の間にインダクタンスが挿入されずに済むから、
従来に比べて良好な信号伝搬特性を得ることが可能であ
る。
【００９２】また、この発明の分布定数線路の結合方法
によれば、第１および第２導体線路の所定の線路位置を
開放とすることにより、マイクロ波信号を、これら２つ
の線路位置の間で共振させることができる。従って、分
布定数線路の間を高周波的に結合することが可能であ
り、従来の様に、分布定数線路の間を結合するためにワ
イヤ等の機械的な橋絡手段を用いる必要が無いので、分
布定数線路の間にインダクタンスが挿入されずに済むか
ら、従来に比べて良好な信号伝搬特性を得ることが可能
である。
によれば、第１および第２導体線路の所定の線路位置を
開放とすることにより、マイクロ波信号を、これら２つ
の線路位置の間で共振させることができる。従って、分
布定数線路の間を高周波的に結合することが可能であ
り、従来の様に、分布定数線路の間を結合するためにワ
イヤ等の機械的な橋絡手段を用いる必要が無いので、分
布定数線路の間にインダクタンスが挿入されずに済むか
ら、従来に比べて良好な信号伝搬特性を得ることが可能
である。
【００９３】また、この発明の分布定数線路の結合方法
によれば、第１および第２導体線路の所定の線路位置を
短絡とすることにより、分布定数線路を導波するマイク
ロ波信号をこれら２つの線路位置の間で共振させること
ができる。よって、第１および第２分布定数線路の間
を、高周波的に結合することが可能である。従って、従
来の様に、分布定数線路の間を結合するためにワイヤ等
の機械的な橋絡手段を用いる必要が無いので、分布定数
線路の間にインダクタンスが挿入されずに済むから、従
来に比べて良好な信号伝搬特性を得ることが可能であ
る。
によれば、第１および第２導体線路の所定の線路位置を
短絡とすることにより、分布定数線路を導波するマイク
ロ波信号をこれら２つの線路位置の間で共振させること
ができる。よって、第１および第２分布定数線路の間
を、高周波的に結合することが可能である。従って、従
来の様に、分布定数線路の間を結合するためにワイヤ等
の機械的な橋絡手段を用いる必要が無いので、分布定数
線路の間にインダクタンスが挿入されずに済むから、従
来に比べて良好な信号伝搬特性を得ることが可能であ
る。
【００９４】また、この発明の分布定数線路の結合方法
によれば、分布定数線路としてマイクロストリップライ
ンを用いることにより、マイクロ波回路の集積化が容易
になり、広帯域性、回路素子のマウントの容易さ、寄生
素子の影響の少ないことなどの利点を有するようにな
る。
によれば、分布定数線路としてマイクロストリップライ
ンを用いることにより、マイクロ波回路の集積化が容易
になり、広帯域性、回路素子のマウントの容易さ、寄生
素子の影響の少ないことなどの利点を有するようにな
る。
【００９５】また、この発明のマイクロ波回路によれ
ば、第１および第２導体線路の間にギャップ領域を設け
ることによって、それぞれの導体線路の間の静電容量を
従来の構成より大きくした構成となっている。よって、
このギャップ領域と下地金属板とが相俟って、これら導
体線路の間を分布結合すなわち電磁界的に結合すること
ができる。従って、導体線路の間を従来のようにワイヤ
等の機械的な橋絡手段で接続する必要がないので、ワイ
ヤ等の機械的な橋絡手段が有するインダクタンスによる
特性の劣化が無く、このため分布定数線路の間を高周波
的に接続することが可能になる。
ば、第１および第２導体線路の間にギャップ領域を設け
ることによって、それぞれの導体線路の間の静電容量を
従来の構成より大きくした構成となっている。よって、
このギャップ領域と下地金属板とが相俟って、これら導
体線路の間を分布結合すなわち電磁界的に結合すること
ができる。従って、導体線路の間を従来のようにワイヤ
等の機械的な橋絡手段で接続する必要がないので、ワイ
ヤ等の機械的な橋絡手段が有するインダクタンスによる
特性の劣化が無く、このため分布定数線路の間を高周波
的に接続することが可能になる。
【００９６】また、この発明のマイクロ波回路によれ
ば、第１および第２間隙をそれぞれ第１および第２導体
線路の所定の位置に設けたことにより、第１および第２
間隙の間で、短絡となる線路位置を節とし、開放となる
線路位置を腹とする定在波が励振され、第１および第２
分布定数線路が高周波的に結合する。従って、導体線路
の間を従来のようにワイヤ等の機械的な橋絡手段で接続
する必要がないので、ワイヤ等の機械的な橋絡手段が有
するインダクタンスによる特性の劣化が無く、分布定数
線路の間を高周波的に接続することが可能になり、従来
に比べて優れた信号伝搬特性を有する構成を得ることが
できる。
ば、第１および第２間隙をそれぞれ第１および第２導体
線路の所定の位置に設けたことにより、第１および第２
間隙の間で、短絡となる線路位置を節とし、開放となる
線路位置を腹とする定在波が励振され、第１および第２
分布定数線路が高周波的に結合する。従って、導体線路
の間を従来のようにワイヤ等の機械的な橋絡手段で接続
する必要がないので、ワイヤ等の機械的な橋絡手段が有
するインダクタンスによる特性の劣化が無く、分布定数
線路の間を高周波的に接続することが可能になり、従来
に比べて優れた信号伝搬特性を有する構成を得ることが
できる。
【００９７】また、この発明のマイクロ波回路によれ
ば、誘電体基板の間を誘電体材料で以て埋め込むことに
より、第１および第２分布定数線路の間の静電容量を強
めることができ、従って、これら分布定数線路間の電磁
界的な結合を強めることができる。よって、従来に比べ
てさらに優れた信号伝搬特性を有する構成を得ることが
できる。
ば、誘電体基板の間を誘電体材料で以て埋め込むことに
より、第１および第２分布定数線路の間の静電容量を強
めることができ、従って、これら分布定数線路間の電磁
界的な結合を強めることができる。よって、従来に比べ
てさらに優れた信号伝搬特性を有する構成を得ることが
できる。
【００９８】また、この発明のマイクロ波回路によれ
ば、第１および第２Ｌ字形線路をそれぞれ第１および第
２分布定数線路の所定の位置に設けたことにより、第１
および第２導体線路の所定の線路位置を短絡とすること
ができる。よって、第１および第２導体線路の短絡され
た線路位置を節とし、開放となるギャップ領域を腹とす
る定在波が励振され、第１および第２分布定数線路が高
周波的に結合する。従って、導体線路の間を従来のよう
にワイヤ等の機械的な橋絡手段で接続する必要がないの
で、ワイヤ等の機械的な橋絡手段が有するインダクタン
スによる特性の劣化が無く、分布定数線路の間を高周波
的に接続することが可能になり、従来に比べて優れた信
号伝搬特性を有する構成を得ることができる。
ば、第１および第２Ｌ字形線路をそれぞれ第１および第
２分布定数線路の所定の位置に設けたことにより、第１
および第２導体線路の所定の線路位置を短絡とすること
ができる。よって、第１および第２導体線路の短絡され
た線路位置を節とし、開放となるギャップ領域を腹とす
る定在波が励振され、第１および第２分布定数線路が高
周波的に結合する。従って、導体線路の間を従来のよう
にワイヤ等の機械的な橋絡手段で接続する必要がないの
で、ワイヤ等の機械的な橋絡手段が有するインダクタン
スによる特性の劣化が無く、分布定数線路の間を高周波
的に接続することが可能になり、従来に比べて優れた信
号伝搬特性を有する構成を得ることができる。
【００９９】また、この発明のマイクロ波回路によれ
ば、誘電体基板の間を誘電体材料で以て埋め込むことに
より、第１および第２分布定数線路の間の静電容量を強
めることができ、従って、これら分布定数線路間の電磁
界的な結合を強めることができる。よって、従来に比べ
てさらに優れた信号伝搬特性を有する構成を得ることが
できる。
ば、誘電体基板の間を誘電体材料で以て埋め込むことに
より、第１および第２分布定数線路の間の静電容量を強
めることができ、従って、これら分布定数線路間の電磁
界的な結合を強めることができる。よって、従来に比べ
てさらに優れた信号伝搬特性を有する構成を得ることが
できる。
【０１００】また、この発明のマイクロ波回路によれ
ば、第１および第２バイアホールをそれぞれ第１および
第２結合用導体線路の所定の位置に設け、これら第１お
よび第２結合用導体線路を第１および第２分布定数線路
の所定の位置に設けたことにより、第１および第２導体
線路の所定の線路位置を短絡とすることができる。よっ
て、第１および第２導体線路の短絡された線路位置を節
とし、開放となるギャップ領域を腹とする定在波が励振
され、第１および第２分布定数線路が高周波的に結合す
る。従って、導体線路の間を従来のようにワイヤ等の機
械的な橋絡手段で接続する必要がないので、ワイヤ等の
機械的な橋絡手段が有するインダクタンスによる特性の
劣化が無く、分布定数線路の間を高周波的に接続するこ
とが可能になり、従来に比べて優れた信号伝搬特性を有
する構成を得ることができる。
ば、第１および第２バイアホールをそれぞれ第１および
第２結合用導体線路の所定の位置に設け、これら第１お
よび第２結合用導体線路を第１および第２分布定数線路
の所定の位置に設けたことにより、第１および第２導体
線路の所定の線路位置を短絡とすることができる。よっ
て、第１および第２導体線路の短絡された線路位置を節
とし、開放となるギャップ領域を腹とする定在波が励振
され、第１および第２分布定数線路が高周波的に結合す
る。従って、導体線路の間を従来のようにワイヤ等の機
械的な橋絡手段で接続する必要がないので、ワイヤ等の
機械的な橋絡手段が有するインダクタンスによる特性の
劣化が無く、分布定数線路の間を高周波的に接続するこ
とが可能になり、従来に比べて優れた信号伝搬特性を有
する構成を得ることができる。
【０１０１】また、この発明のマイクロ波回路によれ
ば、誘電体基板の間を誘電体材料で以て埋め込むことに
より、各チップを構成する分布定数線路の間の静電容量
を強めることができ、従って、これら分布定数線路間の
電磁界的な結合を強めることができる。よって、従来に
比べてさらに優れた信号伝搬特性を有する構成を得るこ
とができる。
ば、誘電体基板の間を誘電体材料で以て埋め込むことに
より、各チップを構成する分布定数線路の間の静電容量
を強めることができ、従って、これら分布定数線路間の
電磁界的な結合を強めることができる。よって、従来に
比べてさらに優れた信号伝搬特性を有する構成を得るこ
とができる。
【０１０２】また、この発明のマイクロ波回路によれ
ば、分布定数線路としてマイクロストリップラインを用
いることにより、マイクロ波回路の集積化が容易にな
り、広帯域性、回路素子のマウントの容易さ、寄生素子
の影響の少ないことなどの利点を有するようになる。
ば、分布定数線路としてマイクロストリップラインを用
いることにより、マイクロ波回路の集積化が容易にな
り、広帯域性、回路素子のマウントの容易さ、寄生素子
の影響の少ないことなどの利点を有するようになる。
【図１】第１の実施の形態の構成を示す図である。
【図２】第１構成例のシミュレーション結果を示す図で
ある。
ある。
【図３】従来の構成例のシミュレーション結果を示す図
である。
である。
【図４】第１の実施の形態の構成の変形例を示す図であ
る。
る。
【図５】第１の実施の形態の別の構成を示す図である。
【図６】第２の実施の形態の構成を示す図である。
【図７】第２の実施の形態の構成を示す図である。
【図８】第２構成例のシミュレーション結果を示す図で
ある。
ある。
【図９】従来の構成例のシミュレーション結果を示す図
である。
である。
【図１０】第２の実施の形態の変形例を示す図である。
【図１１】第２の実施の形態の変形例を示す図である。
【図１２】第２の実施の形態の別の構成を示す図であ
る。
る。
【図１３】第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図１４】第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図１５】第３構成例のシミュレーション結果を示す図
である。
である。
【図１６】従来の構成例のシミュレーション結果を示す
図である。
図である。
【図１７】第３の実施の形態の別の構成を示す図であ
る。
る。
【図１８】従来の構成を示す図である。
１０：下地金属板 １２：第１接地導体 １３：第２接地導体 １４：第１誘電体基板 １６：第２誘電体基板 １８：第１副線路 ２０：第２副線路 ２２：第３副線路 ２４：第４副線路 ２６：ワイヤ ２８：第１結合用導体線路 ３０：第２結合用導体線路 ３２：第１先端開放導体線路 ３４：第２先端開放導体線路 ３６：第１バイアホール ３８：第２バイアホール ４０：誘電体基板 ４０ａ：誘電体材料の層 ４２：第１マイクロストリップライン ４４：第２マイクロストリップライン ４６：第１導体線路 ４８：第２導体線路 ５６：第１間隙 ５８：第２間隙 ６０：ギャップ領域 ６２：第１Ｌ字形線路 ６４：第２Ｌ字形線路 ７０：第１分布定数線路 ７２：第２分布定数線路 ７４：第３間隙 ７６：第４間隙 ７８：第３Ｌ字形線路 ８０：第４Ｌ字形線路 ８２：第５Ｌ字形線路 ８４：第６Ｌ字形線路
Claims (12)
- 【請求項１】 第１導体線路、第１誘電体基板および第
１接地導体から構成された個別の第１分布定数線路と、
第２導体線路、第２誘電体基板および第２接地導体から
構成された個別の第２分布定数線路とを、前記第１およ
び第２接地導体が共通の下地金属板で電気的に結合させ
るようにして、該下地金属板上に配列させて設けて前記
第１および第２分布定数線路間を結合するに当たり、 前記第１および第２導体線路間にギャップ領域を設けて
直線的に配列して前記第１および第２分布定数線路を電
磁界的に結合させることを特徴とする分布定数線路の結
合方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の分布定数線路の結合方
法において、 前記第１導体線路の第１線路位置を開放とし、前記第２
導体線路の第２線路位置を開放とし、前記ギャップ領域
を開放としたとき、これら第１線路位置およびギャップ
領域の中間位置と第２線路位置およびギャップ領域の中
間位置とをそれぞれ短絡とし、 所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλとす
るとき、前記第１線路位置および前記ギャップ領域の間
の距離と前記第２線路位置および前記ギャップ領域の間
の距離とをそれぞれｍλ／２（但し、ｍは整数）に設定
することを特徴とする分布定数線路の結合方法。 - 【請求項３】 請求項１に記載の分布定数線路の結合方
法において、 前記第１導体線路の第１線路位置を短絡とし、前記第２
導体線路の第２線路位置を短絡点とし、前記ギャップ領
域を開放点としたとき、 所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλとす
るとき、前記第１線路位置および前記ギャップ領域の間
の距離と前記第２線路位置および前記ギャップ領域の間
の距離とをそれぞれｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定
することを特徴とする分布定数線路の結合方法。 - 【請求項４】 請求項１から請求項３のいずれか一項に
記載の分布定数線路の結合方法において、 前記分布定数線路をマイクロストリップラインとしたこ
とを特徴とする分布定数線路の結合方法。 - 【請求項５】 第１誘電体基板と、該第１誘電体基板の
下面に設けられた第１接地導体と、前記第１誘電体基板
に設けられた前記下面と平行な第１導体線路とで構成さ
れる個別の第１分布定数線路と、第２誘電体基板と、該
第２誘電体基板の下面に設けられた第２接地導体と、前
記第２誘電体基板に設けられた前記下面に平行な第２導
体線路とで構成される個別の第２分布定数線路とが、前
記第１および第２接地導体が下地金属板で電気的に結合
されるようにして、該下地金属板上に配列されて設けら
れて前記第１および第２分布定数線路間が結合されたマ
イクロ波回路において、 前記第１および第２導体線路を直線的に配列させて前記
第１および第２分布定数線路を電磁界的に結合させるた
め、該第１および第２導体線路間にギャップ領域を具え
てなることを特徴とするマイクロ波回路。 - 【請求項６】 請求項５に記載のマイクロ波回路におい
て、 前記第１導体線路に、前記第１および第２導体線路の配
列方向に直交する方向に延在する第１間隙を具え、前記
第２導体線路に、前記第１および第２導体線路の配列方
向に直交する方向に延在する第２間隙を具え、 所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλとす
るとき、前記第１間隙および前記ギャップ領域間の前記
配列方向に沿った距離と、前記第２間隙および前記ギャ
ップ領域間の前記配列方向に沿った距離とがそれぞれｍ
λ／２（但し、ｍは整数）に設定されていることを特徴
とするマイクロ波回路。 - 【請求項７】 請求項６に記載のマイクロ波回路におい
て、前記ギャップ領域が誘電体材料で以て埋め込まれて
いることを特徴とするマイクロ波回路。 - 【請求項８】 請求項５に記載のマイクロ波回路におい
て、 前記第１および第２導体線路の配列方向と平行に設けら
れた直角四辺形の第１結合用導体線路と、該第１結合用
導体線路の一端に連結されて前記配列方向と直交する方
向に延在する直角四辺形の第１先端開放導体線路とから
成る第１Ｌ字形線路を前記第１誘電体基板に具え、 前記配列方向と平行に設けられた直角四辺形の第２結合
用導体線路と、該第２結合用導体線路の一端に連結され
て前記配列方向と直交する方向に延在する直角四辺形の
第２先端開放導体線路とから成る第２Ｌ字形線路を前記
第２誘電体基板に具え、 所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλとす
るとき、前記第１および第２Ｌ字形線路の前記配列方向
に沿った長さと当該配列方向に直交する方向に沿った長
さとがそれぞれｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定され
ていることを特徴とするマイクロ波回路。 - 【請求項９】 請求項８に記載のマイクロ波回路におい
て、前記ギャップ領域が誘電体材料で以て埋め込まれて
いることを特徴とするマイクロ波回路。 - 【請求項１０】 請求項５に記載のマイクロ波回路にお
いて、 前記第１および第２導体線路の配列方向と平行に前記第
１誘電体基板に設けられた直角四辺形の第１結合用導体
線路を具えていて、該第１結合用導体線路の前記第１お
よび第２導体線路の対向端とは反対側の先端部には第１
バイアホールが形成されており、 さらに、前記配列方向と平行に前記第２誘電体基板に設
けられた直角四辺形の第２結合用導体線路を具えてい
て、該第２結合用導体線路の前記対向端とは反対側の先
端部には第２バイアホールが形成されており、 所望の周波数帯域の中心周波数に相当する波長をλとす
るとき、前記第１および第２結合用導体線路の前記配列
方向に沿った長さがｎλ／４（但し、ｎは奇数）に設定
されていることを特徴とするマイクロ波回路。 - 【請求項１１】 請求項１０に記載のマイクロ波回路に
おいて、前記ギャップ領域が誘電体材料で以て埋め込ま
れていることを特徴とするマイクロ波回路。 - 【請求項１２】 請求項５から請求項１１のいずれか一
項に記載のマイクロ波回路において、 前記分布定数線路をマイクロストリップラインとしたこ
とを特徴とするマイクロ波回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8162153A JPH1013113A (ja) | 1996-06-21 | 1996-06-21 | 分布定数線路の結合方法及びマイクロ波回路 |
| TW086107565A TW340266B (en) | 1996-06-21 | 1997-06-03 | Distributary quantitative wiring coupling method and microwave circuit |
| KR1019970024348A KR100329910B1 (ko) | 1996-06-21 | 1997-06-12 | 분포 상수 선로의 결합방법 및 마이크로파 회로 |
| US08/877,509 US5905415A (en) | 1996-06-21 | 1997-06-17 | Distributed constant line coupling with a gap domain |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8162153A JPH1013113A (ja) | 1996-06-21 | 1996-06-21 | 分布定数線路の結合方法及びマイクロ波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1013113A true JPH1013113A (ja) | 1998-01-16 |
Family
ID=15749052
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8162153A Withdrawn JPH1013113A (ja) | 1996-06-21 | 1996-06-21 | 分布定数線路の結合方法及びマイクロ波回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5905415A (ja) |
| JP (1) | JPH1013113A (ja) |
| KR (1) | KR100329910B1 (ja) |
| TW (1) | TW340266B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100813937B1 (ko) * | 2007-02-22 | 2008-03-17 | 한국원자력연구원 | 가변 결합 계수를 갖는 도파관 어레이 커플러 |
| JP2009188770A (ja) * | 2008-02-06 | 2009-08-20 | Seiji Kagawa | 帯状高周波伝送線路及び並列型高周波伝送線路 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002043806A (ja) * | 2000-07-19 | 2002-02-08 | Murata Mfg Co Ltd | 電子部品の特性調整方法 |
| WO2004025832A1 (en) * | 2002-09-12 | 2004-03-25 | Philips Intellectual Property & Standards Gmbh | Bulk acoustic wave resonator with means for suppression of pass-band ripple in bulk acoustic wave filters |
| US7042307B2 (en) * | 2003-09-10 | 2006-05-09 | Merrimac Industries, Inc. | Coupler resource module |
-
1996
- 1996-06-21 JP JP8162153A patent/JPH1013113A/ja not_active Withdrawn
-
1997
- 1997-06-03 TW TW086107565A patent/TW340266B/zh active
- 1997-06-12 KR KR1019970024348A patent/KR100329910B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-06-17 US US08/877,509 patent/US5905415A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100813937B1 (ko) * | 2007-02-22 | 2008-03-17 | 한국원자력연구원 | 가변 결합 계수를 갖는 도파관 어레이 커플러 |
| JP2009188770A (ja) * | 2008-02-06 | 2009-08-20 | Seiji Kagawa | 帯状高周波伝送線路及び並列型高周波伝送線路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR980006608A (ko) | 1998-03-30 |
| TW340266B (en) | 1998-09-11 |
| US5905415A (en) | 1999-05-18 |
| KR100329910B1 (ko) | 2002-07-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5408206A (en) | Resonator structure having a strip and groove serving as transmission line resonators | |
| US7336142B2 (en) | High frequency component | |
| EP0883328B1 (en) | Circuit board comprising a high frequency transmission line | |
| US6958662B1 (en) | Waveguide to stripline transition with via forming an impedance matching fence | |
| US20020008665A1 (en) | Antenna feeder line, and antenna module provided with the antenna feeder line | |
| US6838953B2 (en) | High-frequency interconnection for circuits | |
| US7064633B2 (en) | Waveguide to laminated waveguide transition and methodology | |
| EP1396903A2 (en) | Dielectric waveguide line and its branch structure | |
| JP3464117B2 (ja) | 積層型共振器および積層型フィルタ | |
| US6952147B2 (en) | Microstrip coupler | |
| EP1585184B1 (en) | Direct current cut structure | |
| JPH1013113A (ja) | 分布定数線路の結合方法及びマイクロ波回路 | |
| US6194981B1 (en) | Slot line band reject filter | |
| JP2000216603A (ja) | ミリ波帯に好適なグランデッド・コプレナウェ―ブガイド | |
| JP3398306B2 (ja) | 積層型導波管と導波管との接続構造 | |
| JPH11274411A (ja) | マイクロ波・ミリ波回路装置とその製造方法 | |
| JP4526713B2 (ja) | 高周波回路 | |
| US4224584A (en) | Directional microwave coupler | |
| JP2000174515A (ja) | コプレーナウェーブガイド−導波管変換装置 | |
| JPH09321505A (ja) | マイクロ波回路 | |
| JP2003115706A (ja) | 高周波回路基板 | |
| JP2768411B2 (ja) | 誘電体導波管型方向性結合器 | |
| JP3645724B2 (ja) | 非放射性誘電体線路 | |
| US20020030565A1 (en) | Band-pass filter | |
| JP4542531B2 (ja) | 伝送モードの変換構造 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030902 |