JPH099627A - 直流変換装置 - Google Patents
直流変換装置Info
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- JPH099627A JPH099627A JP7150589A JP15058995A JPH099627A JP H099627 A JPH099627 A JP H099627A JP 7150589 A JP7150589 A JP 7150589A JP 15058995 A JP15058995 A JP 15058995A JP H099627 A JPH099627 A JP H099627A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 負荷の不平衡にも拘らず平衡した出力電圧を
供給できる直流変換装置を提供する。 【構成】 本発明による直流変換装置では、直流電源１
での動作時において第３のトランジスタ２１がオン状態
で第２のトランジスタ６がオン状態からオフ状態になっ
たとき、第２のトランジスタ６のオン期間中にリアクト
ル２に蓄積されたエネルギが第１のコンデンサ９に向け
て放出され、第４のトランジスタ２３がオン状態で第２
のトランジスタ６がオン状態からオフ状態になったと
き、第２のトランジスタ６のオン期間中にリアクトル２
に蓄積されたエネルギが第２のコンデンサ１０に向けて
放出される。これにより、第１及び第２のコンデンサ
９、１０がそれぞれ個別にかつ確実に充電されるので、
第１及び第２のコンデンサ９、１０に接続される負荷の
不平衡にも拘らず平衡した出力電圧を供給できる。
供給できる直流変換装置を提供する。 【構成】 本発明による直流変換装置では、直流電源１
での動作時において第３のトランジスタ２１がオン状態
で第２のトランジスタ６がオン状態からオフ状態になっ
たとき、第２のトランジスタ６のオン期間中にリアクト
ル２に蓄積されたエネルギが第１のコンデンサ９に向け
て放出され、第４のトランジスタ２３がオン状態で第２
のトランジスタ６がオン状態からオフ状態になったと
き、第２のトランジスタ６のオン期間中にリアクトル２
に蓄積されたエネルギが第２のコンデンサ１０に向けて
放出される。これにより、第１及び第２のコンデンサ
９、１０がそれぞれ個別にかつ確実に充電されるので、
第１及び第２のコンデンサ９、１０に接続される負荷の
不平衡にも拘らず平衡した出力電圧を供給できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、負荷の不平衡にも拘ら
ず平衡した出力電圧を供給できる直流変換装置に関する
ものである。
ず平衡した出力電圧を供給できる直流変換装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の直流変換装置は、例えば図５に示
すように、直流電源１と、直流電源１の正端子（一端）
に電源スイッチＳＷ２及びリアクトル２を通して接続さ
れた第１のトランジスタ３及び第１のダイオード４の並
列回路から成る第１のスイッチング手段５と、リアクト
ル２及び第１のスイッチング手段５の接続点と直流電源
１の負端子（他端）との間に接続された第２のトランジ
スタ６及び第２のダイオード７の並列回路から成る第２
のスイッチング手段８と、第１のスイッチング手段５と
直流電源１の負端子及び第２のスイッチング手段８の接
続点との間に直列接続された第１及び第２のコンデンサ
９、１０と、電源スイッチＳＷ２及びリアクトル２の接
続点と第１及び第２のコンデンサ９、１０の接続点との
間に電源スイッチＳＷ１を介して接続された商用交流電
源１１とを備えている。この直流変換装置では、第１及
び第２のスイッチング手段５、８のオン・オフ動作によ
り第１及び第２のコンデンサ９、１０から直流出力を発
生する。電源スイッチＳＷ１、ＳＷ２には、いずれか一
方がオン状態のときは他方がオフ状態となる連動リレー
等が使用され、商用交流電源１１が正常に稼動している
ときは電源スイッチＳＷ１、ＳＷ２がそれぞれオン、オ
フ状態となり、商用交流電源１１から交流入力電力が供
給される。商用交流電源１１が停電したときには、電源
スイッチＳＷ１、ＳＷ２がそれぞれオフ、オン状態とな
り、直流電源１から直流入力電力が供給される。更に、
この例では第１及び第２のコンデンサ９、１０に接続さ
れる直流負荷として、トランジスタ１２、１３と、ダイ
オード１４、１５と、フィルタリアクトル１６と、フィ
ルタコンデンサ１７とから構成されるハーフブリッジ型
インバータ１８（直流／交流変換装置）が接続されてい
る。
すように、直流電源１と、直流電源１の正端子（一端）
に電源スイッチＳＷ２及びリアクトル２を通して接続さ
れた第１のトランジスタ３及び第１のダイオード４の並
列回路から成る第１のスイッチング手段５と、リアクト
ル２及び第１のスイッチング手段５の接続点と直流電源
１の負端子（他端）との間に接続された第２のトランジ
スタ６及び第２のダイオード７の並列回路から成る第２
のスイッチング手段８と、第１のスイッチング手段５と
直流電源１の負端子及び第２のスイッチング手段８の接
続点との間に直列接続された第１及び第２のコンデンサ
９、１０と、電源スイッチＳＷ２及びリアクトル２の接
続点と第１及び第２のコンデンサ９、１０の接続点との
間に電源スイッチＳＷ１を介して接続された商用交流電
源１１とを備えている。この直流変換装置では、第１及
び第２のスイッチング手段５、８のオン・オフ動作によ
り第１及び第２のコンデンサ９、１０から直流出力を発
生する。電源スイッチＳＷ１、ＳＷ２には、いずれか一
方がオン状態のときは他方がオフ状態となる連動リレー
等が使用され、商用交流電源１１が正常に稼動している
ときは電源スイッチＳＷ１、ＳＷ２がそれぞれオン、オ
フ状態となり、商用交流電源１１から交流入力電力が供
給される。商用交流電源１１が停電したときには、電源
スイッチＳＷ１、ＳＷ２がそれぞれオフ、オン状態とな
り、直流電源１から直流入力電力が供給される。更に、
この例では第１及び第２のコンデンサ９、１０に接続さ
れる直流負荷として、トランジスタ１２、１３と、ダイ
オード１４、１５と、フィルタリアクトル１６と、フィ
ルタコンデンサ１７とから構成されるハーフブリッジ型
インバータ１８（直流／交流変換装置）が接続されてい
る。
【０００３】商用交流電源１１が正常に稼動し、電源ス
イッチＳＷ１、ＳＷ２がそれぞれオン、オフ状態である
ときの図５の回路の動作は次の通りである。商用交流電
源１１からの交流入力電圧ＶINが図示の極性で正弦波の
正側が印加されているとき、第１のスイッチング手段５
内の第１のトランジスタ３がオフ状態で第２のスイッチ
ング手段８内の第２のトランジスタ６がオフ状態からオ
ン状態になると、リアクトル２、第２のトランジスタ６
及び第２のコンデンサ１０の経路で電流が流れ、第２の
コンデンサ１０が放電されると共にリアクトル２にエネ
ルギが蓄積される。その後、第２のトランジスタ６がオ
ン状態からオフ状態になると、リアクトル２に蓄積され
たエネルギが第１のスイッチング手段５内の第１のダイ
オード４を介して第１のコンデンサ９へ放出され、第１
のコンデンサ９が交流入力電圧ＶINよりも高い電圧に充
電される。また、商用交流電源１１からの交流入力電圧
ＶINが図示とは反対の極性で正弦波の負側が印加されて
いるとき、第２のスイッチング手段８内の第２のトラン
ジスタ６がオフ状態で第１のスイッチング手段５内の第
１のトランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、
第１のコンデンサ９、第１のトランジスタ３及びリアク
トル２の経路で電流が流れ、第１のコンデンサ９が放電
されると共にリアクトル２に先述とは逆極性のエネルギ
が蓄積される。その後、第１のトランジスタ３がオン状
態からオフ状態になると、リアクトル２に蓄積されたエ
ネルギが第２のスイッチング手段８内の第２のダイオー
ド７を介して第２のコンデンサ１０へ放出され、第２の
コンデンサ１０が交流入力電圧ＶINよりも高い電圧に充
電される。以上のようにして、第１及び第２のコンデン
サ９、１０から交流入力電圧ＶINよりも高い値の直流出
力電圧が発生する。この直流出力電圧は、ハーフブリッ
ジ型インバータ１８内のトランジスタ１２、１３のオン
・オフ動作により交流電圧に変換され、フィルタリアク
トル１６及びフィルタコンデンサ１７により高調波成分
が除去されて、出力端子１９、２０間に正弦波交流出力
電圧ＶOUTが発生する。
イッチＳＷ１、ＳＷ２がそれぞれオン、オフ状態である
ときの図５の回路の動作は次の通りである。商用交流電
源１１からの交流入力電圧ＶINが図示の極性で正弦波の
正側が印加されているとき、第１のスイッチング手段５
内の第１のトランジスタ３がオフ状態で第２のスイッチ
ング手段８内の第２のトランジスタ６がオフ状態からオ
ン状態になると、リアクトル２、第２のトランジスタ６
及び第２のコンデンサ１０の経路で電流が流れ、第２の
コンデンサ１０が放電されると共にリアクトル２にエネ
ルギが蓄積される。その後、第２のトランジスタ６がオ
ン状態からオフ状態になると、リアクトル２に蓄積され
たエネルギが第１のスイッチング手段５内の第１のダイ
オード４を介して第１のコンデンサ９へ放出され、第１
のコンデンサ９が交流入力電圧ＶINよりも高い電圧に充
電される。また、商用交流電源１１からの交流入力電圧
ＶINが図示とは反対の極性で正弦波の負側が印加されて
いるとき、第２のスイッチング手段８内の第２のトラン
ジスタ６がオフ状態で第１のスイッチング手段５内の第
１のトランジスタ３がオフ状態からオン状態になると、
第１のコンデンサ９、第１のトランジスタ３及びリアク
トル２の経路で電流が流れ、第１のコンデンサ９が放電
されると共にリアクトル２に先述とは逆極性のエネルギ
が蓄積される。その後、第１のトランジスタ３がオン状
態からオフ状態になると、リアクトル２に蓄積されたエ
ネルギが第２のスイッチング手段８内の第２のダイオー
ド７を介して第２のコンデンサ１０へ放出され、第２の
コンデンサ１０が交流入力電圧ＶINよりも高い電圧に充
電される。以上のようにして、第１及び第２のコンデン
サ９、１０から交流入力電圧ＶINよりも高い値の直流出
力電圧が発生する。この直流出力電圧は、ハーフブリッ
ジ型インバータ１８内のトランジスタ１２、１３のオン
・オフ動作により交流電圧に変換され、フィルタリアク
トル１６及びフィルタコンデンサ１７により高調波成分
が除去されて、出力端子１９、２０間に正弦波交流出力
電圧ＶOUTが発生する。
【０００４】次に、商用交流電源１１が停電すると、電
源スイッチＳＷ１、ＳＷ２がそれぞれオフ、オン状態と
なり、直流電源１から直流入力電力が供給される。この
ときの図５の回路の動作は、第１のスイッチング手段５
内の第１のトランジスタ３がオフ状態で第２のスイッチ
ング手段８内の第２のトランジスタ６がオン状態のと
き、直流電源１、リアクトル２及び第２のトランジスタ
６の経路で電流が流れ、リアクトル２にエネルギが蓄積
される。その後、第２のトランジスタ６がオン状態から
オフ状態になると、リアクトル２に蓄積されたエネルギ
が第１のダイオード４を介して第１及び第２のコンデン
サ９、１０へ放出され、第１及び第２のコンデンサ９、
１０が直流電源１の直流入力電圧よりも高い電圧に充電
される。したがって、第１及び第２のコンデンサ９、１
０間に直流電源１の直流入力電圧よりも高い値の直流出
力電圧が発生する。以降は商用交流電源１１の正常稼動
時と同様に、ハーフブリッジ型インバータ１８により交
流電圧に変換され、フィルタリアクトル１６及びフィル
タコンデンサ１７を通して出力端子１９、２０間に正弦
波交流出力電圧ＶOUTが発生する。
源スイッチＳＷ１、ＳＷ２がそれぞれオフ、オン状態と
なり、直流電源１から直流入力電力が供給される。この
ときの図５の回路の動作は、第１のスイッチング手段５
内の第１のトランジスタ３がオフ状態で第２のスイッチ
ング手段８内の第２のトランジスタ６がオン状態のと
き、直流電源１、リアクトル２及び第２のトランジスタ
６の経路で電流が流れ、リアクトル２にエネルギが蓄積
される。その後、第２のトランジスタ６がオン状態から
オフ状態になると、リアクトル２に蓄積されたエネルギ
が第１のダイオード４を介して第１及び第２のコンデン
サ９、１０へ放出され、第１及び第２のコンデンサ９、
１０が直流電源１の直流入力電圧よりも高い電圧に充電
される。したがって、第１及び第２のコンデンサ９、１
０間に直流電源１の直流入力電圧よりも高い値の直流出
力電圧が発生する。以降は商用交流電源１１の正常稼動
時と同様に、ハーフブリッジ型インバータ１８により交
流電圧に変換され、フィルタリアクトル１６及びフィル
タコンデンサ１７を通して出力端子１９、２０間に正弦
波交流出力電圧ＶOUTが発生する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図５に示す
直流変換装置では、商用交流電源１１が停電して直流電
源１から直流入力電力が供給されているとき、例えばハ
ーフブリッジ型インバータ１８の出力端子１９、２０間
に交流負荷が接続され、ハーフブリッジ型インバータ１
８が不平衡負荷状態になると、第１及び第２のコンデン
サ９、１０が同一の充電電流で充電されるにも拘らず、
第１及び第２のコンデンサ９、１０の各々の充電電圧が
不平衡（アンバランス）、即ちいずれか一方の充電電圧
が高くなり、他方の充電電圧が低くなる場合がある。し
たがって、この場合インバータ１８側への放電が第１又
は第２のコンデンサ９、１０のいずれかに偏り、その結
果インバータ１８の正弦波交流出力電圧ＶOUTの波形が
非対称になり、交流負荷に平衡した出力電圧を供給でき
なくなる欠点があった。
直流変換装置では、商用交流電源１１が停電して直流電
源１から直流入力電力が供給されているとき、例えばハ
ーフブリッジ型インバータ１８の出力端子１９、２０間
に交流負荷が接続され、ハーフブリッジ型インバータ１
８が不平衡負荷状態になると、第１及び第２のコンデン
サ９、１０が同一の充電電流で充電されるにも拘らず、
第１及び第２のコンデンサ９、１０の各々の充電電圧が
不平衡（アンバランス）、即ちいずれか一方の充電電圧
が高くなり、他方の充電電圧が低くなる場合がある。し
たがって、この場合インバータ１８側への放電が第１又
は第２のコンデンサ９、１０のいずれかに偏り、その結
果インバータ１８の正弦波交流出力電圧ＶOUTの波形が
非対称になり、交流負荷に平衡した出力電圧を供給でき
なくなる欠点があった。
【０００６】そこで、本発明は負荷の不平衡にも拘らず
平衡した出力電圧を供給できる直流変換装置を提供する
ことを目的とする。
平衡した出力電圧を供給できる直流変換装置を提供する
ことを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明による直流変換装
置は、直流電源と、該直流電源の一端に接続された第１
のスイッチング手段と、前記直流電源の一端及び前記第
１のスイッチング手段の接続点と前記直流電源の他端と
の間に接続された第２のスイッチング手段と、前記第１
のスイッチング手段と前記直流電源の他端及び前記第２
のスイッチング手段の接続点との間に直列接続された第
１及び第２のコンデンサと、前記直流電源に対して直列
に接続されたリアクトルとを備え、前記第１及び第２の
スイッチング手段のオン・オフ動作により第１及び第２
のコンデンサから直流出力を発生する。この直流変換装
置では、前記第１及び第２のコンデンサの接続点と前記
直流電源の他端及び前記第２のスイッチング手段の接続
点との間に接続された第３のスイッチング手段と、前記
第１及び第２のスイッチング手段の接続点と前記第１及
び第２のコンデンサの接続点との間に接続された第４の
スイッチング手段と、前記第３のスイッチング手段及び
前記第２のコンデンサで形成される閉回路中に直列接続
された放電防止用整流素子とを備え、前記第３のスイッ
チング手段がオン状態で前記第２のスイッチング手段が
オン状態からオフ状態になったとき、前記第２のスイッ
チング手段のオン期間中に前記リアクトルに蓄積された
エネルギが前記第１のコンデンサに向けて放出され、前
記第４のスイッチング手段がオン状態で前記第２のスイ
ッチング手段がオン状態からオフ状態になったとき、前
記第２のスイッチング手段のオン期間中に前記リアクト
ルに蓄積されたエネルギが前記第２のコンデンサに向け
て放出される。図示の実施例では、前記第１及び第２の
スイッチング手段の接続点と前記第１及び第２のコンデ
ンサの接続点との間に前記リアクトルを介して接続され
た交流電源と、該交流電源の稼動時に前記放電防止用整
流素子を短絡する短絡手段とを備え、前記交流電源の稼
動時は前記交流電源より交流入力電力が供給され、前記
交流電源の停電時は前記直流電源より直流入力電力が供
給される。また、図示の変更実施例では、前記第１のコ
ンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との差に
対応する不平衡電圧を検出し、該検出電圧に基づいて前
記第３及び第４のスイッチング手段のオン又はオフ期間
を制御する制御手段を設けている。
置は、直流電源と、該直流電源の一端に接続された第１
のスイッチング手段と、前記直流電源の一端及び前記第
１のスイッチング手段の接続点と前記直流電源の他端と
の間に接続された第２のスイッチング手段と、前記第１
のスイッチング手段と前記直流電源の他端及び前記第２
のスイッチング手段の接続点との間に直列接続された第
１及び第２のコンデンサと、前記直流電源に対して直列
に接続されたリアクトルとを備え、前記第１及び第２の
スイッチング手段のオン・オフ動作により第１及び第２
のコンデンサから直流出力を発生する。この直流変換装
置では、前記第１及び第２のコンデンサの接続点と前記
直流電源の他端及び前記第２のスイッチング手段の接続
点との間に接続された第３のスイッチング手段と、前記
第１及び第２のスイッチング手段の接続点と前記第１及
び第２のコンデンサの接続点との間に接続された第４の
スイッチング手段と、前記第３のスイッチング手段及び
前記第２のコンデンサで形成される閉回路中に直列接続
された放電防止用整流素子とを備え、前記第３のスイッ
チング手段がオン状態で前記第２のスイッチング手段が
オン状態からオフ状態になったとき、前記第２のスイッ
チング手段のオン期間中に前記リアクトルに蓄積された
エネルギが前記第１のコンデンサに向けて放出され、前
記第４のスイッチング手段がオン状態で前記第２のスイ
ッチング手段がオン状態からオフ状態になったとき、前
記第２のスイッチング手段のオン期間中に前記リアクト
ルに蓄積されたエネルギが前記第２のコンデンサに向け
て放出される。図示の実施例では、前記第１及び第２の
スイッチング手段の接続点と前記第１及び第２のコンデ
ンサの接続点との間に前記リアクトルを介して接続され
た交流電源と、該交流電源の稼動時に前記放電防止用整
流素子を短絡する短絡手段とを備え、前記交流電源の稼
動時は前記交流電源より交流入力電力が供給され、前記
交流電源の停電時は前記直流電源より直流入力電力が供
給される。また、図示の変更実施例では、前記第１のコ
ンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との差に
対応する不平衡電圧を検出し、該検出電圧に基づいて前
記第３及び第４のスイッチング手段のオン又はオフ期間
を制御する制御手段を設けている。
【０００８】
【作用】直流電源より直流入力電力が供給されかつ第１
〜第４のスイッチング手段がそれぞれオフ、オン、オ
ン、オフ状態のとき、リアクトルにエネルギが蓄積され
る。その後、第３のスイッチング手段がオン状態で第２
のスイッチング手段がオン状態からオフ状態になると、
第２のスイッチング手段のオン期間中にリアクトルに蓄
積されたエネルギが第１のコンデンサに向けて放出さ
れ、第１のコンデンサが直流電源の電源電圧よりも高い
電圧に充電される。また、第１〜第４のスイッチング手
段がそれぞれオフ、オン、オフ、オン状態のとき、リア
クトルにエネルギが蓄積される。その後、第４のスイッ
チング手段がオン状態で第２のスイッチング手段がオン
状態からオフ状態になると、第２のスイッチング手段の
オン期間中にリアクトルに蓄積されたエネルギが第２の
コンデンサに向けて放出され、第２のコンデンサが直流
電源の電源電圧よりも高い電圧に充電される。即ち、第
３及び第４のスイッチング手段を交互にオン・オフ状態
にすることにより、第１及び第２のコンデンサがそれぞ
れ個別にかつ確実に充電される。このため、第１及び第
２のコンデンサに接続される負荷が不平衡負荷である場
合でも第１及び第２のコンデンサの各々の充電電圧が不
平衡になることがなく、常時平衡した出力電圧を負荷に
供給できる。また、第１のコンデンサの電圧と第２のコ
ンデンサの電圧との差に対応する不平衡電圧を検出し、
この検出電圧に基づいて第３及び第４のスイッチング手
段のオン又はオフ期間を制御する制御手段を設けた場合
は、第１及び第２のコンデンサの各々の充電電圧を個別
に制御することができるので、更に精密に平衡した出力
電圧を負荷に供給することが可能である。
〜第４のスイッチング手段がそれぞれオフ、オン、オ
ン、オフ状態のとき、リアクトルにエネルギが蓄積され
る。その後、第３のスイッチング手段がオン状態で第２
のスイッチング手段がオン状態からオフ状態になると、
第２のスイッチング手段のオン期間中にリアクトルに蓄
積されたエネルギが第１のコンデンサに向けて放出さ
れ、第１のコンデンサが直流電源の電源電圧よりも高い
電圧に充電される。また、第１〜第４のスイッチング手
段がそれぞれオフ、オン、オフ、オン状態のとき、リア
クトルにエネルギが蓄積される。その後、第４のスイッ
チング手段がオン状態で第２のスイッチング手段がオン
状態からオフ状態になると、第２のスイッチング手段の
オン期間中にリアクトルに蓄積されたエネルギが第２の
コンデンサに向けて放出され、第２のコンデンサが直流
電源の電源電圧よりも高い電圧に充電される。即ち、第
３及び第４のスイッチング手段を交互にオン・オフ状態
にすることにより、第１及び第２のコンデンサがそれぞ
れ個別にかつ確実に充電される。このため、第１及び第
２のコンデンサに接続される負荷が不平衡負荷である場
合でも第１及び第２のコンデンサの各々の充電電圧が不
平衡になることがなく、常時平衡した出力電圧を負荷に
供給できる。また、第１のコンデンサの電圧と第２のコ
ンデンサの電圧との差に対応する不平衡電圧を検出し、
この検出電圧に基づいて第３及び第４のスイッチング手
段のオン又はオフ期間を制御する制御手段を設けた場合
は、第１及び第２のコンデンサの各々の充電電圧を個別
に制御することができるので、更に精密に平衡した出力
電圧を負荷に供給することが可能である。
【０００９】
【実施例】以下、本発明による直流変換装置の実施例を
図１〜図３に基づいて説明する。但し、図１では図５に
示す箇所と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、
その説明を省略する。本実施例の直流変換装置は、図１
に示すように、第１及び第２のコンデンサ９、１０の接
続点と直流電源１の負端子及び第２のスイッチング手段
８の接続点との間に第１の逆流防止用ダイオード２２を
介して接続される第３のスイッチング手段としての第３
のトランジスタ２１と、第１及び第２のスイッチング手
段５、８の接続点と第１及び第２のコンデンサ９、１０
の接続点との間に第２の逆流防止用ダイオード２４を介
して接続される第４のスイッチング手段としての第４の
トランジスタ２３と、第３のトランジスタ２１、第１の
逆流防止用ダイオード２２及び第２のコンデンサ１０で
形成される閉回路中に直列接続された放電防止用整流素
子としての放電防止用ダイオード２５と、商用交流電源
１１の稼動時に放電防止用ダイオード２５を短絡する短
絡手段としての短絡用スイッチＳＷ３とを図５の直流変
換装置に追加したものである。本実施例では、第３及び
第４のトランジスタ２１、２３としてバイポーラ型トラ
ンジスタが使用される。放電防止用ダイオード２５は、
第２のコンデンサ１０のエネルギが第３のトランジスタ
２１及び第１の逆流防止用ダイオード２２の経路で放電
することを防止する。短絡用スイッチＳＷ３には、２つ
の電源スイッチＳＷ１、ＳＷ２に連動する連動リレー等
が使用され、商用交流電源１１の稼動時はオン状態で放
電防止用ダイオード２５を短絡し、商用交流電源１１が
停電したときにオフ状態となる。したがって、図２に示
すように電源スイッチＳＷ１がオン状態で電源スイッチ
ＳＷ２がオフ状態のときは短絡用スイッチＳＷ３がオン
状態となり、電源スイッチＳＷ１がオフ状態で電源スイ
ッチＳＷ２がオン状態のときは短絡用スイッチＳＷ３が
オフ状態となる。その他の構成は、図５の直流変換装置
と同一である。
図１〜図３に基づいて説明する。但し、図１では図５に
示す箇所と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、
その説明を省略する。本実施例の直流変換装置は、図１
に示すように、第１及び第２のコンデンサ９、１０の接
続点と直流電源１の負端子及び第２のスイッチング手段
８の接続点との間に第１の逆流防止用ダイオード２２を
介して接続される第３のスイッチング手段としての第３
のトランジスタ２１と、第１及び第２のスイッチング手
段５、８の接続点と第１及び第２のコンデンサ９、１０
の接続点との間に第２の逆流防止用ダイオード２４を介
して接続される第４のスイッチング手段としての第４の
トランジスタ２３と、第３のトランジスタ２１、第１の
逆流防止用ダイオード２２及び第２のコンデンサ１０で
形成される閉回路中に直列接続された放電防止用整流素
子としての放電防止用ダイオード２５と、商用交流電源
１１の稼動時に放電防止用ダイオード２５を短絡する短
絡手段としての短絡用スイッチＳＷ３とを図５の直流変
換装置に追加したものである。本実施例では、第３及び
第４のトランジスタ２１、２３としてバイポーラ型トラ
ンジスタが使用される。放電防止用ダイオード２５は、
第２のコンデンサ１０のエネルギが第３のトランジスタ
２１及び第１の逆流防止用ダイオード２２の経路で放電
することを防止する。短絡用スイッチＳＷ３には、２つ
の電源スイッチＳＷ１、ＳＷ２に連動する連動リレー等
が使用され、商用交流電源１１の稼動時はオン状態で放
電防止用ダイオード２５を短絡し、商用交流電源１１が
停電したときにオフ状態となる。したがって、図２に示
すように電源スイッチＳＷ１がオン状態で電源スイッチ
ＳＷ２がオフ状態のときは短絡用スイッチＳＷ３がオン
状態となり、電源スイッチＳＷ１がオフ状態で電源スイ
ッチＳＷ２がオン状態のときは短絡用スイッチＳＷ３が
オフ状態となる。その他の構成は、図５の直流変換装置
と同一である。
【００１０】次に、図１に示す直流変換装置の動作につ
いて説明する。商用交流電源１１が正常に稼動している
ときは、電源スイッチＳＷ１、ＳＷ２及び短絡用スイッ
チＳＷ３がそれぞれオン、オフ及びオン状態であり、第
３及び第４のトランジスタ２１、２３が共にオフ状態で
ある。したがって、このときの図１の回路は図５の回路
と略同一になるから、このときの図１の回路の動作も先
述した商用交流電源１１の正常稼動時における図５の回
路の動作と略同一である。
いて説明する。商用交流電源１１が正常に稼動している
ときは、電源スイッチＳＷ１、ＳＷ２及び短絡用スイッ
チＳＷ３がそれぞれオン、オフ及びオン状態であり、第
３及び第４のトランジスタ２１、２３が共にオフ状態で
ある。したがって、このときの図１の回路は図５の回路
と略同一になるから、このときの図１の回路の動作も先
述した商用交流電源１１の正常稼動時における図５の回
路の動作と略同一である。
【００１１】商用交流電源１１が停電すると、電源スイ
ッチＳＷ１、ＳＷ２及び短絡用スイッチＳＷ３がそれぞ
れオフ、オン及びオフ状態となり、直流電源１から直流
入力電力が供給される。このときに第１〜第４のトラン
ジスタ３、６、２１、２３の各ベース端子に付与される
制御信号ＶB1〜ＶB4の電圧波形を図３に示す。第１〜第
４のトランジスタ３、６、２１、２３がそれぞれオフ、
オン、オン、オフ状態のとき、第２のトランジスタ６を
介してリアクトル２にエネルギが蓄積される。その後、
第３のトランジスタ２１がオン状態で第２のトランジス
タ６がオン状態からオフ状態になると、リアクトル２に
蓄積されたエネルギが第１のダイオード４を介して第１
のコンデンサ９へ放出され、第１のコンデンサ９が直流
電源１の電源電圧よりも高い電圧に充電される。また、
第１〜第４のトランジスタ３、６、２１、２３がそれぞ
れオフ、オン、オフ、オン状態のとき、第２のトランジ
スタ６を介してリアクトル２にエネルギが蓄積される。
その後、第４のトランジスタ２３がオン状態で第２のト
ランジスタ６がオン状態からオフ状態になると、リアク
トル２に蓄積されたエネルギが第４のトランジスタ２３
及び第２の逆流防止用ダイオード２４を介して第２のコ
ンデンサ１０へ放出され、第２のコンデンサ１０が直流
電源１の電源電圧よりも高い電圧に充電される。したが
って、商用交流電源１１の停電時において、第１及び第
２のコンデンサ９、１０から直流電源１の電源電圧より
も高い値の直流出力電圧が発生する。以上のようにし
て、第１及び第２のコンデンサ９、１０に発生した直流
出力電圧は、図５の回路の場合と同様に、ハーフブリッ
ジ型インバータ１８内のトランジスタ１２、１３のオン
・オフ動作により交流電圧に変換され、フィルタリアク
トル１６及びフィルタコンデンサ１７により高調波成分
が除去されて、出力端子１９、２０間に正弦波交流出力
電圧ＶOUTが発生する。
ッチＳＷ１、ＳＷ２及び短絡用スイッチＳＷ３がそれぞ
れオフ、オン及びオフ状態となり、直流電源１から直流
入力電力が供給される。このときに第１〜第４のトラン
ジスタ３、６、２１、２３の各ベース端子に付与される
制御信号ＶB1〜ＶB4の電圧波形を図３に示す。第１〜第
４のトランジスタ３、６、２１、２３がそれぞれオフ、
オン、オン、オフ状態のとき、第２のトランジスタ６を
介してリアクトル２にエネルギが蓄積される。その後、
第３のトランジスタ２１がオン状態で第２のトランジス
タ６がオン状態からオフ状態になると、リアクトル２に
蓄積されたエネルギが第１のダイオード４を介して第１
のコンデンサ９へ放出され、第１のコンデンサ９が直流
電源１の電源電圧よりも高い電圧に充電される。また、
第１〜第４のトランジスタ３、６、２１、２３がそれぞ
れオフ、オン、オフ、オン状態のとき、第２のトランジ
スタ６を介してリアクトル２にエネルギが蓄積される。
その後、第４のトランジスタ２３がオン状態で第２のト
ランジスタ６がオン状態からオフ状態になると、リアク
トル２に蓄積されたエネルギが第４のトランジスタ２３
及び第２の逆流防止用ダイオード２４を介して第２のコ
ンデンサ１０へ放出され、第２のコンデンサ１０が直流
電源１の電源電圧よりも高い電圧に充電される。したが
って、商用交流電源１１の停電時において、第１及び第
２のコンデンサ９、１０から直流電源１の電源電圧より
も高い値の直流出力電圧が発生する。以上のようにし
て、第１及び第２のコンデンサ９、１０に発生した直流
出力電圧は、図５の回路の場合と同様に、ハーフブリッ
ジ型インバータ１８内のトランジスタ１２、１３のオン
・オフ動作により交流電圧に変換され、フィルタリアク
トル１６及びフィルタコンデンサ１７により高調波成分
が除去されて、出力端子１９、２０間に正弦波交流出力
電圧ＶOUTが発生する。
【００１２】本実施例では、直流電源１での動作時にお
いて第３及び第４のトランジスタ２１、２３を交互にオ
ン・オフ状態にすることにより、第１及び第２のコンデ
ンサ９、１０がそれぞれ個別にかつ確実に充電される。
このため、例えばハーフブリッジ型インバータ１８の出
力端子１９、２０間に交流負荷が接続され、インバータ
１８が不平衡負荷状態になった場合でも第１及び第２の
コンデンサ９、１０の各々の充電電圧が不平衡になるこ
とがない。したがって、インバータ１８の正弦波交流出
力電圧ＶOUTの波形が非対称になることがなく、交流負
荷に常時平衡した出力電圧を供給することができる。ま
た、第１及び第２のコンデンサ９、１０が常時個別に充
電されるので、第１及び第２のコンデンサ９、１０の各
々の昇圧充電電圧を小さくできる。このため、直流電源
１の昇圧比を小さくできると共にリアクトル２等を流れ
る電流を低減できる。したがって、直流変換装置の効率
を向上することが可能である。
いて第３及び第４のトランジスタ２１、２３を交互にオ
ン・オフ状態にすることにより、第１及び第２のコンデ
ンサ９、１０がそれぞれ個別にかつ確実に充電される。
このため、例えばハーフブリッジ型インバータ１８の出
力端子１９、２０間に交流負荷が接続され、インバータ
１８が不平衡負荷状態になった場合でも第１及び第２の
コンデンサ９、１０の各々の充電電圧が不平衡になるこ
とがない。したがって、インバータ１８の正弦波交流出
力電圧ＶOUTの波形が非対称になることがなく、交流負
荷に常時平衡した出力電圧を供給することができる。ま
た、第１及び第２のコンデンサ９、１０が常時個別に充
電されるので、第１及び第２のコンデンサ９、１０の各
々の昇圧充電電圧を小さくできる。このため、直流電源
１の昇圧比を小さくできると共にリアクトル２等を流れ
る電流を低減できる。したがって、直流変換装置の効率
を向上することが可能である。
【００１３】本発明の実施態様は上記の実施例に限定さ
れず、種々の変更が可能である。例えば、図４に示すよ
うに第１のコンデンサ９の電圧と第２のコンデンサ１０
の電圧との差に対応する不平衡電圧を検出し、この検出
電圧に基づいて第３及び第４のトランジスタ２１、２３
に付与する制御信号ＶB3、ＶB4のオン又はオフ期間を制
御する制御回路２６（制御手段）を設けてもよい。制御
回路２６は、第１及び第２のコンデンサ９、１０間に接
続された同一の抵抗値を有する第１及び第２の検出抵抗
２７、２８から成りかつ第１のコンデンサ９の電圧と第
２のコンデンサ１０の電圧との差に対応する不平衡電圧
Ｖ0を検出する不平衡検出回路２９と、不平衡検出回路
２９の不平衡電圧Ｖ0に基づいて不平衡検出電圧Ｖdを発
生する差動アンプ３０と、三角波電圧Ｖtを発生する三
角波発振器３１と、差動アンプ３０からの不平衡検出電
圧Ｖdと三角波発振器３１からの三角波電圧Ｖtとを比較
する比較器３２と、比較器３２からの比較出力Ｖpに基
づいて第３及び第４のトランジスタ２１、２３に付与す
る制御信号ＶB3、ＶB4を形成する制御信号形成回路３３
とから構成される。図４に示す実施例では、第１及び第
２のコンデンサ９、１０の各電圧の差に対応する不平衡
電圧に応じて第３及び第４のトランジスタ２１、２３の
オン又はオフ期間を制御回路２６にて制御することによ
り、第１及び第２のコンデンサ９、１０の各々の充電電
圧を個別に制御することができるので、更に精密に平衡
した出力電圧を負荷に供給することが可能である。ま
た、図１及び図４に示す回路において第１及び第２の逆
流防止用ダイオード２２、２４を省略してもよい。更
に、上記の実施例では第１〜第４のスイッチング手段
５、８、２１、２３としてバイポーラ形トランジスタを
使用した例を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ、接合型ＦＥＴ
（Ｊ-ＦＥＴ）等の他のスイッチング素子を使用しても
よい。特に、第１及び第２のスイッチング手段５、８と
してＭＯＳ-ＦＥＴを使用した場合はＭＯＳ-ＦＥＴの内
蔵ダイオードを使用できるので、第１及び第２のダイオ
ード４、７を省略することができる。
れず、種々の変更が可能である。例えば、図４に示すよ
うに第１のコンデンサ９の電圧と第２のコンデンサ１０
の電圧との差に対応する不平衡電圧を検出し、この検出
電圧に基づいて第３及び第４のトランジスタ２１、２３
に付与する制御信号ＶB3、ＶB4のオン又はオフ期間を制
御する制御回路２６（制御手段）を設けてもよい。制御
回路２６は、第１及び第２のコンデンサ９、１０間に接
続された同一の抵抗値を有する第１及び第２の検出抵抗
２７、２８から成りかつ第１のコンデンサ９の電圧と第
２のコンデンサ１０の電圧との差に対応する不平衡電圧
Ｖ0を検出する不平衡検出回路２９と、不平衡検出回路
２９の不平衡電圧Ｖ0に基づいて不平衡検出電圧Ｖdを発
生する差動アンプ３０と、三角波電圧Ｖtを発生する三
角波発振器３１と、差動アンプ３０からの不平衡検出電
圧Ｖdと三角波発振器３１からの三角波電圧Ｖtとを比較
する比較器３２と、比較器３２からの比較出力Ｖpに基
づいて第３及び第４のトランジスタ２１、２３に付与す
る制御信号ＶB3、ＶB4を形成する制御信号形成回路３３
とから構成される。図４に示す実施例では、第１及び第
２のコンデンサ９、１０の各電圧の差に対応する不平衡
電圧に応じて第３及び第４のトランジスタ２１、２３の
オン又はオフ期間を制御回路２６にて制御することによ
り、第１及び第２のコンデンサ９、１０の各々の充電電
圧を個別に制御することができるので、更に精密に平衡
した出力電圧を負荷に供給することが可能である。ま
た、図１及び図４に示す回路において第１及び第２の逆
流防止用ダイオード２２、２４を省略してもよい。更
に、上記の実施例では第１〜第４のスイッチング手段
５、８、２１、２３としてバイポーラ形トランジスタを
使用した例を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ、接合型ＦＥＴ
（Ｊ-ＦＥＴ）等の他のスイッチング素子を使用しても
よい。特に、第１及び第２のスイッチング手段５、８と
してＭＯＳ-ＦＥＴを使用した場合はＭＯＳ-ＦＥＴの内
蔵ダイオードを使用できるので、第１及び第２のダイオ
ード４、７を省略することができる。
【００１４】
【発明の効果】本発明によれば、直流電源での動作時に
おいて、出力側の第１及び第２のコンデンサに接続され
る直流負荷が不平衡負荷の場合でも、第１及び第２のコ
ンデンサの各々の充電電圧が不平衡になることがないの
で、直流負荷に平衡した出力電圧を供給することができ
る。このため、特に直流負荷として例えばハーフブリッ
ジ型インバータを接続した場合、インバータの交流出力
電圧の波形が非対称になることを防止してインバータに
接続される交流負荷に常時平衡した出力電圧を供給する
ことが可能となる。また、出力側の第１及び第２のコン
デンサが常時個別に充電されるので、直流電源の昇圧比
を小さくできると共にリアクトル等を流れる電流を低減
できる。したがって、直流変換装置の効率を向上するこ
とができる利点がある。
おいて、出力側の第１及び第２のコンデンサに接続され
る直流負荷が不平衡負荷の場合でも、第１及び第２のコ
ンデンサの各々の充電電圧が不平衡になることがないの
で、直流負荷に平衡した出力電圧を供給することができ
る。このため、特に直流負荷として例えばハーフブリッ
ジ型インバータを接続した場合、インバータの交流出力
電圧の波形が非対称になることを防止してインバータに
接続される交流負荷に常時平衡した出力電圧を供給する
ことが可能となる。また、出力側の第１及び第２のコン
デンサが常時個別に充電されるので、直流電源の昇圧比
を小さくできると共にリアクトル等を流れる電流を低減
できる。したがって、直流変換装置の効率を向上するこ
とができる利点がある。
【図１】 本発明の実施例を示す直流変換装置の電気回
路図
路図
【図２】 図１の回路の各スイッチＳＷ１〜ＳＷ３の動
作状態図
作状態図
【図３】 図１の回路の各トランジスタに付与される制
御信号ＶB1〜ＶB4の電圧を示す波形図
御信号ＶB1〜ＶB4の電圧を示す波形図
【図４】 本発明の変更実施例を示す直流変換装置の電
気回路図
気回路図
【図５】 直流変換装置の従来例を示す電気回路図
１．．．直流電源、２．．．リアクトル、３，６．．．
第１，第２のトランジスタ、４，７．．．第１，第２の
ダイオード、５，８．．．第１，第２のスイッチング手
段、９，１０．．．第１，第２のダイオード、１
１．．．商用交流電源（交流電源）、１２，１３．．．
トランジスタ、１４，１５．．．ダイオード、１
６．．．フィルタリアクトル、１７．．．フィルタコン
デンサ、１８．．．ハーフブリッジ型インバータ、１
９，２０．．．出力端子、２１，２３．．．第３，第４
のトランジスタ（第３，第４のスイッチング手段）、２
２，２４．．．第１，第２の逆流防止用ダイオード、２
５．．．放電防止用ダイオード（放電防止用整流素
子）、２６．．．制御回路（制御手段）、２７，２
８．．．第１，第２の検出抵抗、２９．．．不平衡検出
回路、３０．．．差動アンプ、３１．．．三角波発振
器、３２．．．比較器、３３．．．制御信号形成回路、
ＳＷ１，ＳＷ２．．．電源スイッチ、ＳＷ３．．．短絡
スイッチ（短絡手段）
第１，第２のトランジスタ、４，７．．．第１，第２の
ダイオード、５，８．．．第１，第２のスイッチング手
段、９，１０．．．第１，第２のダイオード、１
１．．．商用交流電源（交流電源）、１２，１３．．．
トランジスタ、１４，１５．．．ダイオード、１
６．．．フィルタリアクトル、１７．．．フィルタコン
デンサ、１８．．．ハーフブリッジ型インバータ、１
９，２０．．．出力端子、２１，２３．．．第３，第４
のトランジスタ（第３，第４のスイッチング手段）、２
２，２４．．．第１，第２の逆流防止用ダイオード、２
５．．．放電防止用ダイオード（放電防止用整流素
子）、２６．．．制御回路（制御手段）、２７，２
８．．．第１，第２の検出抵抗、２９．．．不平衡検出
回路、３０．．．差動アンプ、３１．．．三角波発振
器、３２．．．比較器、３３．．．制御信号形成回路、
ＳＷ１，ＳＷ２．．．電源スイッチ、ＳＷ３．．．短絡
スイッチ（短絡手段）
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源と、該直流電源の一端に接続さ
れた第１のスイッチング手段と、前記直流電源の一端及
び前記第１のスイッチング手段の接続点と前記直流電源
の他端との間に接続された第２のスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング手段と前記直流電源の他端及び
前記第２のスイッチング手段の接続点との間に直列接続
された第１及び第２のコンデンサと、前記直流電源に対
して直列に接続されたリアクトルとを備え、前記第１及
び第２のスイッチング手段のオン・オフ動作により第１
及び第２のコンデンサから直流出力を発生する直流変換
装置において、 前記第１及び第２のコンデンサの接続点と前記直流電源
の他端及び前記第２のスイッチング手段の接続点との間
に接続された第３のスイッチング手段と、前記第１及び
第２のスイッチング手段の接続点と前記第１及び第２の
コンデンサの接続点との間に接続された第４のスイッチ
ング手段と、前記第３のスイッチング手段及び前記第２
のコンデンサで形成される閉回路中に直列接続された放
電防止用整流素子とを備え、前記第３のスイッチング手
段がオン状態で前記第２のスイッチング手段がオン状態
からオフ状態になったとき、前記第２のスイッチング手
段のオン期間中に前記リアクトルに蓄積されたエネルギ
が前記第１のコンデンサに向けて放出され、前記第４の
スイッチング手段がオン状態で前記第２のスイッチング
手段がオン状態からオフ状態になったとき、前記第２の
スイッチング手段のオン期間中に前記リアクトルに蓄積
されたエネルギが前記第２のコンデンサに向けて放出さ
れることを特徴とする直流変換装置。 - 【請求項２】 前記第１及び第２のスイッチング手段の
接続点と前記第１及び第２のコンデンサの接続点との間
に前記リアクトルを介して接続された交流電源と、該交
流電源の稼動時に前記放電防止用整流素子を短絡する短
絡手段とを備え、前記交流電源の稼動時は前記交流電源
より交流入力電力が供給され、前記交流電源の停電時は
前記直流電源より直流入力電力が供給される「請求項
１」に記載の直流変換装置。 - 【請求項３】 前記第１のコンデンサの電圧と前記第２
のコンデンサの電圧との差に対応する不平衡電圧を検出
し、該検出電圧に基づいて前記第３及び第４のスイッチ
ング手段のオン又はオフ期間を制御する制御手段を設け
た「請求項１」又は「請求項２」に記載の直流変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7150589A JP2865022B2 (ja) | 1995-06-16 | 1995-06-16 | 直流変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7150589A JP2865022B2 (ja) | 1995-06-16 | 1995-06-16 | 直流変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH099627A true JPH099627A (ja) | 1997-01-10 |
| JP2865022B2 JP2865022B2 (ja) | 1999-03-08 |
Family
ID=15500197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7150589A Expired - Lifetime JP2865022B2 (ja) | 1995-06-16 | 1995-06-16 | 直流変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2865022B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001197757A (ja) * | 2000-01-11 | 2001-07-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| WO2002011210A1 (fr) * | 1999-01-28 | 2002-02-07 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Inverseur |
| US20140198600A1 (en) * | 2013-01-16 | 2014-07-17 | Nissei Plastic Industrial Co., Ltd. | Injecting machine for two different liquid materials |
-
1995
- 1995-06-16 JP JP7150589A patent/JP2865022B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002011210A1 (fr) * | 1999-01-28 | 2002-02-07 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Inverseur |
| JP2001197757A (ja) * | 2000-01-11 | 2001-07-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| US20140198600A1 (en) * | 2013-01-16 | 2014-07-17 | Nissei Plastic Industrial Co., Ltd. | Injecting machine for two different liquid materials |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2865022B2 (ja) | 1999-03-08 |
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