JP3132553B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JP3132553B2 JP3132553B2 JP09062450A JP6245097A JP3132553B2 JP 3132553 B2 JP3132553 B2 JP 3132553B2 JP 09062450 A JP09062450 A JP 09062450A JP 6245097 A JP6245097 A JP 6245097A JP 3132553 B2 JP3132553 B2 JP 3132553B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源に基づいて互
いに直列に接続された第１及び第２のコンデンサを充電
することができるスイッチング電源装置に関する。
いに直列に接続された第１及び第２のコンデンサを充電
することができるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術と発明が解決しようとする課題】コンピュ
ータ、医療機器、情報通信機器等のための無停電電源装
置として図１及び図２に示す装置が知られている。図１
に示す装置においては、第１及び第２のコンデンサＣ1
、Ｃ2 の直列回路と第１及び第２のインバータ用スイ
ッチＱ1、Ｑ2 の直列回路とが並列に接続され、第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続点と第１及び
第２のインバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点と
の間にリアクトル（チョークコイル）Ｌf2とコンデンサ
Ｃf2とから成るフィルタＬＰＦ2 を介して交流負荷１が
接続されている。商用交流電源に基づいて第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 及びこれに並列に接続された第
１及び第２の蓄電池Ｂ1 、Ｂ2 を充電し且つ負荷１に電
力を供給するために、図１の回路では交流電源２とコン
デンサＣ1 、Ｃ2 との間に入力フィルタＬＰＦ1 とチョ
ークコイルから成る昇圧用リアクトルＬ1 と第１及び第
２の昇圧用スイッチＳa 、Ｓb と第１及び第２のダイオ
ードＤa 、Ｄb が設けられている。なお、入力フィルタ
ＬＰＦ1 は比較的小さいインダクタンス値のリアクトル
Ｌf1と小容量の高周波コンデンサＣf1とから成る。
ータ、医療機器、情報通信機器等のための無停電電源装
置として図１及び図２に示す装置が知られている。図１
に示す装置においては、第１及び第２のコンデンサＣ1
、Ｃ2 の直列回路と第１及び第２のインバータ用スイ
ッチＱ1、Ｑ2 の直列回路とが並列に接続され、第１及
び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続点と第１及び
第２のインバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点と
の間にリアクトル（チョークコイル）Ｌf2とコンデンサ
Ｃf2とから成るフィルタＬＰＦ2 を介して交流負荷１が
接続されている。商用交流電源に基づいて第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2 及びこれに並列に接続された第
１及び第２の蓄電池Ｂ1 、Ｂ2 を充電し且つ負荷１に電
力を供給するために、図１の回路では交流電源２とコン
デンサＣ1 、Ｃ2 との間に入力フィルタＬＰＦ1 とチョ
ークコイルから成る昇圧用リアクトルＬ1 と第１及び第
２の昇圧用スイッチＳa 、Ｓb と第１及び第２のダイオ
ードＤa 、Ｄb が設けられている。なお、入力フィルタ
ＬＰＦ1 は比較的小さいインダクタンス値のリアクトル
Ｌf1と小容量の高周波コンデンサＣf1とから成る。
【０００３】図１の装置で交流電源２の電圧Ｖs の正の
半サイクルの期間には、第２の昇圧用スイッチＳb がオ
ン・オフ制御され、第１の昇圧用スイッチＳa はオフに
保たれる。この結果、第２の昇圧用スイッチＳb のオン
期間には２−Ｌf1−Ｌ1 −Ｓb −Ｃ2 の閉回路に電流が
流れ、昇圧用リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積され
る。この後の第２の昇圧用スイッチＳb のオフ期間には
２−Ｌf1−Ｌ1 −Ｄa −Ｃ1 及びＢ1 の閉回路に電流が
流れ、電源２の電圧と昇圧用リアクトルＬ1 の電圧との
和でコンデンサＣ1 及び蓄電池Ｂ1 が昇圧充電される。
電源２の電圧Ｖsの負の半サイクルの期間には第１の昇
圧用スイッチＳa がオン・オフ制御され、第２の昇圧用
スイッチＳb はオフに保たれる。第１の昇圧用スイッチ
Ｓa のオン期間には、２−Ｃ1 −Ｓa −Ｌ1 −Ｌf1の閉
回路に電流が流れ、リアクトルＬ1にエネルギーが蓄積
される。この後の第１の昇圧用スイッチＳa のオフ期間
には、Ｌ1 −Ｌf1−２−Ｃ2 及びＢ2 −Ｄb の閉回路に
電流が流れ、電源２の電圧Ｖs とリアクトルＬ1 の電圧
との和でコンデンサＣ2 及び蓄電池Ｂ2 が昇圧充電され
る。第１及び第２のインバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 は
交互にオン・オフ制御され、Ｃ1 −Ｑ1 −Ｌf2−１の閉
回路とＣ2 −１−Ｌf2−Ｑ2 の閉回路とに交互に電流が
流れる。
半サイクルの期間には、第２の昇圧用スイッチＳb がオ
ン・オフ制御され、第１の昇圧用スイッチＳa はオフに
保たれる。この結果、第２の昇圧用スイッチＳb のオン
期間には２−Ｌf1−Ｌ1 −Ｓb −Ｃ2 の閉回路に電流が
流れ、昇圧用リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積され
る。この後の第２の昇圧用スイッチＳb のオフ期間には
２−Ｌf1−Ｌ1 −Ｄa −Ｃ1 及びＢ1 の閉回路に電流が
流れ、電源２の電圧と昇圧用リアクトルＬ1 の電圧との
和でコンデンサＣ1 及び蓄電池Ｂ1 が昇圧充電される。
電源２の電圧Ｖsの負の半サイクルの期間には第１の昇
圧用スイッチＳa がオン・オフ制御され、第２の昇圧用
スイッチＳb はオフに保たれる。第１の昇圧用スイッチ
Ｓa のオン期間には、２−Ｃ1 −Ｓa −Ｌ1 −Ｌf1の閉
回路に電流が流れ、リアクトルＬ1にエネルギーが蓄積
される。この後の第１の昇圧用スイッチＳa のオフ期間
には、Ｌ1 −Ｌf1−２−Ｃ2 及びＢ2 −Ｄb の閉回路に
電流が流れ、電源２の電圧Ｖs とリアクトルＬ1 の電圧
との和でコンデンサＣ2 及び蓄電池Ｂ2 が昇圧充電され
る。第１及び第２のインバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 は
交互にオン・オフ制御され、Ｃ1 −Ｑ1 −Ｌf2−１の閉
回路とＣ2 −１−Ｌf2−Ｑ2 の閉回路とに交互に電流が
流れる。
【０００４】図１の装置においては、第１及び第２の昇
圧用スイッチＳa 、Ｓb の直列回路が第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路及び第１及び第２の蓄電
池Ｂ1 、Ｂ2 の直列回路に対して直接に並列接続されて
いるので、第１及び第２の昇圧用スイッチＳa 、Ｓb と
しての半導体スイッチ（トランジスタ）がストレージ作
用等で同時にオンになると短絡回路が形成され、過大な
電流が流れるおそれがある。また、蓄電池Ｂ1 、Ｂ2 は
コンデンサＣ1 、Ｃ2 と同一の電圧に充電されるので、
コンデンサＣ1 、Ｃ2 を比較的高い電圧に充電する場合
には、蓄電池Ｂ1 、Ｂ2 を高耐圧しなければならず、コ
スト高になった。
圧用スイッチＳa 、Ｓb の直列回路が第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路及び第１及び第２の蓄電
池Ｂ1 、Ｂ2 の直列回路に対して直接に並列接続されて
いるので、第１及び第２の昇圧用スイッチＳa 、Ｓb と
しての半導体スイッチ（トランジスタ）がストレージ作
用等で同時にオンになると短絡回路が形成され、過大な
電流が流れるおそれがある。また、蓄電池Ｂ1 、Ｂ2 は
コンデンサＣ1 、Ｃ2 と同一の電圧に充電されるので、
コンデンサＣ1 、Ｃ2 を比較的高い電圧に充電する場合
には、蓄電池Ｂ1 、Ｂ2 を高耐圧しなければならず、コ
スト高になった。
【０００５】図２の別の従来の装置は蓄電池Ｂを低耐圧
化したものであり、蓄電池Ｂが第１及び第２のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 の直列回路に対して双方向チョッパ回路３
を介して接続されている点を除いて図１と同一に構成さ
れている。双方向チョッパ回路３は、２つのスイッチＳ
c 、Ｓd と２つのダイオードＤc 、Ｄd と１つのリアク
トルＬ2 とから成る。スイッチＳc は交流電源２から電
圧Ｖs が発生している期間にオン・オフ制御され、スイ
ッチＳd は交流電源２が停電の期間にオン・オフ制御さ
れる。
化したものであり、蓄電池Ｂが第１及び第２のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 の直列回路に対して双方向チョッパ回路３
を介して接続されている点を除いて図１と同一に構成さ
れている。双方向チョッパ回路３は、２つのスイッチＳ
c 、Ｓd と２つのダイオードＤc 、Ｄd と１つのリアク
トルＬ2 とから成る。スイッチＳc は交流電源２から電
圧Ｖs が発生している期間にオン・オフ制御され、スイ
ッチＳd は交流電源２が停電の期間にオン・オフ制御さ
れる。
【０００６】交流電源電圧Ｖs が発生している期間にお
いてスイッチＳc がオンになると、Ｃ2 −Ｃ1 −Ｓc −
Ｌ2 −Ｂの閉回路又は２−Ｌf1−Ｌ1 −Ｄa −Ｓc −Ｌ
2 −Ｂ−Ｃ2 の閉回路で電流が流れ、蓄電池Ｂが降圧充
電される。この後のスイッチＳc のオフ期間にはＬ2 −
Ｂ−Ｄd の閉回路でリアクトルＬ2 のエネルギーの放出
が行われる。交流電源２が停電した時にはスイッチＳd
がオン・オフ制御される。スイッチＳd がオンの期間に
はＢ−Ｌ2 −Ｓb の閉回路に電流が流れ、リアクトルＬ
2 にエネルギーが蓄積される。この後のスイッチＳd の
オフ期間にはＢ−Ｌ2 −Ｄc −Ｃ1 −Ｃ2 の閉回路に電
流が流れ、蓄電池Ｂの電圧とリアクトルＬ2 の電圧との
和の電圧でコンデンサＣ1 、Ｃ2 が充電される。
いてスイッチＳc がオンになると、Ｃ2 −Ｃ1 −Ｓc −
Ｌ2 −Ｂの閉回路又は２−Ｌf1−Ｌ1 −Ｄa −Ｓc −Ｌ
2 −Ｂ−Ｃ2 の閉回路で電流が流れ、蓄電池Ｂが降圧充
電される。この後のスイッチＳc のオフ期間にはＬ2 −
Ｂ−Ｄd の閉回路でリアクトルＬ2 のエネルギーの放出
が行われる。交流電源２が停電した時にはスイッチＳd
がオン・オフ制御される。スイッチＳd がオンの期間に
はＢ−Ｌ2 −Ｓb の閉回路に電流が流れ、リアクトルＬ
2 にエネルギーが蓄積される。この後のスイッチＳd の
オフ期間にはＢ−Ｌ2 −Ｄc −Ｃ1 −Ｃ2 の閉回路に電
流が流れ、蓄電池Ｂの電圧とリアクトルＬ2 の電圧との
和の電圧でコンデンサＣ1 、Ｃ2 が充電される。
【０００７】図２の従来の装置は、蓄電池Ｂを降圧充電
するので、蓄電池Ｂとして低耐圧のものを使用すること
ができるという長所を有する反面、図１の装置に比べて
スイッチの数が多くなためにコスト高になるという欠点
を有する。また、図２の装置においても図１と同様にス
イッチＳa 、Ｓb が同時にオンになり、短絡電流が流れ
るおそれがある。
するので、蓄電池Ｂとして低耐圧のものを使用すること
ができるという長所を有する反面、図１の装置に比べて
スイッチの数が多くなためにコスト高になるという欠点
を有する。また、図２の装置においても図１と同様にス
イッチＳa 、Ｓb が同時にオンになり、短絡電流が流れ
るおそれがある。
【０００８】そこで、本願の第１の目的は、スイッチに
よる短絡回路の形成を防ぐことができるスイッチング電
源装置を提供することにある。本願の第２の目的は、蓄
電池を低耐圧化することができる回路を少ないスイッチ
で構成することにある。本願の第３の目的は、波形改善
及び力率改善を容易且つ確実に達成することができるス
イッチング電源装置を提供することにある。
よる短絡回路の形成を防ぐことができるスイッチング電
源装置を提供することにある。本願の第２の目的は、蓄
電池を低耐圧化することができる回路を少ないスイッチ
で構成することにある。本願の第３の目的は、波形改善
及び力率改善を容易且つ確実に達成することができるス
イッチング電源装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記第１及び第２の目的
を達成するための発明は、交流電源の一端に接続された
リアクトルと、前記リアクトルの出力側端子と前記交流
電源の他端との間に接続された第１のスイッチと、直流
電源として機能させるための第１及び第２のコンデンサ
の直列回路と、前記リアクトルの出力側端子と前記第１
及び第２のコンデンサの直列回路の一端との間に接続さ
れた逆流阻止用の第１のダイオードと、前記第１及び第
２のコンデンサの相互接続点と前記交流電源の他端とを
接続する接続手段と、前記リアクトルの出力側端子にそ
の一端が接続され且つ前記交流電源に対して前記第１の
ダイオードと逆の方向性を有している第２のダイオード
と、前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の他端と
前記第２のダイオードの他端との間に接続され且つ前記
第２のコンデンサに充電電流を流すことを許す方向性を
有している第３のダイオードと、前記第２及び第３のダ
イオードの相互接続点と前記交流電源の他端との間に接
続された第２のスイッチと、前記交流電源から第１の方
向の電圧が発生している期間に前記交流電源の電圧の周
期よりも十分に短い周期で前記第１のスイッチをオン・
オフ制御し、前記第１の方向と反対の第２の方向の電圧
が前記交流電源から発生している期間に前記交流電源の
電圧の周期よりも十分に短い周期で前記第２のスイッチ
をオン・オフ制御するスイッチ制御回路と、前記交流電
源の一端と前記リアクトルの入力側端子との間に接続さ
れた第１の電源切換用スイッチと、前記第１の電源切換
用スイッチと前記リアクトルとの間にその一端が接続さ
れた第２の電源切換用スイッチと、前記第２の電源切換
用スイッチの他端と前記第３のダイオードとの間に接続
された蓄電池と、前記交流電源から正常に電圧が発生し
ている時には前記第１の電源切換用スイッチをオンに制
御すると共に前記第２の電源切換用スイッチをオフに制
御し、前記交流電源の停電時には前記第１の電源切換用
スイッチをオフに制御すると共に前記第２の電源切換用
スイッチをオンに制御する電源切換制御回路と、前記交
流電源の停電時において、前記第１のコンデンサを前記
蓄電池で充電する時に前記第２のスイッチをオン状態に
制御すると同時に前記第１のスイッチをオン・オフ制御
し、前記第２のコンデンサを前記蓄電池で充電する時に
前記第１のスイッチを オン状態に制御する同時に前記第
２のスイッチをオン・オフ制御する停電時スイッチ制御
手段とを備えたスイッチング電源装置に係わるものであ
る。また、請求項２及び３に示すように蓄電池の充電回
路を設けることが望ましい。また、請求項４に示すよう
に第１及び第２のコンデンサの出力側にインバータ用ス
イッチを接続することができる。また、上記第１、第２
及び第３の目的を達成するために請求項５に示すように
スイッチ制御回路を形成すること及び請求項６に示すよ
うに入力フィルタを設けることが望ましい。
を達成するための発明は、交流電源の一端に接続された
リアクトルと、前記リアクトルの出力側端子と前記交流
電源の他端との間に接続された第１のスイッチと、直流
電源として機能させるための第１及び第２のコンデンサ
の直列回路と、前記リアクトルの出力側端子と前記第１
及び第２のコンデンサの直列回路の一端との間に接続さ
れた逆流阻止用の第１のダイオードと、前記第１及び第
２のコンデンサの相互接続点と前記交流電源の他端とを
接続する接続手段と、前記リアクトルの出力側端子にそ
の一端が接続され且つ前記交流電源に対して前記第１の
ダイオードと逆の方向性を有している第２のダイオード
と、前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の他端と
前記第２のダイオードの他端との間に接続され且つ前記
第２のコンデンサに充電電流を流すことを許す方向性を
有している第３のダイオードと、前記第２及び第３のダ
イオードの相互接続点と前記交流電源の他端との間に接
続された第２のスイッチと、前記交流電源から第１の方
向の電圧が発生している期間に前記交流電源の電圧の周
期よりも十分に短い周期で前記第１のスイッチをオン・
オフ制御し、前記第１の方向と反対の第２の方向の電圧
が前記交流電源から発生している期間に前記交流電源の
電圧の周期よりも十分に短い周期で前記第２のスイッチ
をオン・オフ制御するスイッチ制御回路と、前記交流電
源の一端と前記リアクトルの入力側端子との間に接続さ
れた第１の電源切換用スイッチと、前記第１の電源切換
用スイッチと前記リアクトルとの間にその一端が接続さ
れた第２の電源切換用スイッチと、前記第２の電源切換
用スイッチの他端と前記第３のダイオードとの間に接続
された蓄電池と、前記交流電源から正常に電圧が発生し
ている時には前記第１の電源切換用スイッチをオンに制
御すると共に前記第２の電源切換用スイッチをオフに制
御し、前記交流電源の停電時には前記第１の電源切換用
スイッチをオフに制御すると共に前記第２の電源切換用
スイッチをオンに制御する電源切換制御回路と、前記交
流電源の停電時において、前記第１のコンデンサを前記
蓄電池で充電する時に前記第２のスイッチをオン状態に
制御すると同時に前記第１のスイッチをオン・オフ制御
し、前記第２のコンデンサを前記蓄電池で充電する時に
前記第１のスイッチを オン状態に制御する同時に前記第
２のスイッチをオン・オフ制御する停電時スイッチ制御
手段とを備えたスイッチング電源装置に係わるものであ
る。また、請求項２及び３に示すように蓄電池の充電回
路を設けることが望ましい。また、請求項４に示すよう
に第１及び第２のコンデンサの出力側にインバータ用ス
イッチを接続することができる。また、上記第１、第２
及び第３の目的を達成するために請求項５に示すように
スイッチ制御回路を形成すること及び請求項６に示すよ
うに入力フィルタを設けることが望ましい。
【００１０】
【発明の作用及び効果】請求項１の発明によれば第１及
び第２のスイッチが互いに並列に接続されるために同時
にオン状態になっても短絡回路が形成されない。従っ
て、第１及び第２のスイッチの過電流を防ぐことができ
る。また、蓄電池に伴なって無停電電源装置を提供する
ことができる。請求項２の発明によれば蓄電池の電圧低
下を補うことができる。請求項３の発明によれば、蓄電
池の降圧充電を簡単な回路で達成することができる。請
求項４の発明によれば交流出力電圧を容易に得ることが
できる。請求項５の発明によれば力率改善及び波形改善
を良好に達成できる。請求項６の発明によれば、入力電
流の波形の高周波成分を除去することができる。
び第２のスイッチが互いに並列に接続されるために同時
にオン状態になっても短絡回路が形成されない。従っ
て、第１及び第２のスイッチの過電流を防ぐことができ
る。また、蓄電池に伴なって無停電電源装置を提供する
ことができる。請求項２の発明によれば蓄電池の電圧低
下を補うことができる。請求項３の発明によれば、蓄電
池の降圧充電を簡単な回路で達成することができる。請
求項４の発明によれば交流出力電圧を容易に得ることが
できる。請求項５の発明によれば力率改善及び波形改善
を良好に達成できる。請求項６の発明によれば、入力電
流の波形の高周波成分を除去することができる。
【００１１】
【実施例】次に、図３〜図１７を参照して本発明の実施
例に係わるスイッチング電源装置から成る無停電電源装
置を説明する。但し、図３において図１及び図２と実質
的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略
する。図３の装置においても図１と同様に、負荷１に交
流電力を供給するために第１及び第２のコンデンサＣ1
、Ｃ2 の直列回路と第１及び第２のインバータ用スイ
ッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路とが並列に接続され、第１及
び第２のコンデンサＣ1、Ｃ2 の相互接続点と第１及び
第２のインバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点と
の間に出力高周波フィルタＬＰＦ2 を介して交流出力回
路としての負荷１が接続されている。また、入力段には
交流電源２と入力高周波フィルタＬＰＦ1とが設けられ
ている。入力フィルタＬＰＦ1 は電源電圧Ｖs の基本波
（５０Hz）を通過させることができるローパスフィルタ
であり、出力フィルタＬＰＦ2 はインバータの出力電圧
の基本波を通過させることができるローパスフィルタで
ある。
例に係わるスイッチング電源装置から成る無停電電源装
置を説明する。但し、図３において図１及び図２と実質
的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略
する。図３の装置においても図１と同様に、負荷１に交
流電力を供給するために第１及び第２のコンデンサＣ1
、Ｃ2 の直列回路と第１及び第２のインバータ用スイ
ッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路とが並列に接続され、第１及
び第２のコンデンサＣ1、Ｃ2 の相互接続点と第１及び
第２のインバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点と
の間に出力高周波フィルタＬＰＦ2 を介して交流出力回
路としての負荷１が接続されている。また、入力段には
交流電源２と入力高周波フィルタＬＰＦ1とが設けられ
ている。入力フィルタＬＰＦ1 は電源電圧Ｖs の基本波
（５０Hz）を通過させることができるローパスフィルタ
であり、出力フィルタＬＰＦ2 はインバータの出力電圧
の基本波を通過させることができるローパスフィルタで
ある。
【００１２】図３の回路においても昇圧回路を構成する
ために昇圧用リアクトルＬ1 とトランジスタから成る第
１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 が設けられ、第１及び
第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 は互いに並列的に接続されて
いる。また、無停電電源回路を構成するために蓄電池Ｂ
と第１及び第２の電源切換用スイッチＳwa、Ｓwbが設け
られている。また、蓄電池充電回路を形成するためのチ
ョッパ用スイッチＳ3、リアクトルＬ2 が設けられてい
る。また、各種の回路を選択的に形成するために第１〜
第８のダイオードＤ1 〜Ｄ8 が設けられている。
ために昇圧用リアクトルＬ1 とトランジスタから成る第
１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 が設けられ、第１及び
第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 は互いに並列的に接続されて
いる。また、無停電電源回路を構成するために蓄電池Ｂ
と第１及び第２の電源切換用スイッチＳwa、Ｓwbが設け
られている。また、蓄電池充電回路を形成するためのチ
ョッパ用スイッチＳ3、リアクトルＬ2 が設けられてい
る。また、各種の回路を選択的に形成するために第１〜
第８のダイオードＤ1 〜Ｄ8 が設けられている。
【００１３】第１の電源切換用スイッチＳwaは入力フィ
ルタＬＰＦ1 の出力側ラインに直列に接続されている。
第２の電源切換用スイッチＳwbは第１の電源切換用スイ
ッチＳwaの出力側ラインから分岐されたラインに接続さ
れている。第１及び第２の電源切換用スイッチＳwa、Ｓ
wbの相互接続点と第１のコンデンサＣ1 の一端との間の
ラインに昇圧用リアクトルＬ1 とダイオードＤ1 とが順
次に直列接続されている。蓄電池Ｂの一端は第２の電源
切換用スイッチＳwbを介して昇圧用リアクトルＬ1 の入
力端に接続され、蓄電池Ｂの他端は第３のダイオードＤ
3 を介して第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列
回路の他端に接続されている。第２のダイオードＤ2 の
アノードは第３のダイオードＤ3 のカソードに接続さ
れ、第２のダイオードＤ2 のカソードは第１のダイオー
ドＤ1 のアノードに接続されている。第１のスイッチＳ
1 の一端（コレクタ）は逆流阻止用の第４のダイオード
Ｄ4を介して昇圧用リアクトルＬ1 の出力側端子に接続
され、この他端（エミッタ）は電源２の他端に接続され
ている。第２のスイッチＳ2 の一端（エミッタ）は逆流
阻止用の第５のダイオードＤ5 を介して第２及び第３の
ダイオードＤ2 、Ｄ3の相互接続点に接続され、この他
端（コレクタ）は電源２の他端に接続されている。第８
のダイオードＤ8 は蓄電池Ｂの他端と第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続点との間に接続手段とし
ての接続ライン３を介して接続されている。第１及び第
２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続点はライン３によ
って電源２の他端にも接続され、且つ出力フィルタＬＰ
Ｆ2 及び負荷１の下端にも接続され、更に第１及び第２
のスイッチＳ1 、Ｓ2 の下端にも接続されている。
ルタＬＰＦ1 の出力側ラインに直列に接続されている。
第２の電源切換用スイッチＳwbは第１の電源切換用スイ
ッチＳwaの出力側ラインから分岐されたラインに接続さ
れている。第１及び第２の電源切換用スイッチＳwa、Ｓ
wbの相互接続点と第１のコンデンサＣ1 の一端との間の
ラインに昇圧用リアクトルＬ1 とダイオードＤ1 とが順
次に直列接続されている。蓄電池Ｂの一端は第２の電源
切換用スイッチＳwbを介して昇圧用リアクトルＬ1 の入
力端に接続され、蓄電池Ｂの他端は第３のダイオードＤ
3 を介して第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列
回路の他端に接続されている。第２のダイオードＤ2 の
アノードは第３のダイオードＤ3 のカソードに接続さ
れ、第２のダイオードＤ2 のカソードは第１のダイオー
ドＤ1 のアノードに接続されている。第１のスイッチＳ
1 の一端（コレクタ）は逆流阻止用の第４のダイオード
Ｄ4を介して昇圧用リアクトルＬ1 の出力側端子に接続
され、この他端（エミッタ）は電源２の他端に接続され
ている。第２のスイッチＳ2 の一端（エミッタ）は逆流
阻止用の第５のダイオードＤ5 を介して第２及び第３の
ダイオードＤ2 、Ｄ3の相互接続点に接続され、この他
端（コレクタ）は電源２の他端に接続されている。第８
のダイオードＤ8 は蓄電池Ｂの他端と第１及び第２のコ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続点との間に接続手段とし
ての接続ライン３を介して接続されている。第１及び第
２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互接続点はライン３によ
って電源２の他端にも接続され、且つ出力フィルタＬＰ
Ｆ2 及び負荷１の下端にも接続され、更に第１及び第２
のスイッチＳ1 、Ｓ2 の下端にも接続されている。
【００１４】蓄電池Ｂの充電回路を形成するために、第
１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2の直列回路の一端と
蓄電池Ｂの一端との間に逆流阻止用の第６のダイオード
Ｄ6とトランジスタから成るチョッパ用スイッチＳ3 と
平滑用リアクトルＬ2 とが順次に接続されている。ま
た、平滑用リアクトルＬ2 と蓄電池Ｂの直列回路に対し
て並列に転流用即ち平滑用の第７のダイオードＤ7 が接
続されている。
１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2の直列回路の一端と
蓄電池Ｂの一端との間に逆流阻止用の第６のダイオード
Ｄ6とトランジスタから成るチョッパ用スイッチＳ3 と
平滑用リアクトルＬ2 とが順次に接続されている。ま
た、平滑用リアクトルＬ2 と蓄電池Ｂの直列回路に対し
て並列に転流用即ち平滑用の第７のダイオードＤ7 が接
続されている。
【００１５】各種の制御を実行するために、昇圧用リア
クトルＬ1 を通って流れる電流を検出するための電流検
出器４が昇圧用リアクトルＬ1 の入力段に設けられてい
る。また、出力電圧を検出するために出力フィルタＬＰ
Ｆ2 の出力端子にライン５、６が接続されている。ま
た、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧を検出
するために第１のコンデンサＣ1 の一端と第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2の相互接続点と第２のコンデン
サＣ2 の下端とにライン７、８、９が接続されている。
また、交流入力電圧を検出するために入力フィルタＬＰ
Ｆ1 の出力端子にライン１０、１１が接続されている。
また、蓄電池Ｂの電圧を検出するために蓄電池Ｂの両端
にライン１２、１３が接続されている。また、制御可能
な電子スイッチ又は電磁スイッチ等から成る第１及び第
２の電源切換用スイッチＳwa、Ｓwbの制御端子にライン
１４、１５が接続されている。なお、第１及び第２のイ
ンバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 、昇圧制御用の第１及び
第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 及びチョッパ用スイッチＳ3
の制御端子（ベース）に対する接続の図示は省略されて
いる。
クトルＬ1 を通って流れる電流を検出するための電流検
出器４が昇圧用リアクトルＬ1 の入力段に設けられてい
る。また、出力電圧を検出するために出力フィルタＬＰ
Ｆ2 の出力端子にライン５、６が接続されている。ま
た、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧を検出
するために第１のコンデンサＣ1 の一端と第１及び第２
のコンデンサＣ1 、Ｃ2の相互接続点と第２のコンデン
サＣ2 の下端とにライン７、８、９が接続されている。
また、交流入力電圧を検出するために入力フィルタＬＰ
Ｆ1 の出力端子にライン１０、１１が接続されている。
また、蓄電池Ｂの電圧を検出するために蓄電池Ｂの両端
にライン１２、１３が接続されている。また、制御可能
な電子スイッチ又は電磁スイッチ等から成る第１及び第
２の電源切換用スイッチＳwa、Ｓwbの制御端子にライン
１４、１５が接続されている。なお、第１及び第２のイ
ンバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 、昇圧制御用の第１及び
第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 及びチョッパ用スイッチＳ3
の制御端子（ベース）に対する接続の図示は省略されて
いる。
【００１６】図４は図３のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｓ1 、
Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓwa、Ｓwbを制御するための制御回路を示
す。出力電圧検出回路１６はライン５、６によって出力
フィルタＬＰＦ2 の出力端子に接続され、出力電圧を検
出する。電源電圧検出回路１７はライン１０、１１によ
って入力フィルタＬＰＦ1 の出力端子に接続されてお
り、入力正弦波電圧を検出する。停電検出回路１８は電
源電圧検出回路１７に接続されており、電源電圧の有無
又は高低によって電源２の停電を検出し、正常時（非停
電時）に低レベル（第１のレベル）の出力、停電時に高
レベル（第２のレベル）の電圧出力を発生する。基準正
弦波電圧発生器１９は、電源電圧検出回路１７と停電検
出回路１８とに接続され、正常時には電源電圧に同期し
て基準正弦波電圧を発生し、停電時には内蔵した正弦波
発生手段によって基準正弦波電圧を発生する。インバー
タ制御回路２０は、図１のインバータ用スイッチＱ1 、
Ｑ2を制御するための信号を形成する。このインバータ
制御回路２０は出力電圧検出回路１６及び基準正弦波電
圧発生器１９に接続されており、周知の方法によってイ
ンバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号を形成する。
インバータ制御回路２０の出力端子は第１のインバータ
用スイッチＱ1 の制御端子に接続されると共にＮＯＴ回
路２１を介して第２のインバータ用スイッチＱ2 の制御
端子に接続される。第１及び第２のインバータ用スイッ
チＱ1 の制御信号は図６（Ｇ）及び（Ｈ）に示されてい
る。
Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓwa、Ｓwbを制御するための制御回路を示
す。出力電圧検出回路１６はライン５、６によって出力
フィルタＬＰＦ2 の出力端子に接続され、出力電圧を検
出する。電源電圧検出回路１７はライン１０、１１によ
って入力フィルタＬＰＦ1 の出力端子に接続されてお
り、入力正弦波電圧を検出する。停電検出回路１８は電
源電圧検出回路１７に接続されており、電源電圧の有無
又は高低によって電源２の停電を検出し、正常時（非停
電時）に低レベル（第１のレベル）の出力、停電時に高
レベル（第２のレベル）の電圧出力を発生する。基準正
弦波電圧発生器１９は、電源電圧検出回路１７と停電検
出回路１８とに接続され、正常時には電源電圧に同期し
て基準正弦波電圧を発生し、停電時には内蔵した正弦波
発生手段によって基準正弦波電圧を発生する。インバー
タ制御回路２０は、図１のインバータ用スイッチＱ1 、
Ｑ2を制御するための信号を形成する。このインバータ
制御回路２０は出力電圧検出回路１６及び基準正弦波電
圧発生器１９に接続されており、周知の方法によってイ
ンバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号を形成する。
インバータ制御回路２０の出力端子は第１のインバータ
用スイッチＱ1 の制御端子に接続されると共にＮＯＴ回
路２１を介して第２のインバータ用スイッチＱ2 の制御
端子に接続される。第１及び第２のインバータ用スイッ
チＱ1 の制御信号は図６（Ｇ）及び（Ｈ）に示されてい
る。
【００１７】図４においてＤＣ電圧及びＣ1 、Ｃ2 電圧
アンバランス検出回路２２は、コンデンサＣ1 、Ｃ2 の
電圧検出ライン７、８、９に接続され、第１及び第２の
コンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧の合計値を示す信号をＤＣ
電圧制御器２３に送り、第１及び第２のコンデンサＣ1
、Ｃ2 のアンバランスを示す信号を電圧アンバランス
調整回路２４に送る。ＤＣ電圧制御器２３はＤＣ電圧検
出値と基準値との誤差信号を形成して電流制御器２５に
送る。電流制御器２５は、正常時に電流検出ライン４ａ
から得られた電流検出波形をライン２６から供給された
基準正弦波に追従させるようなスイッチ制御パルスを形
成してＳ1 、Ｓ2 選択回路２７に送る。Ｓ1 、Ｓ2 選択
回路２７はライン２８及び停電検出信号ライン２９の信
号に基づいて電流制御器２５の出力パルスの供給先及び
制御形態を変えるように構成されている。Ｓ1 、Ｓ2 選
択回路２７の出力ライン３０、３１は図３の第１及び第
２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の制御端子に接続される。
アンバランス検出回路２２は、コンデンサＣ1 、Ｃ2 の
電圧検出ライン７、８、９に接続され、第１及び第２の
コンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧の合計値を示す信号をＤＣ
電圧制御器２３に送り、第１及び第２のコンデンサＣ1
、Ｃ2 のアンバランスを示す信号を電圧アンバランス
調整回路２４に送る。ＤＣ電圧制御器２３はＤＣ電圧検
出値と基準値との誤差信号を形成して電流制御器２５に
送る。電流制御器２５は、正常時に電流検出ライン４ａ
から得られた電流検出波形をライン２６から供給された
基準正弦波に追従させるようなスイッチ制御パルスを形
成してＳ1 、Ｓ2 選択回路２７に送る。Ｓ1 、Ｓ2 選択
回路２７はライン２８及び停電検出信号ライン２９の信
号に基づいて電流制御器２５の出力パルスの供給先及び
制御形態を変えるように構成されている。Ｓ1 、Ｓ2 選
択回路２７の出力ライン３０、３１は図３の第１及び第
２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の制御端子に接続される。
【００１８】コンパレータ３２は交流電源２の電圧Ｖs
の正の半波か否かを検出するものであって、一方の入力
端子が電源電圧検出回路１７に接続され、他方の入力端
子がグランドに接続されている。従って、コンパレータ
３２から正の半波の期間に高レベル出力が得られ、負の
半波の期間に低レベル出力が得られる。コンパレータ３
２の出力は第１の切換制御スイッチＣＳ1 の接点ａを介
してＳ1 、Ｓ2 選択回路２７に接続されている。この第
１の切換制御スイッチＣＳ1 の接点ｂは電圧アンバラン
ス調整回路２４に接続されている。第２の切換制御スイ
ッチＣＳ2 の接点ａは電源電圧検出回路１７に接続さ
れ、接点ｂは係数回路３３に接続され、共通出力端子は
電流制御器２５に接続されている。係数回路３３は一定
係数Ｋを発生する。第１及び第２の切換制御スイッチＣ
Ｓ1 、ＣＳ2 の制御端子は停電検出回路１８に接続され
ている。従って、正常時には各スイッチＣＳ1 、ＣＳ2
の接点ａがオンになり、停電時に接点ｂがオンになる。
の正の半波か否かを検出するものであって、一方の入力
端子が電源電圧検出回路１７に接続され、他方の入力端
子がグランドに接続されている。従って、コンパレータ
３２から正の半波の期間に高レベル出力が得られ、負の
半波の期間に低レベル出力が得られる。コンパレータ３
２の出力は第１の切換制御スイッチＣＳ1 の接点ａを介
してＳ1 、Ｓ2 選択回路２７に接続されている。この第
１の切換制御スイッチＣＳ1 の接点ｂは電圧アンバラン
ス調整回路２４に接続されている。第２の切換制御スイ
ッチＣＳ2 の接点ａは電源電圧検出回路１７に接続さ
れ、接点ｂは係数回路３３に接続され、共通出力端子は
電流制御器２５に接続されている。係数回路３３は一定
係数Ｋを発生する。第１及び第２の切換制御スイッチＣ
Ｓ1 、ＣＳ2 の制御端子は停電検出回路１８に接続され
ている。従って、正常時には各スイッチＣＳ1 、ＣＳ2
の接点ａがオンになり、停電時に接点ｂがオンになる。
【００１９】停電検出回路１８の出力端子はＮＯＴ回路
３４及びライン１４を介して第１の電源切換スイッチＳ
waの制御端子に接続され、またＮＯＴ回路３４を介さな
いでライン１５によって第２の電源切換スイッチＳwbの
制御端子に接続されている。
３４及びライン１４を介して第１の電源切換スイッチＳ
waの制御端子に接続され、またＮＯＴ回路３４を介さな
いでライン１５によって第２の電源切換スイッチＳwbの
制御端子に接続されている。
【００２０】充電制御器３５は、停電検出回路１８に接
続され、またライン１２、１３によって図１の蓄電池Ｂ
の両端に接続され、また図１のチョッパ用スイッチＳ3
のベースに接続されている。この充電制御器３５は電源
正常時に蓄電池Ｂを一定電圧に充電するように降圧チョ
ッパ用スイッチＳ3 をオン・オフ制御し、停電時にチョ
ッパ用スイッチＳ3 をオフにするように構成されてい
る。蓄電池Ｂは電源正常時にＤＣリンクコンデンサＣ1
、Ｃ2 の電圧で充電される。
続され、またライン１２、１３によって図１の蓄電池Ｂ
の両端に接続され、また図１のチョッパ用スイッチＳ3
のベースに接続されている。この充電制御器３５は電源
正常時に蓄電池Ｂを一定電圧に充電するように降圧チョ
ッパ用スイッチＳ3 をオン・オフ制御し、停電時にチョ
ッパ用スイッチＳ3 をオフにするように構成されてい
る。蓄電池Ｂは電源正常時にＤＣリンクコンデンサＣ1
、Ｃ2 の電圧で充電される。
【００２１】図５は図４のＤＣ電圧及びＣ1 、Ｃ2 電圧
アンバランス検出回路２２、ＤＣ電圧制御器２３、電圧
アンバランス調整回路２４、電流制御器２５、及びＳ1
、Ｓ2 選択回路２７を詳しく示すものである。ＤＣ電
圧及びＣ1 、Ｃ2 電圧アンバランス検出回路２２は、ラ
イン７、９によって図３の第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の直列回路の両端に接続されたＤＣ電圧検出回
路４０と、ライン７、８によって図３の第１のコンデン
サＣ1 に接続されたＣ1 電圧検出回路４１と、ＤＣ電圧
検出回路４０及びＣ1 電圧検出回路４１に接続されたア
ナログのアンバランス演算回路４２とから成る。アンバ
ランス演算回路４２はＤＣ電圧検出回路４０から得られ
たＤＣ電圧ＶdcとＣ1 電圧検出回路４１から得られたＣ
1 電圧Ｖc1とに基づいてＶc1−（Ｖdc／２）を求め、こ
れをアンバランス電圧Ｖabとして出力する。
アンバランス検出回路２２、ＤＣ電圧制御器２３、電圧
アンバランス調整回路２４、電流制御器２５、及びＳ1
、Ｓ2 選択回路２７を詳しく示すものである。ＤＣ電
圧及びＣ1 、Ｃ2 電圧アンバランス検出回路２２は、ラ
イン７、９によって図３の第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の直列回路の両端に接続されたＤＣ電圧検出回
路４０と、ライン７、８によって図３の第１のコンデン
サＣ1 に接続されたＣ1 電圧検出回路４１と、ＤＣ電圧
検出回路４０及びＣ1 電圧検出回路４１に接続されたア
ナログのアンバランス演算回路４２とから成る。アンバ
ランス演算回路４２はＤＣ電圧検出回路４０から得られ
たＤＣ電圧ＶdcとＣ1 電圧検出回路４１から得られたＣ
1 電圧Ｖc1とに基づいてＶc1−（Ｖdc／２）を求め、こ
れをアンバランス電圧Ｖabとして出力する。
【００２２】ＤＣ電圧制御器２３は、基準電圧源４３と
誤差増幅器４４とから成る。誤差増幅器４４の一方の入
力端子はＤＣ電圧検出回路４０に接続され、他方の入力
端子は基準電圧源４３に接続されているので、誤差増幅
器４４からＤＣ電圧Ｖdcと基準電圧との差に対応する誤
差信号が得られる。
誤差増幅器４４とから成る。誤差増幅器４４の一方の入
力端子はＤＣ電圧検出回路４０に接続され、他方の入力
端子は基準電圧源４３に接続されているので、誤差増幅
器４４からＤＣ電圧Ｖdcと基準電圧との差に対応する誤
差信号が得られる。
【００２３】電圧アンバランス調整回路２４は、オペア
ンプ４５及び抵抗４６、４７を含むヒステリシスコンパ
レータである。オペアンプ４５の一方の入力端子はアン
バランス演算回路４２に接続されている。抵抗４６はオ
ペアンプ４５の出力端子と他方の入力端子との間に接続
され、抵抗４７は他方の入力端子とグランドとの間に接
続されている。電圧アンバランス調整回路２４を構成す
るヒステリシスコンパレータの一般にアッパー・トリッ
プ・ポイントと呼ばれている上限レベルＵＴＰとローア
ー・トリップ・ポイントと呼ばれている下限レベルＬＴ
Ｐは図７（Ａ）に示すようにアンバランス検出電圧Ｖab
の０Ｖの上と下に設定されている。アンバランス検出電
圧Ｖabが右上りの傾きを有してｔ1 、ｔ3 で上限レベル
ＵＴＰを横切るとオペアンプ４５の出力は低レベルに転
換し、アンバランス検出電圧Ｖabが右下りの傾きを有し
て下限レベルＬＴＰを横切るとオペアンプ４５の出力は
高レベルに転換し、図７（Ｂ）の出力波形が得られる。
従って、電圧バランス調整回路２４はアンバランス電圧
Ｖabを高レベルと低レベルのデイジタル信号（２値信
号）に変換して出力する。
ンプ４５及び抵抗４６、４７を含むヒステリシスコンパ
レータである。オペアンプ４５の一方の入力端子はアン
バランス演算回路４２に接続されている。抵抗４６はオ
ペアンプ４５の出力端子と他方の入力端子との間に接続
され、抵抗４７は他方の入力端子とグランドとの間に接
続されている。電圧アンバランス調整回路２４を構成す
るヒステリシスコンパレータの一般にアッパー・トリッ
プ・ポイントと呼ばれている上限レベルＵＴＰとローア
ー・トリップ・ポイントと呼ばれている下限レベルＬＴ
Ｐは図７（Ａ）に示すようにアンバランス検出電圧Ｖab
の０Ｖの上と下に設定されている。アンバランス検出電
圧Ｖabが右上りの傾きを有してｔ1 、ｔ3 で上限レベル
ＵＴＰを横切るとオペアンプ４５の出力は低レベルに転
換し、アンバランス検出電圧Ｖabが右下りの傾きを有し
て下限レベルＬＴＰを横切るとオペアンプ４５の出力は
高レベルに転換し、図７（Ｂ）の出力波形が得られる。
従って、電圧バランス調整回路２４はアンバランス電圧
Ｖabを高レベルと低レベルのデイジタル信号（２値信
号）に変換して出力する。
【００２４】電流制御器２５は乗算器４８と電流絶対値
検出回路４９と誤差増幅器５０と三角波発生器５１と電
圧比較器５２とから成り、交流電源２を流れる電流を正
弦波に近似させ且つ力率を改善すると共にコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の電圧Ｖdcを一定にするための制御パルスを形
成する回路である。従って、電流制御器２５をＰＷＭパ
ルス形成回路と呼ぶこともできる。電源正常時には、乗
算器４８の一方の入力端子はライン２６とスイッチＣＳ
2 を介して図４の電源電圧検出回路１７に接続され、他
方の入力端子は電圧制御器２３に接続されている。ライ
ン２６には電源電圧に同期した基準正弦波の絶対値が得
られ、電圧制御器２３からは直流電圧が発生するので、
乗算器４８はコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧Ｖdcを定電圧
制御するように補正された正弦波の絶対値が出力され
る。この乗算器４８の出力は電流を制御するための電流
指令値として使用される。電流絶対値検出回路４９はラ
イン４ａを介して図３の電流検出器４に接続されてお
り、交流入力電流の絶対値を出力する。誤差増幅器５０
の一方の入力端子は電流絶対値検出回路４９に接続さ
れ、他方の入力端子は電流指令値を与える乗算器４８に
接続されているので、誤差増幅器５０からは電流の絶対
値と補正された基準正弦波の絶対値（電流指令値）との
差に対応した出力が得られる。即ち、誤差増幅器５０か
らは入力電流を正弦波に追従させると共に直流電圧Ｖdc
を一定にするための誤差信号が得られる。三角波発生回
路５１は電源２の電圧の周波数（例えば５０Hz）よりも
十分に高い周波数（例えば２０kHz ）で三角波電圧を発
生するものである。電圧比較器５２の一方の入力端子は
誤差増幅器５０に接続され、他方の入力端子は三角波発
生回路５１に接続されているので、比較器５２は三角波
と誤差信号との比較出力を発生する。この比較出力はＰ
ＷＭ（パルス幅変調）パルスであって、図３のスイッチ
Ｓ1 、Ｓ2 のオン・オフに使用される。なお、停電時に
はライン４ａ、２６に直流の検出信号が入力し、これに
基づいてＰＷＭパルスが形成される。
検出回路４９と誤差増幅器５０と三角波発生器５１と電
圧比較器５２とから成り、交流電源２を流れる電流を正
弦波に近似させ且つ力率を改善すると共にコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の電圧Ｖdcを一定にするための制御パルスを形
成する回路である。従って、電流制御器２５をＰＷＭパ
ルス形成回路と呼ぶこともできる。電源正常時には、乗
算器４８の一方の入力端子はライン２６とスイッチＣＳ
2 を介して図４の電源電圧検出回路１７に接続され、他
方の入力端子は電圧制御器２３に接続されている。ライ
ン２６には電源電圧に同期した基準正弦波の絶対値が得
られ、電圧制御器２３からは直流電圧が発生するので、
乗算器４８はコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧Ｖdcを定電圧
制御するように補正された正弦波の絶対値が出力され
る。この乗算器４８の出力は電流を制御するための電流
指令値として使用される。電流絶対値検出回路４９はラ
イン４ａを介して図３の電流検出器４に接続されてお
り、交流入力電流の絶対値を出力する。誤差増幅器５０
の一方の入力端子は電流絶対値検出回路４９に接続さ
れ、他方の入力端子は電流指令値を与える乗算器４８に
接続されているので、誤差増幅器５０からは電流の絶対
値と補正された基準正弦波の絶対値（電流指令値）との
差に対応した出力が得られる。即ち、誤差増幅器５０か
らは入力電流を正弦波に追従させると共に直流電圧Ｖdc
を一定にするための誤差信号が得られる。三角波発生回
路５１は電源２の電圧の周波数（例えば５０Hz）よりも
十分に高い周波数（例えば２０kHz ）で三角波電圧を発
生するものである。電圧比較器５２の一方の入力端子は
誤差増幅器５０に接続され、他方の入力端子は三角波発
生回路５１に接続されているので、比較器５２は三角波
と誤差信号との比較出力を発生する。この比較出力はＰ
ＷＭ（パルス幅変調）パルスであって、図３のスイッチ
Ｓ1 、Ｓ2 のオン・オフに使用される。なお、停電時に
はライン４ａ、２６に直流の検出信号が入力し、これに
基づいてＰＷＭパルスが形成される。
【００２５】Ｓ1 、Ｓ2 選択回路２７は、第１及び第２
のＮＯＴ回路５３、５４と、第１及び第２のＡＮＤゲー
ト５５、５６と、第１及び第２のＯＲゲート５７、５８
と、第１及び第２の選択スイッチ５９、６０とから成
る。第１のＡＮＤゲート５５の一方の入力端子は交流電
源正常時にスイッチＣＳ1 の接点ａを介して図４のコン
パレータ３２に接続され、交流電源停電時にスイッチＣ
Ｓ1 の接点ｂを介して電圧アンバランス調整回路２４に
接続される。第１のＡＮＤゲート５５の他方の入力端子
は電流制御器２５に接続されている。第２のＡＮＤゲー
トの一方の入力端子はＮＯＴ回路５３を介してスイッチ
ＣＳ1 の出力端子に接続され、他方の入力端子は電流制
御器２５に接続されている。第１のＯＲゲート５７の一
方の入力端子は第２のＮＯＴ回路５４を介してスイッチ
ＣＳ1 の出力端子に接続され、他方の入力端子は電流制
御器２５に接続されている。第２のＯＲゲート５８の一
方の入力端子はスイッチＣＳ1 の出力端子に接続され、
他方の入力端子は電流制御器５２に接続されている。第
１の選択スイッチ５９の一方の接点ａは第１のＡＮＤゲ
ート５５に接続され、他方の接点ｂは第１のＯＲゲート
５７に接続され、出力端子はライン３０によって図３の
スイッチＳ1 の制御端子に接続されている。第２の選択
スイッチ６０の一方の接点ａは第２のＡＮＤゲート５６
に接続され、他方の接点ｂは第２のＯＲゲート５８に接
続され、出力端子はライン３１によって図３のスイッチ
Ｓ2 の制御端子に接続されている。第１及び第２の選択
スイッチ５９、６０の制御端子はライン２９によって図
４の停電検出回路１８に接続されている。従って、第１
及び第２の選択スイッチ５９、６０の一方の接点ａは交
流電源正常時にオンになり、他方の接点ｂは交流電源停
電時にオンになる。
のＮＯＴ回路５３、５４と、第１及び第２のＡＮＤゲー
ト５５、５６と、第１及び第２のＯＲゲート５７、５８
と、第１及び第２の選択スイッチ５９、６０とから成
る。第１のＡＮＤゲート５５の一方の入力端子は交流電
源正常時にスイッチＣＳ1 の接点ａを介して図４のコン
パレータ３２に接続され、交流電源停電時にスイッチＣ
Ｓ1 の接点ｂを介して電圧アンバランス調整回路２４に
接続される。第１のＡＮＤゲート５５の他方の入力端子
は電流制御器２５に接続されている。第２のＡＮＤゲー
トの一方の入力端子はＮＯＴ回路５３を介してスイッチ
ＣＳ1 の出力端子に接続され、他方の入力端子は電流制
御器２５に接続されている。第１のＯＲゲート５７の一
方の入力端子は第２のＮＯＴ回路５４を介してスイッチ
ＣＳ1 の出力端子に接続され、他方の入力端子は電流制
御器２５に接続されている。第２のＯＲゲート５８の一
方の入力端子はスイッチＣＳ1 の出力端子に接続され、
他方の入力端子は電流制御器５２に接続されている。第
１の選択スイッチ５９の一方の接点ａは第１のＡＮＤゲ
ート５５に接続され、他方の接点ｂは第１のＯＲゲート
５７に接続され、出力端子はライン３０によって図３の
スイッチＳ1 の制御端子に接続されている。第２の選択
スイッチ６０の一方の接点ａは第２のＡＮＤゲート５６
に接続され、他方の接点ｂは第２のＯＲゲート５８に接
続され、出力端子はライン３１によって図３のスイッチ
Ｓ2 の制御端子に接続されている。第１及び第２の選択
スイッチ５９、６０の制御端子はライン２９によって図
４の停電検出回路１８に接続されている。従って、第１
及び第２の選択スイッチ５９、６０の一方の接点ａは交
流電源正常時にオンになり、他方の接点ｂは交流電源停
電時にオンになる。
【００２６】次に、図６及び図８〜図１７を参照して図
３〜図５に示した無停電電源装置の動作を説明する。図
６は電源正常時と停電時の各部の動作を示す波形図であ
る。図８〜図１７は図３の回路における各モードの電流
経路を示す。図８〜図１７において実質的に動作してい
る回路は実線で示され、実質的に非動作の回路は破線で
示されている。なお、以下の説明において電流経路は参
照符号のみで示す。
３〜図５に示した無停電電源装置の動作を説明する。図
６は電源正常時と停電時の各部の動作を示す波形図であ
る。図８〜図１７は図３の回路における各モードの電流
経路を示す。図８〜図１７において実質的に動作してい
る回路は実線で示され、実質的に非動作の回路は破線で
示されている。なお、以下の説明において電流経路は参
照符号のみで示す。
【００２７】図６のｔ0 〜ｔ2 区間は電源２の正常時を
示し、ｔ2 〜ｔ4 区間は停電時を示す。正常時には停電
検出回路１８の出力が低レベルであり、スイッチＣＳ1
及びＣＳ2 の接点ａがそれぞれオンになり、また第１の
電源切換スイッチＳwaがオンになる。また、停電時には
停電検出回路１８の出力が高レベルになり、スイッチＣ
Ｓ1 、ＣＳ2 の接点ｂがオンになり、また第２の電源切
換スイッチＳwbがオンになる。
示し、ｔ2 〜ｔ4 区間は停電時を示す。正常時には停電
検出回路１８の出力が低レベルであり、スイッチＣＳ1
及びＣＳ2 の接点ａがそれぞれオンになり、また第１の
電源切換スイッチＳwaがオンになる。また、停電時には
停電検出回路１８の出力が高レベルになり、スイッチＣ
Ｓ1 、ＣＳ2 の接点ｂがオンになり、また第２の電源切
換スイッチＳwbがオンになる。
【００２８】
【正常時動作モード】正常時動作モードは、図８に示す
第１モードと、図９に示す第２モードと、図１０に示す
第３モードと、図１１に示す第４モードとを有する。正
常時第１及び第２のモードは図６のｔ0 〜ｔ1 期間即ち
電源電圧Ｖs の正の半サイクルの期間に生じる。図６の
ｔ0 〜ｔ1 期間では図４のコンパレータ３２が正の半波
を検出して高レベル出力をスイッチＣＳ1 とライン２８
を介してＳ1 、Ｓ2 選択回路２７に与えている。正常時
には図５のスイッチ５９、６０の接点ａがオンであるの
で、図６のｔ0 〜ｔ1 の正の半波期間には第１のＡＮＤ
ゲート５５の出力が図６（Ｄ）に示すように第１のスイ
ッチＳ1 に供給される。図６のｔ1 〜ｔ2 の負の半波の
期間には図４のコンパレータ３２の出力が低レベルにな
るので、第１のＡＮＤゲート５５はＰＷＭパルスを阻止
し、コンパレータ３２の出力がＮＯＴ回路５３で反転さ
れて入力する第２のＡＮＤゲート５６がＰＷＭパルスを
通過させる。これによりＰＷＭパルスが第２の選択スイ
ッチ６０の接点ａを介して第２のスイッチＳ2 に図６
（Ｅ）に示すように供給される。正常時第１モードにお
いては、図８に示すように第１のスイッチＳ1 がオンに
なり、２−Ｌf1−Ｓwa−Ｌ1 −Ｄ4 −Ｓ1 の閉回路に電
流が流れ、昇圧用リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積さ
れる。正常時第２モードにおいては、第１のスイッチＳ
1 がオフになるので、図９に示す２−Ｌf1−Ｓwa−Ｌ1
−Ｄ1 −Ｃ1 の閉回路が形成され、電源２とリアクトル
Ｌ1 の蓄積エネルギーの放出とによって第１のコンデン
サＣ1 が昇圧充電される。正常時第３及び第４モード
は、図６のｔ1 〜ｔ2 に示す電源電圧Ｖs の負の半サイ
クルの期間に生じる。この期間には図４のコンパレータ
３２の出力が低レベルになるので、図５の第２のＡＮＤ
ゲート５６をＰＷＭパルスが通過し、これが第２の選択
スイッチ６０の接点ａを介して第２のスイッチＳ2 に供
給され、第２のスイッチＳ2 は図６（Ｅ）に示すように
オン・オフする。正常時第３モードにおいては、第２の
スイッチＳ2 がオンになるので、図１０に示すように２
−Ｓ2−Ｄ5 −Ｄ2 −Ｌ1 −Ｓwa−Ｌf1の閉回路が形成
され、昇圧用リアクトルＬ1 に第１モードと逆向きにエ
ネルギーが蓄積される。正常時第４モードにおいては第
２のスイッチＳ2 がオフになるので、図１１に示すよう
に２−Ｃ2 −Ｄ3 −Ｄ2−Ｌ1 −Ｓwa−Ｌf1の閉回路が
形成され、電源２と昇圧用リアクトルＬ1 のエネルギー
の放出とによって第２のコンデンサＣ2 の充電電流が流
れ、第２のコンデンサＣ2 が昇圧充電される。第１及び
第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 は電流制御器２５で作成され
たＰＷＭパルスで制御されるので、電源２の電流は電源
電圧Ｖs と実質的に同相の正弦波となり、力率がほぼ１
になる。また、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の
電圧Ｖdcがほぼ一定に制御される。
第１モードと、図９に示す第２モードと、図１０に示す
第３モードと、図１１に示す第４モードとを有する。正
常時第１及び第２のモードは図６のｔ0 〜ｔ1 期間即ち
電源電圧Ｖs の正の半サイクルの期間に生じる。図６の
ｔ0 〜ｔ1 期間では図４のコンパレータ３２が正の半波
を検出して高レベル出力をスイッチＣＳ1 とライン２８
を介してＳ1 、Ｓ2 選択回路２７に与えている。正常時
には図５のスイッチ５９、６０の接点ａがオンであるの
で、図６のｔ0 〜ｔ1 の正の半波期間には第１のＡＮＤ
ゲート５５の出力が図６（Ｄ）に示すように第１のスイ
ッチＳ1 に供給される。図６のｔ1 〜ｔ2 の負の半波の
期間には図４のコンパレータ３２の出力が低レベルにな
るので、第１のＡＮＤゲート５５はＰＷＭパルスを阻止
し、コンパレータ３２の出力がＮＯＴ回路５３で反転さ
れて入力する第２のＡＮＤゲート５６がＰＷＭパルスを
通過させる。これによりＰＷＭパルスが第２の選択スイ
ッチ６０の接点ａを介して第２のスイッチＳ2 に図６
（Ｅ）に示すように供給される。正常時第１モードにお
いては、図８に示すように第１のスイッチＳ1 がオンに
なり、２−Ｌf1−Ｓwa−Ｌ1 −Ｄ4 −Ｓ1 の閉回路に電
流が流れ、昇圧用リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積さ
れる。正常時第２モードにおいては、第１のスイッチＳ
1 がオフになるので、図９に示す２−Ｌf1−Ｓwa−Ｌ1
−Ｄ1 −Ｃ1 の閉回路が形成され、電源２とリアクトル
Ｌ1 の蓄積エネルギーの放出とによって第１のコンデン
サＣ1 が昇圧充電される。正常時第３及び第４モード
は、図６のｔ1 〜ｔ2 に示す電源電圧Ｖs の負の半サイ
クルの期間に生じる。この期間には図４のコンパレータ
３２の出力が低レベルになるので、図５の第２のＡＮＤ
ゲート５６をＰＷＭパルスが通過し、これが第２の選択
スイッチ６０の接点ａを介して第２のスイッチＳ2 に供
給され、第２のスイッチＳ2 は図６（Ｅ）に示すように
オン・オフする。正常時第３モードにおいては、第２の
スイッチＳ2 がオンになるので、図１０に示すように２
−Ｓ2−Ｄ5 −Ｄ2 −Ｌ1 −Ｓwa−Ｌf1の閉回路が形成
され、昇圧用リアクトルＬ1 に第１モードと逆向きにエ
ネルギーが蓄積される。正常時第４モードにおいては第
２のスイッチＳ2 がオフになるので、図１１に示すよう
に２−Ｃ2 −Ｄ3 −Ｄ2−Ｌ1 −Ｓwa−Ｌf1の閉回路が
形成され、電源２と昇圧用リアクトルＬ1 のエネルギー
の放出とによって第２のコンデンサＣ2 の充電電流が流
れ、第２のコンデンサＣ2 が昇圧充電される。第１及び
第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 は電流制御器２５で作成され
たＰＷＭパルスで制御されるので、電源２の電流は電源
電圧Ｖs と実質的に同相の正弦波となり、力率がほぼ１
になる。また、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の
電圧Ｖdcがほぼ一定に制御される。
【００２９】
【停電時モード】停電検出回路１８で停電が検出される
と、図６（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１の電源切換スイ
ッチＳwaはオフ、第２の電源切換スイッチＳwbはオンに
なる。また、図４のスイッチＣＳ1 及びＣＳ2 の接点ｂ
がオンになり、また図５の第１及び第２の選択スイッチ
５９、６０の接点ｂがオンになる。従って、停電時には
図５において電圧アンバランス調整回路２４の出力がＳ
1 、Ｓ2 選択回路２７のＯＲゲート５７、５８の入力と
なり、ＯＲゲート５７、５８の出力が第１及び第２の選
択スイッチ５９、６０の接点ｂを介して第１及び第２の
スイッチＳ1 、Ｓ2に供給される。電圧アンバランス調
整回路２４の出力は図７（Ｂ）に示すように変化するの
で、この出力が高レベルか低レベルかによって第１及び
第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 のオン・オフが変化する。図
６のｔ2 〜ｔ3 区間及びｔ3 〜ｔ4 区間は図７のｔ2 〜
ｔ3 区間及びｔ3 〜ｔ4 区間に対応している。従って、
アンバランス検出電圧Ｖabが下限レベルＬＴＰを右下り
に横切ってから上限レベルＵＴＰを右上りに横切るまで
の区間ｔ2 〜ｔ3 には電圧アンバランス調整回路２４か
ら高レベル出力が発生するので、第２のＯＲゲート５８
の出力はｔ2 〜ｔ3 区間で常に高レベルになり、第２の
スイッチＳ2 は図６（Ｅ）に示すようにｔ2 〜ｔ3 区間
で連続的にオンになる。ｔ2 〜ｔ3 区間において第１の
ＯＲゲート５７にはＮＯＴ回路５４から低レベルの信号
が入力するので、電流制御器２５から得られたＰＷＭパ
ルスが第１のＯＲゲート５７を通過して第１のスイッチ
Ｓ1 に図６（Ｄ）に示すように供給される。また、図７
に示すようにアンバランス検出電圧Ｖabが上限レベルＵ
ＴＰを右上りの傾きで横切ってから右下りの傾きで下限
レベルＬＴＰを横切るまでのｔ3 〜ｔ4 区間には電圧ア
ンバランス調整回路２４から低レベル出力が得られる。
このため、図５の第２のＮＯＴ回路５４の出力は常に高
レベルとなり、第１のＯＲゲート５７の出力も常に高レ
ベルとなり、第１のスイッチＳ1 は図６（Ｄ）のｔ3 〜
ｔ4 区間に示すように連続的にオン状態になる。また、
ｔ3 〜ｔ4 区間では第２のＯＲゲート５８の一方の入力
が常に低レベルとなるので、電流制御器２５から得られ
たＰＷＭパルスが第２のＯＲゲート５８を通過して第２
のスイッチＳ2 に供給され、図６（Ｅ）のｔ3 〜ｔ4 に
示すように第２のスイッチＳ2 がオン・オフする。な
お、停電時にはスイッチＣＳ1 、ＣＳ2 の接点ｂがオン
になるので、Ｓ1 、Ｓ2 選択回路２７にはスイッチＣＳ
1 の接点ｂを介して電圧アンバランス調整回路２４の出
力が入力し、また、電流制御器２５にはスイッチＣＳ2
の接点ｂを介して係数回路３３の一定係数（一定電圧
値）Ｋが入力する。従って、図５の乗算器４８の出力及
び電流絶対値検出回路４９の出力は平坦な電圧信号とな
る。
と、図６（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１の電源切換スイ
ッチＳwaはオフ、第２の電源切換スイッチＳwbはオンに
なる。また、図４のスイッチＣＳ1 及びＣＳ2 の接点ｂ
がオンになり、また図５の第１及び第２の選択スイッチ
５９、６０の接点ｂがオンになる。従って、停電時には
図５において電圧アンバランス調整回路２４の出力がＳ
1 、Ｓ2 選択回路２７のＯＲゲート５７、５８の入力と
なり、ＯＲゲート５７、５８の出力が第１及び第２の選
択スイッチ５９、６０の接点ｂを介して第１及び第２の
スイッチＳ1 、Ｓ2に供給される。電圧アンバランス調
整回路２４の出力は図７（Ｂ）に示すように変化するの
で、この出力が高レベルか低レベルかによって第１及び
第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 のオン・オフが変化する。図
６のｔ2 〜ｔ3 区間及びｔ3 〜ｔ4 区間は図７のｔ2 〜
ｔ3 区間及びｔ3 〜ｔ4 区間に対応している。従って、
アンバランス検出電圧Ｖabが下限レベルＬＴＰを右下り
に横切ってから上限レベルＵＴＰを右上りに横切るまで
の区間ｔ2 〜ｔ3 には電圧アンバランス調整回路２４か
ら高レベル出力が発生するので、第２のＯＲゲート５８
の出力はｔ2 〜ｔ3 区間で常に高レベルになり、第２の
スイッチＳ2 は図６（Ｅ）に示すようにｔ2 〜ｔ3 区間
で連続的にオンになる。ｔ2 〜ｔ3 区間において第１の
ＯＲゲート５７にはＮＯＴ回路５４から低レベルの信号
が入力するので、電流制御器２５から得られたＰＷＭパ
ルスが第１のＯＲゲート５７を通過して第１のスイッチ
Ｓ1 に図６（Ｄ）に示すように供給される。また、図７
に示すようにアンバランス検出電圧Ｖabが上限レベルＵ
ＴＰを右上りの傾きで横切ってから右下りの傾きで下限
レベルＬＴＰを横切るまでのｔ3 〜ｔ4 区間には電圧ア
ンバランス調整回路２４から低レベル出力が得られる。
このため、図５の第２のＮＯＴ回路５４の出力は常に高
レベルとなり、第１のＯＲゲート５７の出力も常に高レ
ベルとなり、第１のスイッチＳ1 は図６（Ｄ）のｔ3 〜
ｔ4 区間に示すように連続的にオン状態になる。また、
ｔ3 〜ｔ4 区間では第２のＯＲゲート５８の一方の入力
が常に低レベルとなるので、電流制御器２５から得られ
たＰＷＭパルスが第２のＯＲゲート５８を通過して第２
のスイッチＳ2 に供給され、図６（Ｅ）のｔ3 〜ｔ4 に
示すように第２のスイッチＳ2 がオン・オフする。な
お、停電時にはスイッチＣＳ1 、ＣＳ2 の接点ｂがオン
になるので、Ｓ1 、Ｓ2 選択回路２７にはスイッチＣＳ
1 の接点ｂを介して電圧アンバランス調整回路２４の出
力が入力し、また、電流制御器２５にはスイッチＣＳ2
の接点ｂを介して係数回路３３の一定係数（一定電圧
値）Ｋが入力する。従って、図５の乗算器４８の出力及
び電流絶対値検出回路４９の出力は平坦な電圧信号とな
る。
【００３０】停電時には、図６（Ｄ）（Ｅ）から明らか
なように第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の両方が同
時にオンになる第１モードと、第２のスイッチＳ2 のみ
がオンになる第２モードと、第１のスイッチＳ1 のみが
オンになる第３モードとがある。停電時第１及び第２モ
ードは図６のｔ2 〜ｔ3 区間に生じ、停電時第１及び第
３モードは図６のｔ3 〜ｔ4 区間に生じる。停電時第１
モードにおいては第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 が
オンになるので、図１２に示すようにＢ−Ｓwb−Ｌ1 −
Ｄ4 −Ｓ1 −Ｓ2 −Ｄ5 の閉回路が形成され、昇圧用リ
アクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。停電時第１モ
ードに続いて停電時第２モードとなると、第２のスイッ
チＳ2 がオンになるため図１３に示すようにＢ−Ｓwb−
Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃ1 −Ｓ2 −Ｄ5 の閉回路が形成され、蓄
電池Ｂと昇圧用リアクトルＬ1 のエネルギーの放出に基
づいて第１のコンデンサＣ1 が充電され、この電圧が上
昇する。図６のｔ3 〜ｔ4 区間において第１及び第２の
スイッチＳ1 、Ｓ2 が同時にオンになる第１モードの後
に第３モードの区間になると、第１のスイッチＳ1 のみ
がオンになり、図１４に示すようにＢ−Ｓwb−Ｌ1 −Ｄ
4 −Ｓ1 −Ｃ2 −Ｄ3 の閉回路が形成され、第１及び第
２のスイッチＳ1 、Ｓ2 がオンになった第１モードで蓄
積されたリアクトルＬ1 のエネルギーの放出と蓄電池Ｂ
とによって第２のコンデンサＣ2 が充電され、この電圧
Ｖc2が上昇する。なお、第１及び第２のスイッチＳ1 、
Ｓ2 を同時にオフにしてリアクトルＬ1に蓄積されたエ
ネルギーによって第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2
を同時に充電させる回路を形成するモードを設けること
もできるが、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電
圧バランス上好ましくないので、このモードは使用しな
い。上述のように停電時においても、蓄電池Ｂの電圧を
リアクトルＬ1 を使用して昇圧し且つ一定直流電圧Ｖdc
を得るので、正常時と同様に第１及び第２のコンデンサ
Ｃ1 、Ｃ2 に基づいて第１及び第２のインバータ用スイ
ッチＱ1 、Ｑ2 を含むインバータ回路を駆動し、負荷１
に対する電力供給を継続することができる。バックアッ
プ用蓄電池Ｂの電圧は正常時の昇圧回路を兼用して昇圧
され、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 に供給され
る。従って、比較的低コストの耐圧の低い蓄電池Ｂを使
用して比較的高い直流電圧Ｖdcを容易に得ることができ
る。ハーフブリッジインバータ回路を構成する第１及び
第２のインバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オフは
図６（Ｇ）（Ｈ）に示すような周知のＰＷＭパルスによ
って行う。図３の回路において第１及び第２のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 の充電制御を選択して行うこともできる。
即ち、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧を互
いに異なる値にすることができる。第１のコンデンサＣ
1 はインバータ出力の正の半波を供給し、第２のコンデ
ンサＣ2 は負の半波を供給するので、負荷１が正の半波
と負の半波で異なる電圧値を要求する場合には、これに
対応することができる。
なように第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 の両方が同
時にオンになる第１モードと、第２のスイッチＳ2 のみ
がオンになる第２モードと、第１のスイッチＳ1 のみが
オンになる第３モードとがある。停電時第１及び第２モ
ードは図６のｔ2 〜ｔ3 区間に生じ、停電時第１及び第
３モードは図６のｔ3 〜ｔ4 区間に生じる。停電時第１
モードにおいては第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 が
オンになるので、図１２に示すようにＢ−Ｓwb−Ｌ1 −
Ｄ4 −Ｓ1 −Ｓ2 −Ｄ5 の閉回路が形成され、昇圧用リ
アクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。停電時第１モ
ードに続いて停電時第２モードとなると、第２のスイッ
チＳ2 がオンになるため図１３に示すようにＢ−Ｓwb−
Ｌ1 −Ｄ1 −Ｃ1 −Ｓ2 −Ｄ5 の閉回路が形成され、蓄
電池Ｂと昇圧用リアクトルＬ1 のエネルギーの放出に基
づいて第１のコンデンサＣ1 が充電され、この電圧が上
昇する。図６のｔ3 〜ｔ4 区間において第１及び第２の
スイッチＳ1 、Ｓ2 が同時にオンになる第１モードの後
に第３モードの区間になると、第１のスイッチＳ1 のみ
がオンになり、図１４に示すようにＢ−Ｓwb−Ｌ1 −Ｄ
4 −Ｓ1 −Ｃ2 −Ｄ3 の閉回路が形成され、第１及び第
２のスイッチＳ1 、Ｓ2 がオンになった第１モードで蓄
積されたリアクトルＬ1 のエネルギーの放出と蓄電池Ｂ
とによって第２のコンデンサＣ2 が充電され、この電圧
Ｖc2が上昇する。なお、第１及び第２のスイッチＳ1 、
Ｓ2 を同時にオフにしてリアクトルＬ1に蓄積されたエ
ネルギーによって第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2
を同時に充電させる回路を形成するモードを設けること
もできるが、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電
圧バランス上好ましくないので、このモードは使用しな
い。上述のように停電時においても、蓄電池Ｂの電圧を
リアクトルＬ1 を使用して昇圧し且つ一定直流電圧Ｖdc
を得るので、正常時と同様に第１及び第２のコンデンサ
Ｃ1 、Ｃ2 に基づいて第１及び第２のインバータ用スイ
ッチＱ1 、Ｑ2 を含むインバータ回路を駆動し、負荷１
に対する電力供給を継続することができる。バックアッ
プ用蓄電池Ｂの電圧は正常時の昇圧回路を兼用して昇圧
され、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 に供給され
る。従って、比較的低コストの耐圧の低い蓄電池Ｂを使
用して比較的高い直流電圧Ｖdcを容易に得ることができ
る。ハーフブリッジインバータ回路を構成する第１及び
第２のインバータ用スイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・オフは
図６（Ｇ）（Ｈ）に示すような周知のＰＷＭパルスによ
って行う。図３の回路において第１及び第２のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 の充電制御を選択して行うこともできる。
即ち、第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧を互
いに異なる値にすることができる。第１のコンデンサＣ
1 はインバータ出力の正の半波を供給し、第２のコンデ
ンサＣ2 は負の半波を供給するので、負荷１が正の半波
と負の半波で異なる電圧値を要求する場合には、これに
対応することができる。
【００３１】
【充電モード】電源正常時にバックアップ用蓄電池Ｂの
電圧を一定に保つための充電回路は、降圧チョッパ用ス
イッチＳ3 のオン・オフによって行う。図４の充電制御
器３５は、停電検出回路１８が停電を検出していないこ
とに応答して、ライン１２、１３で検出した蓄電池電圧
Ｖb を一定値に制御するための制御信号を作り、これに
よってチョッパ用スイッチＳ3 をオン・オフ制御する。
なお、充電制御器３５は、周知の技術によって構成する
ことが可能であり、例えば、蓄電池電圧と基準電圧とが
入力する誤差増幅器と、三角波発生回路と、三角波発生
回路の三角波と誤差増幅器の出力とを比較するコンパレ
ータとで形成し、コンパレータから得られたＰＷＭパル
スをチョッパ用スイッチＳ3 の制御端子に送る。
電圧を一定に保つための充電回路は、降圧チョッパ用ス
イッチＳ3 のオン・オフによって行う。図４の充電制御
器３５は、停電検出回路１８が停電を検出していないこ
とに応答して、ライン１２、１３で検出した蓄電池電圧
Ｖb を一定値に制御するための制御信号を作り、これに
よってチョッパ用スイッチＳ3 をオン・オフ制御する。
なお、充電制御器３５は、周知の技術によって構成する
ことが可能であり、例えば、蓄電池電圧と基準電圧とが
入力する誤差増幅器と、三角波発生回路と、三角波発生
回路の三角波と誤差増幅器の出力とを比較するコンパレ
ータとで形成し、コンパレータから得られたＰＷＭパル
スをチョッパ用スイッチＳ3 の制御端子に送る。
【００３２】蓄電池Ｂは第１、第２及び第３モードによ
って充電される。充電第１モード時には図１５に示すよ
うにチョッパ用スイッチＳ3 がオンになり、Ｃ1 −Ｄ6
−Ｓ3 −Ｌ2 −Ｂ−Ｄ8 の閉回路が形成され、リアクト
ルＬ2 を介して蓄電池Ｂが降圧充電される。充電時第２
モードは図１１に示す正常時第４モードにおいてチョッ
パ用スイッチＳ3 がオンした時に生じる。この充電時第
２モードにはＣ1 −Ｄ6 −Ｓ3 −Ｌ2 −Ｂ−Ｄ2 −Ｌ1
−Ｓwa−Ｌf1−２−Ｃ1 の閉回路が形成され、蓄電池Ｂ
は降圧充電される。充電時第３モードは、図１７に示す
ようにチョッパ用スイッチＳ3 のオフ期間に生じる。こ
の時には、充電時第１又は第２モードでリアクトルＬ2
に蓄積されたエネルギーがＬ2 −Ｂ−Ｄ7 の閉回路で放
出され、これによる蓄電池Ｂの充電電流が流れる。な
お、蓄電池Ｂの充電を電源電圧Ｖs の正の半サイクルの
期間において第１のスイッチＳ1 がオンしている期間の
みに限定して行うように構成すると、ダイオードＤ8 を
省略することが可能になる。
って充電される。充電第１モード時には図１５に示すよ
うにチョッパ用スイッチＳ3 がオンになり、Ｃ1 −Ｄ6
−Ｓ3 −Ｌ2 −Ｂ−Ｄ8 の閉回路が形成され、リアクト
ルＬ2 を介して蓄電池Ｂが降圧充電される。充電時第２
モードは図１１に示す正常時第４モードにおいてチョッ
パ用スイッチＳ3 がオンした時に生じる。この充電時第
２モードにはＣ1 −Ｄ6 −Ｓ3 −Ｌ2 −Ｂ−Ｄ2 −Ｌ1
−Ｓwa−Ｌf1−２−Ｃ1 の閉回路が形成され、蓄電池Ｂ
は降圧充電される。充電時第３モードは、図１７に示す
ようにチョッパ用スイッチＳ3 のオフ期間に生じる。こ
の時には、充電時第１又は第２モードでリアクトルＬ2
に蓄積されたエネルギーがＬ2 −Ｂ−Ｄ7 の閉回路で放
出され、これによる蓄電池Ｂの充電電流が流れる。な
お、蓄電池Ｂの充電を電源電圧Ｖs の正の半サイクルの
期間において第１のスイッチＳ1 がオンしている期間の
みに限定して行うように構成すると、ダイオードＤ8 を
省略することが可能になる。
【００３３】以上説明したように本実施例は次の効果を
有する。 （イ） 第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 を第１及び
第２のコンデンサＣ1、Ｃ2 の昇圧充電に使用すると共
に停電時における蓄電池Ｂによる第１及び第２のコンデ
ンサＣ1 、Ｃ2 の昇圧充電にも使用し、更に力率改善に
使用するので、少ないスイッチによって正常時動作、停
電時動作、及び力率改善が可能になる。 （ロ） 蓄電池Ｂは降圧充電されるので、蓄電池Ｂを低
コストの低耐圧蓄電池とすることができる。 （ハ） 第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 は互いに並
列に接続されているので、両方が同時にオン状態になっ
て短絡回路が形成されることはなく、信頼性が向上す
る。 （ニ） 第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧の
バランスを調整することができ、バランスを良くするこ
とができるのみなく、必要に応じて第１及び第２のコン
デンサＣ1 、Ｃ2 の充電電圧を互いに異なる値に調整す
ることもできる。
有する。 （イ） 第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 を第１及び
第２のコンデンサＣ1、Ｃ2 の昇圧充電に使用すると共
に停電時における蓄電池Ｂによる第１及び第２のコンデ
ンサＣ1 、Ｃ2 の昇圧充電にも使用し、更に力率改善に
使用するので、少ないスイッチによって正常時動作、停
電時動作、及び力率改善が可能になる。 （ロ） 蓄電池Ｂは降圧充電されるので、蓄電池Ｂを低
コストの低耐圧蓄電池とすることができる。 （ハ） 第１及び第２のスイッチＳ1 、Ｓ2 は互いに並
列に接続されているので、両方が同時にオン状態になっ
て短絡回路が形成されることはなく、信頼性が向上す
る。 （ニ） 第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧の
バランスを調整することができ、バランスを良くするこ
とができるのみなく、必要に応じて第１及び第２のコン
デンサＣ1 、Ｃ2 の充電電圧を互いに異なる値に調整す
ることもできる。
【００３４】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｑ1 、Ｑ2 、Ｓ3 を電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）等の半導体スイッチとする
ことができる。 （２） スイッチＳwa、Ｓwb、ＣＳ1 、ＣＳ2 、５９、
６０を半導体スイッチ等の電子スイッチに置き換えるこ
とができる。 （３） 図４及び図５に示す回路の一部又は全部をディ
ジタル回路に置き換えることができる。ディジタル回路
で図４及び図５に示す回路を構成する時にはＤＳＰ（デ
ィジタル信号プロセッサ）又はマイコン又はマイクロプ
ロセッサ等を使用する。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｑ1 、Ｑ2 、Ｓ3 を電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）等の半導体スイッチとする
ことができる。 （２） スイッチＳwa、Ｓwb、ＣＳ1 、ＣＳ2 、５９、
６０を半導体スイッチ等の電子スイッチに置き換えるこ
とができる。 （３） 図４及び図５に示す回路の一部又は全部をディ
ジタル回路に置き換えることができる。ディジタル回路
で図４及び図５に示す回路を構成する時にはＤＳＰ（デ
ィジタル信号プロセッサ）又はマイコン又はマイクロプ
ロセッサ等を使用する。
【図１】従来の無停電電源装置を示す回路図である。
【図２】別の従来の無停電電源装置を示す回路図であ
る。
る。
【図３】本発明の実施例の無停電電源装置を制御回路部
を省いて示す回路図である。
を省いて示す回路図である。
【図４】図３の無停電電源装置の制御回路部を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】図４の一部を詳しく示す回路図である。
【図６】図３の電源電圧と各スイッチの状態を示す波形
図である。
図である。
【図７】図４及び図５の電圧アンバランス調整回路の各
部の状態を示す波形図である。
部の状態を示す波形図である。
【図８】図３の回路の正常時第１モードを示す回路図で
ある。
ある。
【図９】図３の回路の正常時第２モードを示す回路図で
ある。
ある。
【図１０】図３の回路の正常時第３モードを示す回路図
である。
である。
【図１１】図３の回路の正常時第４モードを示す回路図
である。
である。
【図１２】図３の回路の停電時第１モードを示す回路図
である。
である。
【図１３】図３の回路の停電時第２モードを示す回路図
である。
である。
【図１４】図３の回路の停電時第３モードを示す回路図
である。
である。
【図１５】図３の回路の充電時第１モードを示す回路図
である。
である。
【図１６】図３の回路の充電時第２モードを示す回路図
である。
である。
【図１７】図３の回路の充電時第３モードを示す回路図
である。
である。
Ｓ1 、Ｓ2 第１及び第２のスイッチ Ｃ1 、Ｃ2 第１及び第２のコンデンサ Ｌ1 昇圧用リアクトル Ｂ 蓄電池
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/155 H02J 9/06 504 H02M 7/5387
Claims (6)
- 【請求項１】 交流電源の一端に接続されたリアクトル
と、 前記リアクトルの出力側端子と前記交流電源の他端との
間に接続された第１のスイッチと、 直流電源として機能させるための第１及び第２のコンデ
ンサの直列回路と、 前記リアクトルの出力側端子と前記第１及び第２のコン
デンサの直列回路の一端との間に接続された逆流阻止用
の第１のダイオードと、 前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点と前記交流
電源の他端とを接続する接続手段と、 前記リアクトルの出力側端子にその一端が接続され且つ
前記交流電源に対して前記第１のダイオードと逆の方向
性を有している第２のダイオードと、 前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の他端と前記
第２のダイオードの他端との間に接続され且つ前記第２
のコンデンサに充電電流を流すことを許す方向性を有し
ている第３のダイオードと、 前記第２及び第３のダイオードの相互接続点と前記交流
電源の他端との間に接続された第２のスイッチと、 前記交流電源から第１の方向の電圧が発生している期間
に前記交流電源の電圧の周期よりも十分に短い周期で前
記第１のスイッチをオン・オフ制御し、前記第１の方向
と反対の第２の方向の電圧が前記交流電源から発生して
いる期間に前記交流電源の電圧の周期よりも十分に短い
周期で前記第２のスイッチをオン・オフ制御するスイッ
チ制御回路と、 前記交流電源の一端と前記リアクトルの入力側端子との
間に接続された第１の電源切換用スイッチと、 前記第１の電源切換用スイッチと前記リアクトルとの間
にその一端が接続された第２の電源切換用スイッチと、 前記第２の電源切換用スイッチの他端と前記第３のダイ
オードとの間に接続された蓄電池と、 前記交流電源から正常に電圧が発生している時には前記
第１の電源切換用スイッチをオンに制御すると共に前記
第２の電源切換用スイッチをオフに制御し、前 記交流電
源の停電時には前記第１の電源切換用スイッチをオフに
制御すると共に前記第２の電源切換用スイッチをオンに
制御する電源切換制御回路と、 前記交流電源の停電時において、前記第１のコンデンサ
を前記蓄電池で充電する時に前記第２のスイッチをオン
状態に制御すると同時に前記第１のスイッチをオン・オ
フ制御し、前記第２のコンデンサを前記蓄電池で充電す
る時に前記第１のスイッチをオン状態に制御する同時に
前記第２のスイッチをオン・オフ制御する停電時スイッ
チ制御手段とを備えていることを特徴とする スイッチン
グ電源装置。 - 【請求項２】 更に、前記第１及び第２のコンデンサの
いずれか一方又は両方の電圧によって前記蓄電池を充電
する充電回路を有していることを特徴とする請求項１記
載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記充電回路は、 前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の一端に接続
されたチョッパ用スイッチと、 前記チョッパ用スイッチと前記蓄電池の前記第２の電源
切換用スイッチ側の端子との間に接続された平滑用リア
クトルと、 前記平滑用リアクトルと前記蓄電池の直列回路に対して
並列に接続された平滑用ダイオードとから成る降圧充電
回路であることを特徴とする請求項２記載のスイッチン
グ電源装置。 - 【請求項４】 更に、前記第１及び第２のコンデンサの
直列回路に対して並列に接続された第１及び第２のイン
バータ用スイッチの直列回路と、 前記第１及び第２のコンデンサの相互接続点と前記第１
及び第２のインバータ用スイッチの相互接続点との間に
接続された交流出力回路とを備えていることを特徴とす
る請求項１又は２又は３記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項５】 前記交流電源から電圧が発生している時
に前記第１及び第２のスイッチをオン・オフ制御するた
めの前記スイッチ制御回路が、 前記リアクトルを通って流れる電流を検出する電流検出
手段と、 前記交流電源の電圧を検出する電源電圧検出回路と、 前記第１及び第２のコンデンサの直列回路の電圧又はこ
の電圧に対応した値を有する前記直列接続回路の出力側
の電圧を検出する出力電圧検出手段と、 前記電源電圧検出回路から得られた基準波形電圧と前記
出力電圧検出手段から得られた電圧とを乗算する乗算手
段と、 前記電流検出手段から得られた電流検出信号と前記乗算
手段から得られた信号との差に対応する出力を得るため
の誤差信号形成手段と、 前記交流電源の電圧の周期よりも十分に短い周期で三角
波電圧を発生する三角波発生手段と、 前記誤差信号形成手段の出力と前記三角波電圧とを比較
してＰＷＭパルスを形成し、前記第１及び第２のスイッ
チに供給する比較手段とを備えていることを特徴とする
請求項１又は２又は３又は４記載のスイッチング電源装
置。 - 【請求項６】 更に、前記交流電源に接続された入力フ
ィルタを有することを特徴とする請求項１又は２又は３
又は４又は５記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09062450A JP3132553B2 (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09062450A JP3132553B2 (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10248245A JPH10248245A (ja) | 1998-09-14 |
| JP3132553B2 true JP3132553B2 (ja) | 2001-02-05 |
Family
ID=13200566
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09062450A Expired - Fee Related JP3132553B2 (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3132553B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005261053A (ja) * | 2004-03-10 | 2005-09-22 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 無停電電源装置 |
| GB0526625D0 (en) | 2005-12-30 | 2006-02-08 | Microgen Energy Ltd | Power supply |
| JP5067185B2 (ja) * | 2008-02-15 | 2012-11-07 | サンケン電気株式会社 | 交流電力供給装置 |
| JP2010115029A (ja) * | 2008-11-07 | 2010-05-20 | Murata Mfg Co Ltd | 絶縁型スイッチング電源装置 |
| CN110690813A (zh) * | 2019-09-12 | 2020-01-14 | 珠海格力电器股份有限公司 | 基于开关控制的电容充电控制方法、装置及变流器 |
-
1997
- 1997-02-28 JP JP09062450A patent/JP3132553B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10248245A (ja) | 1998-09-14 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |