JPH0993822A - 無停電性スイッチングレギュレータ - Google Patents
無停電性スイッチングレギュレータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】低コスト化および小型化が可能な自励式の無停
電性スイッチングレギュレータを実現すること。 【解決手段】一次側に整流回路、高周波トランスの一次
巻線、一次側スイッチング素子、スイッチング用一次巻
線を、二次側に整流、平滑回路を接続した二次側の出力
回路を、三次側に三次巻線、充放電回路、三次側スイッ
チング素子、電気二重層コンデンサ、スイッチング用三
次巻線をそれぞれ設け、一次側および三次側からフライ
バック方式によって、二次側に出力を伝達するととも
に、一次側の前記整流回路の出力電圧が所定のレベルを
上回った時に前記充電回路が動作し、前記所定のレベル
よりも下回った時に前記放電回路が動作する無停電性ス
イッチングレギュレータとすること。
電性スイッチングレギュレータを実現すること。 【解決手段】一次側に整流回路、高周波トランスの一次
巻線、一次側スイッチング素子、スイッチング用一次巻
線を、二次側に整流、平滑回路を接続した二次側の出力
回路を、三次側に三次巻線、充放電回路、三次側スイッ
チング素子、電気二重層コンデンサ、スイッチング用三
次巻線をそれぞれ設け、一次側および三次側からフライ
バック方式によって、二次側に出力を伝達するととも
に、一次側の前記整流回路の出力電圧が所定のレベルを
上回った時に前記充電回路が動作し、前記所定のレベル
よりも下回った時に前記放電回路が動作する無停電性ス
イッチングレギュレータとすること。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高力率で１次側交流
入力電流に高調波成分が少なく、かつ出力リップルの少
ない無停電性のスイッチングレギュレータに関し、特に
自励式とすることにより部品点数を減少させ、小型で安
価な無停電性スイッチングレギュレータを実現するため
の技術に関するものである。
入力電流に高調波成分が少なく、かつ出力リップルの少
ない無停電性のスイッチングレギュレータに関し、特に
自励式とすることにより部品点数を減少させ、小型で安
価な無停電性スイッチングレギュレータを実現するため
の技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年コンピュータ機器の普及に伴い、商
用電源の瞬時停電による影響が問題視されており、種々
の無停電性の直流安定化電源が提案されている。その中
に、本発明者によって既に提案されている特開平６−２
０５５４６号公報に記載のものがある。これは図６に示
す基本回路を有するものであり、交流電源１００から
の交流を整流する平滑コンデンサを含まない整流回路１
０２、この整流回路１０２の出力側に高周波トランス
１０４の一次巻線１０６と一次側スイッチング素子１０
８とを直列に接続し、この一次側スイッチング素子１０
８により一次側高周波パルス電圧を発生させる一次側回
路１１０、前記高周波トランス１０４の二次巻線１１
２に整流、平滑回路を接続し、負荷１１４に直流出力電
圧を供給する二次側回路１１６、前記高周波トランス
１０４の三次巻線１１８に電気二重層コンデンサ１２０
とチョークコイル１２２と高周波整流ダイオード１２４
とを直列に接続した充電回路１２６、前記三次巻線１
１８の巻き始め端と巻き終わり端又はその巻線の中途よ
り引き出されたタップ１２８との間に、前記電気二重層
コンデンサ１２０と三次側スイッチング素子１３０とを
直列に接続した放電回路１３２、前記一次側スイッチ
ング素子１０８及び三次側スイッチング素子１３０に同
期したパルス信号を出力してスイッチング動作を行わせ
るとともに、前記二次側回路１１６の出力電圧の変動に
応じてパルス信号のパルス幅を変調して一次側高周波パ
ルス電圧のパルス幅を制御するパルス幅変調制御スイッ
チング制御回路１３４、を備えたものである。
用電源の瞬時停電による影響が問題視されており、種々
の無停電性の直流安定化電源が提案されている。その中
に、本発明者によって既に提案されている特開平６−２
０５５４６号公報に記載のものがある。これは図６に示
す基本回路を有するものであり、交流電源１００から
の交流を整流する平滑コンデンサを含まない整流回路１
０２、この整流回路１０２の出力側に高周波トランス
１０４の一次巻線１０６と一次側スイッチング素子１０
８とを直列に接続し、この一次側スイッチング素子１０
８により一次側高周波パルス電圧を発生させる一次側回
路１１０、前記高周波トランス１０４の二次巻線１１
２に整流、平滑回路を接続し、負荷１１４に直流出力電
圧を供給する二次側回路１１６、前記高周波トランス
１０４の三次巻線１１８に電気二重層コンデンサ１２０
とチョークコイル１２２と高周波整流ダイオード１２４
とを直列に接続した充電回路１２６、前記三次巻線１
１８の巻き始め端と巻き終わり端又はその巻線の中途よ
り引き出されたタップ１２８との間に、前記電気二重層
コンデンサ１２０と三次側スイッチング素子１３０とを
直列に接続した放電回路１３２、前記一次側スイッチ
ング素子１０８及び三次側スイッチング素子１３０に同
期したパルス信号を出力してスイッチング動作を行わせ
るとともに、前記二次側回路１１６の出力電圧の変動に
応じてパルス信号のパルス幅を変調して一次側高周波パ
ルス電圧のパルス幅を制御するパルス幅変調制御スイッ
チング制御回路１３４、を備えたものである。
【０００３】このような従来の無停電性スイッチングレ
ギュレータの動作は、以下のようになる。整流回路１０
２の出力電圧が所定のレベルを越えている時には、交流
電源１００より供給される正弦波交流が全波正弦波脈流
波形となって高周波トランス１０４の一次側に供給され
る。そしてこの全波正弦波脈流は、一次巻線１０６およ
び逆流防止ダイオード１３６を介して一次側スイッチン
グ素子１０８に通され、スイッチング制御回路１３４に
よる制御によってチョッピングされて二次側回路１１６
に出力される。また三次側回路１３８については、整流
回路１０２の出力電圧が所定のレベルを越えている時
は、一次側スイッチング素子１０８がＯＮの時に一次側
回路１１０に流れる電流ｉ1 によって図中ｉ2 の電流が
流れる。この電流ｉ2 がチョークコイル１２２によって
平滑化されて電気二重層コンデンサ１２０を充電する。
一方、整流回路１０２の出力電圧が所定のレベルを下回
っている時には、電気二重層コンデンサ１２０の充電電
圧が、電流ｉ1 による三次巻線１１８の誘起電圧よりも
高くなる結果、三次巻線１１８の巻き始め端から中途タ
ップ１２８までの巻数部分を経由して放電電流ｉ3 が流
れる。この放電電流ｉ3 は、三次側スイッチング素子１
３０でチョッピングされ、二次側回路１１６に出力され
る。このような動作により、瞬時停電等によって整流回
路１０２の出力電圧が低下した時でも一定の二次側出力
が得られ、無停電性のスイッチングレギュレータとな
る。
ギュレータの動作は、以下のようになる。整流回路１０
２の出力電圧が所定のレベルを越えている時には、交流
電源１００より供給される正弦波交流が全波正弦波脈流
波形となって高周波トランス１０４の一次側に供給され
る。そしてこの全波正弦波脈流は、一次巻線１０６およ
び逆流防止ダイオード１３６を介して一次側スイッチン
グ素子１０８に通され、スイッチング制御回路１３４に
よる制御によってチョッピングされて二次側回路１１６
に出力される。また三次側回路１３８については、整流
回路１０２の出力電圧が所定のレベルを越えている時
は、一次側スイッチング素子１０８がＯＮの時に一次側
回路１１０に流れる電流ｉ1 によって図中ｉ2 の電流が
流れる。この電流ｉ2 がチョークコイル１２２によって
平滑化されて電気二重層コンデンサ１２０を充電する。
一方、整流回路１０２の出力電圧が所定のレベルを下回
っている時には、電気二重層コンデンサ１２０の充電電
圧が、電流ｉ1 による三次巻線１１８の誘起電圧よりも
高くなる結果、三次巻線１１８の巻き始め端から中途タ
ップ１２８までの巻数部分を経由して放電電流ｉ3 が流
れる。この放電電流ｉ3 は、三次側スイッチング素子１
３０でチョッピングされ、二次側回路１１６に出力され
る。このような動作により、瞬時停電等によって整流回
路１０２の出力電圧が低下した時でも一定の二次側出力
が得られ、無停電性のスイッチングレギュレータとな
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
無停電性スイッチングレキュレータには、それが他励式
であるために、装置の小型化および低コスト化が困難で
あるという問題点が有った。すなわち上記従来の無停電
性スイッチングレギュレータでは、一次側のパルス電圧
を得るために、パルス幅変調制御スイッチング制御回路
（ＰＷＭ）１３４が使用されており、これは別制御でか
つ別付けの基幹部品であった。このような別制御でかつ
別付けの基幹部品を必要とする場合は、部品点数の増大
を招くばかりでなく、コストアップ要因となってしまい
好ましくない。そこで本発明者は、このような問題点を
解決し、低コスト化および小型化が可能な自励式の無停
電性スイッチングレギュレータを案出した。
無停電性スイッチングレキュレータには、それが他励式
であるために、装置の小型化および低コスト化が困難で
あるという問題点が有った。すなわち上記従来の無停電
性スイッチングレギュレータでは、一次側のパルス電圧
を得るために、パルス幅変調制御スイッチング制御回路
（ＰＷＭ）１３４が使用されており、これは別制御でか
つ別付けの基幹部品であった。このような別制御でかつ
別付けの基幹部品を必要とする場合は、部品点数の増大
を招くばかりでなく、コストアップ要因となってしまい
好ましくない。そこで本発明者は、このような問題点を
解決し、低コスト化および小型化が可能な自励式の無停
電性スイッチングレギュレータを案出した。
【０００５】
【課題を解決するための手段】このような本発明は、交
流電源からの交流を整流する整流回路と、この整流回路
の出力側に高周波トランスの一次巻線と一次側スイッチ
ング素子とを直列に接続するとともに、一次側スイッチ
ング素子にスイッチング制御電圧を印加するスイッチン
グ用一次巻線を接続した、前記一次側スイッチング素子
による一次側高周波パルス電圧を発生させるための一次
側回路と、前記高周波トランスの二次巻線に整流、平滑
回路を接続して、負荷に対して直流出力電力を供給する
二次側回路と、高周波トランスの第一の三次巻線に直列
に接続した、電気二重層コンデンサまたは二次電池と整
流素子とを含む充電回路と、前記第一の三次巻線に対し
て直列に接続された第二の三次巻線と三次側スイッチン
グ素子と前記電気二重層コンデンサまたは二次電池とを
直列に接続するとともに、三次側スイッチング素子にス
イッチング制御電圧を印加するスイッチング用三次巻線
を接続して、前記三次側スイッチング素子によって電気
二重層コンデンサまたは二次電池からの放電出力から一
次側高周波パルス放電電圧を発生させるための放電回路
とを備え、一次側および三次側からフライバック方式に
よって、二次側に出力を伝達するとともに、一次側の前
記整流回路の出力電圧が所定のレベルを上回った時に前
記充電回路が動作し、前記所定のレベルよりも下回った
時に前記放電回路が動作する無停電性スイッチングレギ
ュレータとすることで実現できる。ここで、整流回路に
平滑コンデンサを設けてもよいが、設けない場合はより
力率が向上するので、必要に応じて平滑コンデンサは省
略してもよい。
流電源からの交流を整流する整流回路と、この整流回路
の出力側に高周波トランスの一次巻線と一次側スイッチ
ング素子とを直列に接続するとともに、一次側スイッチ
ング素子にスイッチング制御電圧を印加するスイッチン
グ用一次巻線を接続した、前記一次側スイッチング素子
による一次側高周波パルス電圧を発生させるための一次
側回路と、前記高周波トランスの二次巻線に整流、平滑
回路を接続して、負荷に対して直流出力電力を供給する
二次側回路と、高周波トランスの第一の三次巻線に直列
に接続した、電気二重層コンデンサまたは二次電池と整
流素子とを含む充電回路と、前記第一の三次巻線に対し
て直列に接続された第二の三次巻線と三次側スイッチン
グ素子と前記電気二重層コンデンサまたは二次電池とを
直列に接続するとともに、三次側スイッチング素子にス
イッチング制御電圧を印加するスイッチング用三次巻線
を接続して、前記三次側スイッチング素子によって電気
二重層コンデンサまたは二次電池からの放電出力から一
次側高周波パルス放電電圧を発生させるための放電回路
とを備え、一次側および三次側からフライバック方式に
よって、二次側に出力を伝達するとともに、一次側の前
記整流回路の出力電圧が所定のレベルを上回った時に前
記充電回路が動作し、前記所定のレベルよりも下回った
時に前記放電回路が動作する無停電性スイッチングレギ
ュレータとすることで実現できる。ここで、整流回路に
平滑コンデンサを設けてもよいが、設けない場合はより
力率が向上するので、必要に応じて平滑コンデンサは省
略してもよい。
【０００６】すなわち、本発明の無停電性スイッチング
レギュレータは、商用交流を入力とする一方のＲＣＣ
（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチング
回路の出力トランスと、電気二重層コンデンサまたは二
次電池に蓄積された充電エネルギーを入力源とする、他
方のＲＣＣ方式スイッチング回路の出力トランスの鉄芯
磁路を共通にしている。これより、一次側スイッチング
素子と三次側スイッチング素子のスイッチング動作（Ｏ
Ｎ／ＯＦＦになるタイミング）が完全同期し、商用交流
と電気二重層コンデンサまたは二次電池のＤＣ入力に対
して、電位の高い方が自動的に自励動作で優先する結果
として、無停電性のスイッチングレギュレータとなる。
換言すれば、商用交流側のＲＣＣ回路からの出力供給が
通常は優先され、この時には、三次巻線に誘起する起電
圧で直接またはレギュレータ等を通して、定電圧および
定電流で電気二重層コンデンサまたは二次電池を充電し
て停電等の不測の事態に備えるとともに、停電時には、
充電されている電気二重層コンデンサまたは二次電池の
エネルギーを入力源とするＲＣＣ回路に自動的に切り替
わり、第一の三次巻線から出力が供給される。
レギュレータは、商用交流を入力とする一方のＲＣＣ
（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチング
回路の出力トランスと、電気二重層コンデンサまたは二
次電池に蓄積された充電エネルギーを入力源とする、他
方のＲＣＣ方式スイッチング回路の出力トランスの鉄芯
磁路を共通にしている。これより、一次側スイッチング
素子と三次側スイッチング素子のスイッチング動作（Ｏ
Ｎ／ＯＦＦになるタイミング）が完全同期し、商用交流
と電気二重層コンデンサまたは二次電池のＤＣ入力に対
して、電位の高い方が自動的に自励動作で優先する結果
として、無停電性のスイッチングレギュレータとなる。
換言すれば、商用交流側のＲＣＣ回路からの出力供給が
通常は優先され、この時には、三次巻線に誘起する起電
圧で直接またはレギュレータ等を通して、定電圧および
定電流で電気二重層コンデンサまたは二次電池を充電し
て停電等の不測の事態に備えるとともに、停電時には、
充電されている電気二重層コンデンサまたは二次電池の
エネルギーを入力源とするＲＣＣ回路に自動的に切り替
わり、第一の三次巻線から出力が供給される。
【０００７】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態を、図１
として示す原理図に基づいて説明する。図１は、本発明
の原理を説明するための図であり、説明用の主要部品以
外は省略して描いている。図は、交流電源１からの交流
を整流する整流回路３と、この整流回路３の出力側に高
周波トランス５の一次巻線７と一次側スイッチング素子
９とを直列に接続するとともに、一次側スイッチング素
子９にスイッチング制御電圧を印加するスイッチング用
一次巻線１１を接続した、前記一次側スイッチング素子
９による一次側高周波パルス電圧を発生させるための一
次側回路１３と、前記高周波トランス５の二次巻線１５
に整流、平滑回路を接続して、負荷１７に対して直流出
力電力を供給する二次側回路１９と、高周波トランス５
の第一の三次巻線２１に直列に接続した、電気二重層コ
ンデンサ２３または二次電池２３と整流素子２５とを含
む充電回路２７と、前記第一の三次巻線２１に対して直
列に接続された第二の三次巻線２９と三次側スイッチン
グ素子３１と前記電気二重層コンデンサ２３または二次
電池２３とを直列に接続するとともに、三次側スイッチ
ング素子３１にスイッチング制御電圧を印加するスイッ
チング用三次巻線３３を接続して、前記三次側スイッチ
ング素子３１によって電気二重層コンデンサ２３または
二次電池２３からの放電出力から高周波パルス放電電圧
を発生させるための放電回路３５とを備え、一次側およ
び三次側からフライバック方式によって、二次側に出力
を伝達するとともに、一次側の前記整流回路の出力電圧
が所定のレベルを上回った時に前記充電回路が動作し、
前記所定のレベルよりも下回った時に前記放電回路が動
作する無停電性スイッチングレギュレータの基本回路で
ある。
として示す原理図に基づいて説明する。図１は、本発明
の原理を説明するための図であり、説明用の主要部品以
外は省略して描いている。図は、交流電源１からの交流
を整流する整流回路３と、この整流回路３の出力側に高
周波トランス５の一次巻線７と一次側スイッチング素子
９とを直列に接続するとともに、一次側スイッチング素
子９にスイッチング制御電圧を印加するスイッチング用
一次巻線１１を接続した、前記一次側スイッチング素子
９による一次側高周波パルス電圧を発生させるための一
次側回路１３と、前記高周波トランス５の二次巻線１５
に整流、平滑回路を接続して、負荷１７に対して直流出
力電力を供給する二次側回路１９と、高周波トランス５
の第一の三次巻線２１に直列に接続した、電気二重層コ
ンデンサ２３または二次電池２３と整流素子２５とを含
む充電回路２７と、前記第一の三次巻線２１に対して直
列に接続された第二の三次巻線２９と三次側スイッチン
グ素子３１と前記電気二重層コンデンサ２３または二次
電池２３とを直列に接続するとともに、三次側スイッチ
ング素子３１にスイッチング制御電圧を印加するスイッ
チング用三次巻線３３を接続して、前記三次側スイッチ
ング素子３１によって電気二重層コンデンサ２３または
二次電池２３からの放電出力から高周波パルス放電電圧
を発生させるための放電回路３５とを備え、一次側およ
び三次側からフライバック方式によって、二次側に出力
を伝達するとともに、一次側の前記整流回路の出力電圧
が所定のレベルを上回った時に前記充電回路が動作し、
前記所定のレベルよりも下回った時に前記放電回路が動
作する無停電性スイッチングレギュレータの基本回路で
ある。
【０００８】以下、本図を用いて本発明の無停電性スイ
ッチングレギュレータの動作について説明する。入力と
なる交流電圧ＶINが印加されると、整流回路３によって
得られる全波正弦波脈流が、一次側スイッチング素子９
（トランジスタ９）のベース電流Ｉ1Sとして流れ、一次
側スイッチング素子９がターンオンする。一次側スイッ
チング素子９がターンオンすると、高周波トランス５に
おける一次巻線７に整流回路３の出力電圧が印加され、
電流Ｉ1 が流れる。これに伴って、スイッチング用一次
巻線１１には、それぞれの巻数比に応じた誘起電圧ＥA
が発生し、ベース電流となる電流Ｉ2 が流れる。この
時、二次巻線１５は図示するように接続されているの
で、ダイオード３７の極性が逆となり、二次側回路１９
には電流は流れない。またこの電圧ＥA は、一次側スイ
ッチング素子９がＯＮとなる極性に印加されるので、一
次側スイッチング素子９はＯＮ状態を維持する。しかし
図２に示すように、一次側スイッチング素子９のコレク
タ電流ｉC は直線的に増加するので、ある時間ｔon後に
ｉcs（すなわち電流増幅率ｈFEとベース電流ｉB の積）
に達すると電流ｉcsの変化が無くなって高周波トランス
５の鉄芯内の磁束変化が無くなるため、電流は瞬時にゼ
ロになり、電流ｉcsの遮断に伴う逆起電力が各巻線に発
生するとともに、電圧ＥA の極性は反転し、一次側スイ
ッチング素子９は逆バイアスされてＯＦＦとなる。
ッチングレギュレータの動作について説明する。入力と
なる交流電圧ＶINが印加されると、整流回路３によって
得られる全波正弦波脈流が、一次側スイッチング素子９
（トランジスタ９）のベース電流Ｉ1Sとして流れ、一次
側スイッチング素子９がターンオンする。一次側スイッ
チング素子９がターンオンすると、高周波トランス５に
おける一次巻線７に整流回路３の出力電圧が印加され、
電流Ｉ1 が流れる。これに伴って、スイッチング用一次
巻線１１には、それぞれの巻数比に応じた誘起電圧ＥA
が発生し、ベース電流となる電流Ｉ2 が流れる。この
時、二次巻線１５は図示するように接続されているの
で、ダイオード３７の極性が逆となり、二次側回路１９
には電流は流れない。またこの電圧ＥA は、一次側スイ
ッチング素子９がＯＮとなる極性に印加されるので、一
次側スイッチング素子９はＯＮ状態を維持する。しかし
図２に示すように、一次側スイッチング素子９のコレク
タ電流ｉC は直線的に増加するので、ある時間ｔon後に
ｉcs（すなわち電流増幅率ｈFEとベース電流ｉB の積）
に達すると電流ｉcsの変化が無くなって高周波トランス
５の鉄芯内の磁束変化が無くなるため、電流は瞬時にゼ
ロになり、電流ｉcsの遮断に伴う逆起電力が各巻線に発
生するとともに、電圧ＥA の極性は反転し、一次側スイ
ッチング素子９は逆バイアスされてＯＦＦとなる。
【０００９】一次側スイッチング素子９がＯＦＦになる
と、高周波トランス５の各巻線に逆起電力が発生するの
で、フライバック方式により、二次巻線１５からダイオ
ード３７を通してトランスの鉄芯に蓄えられた磁気エネ
ルギーが、平滑コンデンサ３９への充電電流ＩC'として
流れ出る。そして、この充電電流ＩC'が平滑コンデンサ
３９を充電して平滑化され、二次側回路１９から出力電
圧ＶO として取り出される。そしてこの充電電流ＩC'は
ある時間経過するとゼロになり、スイッチング用一次巻
線１１からスイッチング素子９のベースに逆電圧として
かかっている電圧が無くなることによって、再び一次側
スイッチング素子９が電流Ｉ1SによってＯＮとなり、前
述と同じ動作によってスイッチング動作が継続する。こ
のスイッチング動作の周波数は、図２で示したコレクタ
電流ｉC の上昇率によって決まるが、これは回路定数の
設計によって適当な値に設定される。
と、高周波トランス５の各巻線に逆起電力が発生するの
で、フライバック方式により、二次巻線１５からダイオ
ード３７を通してトランスの鉄芯に蓄えられた磁気エネ
ルギーが、平滑コンデンサ３９への充電電流ＩC'として
流れ出る。そして、この充電電流ＩC'が平滑コンデンサ
３９を充電して平滑化され、二次側回路１９から出力電
圧ＶO として取り出される。そしてこの充電電流ＩC'は
ある時間経過するとゼロになり、スイッチング用一次巻
線１１からスイッチング素子９のベースに逆電圧として
かかっている電圧が無くなることによって、再び一次側
スイッチング素子９が電流Ｉ1SによってＯＮとなり、前
述と同じ動作によってスイッチング動作が継続する。こ
のスイッチング動作の周波数は、図２で示したコレクタ
電流ｉC の上昇率によって決まるが、これは回路定数の
設計によって適当な値に設定される。
【００１０】一方、第一の三次巻線２１および第二の三
次巻線２９は図示するような巻き方向なので、一次巻線
７に電流Ｉ1 が流れているときには、２つのダイオード
２５，４１によって電流が流れない方向に起電力が発生
している。そして、一次側スイッチング素子９がＯＦＦ
になると、第一の三次巻線２１および第二の三次巻線２
９のそれぞれには逆起電力が発生し、またスイッチング
用三次巻線３３は図示するような巻き方向となっている
ので、充電電流Ｉ3 および三次側スイッチング素子３１
（トランジスタ３１）のベース電流となる電流Ｉ3Sが流
れ、三次側スイッチング素子３１はＯＮ状態となる。し
かし第二の三次巻線２９に誘起される電圧が電流Ｉ3 の
流れる方向とは逆であるため、三次側スイッチング素子
３１のコレクタ電流Ｉ4 は流れず、三次側スイッチング
素子３１は空運転状態となる。従って、結局は第一の三
次巻線２１に誘起する起電圧による充電電流ＩC によ
り、電気二重層コンデンサ２３が充電される。
次巻線２９は図示するような巻き方向なので、一次巻線
７に電流Ｉ1 が流れているときには、２つのダイオード
２５，４１によって電流が流れない方向に起電力が発生
している。そして、一次側スイッチング素子９がＯＦＦ
になると、第一の三次巻線２１および第二の三次巻線２
９のそれぞれには逆起電力が発生し、またスイッチング
用三次巻線３３は図示するような巻き方向となっている
ので、充電電流Ｉ3 および三次側スイッチング素子３１
（トランジスタ３１）のベース電流となる電流Ｉ3Sが流
れ、三次側スイッチング素子３１はＯＮ状態となる。し
かし第二の三次巻線２９に誘起される電圧が電流Ｉ3 の
流れる方向とは逆であるため、三次側スイッチング素子
３１のコレクタ電流Ｉ4 は流れず、三次側スイッチング
素子３１は空運転状態となる。従って、結局は第一の三
次巻線２１に誘起する起電圧による充電電流ＩC によ
り、電気二重層コンデンサ２３が充電される。
【００１１】そして、瞬時停電等によって整流回路３の
出力電圧が断たれると、電気二重層コンデンサ２３の電
圧が、整流回路３の入力に代わってベース電流Ｉ3Sを流
すことにより三次側スイッチング素子３１をＯＮにし、
電気二重層コンデンサ２３の蓄積エネルギーを入力源と
して、第二の三次巻線２９を経由した放電電流ＩD が流
れる。この状態においては、三次側スイッチング素子３
１がベース電流Ｉ3S，Ｉ5 によって前述の一次側回路１
３における一次側スイッチング素子９と同様の動作でス
イッチングを繰り返し、電気二重層コンデンサ２３から
の放電電流ＩDが三次側スイッチング素子３１によって
チョッピングされ、二次側回路１９に出力される。
出力電圧が断たれると、電気二重層コンデンサ２３の電
圧が、整流回路３の入力に代わってベース電流Ｉ3Sを流
すことにより三次側スイッチング素子３１をＯＮにし、
電気二重層コンデンサ２３の蓄積エネルギーを入力源と
して、第二の三次巻線２９を経由した放電電流ＩD が流
れる。この状態においては、三次側スイッチング素子３
１がベース電流Ｉ3S，Ｉ5 によって前述の一次側回路１
３における一次側スイッチング素子９と同様の動作でス
イッチングを繰り返し、電気二重層コンデンサ２３から
の放電電流ＩDが三次側スイッチング素子３１によって
チョッピングされ、二次側回路１９に出力される。
【００１２】
【実施例】続いて、具体的実施例に基づいて本発明の詳
細を説明する。図３は、本発明の無停電スイッチングレ
ギュレータの回路例を示している。以下同図に基づいて
詳細に説明する。交流電源１からラインフィルタ４３を
介して整流素子４５が接続され、整流回路３が構成され
ている。ここでコンデンサ４７…はスイッチング時に発
生するノイズフィルタとして機能するものである。この
整流回路３の出力側には、高周波トランス５の一次巻線
７と一次側スイッチング素子９（トランジスタ９）と
が、ダイオード４９を介して直列に接続されており、一
次側スイッチング素子９のスイッチング端子、図例では
トランジスタ９のベース、に制御電圧を印加するスイッ
チング用一次巻線１１が接続されている。このスイッチ
ング用一次巻線１１の極性は図に示すとおりとなってい
る。また整流回路３の出力側とトランジスタ９のベース
間は抵抗５１を介して接続され、トランジスタ９のター
ンオンのためのベース電流Ｉ1Sが流れるようになってい
る。スイッチング用一次巻線１１の巻き始めとトランジ
スタ９のベース間は、直流成分カット用コンデンサ５３
と抵抗５５を介して接続され、スイッチング用一次巻線
１１の巻き終わりとトランジスタ９のベース間には、ベ
ース電圧調整用の抵抗５７が接続されている。また抵抗
５１とトランジスタ９のベース間とスイッチング用一次
巻線１１の巻き終わり端との間には、トランジスタ９の
ベース電流をバイパスさせるためのトランジスタ５９の
コレクタが接続され、このトランジスタ５９のベース
が、スイッチング用一次巻線１１の巻き始め端に対し
て、ダイオード６１とフォトカプラ６３を介して接続さ
れ、定電圧制御用回路６５を構成している。また、トラ
ンジスタ５９のエミッタに接続されている抵抗６７は、
トランジスタ９のエミッタ電流としてスイッチング用一
次巻線１１を流れる電流の過電流検出用である。このよ
うな構成によって、一次側高周波パルス電圧を発生させ
るための一次側回路１３が構成されている。ここで、ト
ランジスタ９を、図示したバイポーラトランジスタに代
えてＦＥＴを用いてもよい。
細を説明する。図３は、本発明の無停電スイッチングレ
ギュレータの回路例を示している。以下同図に基づいて
詳細に説明する。交流電源１からラインフィルタ４３を
介して整流素子４５が接続され、整流回路３が構成され
ている。ここでコンデンサ４７…はスイッチング時に発
生するノイズフィルタとして機能するものである。この
整流回路３の出力側には、高周波トランス５の一次巻線
７と一次側スイッチング素子９（トランジスタ９）と
が、ダイオード４９を介して直列に接続されており、一
次側スイッチング素子９のスイッチング端子、図例では
トランジスタ９のベース、に制御電圧を印加するスイッ
チング用一次巻線１１が接続されている。このスイッチ
ング用一次巻線１１の極性は図に示すとおりとなってい
る。また整流回路３の出力側とトランジスタ９のベース
間は抵抗５１を介して接続され、トランジスタ９のター
ンオンのためのベース電流Ｉ1Sが流れるようになってい
る。スイッチング用一次巻線１１の巻き始めとトランジ
スタ９のベース間は、直流成分カット用コンデンサ５３
と抵抗５５を介して接続され、スイッチング用一次巻線
１１の巻き終わりとトランジスタ９のベース間には、ベ
ース電圧調整用の抵抗５７が接続されている。また抵抗
５１とトランジスタ９のベース間とスイッチング用一次
巻線１１の巻き終わり端との間には、トランジスタ９の
ベース電流をバイパスさせるためのトランジスタ５９の
コレクタが接続され、このトランジスタ５９のベース
が、スイッチング用一次巻線１１の巻き始め端に対し
て、ダイオード６１とフォトカプラ６３を介して接続さ
れ、定電圧制御用回路６５を構成している。また、トラ
ンジスタ５９のエミッタに接続されている抵抗６７は、
トランジスタ９のエミッタ電流としてスイッチング用一
次巻線１１を流れる電流の過電流検出用である。このよ
うな構成によって、一次側高周波パルス電圧を発生させ
るための一次側回路１３が構成されている。ここで、ト
ランジスタ９を、図示したバイポーラトランジスタに代
えてＦＥＴを用いてもよい。
【００１３】次に、前記高周波トランス５の一次巻線７
に対して反対極性に接続した二次巻線１５には、ダイオ
ード３７および平滑コンデンサ３９による整流、平滑回
路が接続された二次側回路１９が設けられ、負荷１７に
対して直流出力電力が供給される。さらに、電圧検出用
分圧抵抗６９と可変抵抗７５と検出抵抗７７に分圧され
た電圧と、シャントレギュレータと称される比較増幅用
ＩＣ７３の内部基準電圧とを比較して定電圧制御を行う
ための、フォトカプラ６３，９３のフォトダイオードが
設けられている。
に対して反対極性に接続した二次巻線１５には、ダイオ
ード３７および平滑コンデンサ３９による整流、平滑回
路が接続された二次側回路１９が設けられ、負荷１７に
対して直流出力電力が供給される。さらに、電圧検出用
分圧抵抗６９と可変抵抗７５と検出抵抗７７に分圧され
た電圧と、シャントレギュレータと称される比較増幅用
ＩＣ７３の内部基準電圧とを比較して定電圧制御を行う
ための、フォトカプラ６３，９３のフォトダイオードが
設けられている。
【００１４】一次巻線７と共通の鉄芯７９には、一次巻
線７と同じ巻き方向となる第一の三次巻線２１が設けら
れ、これに整流用ダイオード２５と定電圧定電流制御用
トランジスタ８０と電気二重層コンデンサ２３が直列に
接続されて充電回路２７が構成されている。ここで、電
気二重層コンデンサ２３の代わりに、２次電池を用いて
もよい。
線７と同じ巻き方向となる第一の三次巻線２１が設けら
れ、これに整流用ダイオード２５と定電圧定電流制御用
トランジスタ８０と電気二重層コンデンサ２３が直列に
接続されて充電回路２７が構成されている。ここで、電
気二重層コンデンサ２３の代わりに、２次電池を用いて
もよい。
【００１５】さらに前記第一の三次巻線２１に対して同
じ極性で第二の三次巻線２９が設けられている。またこ
の第二の三次巻線２９と三次側スイッチング素子３１
（トランジスタ３１）とが、ダイオード４１を介して直
列に接続されており、三次側スイッチング素子３１のス
イッチング端子、図例ではトランジスタ３１のベースに
制御電圧を印加するスイッチング用三次巻線３３が接続
されている。このスイッチング用三次巻線３３は、前記
２つの三次巻線２１，２９と極性が逆になっている。ま
た、電気二重層コンデンサ２３の＋側とトランジスタ３
１のベース間は抵抗８１を介して接続されており、トラ
ンジスタ３１のターンオンのためのベース電流Ｉ3Sが流
れるようになっている。スイッチング用三次巻線３３の
巻き始め端とトランジスタ３１のベース間は、直流成分
カット用コンデンサ８３と抵抗８５を介して接続され、
スイッチング用三次巻線３３の巻き終わり端とトランジ
スタ３１のベース間には、ベース電圧調整用の抵抗８７
が接続されている。また抵抗８１とトランジスタ３１の
ベース間とスイッチング用三次巻線３３の巻き終わり端
との間には、トランジスタ３１のベース電流をバイパス
させるトランジスタ８９が設けられ、このトランジスタ
８９のベースが、スイッチング用三次巻線３３の巻き始
め端に対して、ダイオード９１とフォトカプラ９３を介
して接続され、定電圧制御用回路９５を構成している。
またトランジスタ８９のエミッタに接続されている抵抗
９７は、スイッチング用三次巻線３３を流れるトランジ
スタ３１のエミッタ電流の過電流を検出するためのもの
である。このような構成によって、放電回路３５が構成
されている。
じ極性で第二の三次巻線２９が設けられている。またこ
の第二の三次巻線２９と三次側スイッチング素子３１
（トランジスタ３１）とが、ダイオード４１を介して直
列に接続されており、三次側スイッチング素子３１のス
イッチング端子、図例ではトランジスタ３１のベースに
制御電圧を印加するスイッチング用三次巻線３３が接続
されている。このスイッチング用三次巻線３３は、前記
２つの三次巻線２１，２９と極性が逆になっている。ま
た、電気二重層コンデンサ２３の＋側とトランジスタ３
１のベース間は抵抗８１を介して接続されており、トラ
ンジスタ３１のターンオンのためのベース電流Ｉ3Sが流
れるようになっている。スイッチング用三次巻線３３の
巻き始め端とトランジスタ３１のベース間は、直流成分
カット用コンデンサ８３と抵抗８５を介して接続され、
スイッチング用三次巻線３３の巻き終わり端とトランジ
スタ３１のベース間には、ベース電圧調整用の抵抗８７
が接続されている。また抵抗８１とトランジスタ３１の
ベース間とスイッチング用三次巻線３３の巻き終わり端
との間には、トランジスタ３１のベース電流をバイパス
させるトランジスタ８９が設けられ、このトランジスタ
８９のベースが、スイッチング用三次巻線３３の巻き始
め端に対して、ダイオード９１とフォトカプラ９３を介
して接続され、定電圧制御用回路９５を構成している。
またトランジスタ８９のエミッタに接続されている抵抗
９７は、スイッチング用三次巻線３３を流れるトランジ
スタ３１のエミッタ電流の過電流を検出するためのもの
である。このような構成によって、放電回路３５が構成
されている。
【００１６】次に、この無停電性スイッチングレギュレ
ータの動作について説明する。入力となる交流電圧ＶIN
が印加されると、整流回路３によって得られる全波正弦
波脈流が、抵抗５１を経由してトランジスタ９のベース
電流Ｉ1Sとして流れ、トランジスタ９がターンオンす
る。このトランジスタ９がターンオンすると、高周波ト
ランス５の一次巻線７には整流回路３の出力電圧ＶS が
印加されて電流Ｉ1 が、ダイオード４９を経由して流れ
る。これに伴って、スイッチング用一次巻線１１には、
一次巻線７との巻数比に応じた電圧ＥA が発生し、ベー
ス電流となる電流Ｉ2 がコンデンサ５３と抵抗５５を経
由して流れ、トランジスタ９のベースを深くバイアスす
る。この時、二次巻線１５は一次巻線７に対して逆極性
となっているので、ダイオード３７の極性が逆となり、
二次側回路１９には電流は流れず、磁気エネルギーを鉄
芯７９に蓄える。また前記電圧ＥA は、トランジスタ９
がＯＮとなる極性に印加されるので、トランジスタ９は
ＯＮ状態を維持する。この時のベース電圧は、抵抗５７
によって適当な値に調整される。そして既に図２におい
て説明したように、トランジスタ９のコレクタ電流ｉC
は直線的に増加するので、コレクタ電流ｉC がある時間
経過後に電流増幅率ｈFEとベース電流の積に到達する
と、コレクタ電流の増加が停まり、電流変化が無くなる
結果、各巻線の起電力の方向は反転して、スイッチング
用一次巻線１１の誘起電圧ＥA が逆電圧となるため、急
速にトランジスタ９はＯＦＦとなる。
ータの動作について説明する。入力となる交流電圧ＶIN
が印加されると、整流回路３によって得られる全波正弦
波脈流が、抵抗５１を経由してトランジスタ９のベース
電流Ｉ1Sとして流れ、トランジスタ９がターンオンす
る。このトランジスタ９がターンオンすると、高周波ト
ランス５の一次巻線７には整流回路３の出力電圧ＶS が
印加されて電流Ｉ1 が、ダイオード４９を経由して流れ
る。これに伴って、スイッチング用一次巻線１１には、
一次巻線７との巻数比に応じた電圧ＥA が発生し、ベー
ス電流となる電流Ｉ2 がコンデンサ５３と抵抗５５を経
由して流れ、トランジスタ９のベースを深くバイアスす
る。この時、二次巻線１５は一次巻線７に対して逆極性
となっているので、ダイオード３７の極性が逆となり、
二次側回路１９には電流は流れず、磁気エネルギーを鉄
芯７９に蓄える。また前記電圧ＥA は、トランジスタ９
がＯＮとなる極性に印加されるので、トランジスタ９は
ＯＮ状態を維持する。この時のベース電圧は、抵抗５７
によって適当な値に調整される。そして既に図２におい
て説明したように、トランジスタ９のコレクタ電流ｉC
は直線的に増加するので、コレクタ電流ｉC がある時間
経過後に電流増幅率ｈFEとベース電流の積に到達する
と、コレクタ電流の増加が停まり、電流変化が無くなる
結果、各巻線の起電力の方向は反転して、スイッチング
用一次巻線１１の誘起電圧ＥA が逆電圧となるため、急
速にトランジスタ９はＯＦＦとなる。
【００１７】トランジスタ９がＯＦＦになると、高周波
トランス５の各巻線には鉄芯７９に蓄えられた磁気エネ
ルギーが逆起電力として発生するので、二次巻線１５か
らダイオード３７を通して平滑コンデンサ３９の充電電
流ＩC'が流れ出る。そしてこの充電電流ＩC'が平滑コン
デンサ３９を充電することによって平滑化され、二次側
回路１９から出力電圧ＶO として取り出される。そして
このＩC'は、ある時間経過すると磁気エネルギーの放出
によってゼロになるので、トランジスタ９のベースをＯ
ＦＦとする方向に深くバイアスしていた電圧が無くな
り、抵抗５１を介して電流Ｉ1Sがトランジスタ９のベー
ス電流として流れ、再びトランジスタ９がＯＮとなり、
前述と同じ動作によってスイッチング動作が継続する。
トランス５の各巻線には鉄芯７９に蓄えられた磁気エネ
ルギーが逆起電力として発生するので、二次巻線１５か
らダイオード３７を通して平滑コンデンサ３９の充電電
流ＩC'が流れ出る。そしてこの充電電流ＩC'が平滑コン
デンサ３９を充電することによって平滑化され、二次側
回路１９から出力電圧ＶO として取り出される。そして
このＩC'は、ある時間経過すると磁気エネルギーの放出
によってゼロになるので、トランジスタ９のベースをＯ
ＦＦとする方向に深くバイアスしていた電圧が無くな
り、抵抗５１を介して電流Ｉ1Sがトランジスタ９のベー
ス電流として流れ、再びトランジスタ９がＯＮとなり、
前述と同じ動作によってスイッチング動作が継続する。
【００１８】ここで出力電圧ＶO が予め決められた設定
値以上に高くなると、二次側定電圧制御用検出抵抗７７
の分圧電圧がシャントレギュレータ７３のゲート電圧よ
り高くなり、フォトカプラ６３（および９３）の発光ダ
イオードの輝度が高まり、一次側に位置するフォトカプ
ラ６３（および９３）のフォトトランジスタのエミッタ
電流が増加し、スイッチング用一次巻線１１の順方向電
圧を電圧源としてトランジスタ５９のベース電流がダイ
オード６１とフォトカプラ６３を経由して流れ、トラン
ジスタ５９のベース電位を上昇させる。すると、トラン
ジスタ５９を流れる電流が増加する結果、トランジスタ
５９の動作タイミングが早まることになる。この結果、
トランジスタ９のベース電圧が低下し、図２に示すよう
にｔON期間が短くなるとともに、ｔOFF 期間が長くな
る。このようにして、出力電圧Ｖ0が予め定められた一
定電圧になるよう、ＰＷＭ動作が行われる。一方、出力
電圧Ｖ0 が予め定められた設定値以下になると、これと
は逆にｔON期間が長くなり、出力電圧Ｖ0 が予め定めら
れた一定電圧になるよう、ＰＷＭ動作が行われる。
値以上に高くなると、二次側定電圧制御用検出抵抗７７
の分圧電圧がシャントレギュレータ７３のゲート電圧よ
り高くなり、フォトカプラ６３（および９３）の発光ダ
イオードの輝度が高まり、一次側に位置するフォトカプ
ラ６３（および９３）のフォトトランジスタのエミッタ
電流が増加し、スイッチング用一次巻線１１の順方向電
圧を電圧源としてトランジスタ５９のベース電流がダイ
オード６１とフォトカプラ６３を経由して流れ、トラン
ジスタ５９のベース電位を上昇させる。すると、トラン
ジスタ５９を流れる電流が増加する結果、トランジスタ
５９の動作タイミングが早まることになる。この結果、
トランジスタ９のベース電圧が低下し、図２に示すよう
にｔON期間が短くなるとともに、ｔOFF 期間が長くな
る。このようにして、出力電圧Ｖ0が予め定められた一
定電圧になるよう、ＰＷＭ動作が行われる。一方、出力
電圧Ｖ0 が予め定められた設定値以下になると、これと
は逆にｔON期間が長くなり、出力電圧Ｖ0 が予め定めら
れた一定電圧になるよう、ＰＷＭ動作が行われる。
【００１９】また、第一の三次巻線２１は一次巻線７と
同じ極性なので、一次巻線７に電流Ｉ1 が流れている
時、すなわちトランジスタ９がＯＮになっている時に
は、ダイオード２５によって電流は流れない方向の起電
力が発生する。また第二の三次巻線２９も一次巻線７と
同じ巻き方向なので、この場合もダイオード４１によっ
て電流は流れない。さらにスイッチング用三次巻線３３
は一次巻線７と逆方向なので、トランジスタ３１はＯＮ
状態となるが、電気二重層コンデンサ２３の電位より、
第二の三次巻線２９の電位の方が高いため、電流Ｉ4 は
流れない。一方トランジスタ９がＯＦＦになると、第一
の三次巻線２１および第二の三次巻線２９、さらにスイ
ッチング用三次巻線３３のそれぞれに発生する起電力が
反転するので、これらの結果充電電流Ｉ3 が、電気二重
層コンデンサ２３の充電電流として、ドロッパーとして
動作するトランジスタ８０によって制限されて流れる
（ＩC ）ことにより、充電が行われる。そしてシャント
レギュレータ８２によって決まる定電圧レベルまで、電
気二重層コンデンサ２３を充電する。トランジスタ９が
ＯＦＦの時は、スイッチング用三次巻線３３の起電力が
逆方向のためトランジスタ３１のベースは逆バイアスと
なり、トランジスタ９と同期してＯＦＦとなる。以上に
より、整流回路３側（商用交流入力側）のＲＣＣ回路
と、電気二重層コンデンサ２３側のＲＣＣ回路とは、完
全に同期して動作することがわかる。
同じ極性なので、一次巻線７に電流Ｉ1 が流れている
時、すなわちトランジスタ９がＯＮになっている時に
は、ダイオード２５によって電流は流れない方向の起電
力が発生する。また第二の三次巻線２９も一次巻線７と
同じ巻き方向なので、この場合もダイオード４１によっ
て電流は流れない。さらにスイッチング用三次巻線３３
は一次巻線７と逆方向なので、トランジスタ３１はＯＮ
状態となるが、電気二重層コンデンサ２３の電位より、
第二の三次巻線２９の電位の方が高いため、電流Ｉ4 は
流れない。一方トランジスタ９がＯＦＦになると、第一
の三次巻線２１および第二の三次巻線２９、さらにスイ
ッチング用三次巻線３３のそれぞれに発生する起電力が
反転するので、これらの結果充電電流Ｉ3 が、電気二重
層コンデンサ２３の充電電流として、ドロッパーとして
動作するトランジスタ８０によって制限されて流れる
（ＩC ）ことにより、充電が行われる。そしてシャント
レギュレータ８２によって決まる定電圧レベルまで、電
気二重層コンデンサ２３を充電する。トランジスタ９が
ＯＦＦの時は、スイッチング用三次巻線３３の起電力が
逆方向のためトランジスタ３１のベースは逆バイアスと
なり、トランジスタ９と同期してＯＦＦとなる。以上に
より、整流回路３側（商用交流入力側）のＲＣＣ回路
と、電気二重層コンデンサ２３側のＲＣＣ回路とは、完
全に同期して動作することがわかる。
【００２０】そして、瞬時停電等により整流回路３の出
力電圧が低下すると、電気二重層コンデンサ２３の充電
電圧が第二の三次巻線２９の誘起電圧よりも高くなる結
果、トランジスタ９と同期して動作するトランジスタ３
１のＯＮ時において、放電電流ＩD がＩ4 となって流
れ、二次側回路１９の出力電圧を定電圧に維持する。す
なわち、トランジスタ３１がＯＮの時には、第二の三次
巻線２９に流れる放電電流Ｉ4 によってスイッチング用
三次巻線３３に誘起電圧が発生し、トランジスタ３１を
ＯＮ状態に維持しうる電流Ｉ5 が、コンデンサ８３と抵
抗８５を経由して流れ、トランジスタ３１のベースを深
くバイアスする。従って、前述の一次側回路１３におけ
るトランジスタ９と同様の動作によってスイッチングを
繰り返し、電気二重層コンデンサ２３からの放電電流Ｉ
D が、トランジスタ３１によってチョッピングされて二
次側回路１９に出力され、無停電性が発揮される。また
交流入力電圧が、ツェナーダイオード８４で決まる停電
と見なされる電圧レベル以下になると、ツェナーダイオ
ード８４に直列に接続されているフォトカプラ８６がＯ
ＦＦになるため、フォトカプラ８６のフォトトランジス
タもＯＦＦになり、第一の三次巻線２１からの充電経路
が遮断する。これは、電気二重層コンデンサ２３から出
るエネルギーによって、戻ってくる帰還エネルギーによ
る充電を相殺しないと、実用上スイッチング損失が増加
する等の問題が発生するからである。
力電圧が低下すると、電気二重層コンデンサ２３の充電
電圧が第二の三次巻線２９の誘起電圧よりも高くなる結
果、トランジスタ９と同期して動作するトランジスタ３
１のＯＮ時において、放電電流ＩD がＩ4 となって流
れ、二次側回路１９の出力電圧を定電圧に維持する。す
なわち、トランジスタ３１がＯＮの時には、第二の三次
巻線２９に流れる放電電流Ｉ4 によってスイッチング用
三次巻線３３に誘起電圧が発生し、トランジスタ３１を
ＯＮ状態に維持しうる電流Ｉ5 が、コンデンサ８３と抵
抗８５を経由して流れ、トランジスタ３１のベースを深
くバイアスする。従って、前述の一次側回路１３におけ
るトランジスタ９と同様の動作によってスイッチングを
繰り返し、電気二重層コンデンサ２３からの放電電流Ｉ
D が、トランジスタ３１によってチョッピングされて二
次側回路１９に出力され、無停電性が発揮される。また
交流入力電圧が、ツェナーダイオード８４で決まる停電
と見なされる電圧レベル以下になると、ツェナーダイオ
ード８４に直列に接続されているフォトカプラ８６がＯ
ＦＦになるため、フォトカプラ８６のフォトトランジス
タもＯＦＦになり、第一の三次巻線２１からの充電経路
が遮断する。これは、電気二重層コンデンサ２３から出
るエネルギーによって、戻ってくる帰還エネルギーによ
る充電を相殺しないと、実用上スイッチング損失が増加
する等の問題が発生するからである。
【００２１】この電気二重層コンデンサ２３からの放電
状態においても、二次側の出力電圧ＶO が放電電圧以上
に高くなると、すなわち二次側定電圧制御検出抵抗７７
の分圧電圧がシャントレギュレータ７３の基準電圧であ
るゲート電圧を越えると、シャントレギュレータ７３が
ＯＮ方向に動作してフォトカプラ９３の発光ダイオード
の電流が増加し、一次側に位置するフォトカプラ９３の
フォトトランジスタのエミッタ電流がスイッチング用三
次巻線３３の順方向電圧を源としてダイオード９１とフ
ォトカプラ９３のフォトトランジスタを経由して流れ、
トランジスタ８９のベース電圧を上昇させる。その結
果、トランジスタ８９の動作タイミングが早まり、トラ
ンジスタ３１のｔON期間が短くｔOFF 期間が長くなるた
め、鉄芯７９に蓄積される磁気エネルギーが減少し、二
次側回路１９の出力電圧が予め設定された一定電圧にな
るようＰＷＭ制御動作が行われる。以上のように、トラ
ンジスタ８０，シャントレギュレータ８２，フォトカプ
ラ８６によって、電気二重層コンデンサ２３に対するレ
ギュレータが構成されている。ここで、ダイオード８８
は放電時のみのバイパスダイオード，抵抗９０，９２
は、それぞれ電気二重層コンデンサ２３への充電電圧検
出のための分圧抵抗と検出用抵抗である。
状態においても、二次側の出力電圧ＶO が放電電圧以上
に高くなると、すなわち二次側定電圧制御検出抵抗７７
の分圧電圧がシャントレギュレータ７３の基準電圧であ
るゲート電圧を越えると、シャントレギュレータ７３が
ＯＮ方向に動作してフォトカプラ９３の発光ダイオード
の電流が増加し、一次側に位置するフォトカプラ９３の
フォトトランジスタのエミッタ電流がスイッチング用三
次巻線３３の順方向電圧を源としてダイオード９１とフ
ォトカプラ９３のフォトトランジスタを経由して流れ、
トランジスタ８９のベース電圧を上昇させる。その結
果、トランジスタ８９の動作タイミングが早まり、トラ
ンジスタ３１のｔON期間が短くｔOFF 期間が長くなるた
め、鉄芯７９に蓄積される磁気エネルギーが減少し、二
次側回路１９の出力電圧が予め設定された一定電圧にな
るようＰＷＭ制御動作が行われる。以上のように、トラ
ンジスタ８０，シャントレギュレータ８２，フォトカプ
ラ８６によって、電気二重層コンデンサ２３に対するレ
ギュレータが構成されている。ここで、ダイオード８８
は放電時のみのバイパスダイオード，抵抗９０，９２
は、それぞれ電気二重層コンデンサ２３への充電電圧検
出のための分圧抵抗と検出用抵抗である。
【００２２】続いて、本発明のスイッチングレギュレー
タの力率改善効果と無停電性を、図４を用いて説明す
る。なお図４は、縦軸に電圧Ｖ、横軸に経過時間ｔを取
ったものである。前述のように交流電源１より供給され
る正弦波交流が、整流素子４５によって図４Ａで示す全
波正弦波脈流波形に整流され、高周波トランス５の一次
側に供給される。この時、トランジスタ９のスイッチン
グ動作により高周波パルス電圧となり、フライバック方
式によって二次側回路１９に出力される。この時のチョ
ッピング周波数は、図２で示したようにトランジスタ９
のコレクタ電流、電流増幅率、ベース電流によって決ま
るので、具体的には回路定数によって設定される。本発
明では、図１のように交流電源１側に構成されているＲ
ＣＣ１と、電気二重層コンデンサ２３側に構成されてい
るＲＣＣ２とが、高周波トランス５の鉄芯磁路を共通磁
路として並列的に接続されているが、二次側回路１９へ
のエネルギー供給をＲＣＣ１，ＲＣＣ２のいずれが負担
するかは、以下のようになる。一次巻線７の巻数を
Ｎ1 、第二の三次巻線２９の巻数をＮ3 とし、ＲＣＣ１
の入力電圧をＶA1、ＲＣＣ２の入力電圧をＶB1とする
と、一次巻線７側の比電圧はＶA1／Ｎ1 、第二の三次巻
線２９側の比電圧はＶB1／Ｎ3 にそれぞれなり、この比
電圧の高い方から出力エネルギーが供給されることにな
る。従って、交流入力電圧が低下した場合、ＲＣＣ１の
側でのパルス幅変調スイッチングの結果として出力に定
電圧エネルギーが供給可能な電圧レベル迄は、第一の三
次巻線２１から電気二重層コンデンサ２３に充電するた
めの平均電圧レベルが二次側回路１９の出力電圧と同様
に一定化されるため、ＲＣＣ２側は二次側回路１９への
エネルギー供給源とはならない。この時、ＲＣＣ２側は
空運転状態であり、第一の三次巻線２１が、電気二重層
コンデンサ２３への充電回路として機能する。ここで、
ＲＣＣ１側の電圧が、二次側回路１９の出力電圧を定電
圧制御できないレベルまで低下すると、ＲＣＣ２側の比
電圧レベルが勝るため、出力供給が無瞬断で自動的にＲ
ＣＣ２側に切り替わる。この二次側回路１９の出力電圧
を定電圧制御できないようなＲＣＣ１側の電圧レベル
を、以下スライスレベル（図中Ｓで記す）という。そし
て実際には、このスライスレベルより高い電圧をツェナ
ーダイオード８４で検出し、前述のように充電回路のレ
ギュレータ用トランジスタ８０を遮断するようにすれば
よい。
タの力率改善効果と無停電性を、図４を用いて説明す
る。なお図４は、縦軸に電圧Ｖ、横軸に経過時間ｔを取
ったものである。前述のように交流電源１より供給され
る正弦波交流が、整流素子４５によって図４Ａで示す全
波正弦波脈流波形に整流され、高周波トランス５の一次
側に供給される。この時、トランジスタ９のスイッチン
グ動作により高周波パルス電圧となり、フライバック方
式によって二次側回路１９に出力される。この時のチョ
ッピング周波数は、図２で示したようにトランジスタ９
のコレクタ電流、電流増幅率、ベース電流によって決ま
るので、具体的には回路定数によって設定される。本発
明では、図１のように交流電源１側に構成されているＲ
ＣＣ１と、電気二重層コンデンサ２３側に構成されてい
るＲＣＣ２とが、高周波トランス５の鉄芯磁路を共通磁
路として並列的に接続されているが、二次側回路１９へ
のエネルギー供給をＲＣＣ１，ＲＣＣ２のいずれが負担
するかは、以下のようになる。一次巻線７の巻数を
Ｎ1 、第二の三次巻線２９の巻数をＮ3 とし、ＲＣＣ１
の入力電圧をＶA1、ＲＣＣ２の入力電圧をＶB1とする
と、一次巻線７側の比電圧はＶA1／Ｎ1 、第二の三次巻
線２９側の比電圧はＶB1／Ｎ3 にそれぞれなり、この比
電圧の高い方から出力エネルギーが供給されることにな
る。従って、交流入力電圧が低下した場合、ＲＣＣ１の
側でのパルス幅変調スイッチングの結果として出力に定
電圧エネルギーが供給可能な電圧レベル迄は、第一の三
次巻線２１から電気二重層コンデンサ２３に充電するた
めの平均電圧レベルが二次側回路１９の出力電圧と同様
に一定化されるため、ＲＣＣ２側は二次側回路１９への
エネルギー供給源とはならない。この時、ＲＣＣ２側は
空運転状態であり、第一の三次巻線２１が、電気二重層
コンデンサ２３への充電回路として機能する。ここで、
ＲＣＣ１側の電圧が、二次側回路１９の出力電圧を定電
圧制御できないレベルまで低下すると、ＲＣＣ２側の比
電圧レベルが勝るため、出力供給が無瞬断で自動的にＲ
ＣＣ２側に切り替わる。この二次側回路１９の出力電圧
を定電圧制御できないようなＲＣＣ１側の電圧レベル
を、以下スライスレベル（図中Ｓで記す）という。そし
て実際には、このスライスレベルより高い電圧をツェナ
ーダイオード８４で検出し、前述のように充電回路のレ
ギュレータ用トランジスタ８０を遮断するようにすれば
よい。
【００２３】ここで、三次側の充放電回路２７，３５が
無かったとすると、二次側回路１９の出力電圧Ｖo は、
図４Ｂで示す交流電源の周波数に同期した方形状の電圧
波形となって現れる。しかし、図４Ａで示した全波正弦
波脈流の電圧がスライスレベルＳ以下になると、前述の
ように電気二重層コンデンサ２３の充電電圧が第一の三
次巻線２１の誘起電圧よりも高くなるので、電気二重層
コンデンサ２３からの放電電流が第二の三次巻線２９に
流れるとともに、この放電電流がトランジスタ３１によ
ってスイッチングされ、放電回路３５からの高周波パル
ス電圧が、二次側回路１９に出力される。この時の二次
側回路１９の出力電圧Ｖo は、図４Ｃで示されるような
波形となり、図４Ｂで示した全波正弦波脈流のスライス
レベルＳ以上の領域における電圧波形の空隙部分を埋め
る波形となって現れる。
無かったとすると、二次側回路１９の出力電圧Ｖo は、
図４Ｂで示す交流電源の周波数に同期した方形状の電圧
波形となって現れる。しかし、図４Ａで示した全波正弦
波脈流の電圧がスライスレベルＳ以下になると、前述の
ように電気二重層コンデンサ２３の充電電圧が第一の三
次巻線２１の誘起電圧よりも高くなるので、電気二重層
コンデンサ２３からの放電電流が第二の三次巻線２９に
流れるとともに、この放電電流がトランジスタ３１によ
ってスイッチングされ、放電回路３５からの高周波パル
ス電圧が、二次側回路１９に出力される。この時の二次
側回路１９の出力電圧Ｖo は、図４Ｃで示されるような
波形となり、図４Ｂで示した全波正弦波脈流のスライス
レベルＳ以上の領域における電圧波形の空隙部分を埋め
る波形となって現れる。
【００２４】従って図４Ｄで示すように、全時間領域に
わたって落ち込みの無い、フラットな出力電圧Ｖo が二
次側回路１９から出力されることになる。このように本
発明のスイッチングレギュレータは、入力電圧がスライ
スレベル以下の領域で電気二重層コンデンサからの放電
電力を供給するので、極めて高い力率を実現することが
できる。なお、瞬時停電の場合でも、同様の作用によっ
て図４Ｄで示す波形の出力電圧Ｖo が得られることは、
言うまでもない。
わたって落ち込みの無い、フラットな出力電圧Ｖo が二
次側回路１９から出力されることになる。このように本
発明のスイッチングレギュレータは、入力電圧がスライ
スレベル以下の領域で電気二重層コンデンサからの放電
電力を供給するので、極めて高い力率を実現することが
できる。なお、瞬時停電の場合でも、同様の作用によっ
て図４Ｄで示す波形の出力電圧Ｖo が得られることは、
言うまでもない。
【００２５】また図１および図３の回路例においては、
整流回路３側に平滑コンデンサを設けておらず、電気二
重層コンデンサ２３が従来の整流回路側の平滑コンデン
サの機能を果たしている。従って、図５に示すように、
交流入力側から見た電流波形は、平滑コンデンサを有す
る従来のものでは、図中Ａのように極めて短時間に大電
流が集中する波形となるところ、本発明では、図中Ｂの
ように比較的平坦な電流波形となるので、回路への負担
が大幅に減少し、力率の向上が実現できる。
整流回路３側に平滑コンデンサを設けておらず、電気二
重層コンデンサ２３が従来の整流回路側の平滑コンデン
サの機能を果たしている。従って、図５に示すように、
交流入力側から見た電流波形は、平滑コンデンサを有す
る従来のものでは、図中Ａのように極めて短時間に大電
流が集中する波形となるところ、本発明では、図中Ｂの
ように比較的平坦な電流波形となるので、回路への負担
が大幅に減少し、力率の向上が実現できる。
【００２６】さらに、例えば図３において電解コンデン
サ９４を設けてその充電電圧を電気二重層コンデンサ２
３よりも若干高めに設定し、定常運転時におけるスライ
スレベル以下のエネルギー供給をこの電解コンデンサ９
４で行い、停電時等においては、ごく短時間での電解コ
ンデンサ９４からの放電が終了した後に、電気二重層コ
ンデンサ２３からエネルギー供給を行えるようにしても
よい。このようにすると、電気二重層コンデンサ２３の
負担が軽減される。
サ９４を設けてその充電電圧を電気二重層コンデンサ２
３よりも若干高めに設定し、定常運転時におけるスライ
スレベル以下のエネルギー供給をこの電解コンデンサ９
４で行い、停電時等においては、ごく短時間での電解コ
ンデンサ９４からの放電が終了した後に、電気二重層コ
ンデンサ２３からエネルギー供給を行えるようにしても
よい。このようにすると、電気二重層コンデンサ２３の
負担が軽減される。
【００２７】本発明は、以上の実施例に何ら限定される
ものではなく、例えば図１，図３において、電気二重層
コンデンサ２３に太陽電池パネルを接続して停電時のバ
ックアップ電源としたり、ＲＣＣ３，４…とさらにＲＣ
Ｃ回路を追加し、そのそれぞれにディーゼル発電機や風
力発電機等を接続し、総合的なエネルギー利用による無
停電電源（エネルギーベストミックス）とすることもで
きる。
ものではなく、例えば図１，図３において、電気二重層
コンデンサ２３に太陽電池パネルを接続して停電時のバ
ックアップ電源としたり、ＲＣＣ３，４…とさらにＲＣ
Ｃ回路を追加し、そのそれぞれにディーゼル発電機や風
力発電機等を接続し、総合的なエネルギー利用による無
停電電源（エネルギーベストミックス）とすることもで
きる。
【００２８】
【発明の効果】以上のように本発明は、商用交流側のＲ
ＣＣ回路からの出力供給が通常は優先され、この時に
は、三次巻線に誘起する起電圧で直接またはレギュレー
タ等を通して、定電圧および定電流で電気二重層コンデ
ンサまたは二次電池を充電して停電等の不測の事態に備
えるとともに、停電時には、充電されている電気二重層
コンデンサまたは二次電池のエネルギーを入力源とする
ＲＣＣ回路に自動的に切り替わり、第二の三次巻線から
出力が供給されるものである。従って、極めて簡単な回
路でありながら、優れた無停電性を確保することができ
る。すなわち、入力交流電圧が所定の電圧レベルを越え
ている時は、整流回路からの出力によって負荷に直流電
力を供給する一方、前記所定の電圧レベル以下の領域で
は、一次側回路と共通の鉄芯に接続された放電回路を通
して、電気二重層コンデンサから電荷を放電し、この放
電電力によって負荷に直流電力を供給する。従って、停
電時以外でも交流入力波形におけるスライスレベル以下
の領域では、電気二重層コンデンサまたは二次電池から
電圧が供給されるので、負荷側から見ると、全時間領域
にわたって落ち込みの無い、安定したフラットな出力電
圧が供給されることになり、力率を大幅に向上させるこ
とができる。また、電気二重層コンデンサは急速な充放
電が可能で、しかも容量もファラド単位の極めて大容量
であるので、長期信頼性に優れるとともに、分単位の瞬
時停電時でも、二次側回路に十分な電力を供給すること
ができる。さらに、スイッチングは自励式であるため、
従来のようなＰＷＭ等の別付け基幹部品が不要であり、
機器のコストダウンと小型化に大きく寄与できる。この
ように本発明は、一つのトランスの鉄芯に複数のＲＣＣ
回路を接続し、いずれかのＲＣＣ回路より二次側回路に
エネルギーを供給するものである。従って本実施例にお
いて説明した以外にも、太陽光発電や風力等の自然エネ
ルギー、あるいは、汎用のディーゼル発電機等からエネ
ルギーを供給することもでき、停電時のバックアップ電
源として種々のものが総合的に利用できるという、極め
て信頼性の高いものとなる。加えて、電気二重層コンデ
ンサまたは二次電池が、従来の整流回路における平滑コ
ンデンサとして機能するので、一次側回路に平滑コンデ
ンサを用いる必要が無くなり、さらにフライバック方式
であるため、本来は二次側回路に設けられるべきチョー
クコイルも不要となる。従って、この点もコストダウ
ン、小型化、力率向上に寄与し、従来に無い高性能なス
イッチング電源となった。
ＣＣ回路からの出力供給が通常は優先され、この時に
は、三次巻線に誘起する起電圧で直接またはレギュレー
タ等を通して、定電圧および定電流で電気二重層コンデ
ンサまたは二次電池を充電して停電等の不測の事態に備
えるとともに、停電時には、充電されている電気二重層
コンデンサまたは二次電池のエネルギーを入力源とする
ＲＣＣ回路に自動的に切り替わり、第二の三次巻線から
出力が供給されるものである。従って、極めて簡単な回
路でありながら、優れた無停電性を確保することができ
る。すなわち、入力交流電圧が所定の電圧レベルを越え
ている時は、整流回路からの出力によって負荷に直流電
力を供給する一方、前記所定の電圧レベル以下の領域で
は、一次側回路と共通の鉄芯に接続された放電回路を通
して、電気二重層コンデンサから電荷を放電し、この放
電電力によって負荷に直流電力を供給する。従って、停
電時以外でも交流入力波形におけるスライスレベル以下
の領域では、電気二重層コンデンサまたは二次電池から
電圧が供給されるので、負荷側から見ると、全時間領域
にわたって落ち込みの無い、安定したフラットな出力電
圧が供給されることになり、力率を大幅に向上させるこ
とができる。また、電気二重層コンデンサは急速な充放
電が可能で、しかも容量もファラド単位の極めて大容量
であるので、長期信頼性に優れるとともに、分単位の瞬
時停電時でも、二次側回路に十分な電力を供給すること
ができる。さらに、スイッチングは自励式であるため、
従来のようなＰＷＭ等の別付け基幹部品が不要であり、
機器のコストダウンと小型化に大きく寄与できる。この
ように本発明は、一つのトランスの鉄芯に複数のＲＣＣ
回路を接続し、いずれかのＲＣＣ回路より二次側回路に
エネルギーを供給するものである。従って本実施例にお
いて説明した以外にも、太陽光発電や風力等の自然エネ
ルギー、あるいは、汎用のディーゼル発電機等からエネ
ルギーを供給することもでき、停電時のバックアップ電
源として種々のものが総合的に利用できるという、極め
て信頼性の高いものとなる。加えて、電気二重層コンデ
ンサまたは二次電池が、従来の整流回路における平滑コ
ンデンサとして機能するので、一次側回路に平滑コンデ
ンサを用いる必要が無くなり、さらにフライバック方式
であるため、本来は二次側回路に設けられるべきチョー
クコイルも不要となる。従って、この点もコストダウ
ン、小型化、力率向上に寄与し、従来に無い高性能なス
イッチング電源となった。
【図１】本発明の無停電性スイッチングレギュレータの
原理を説明するための回路図。
原理を説明するための回路図。
【図２】本発明の無停電性スイッチングレギュレータの
スイッチング原理を説明するための、スイッチング素子
特性を表す説明図。
スイッチング原理を説明するための、スイッチング素子
特性を表す説明図。
【図３】本発明の無停電性スイッチングレギュレータの
回路例を表す説明図。
回路例を表す説明図。
【図４】本発明の無停電性スイッチングレギュレータの
電圧波形であり、Ａは整流回路の出力波形、Ｂは充放電
回路が無い場合の二次側回路の出力電圧波形、Ｃは電気
二重層コンデンサからの放電電力によって得られる二次
側回路の出力電圧波形、Ｄは全時間領域にわたって得ら
れる二次側回路の出力電圧波形である。
電圧波形であり、Ａは整流回路の出力波形、Ｂは充放電
回路が無い場合の二次側回路の出力電圧波形、Ｃは電気
二重層コンデンサからの放電電力によって得られる二次
側回路の出力電圧波形、Ｄは全時間領域にわたって得ら
れる二次側回路の出力電圧波形である。
【図５】従来のスイッチングレギュレータと本発明の無
停電性スイッチングレギュレータの、交流入力側から見
た電流波形を表す説明図。
停電性スイッチングレギュレータの、交流入力側から見
た電流波形を表す説明図。
【図６】従来の無停電性スイッチングレギュレータの回
路図。
路図。
１，１００ 交流電源 ３，１０２ 整流回路 ５，１０４ 高周波トランス ７，１０６ 一次巻線 ９，１０８ 一次側スイッチング素子（トランジスタ） １１ スイッチング用一次巻線 １３，１１０ 一次側回路 １５，１１２ 二次巻線 １７，１１４ 負荷 １９，１１６ 二次側回路 ２１ 第一の三次巻線 ２３，１２０ 電気二重層コンデンサまたは二次電池 ２５，４５ 整流素子 ２７，１２６ 充電回路 ２９ 第二の三次巻線 ３１，１３０ 三次側スイッチング素子 ３３ スイッチング用三次巻線 ３５，１３２ 放電回路 ３７，４１，４９ ダイオード ３９ 平滑コンデンサ ４３ ラインフィルタ ４７ コンデンサ ５１，５５，５７，６７，７１，８１，８５，８７，９
７ 抵抗 ５３，８３ 直流成分カット用コンデンサ ５９，８９ トランジスタ ６１，９１，１２４，１３６ ダイオード ６３，８６，９３ フォトカプラ ６５，９５ 定電圧制御用回路 ６９ 分圧抵抗 ７３，８２ シャントレギュレータ ７５ レベル調整用可変抵抗 ７７ 検出抵抗 ７９ 鉄芯 ８０ 定電圧定電流制御用トランジスタ ８４ ツェナーダイオード １１８ 三次巻線 １２２ チョークコイル １２８ タップ １３４ スイッチング制御回路 １３８ 三次側回路
７ 抵抗 ５３，８３ 直流成分カット用コンデンサ ５９，８９ トランジスタ ６１，９１，１２４，１３６ ダイオード ６３，８６，９３ フォトカプラ ６５，９５ 定電圧制御用回路 ６９ 分圧抵抗 ７３，８２ シャントレギュレータ ７５ レベル調整用可変抵抗 ７７ 検出抵抗 ７９ 鉄芯 ８０ 定電圧定電流制御用トランジスタ ８４ ツェナーダイオード １１８ 三次巻線 １２２ チョークコイル １２８ タップ １３４ スイッチング制御回路 １３８ 三次側回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源からの交流を整流する整流回路
と、 この整流回路の出力側に高周波トランスの一次巻線と一
次側スイッチング素子とを直列に接続するとともに、一
次側スイッチング素子にスイッチング制御電圧を印加す
るスイッチング用一次巻線を接続した、前記一次側スイ
ッチング素子による一次側高周波パルス電圧を発生させ
るための一次側回路と、 前記高周波トランスの二次巻線に整流、平滑回路を接続
して、負荷に対して直流出力電力を供給する二次側回路
と、 高周波トランスの第一の三次巻線に直列に接続した、電
気二重層コンデンサまたは二次電池と整流素子とを含む
充電回路と、 前記第一の三次巻線に対して直列に接続された第二の三
次巻線と三次側スイッチング素子と前記電気二重層コン
デンサまたは二次電池とを直列に接続するとともに、三
次側スイッチング素子にスイッチング制御電圧を印加す
るスイッチング用三次巻線を接続して、前記三次側スイ
ッチング素子によって電気二重層コンデンサまたは二次
電池からの放電出力から一次側高周波パルス放電電圧を
発生させるための放電回路とを備え、 一次側および三次側からフライバック方式によって、二
次側に出力を伝達するとともに、一次側の前記整流回路
の出力電圧が所定のレベルを上回った時に前記充電回路
が動作し、前記所定のレベルよりも下回った時に前記放
電回路が動作する無停電性スイッチングレギュレータ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7244986A JP2917871B2 (ja) | 1995-09-22 | 1995-09-22 | 無停電性スイッチングレギュレータ |
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