CN103616914A

CN103616914A - 一种高速开关稳压器驱动电路

Info

Publication number: CN103616914A
Application number: CN201310607754.9A
Authority: CN
Inventors: 李志鹏
Original assignee: Suzhou Baker Microelectronics Co Ltd
Current assignee: Suzhou Baker Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2013-11-26
Filing date: 2013-11-26
Publication date: 2014-03-05

Abstract

一种高速开关稳压器驱动电路，提供了一个双极开关稳压器驱动高速集成电路的电路。该电路运行在兆赫频率，而且是有效率的，因为以前已有的双极集成电路开关稳压器工作在比较低的频率。

Description

一种高速开关稳压器驱动电路

技术领域：

本发明涉及一种用于提供一个高速开关式稳压器的电路和方法。更具体地说，本发明涉及的电路和方法提供了一个高速，双极集成电路的开关稳压器，其可在兆赫频率切换，而且其效率与之前已有的工作在低频率的开关稳压器是可比的或者效率更高。

背景技术：

随着电池供电的便携式计算机的出现，高效率的直流-直流电源转换的需求正不断提高。对于便携式系统而言，电池寿命是最重要的。其他重要的考虑是减少空间，重量和成本。

开关稳压器长期以来提供了一种高效率的将便携式系统的电池电压转换为其他电压的装置。然而，问题是以前的双极集成电路稳压器的开关是在相对较低的频率上工作（例如，接近100千赫兹）。这些低频，当使电路以合理的效率工作时，需要使用相对较大的外部电感器和其它元件组成的开关稳压器。先前可用的高速，双极型开关稳压器使用更小的外部元件面临着效率低下的问题，以及消耗太多电池电源。

鉴于上述情况，为了减少外部电感器和稳压器一起使用的其他组件的空间，重量和成本，这就需要提供一种改进的集成电路，工作在高频率的双极型开关稳压器。

还需要提供这样一种工作在高效率的集成电路开关稳压器，以延长便携式系统中的电池寿命。

发明内容：

鉴于上述情况，本发明的一个目的是提供一种改进的集成电路，在高频率工作的双极型开关稳压器，目的是减少外部电感器和与稳压器一起使用的其他组件的空间，重量和成本。

本发明的另一个目的是，提供这样一种能工作在高频率集成电路开关稳压器，目的是延长便携式系统中的电池寿命。

本发明的技术解决方案：

本发明的目的和其他一些目的被一种改进的集成电路，双极型开关稳压器电路达到。该电路可以工作在兆赫（MHz）频率范围内，而且其效率与之前已有的工作在低频率的开关稳压器是可比的或者效率更高。该电路提供了三个开关的驱动电流：第一（额定值）连续电流，保持低电流或为零，以节省电能；开关从断开转换到闭合时，以提高开关元件打开的速度，提供第二（升压）电流；在开关闭合以维持在所希望的饱和点时，提供第三（驱动器）电流。此外，以节省电力，驱动器或升压电流随开关上负载的函数变化。附加电路瞬间提升开关的基本放电电流的同时，开关从闭合转换到断开，以高效、节电的方式提高开关断开的速度。

本发明的电路还提高了转换开关的速度，且开关闭合之前启动驱动电流（所以，当开关闭合时，其驱动电流已经上升）。本发明提供的附加电路，使用一个共用的误差放大器（减少元件数量和电路的复杂性）能使稳压器来调节双极性输出（或正或负）。该电路还提供了可用于关闭稳压器或同步稳压器的多功能节点。提供的电路进一步被用于改善来自输出过冲情况的恢复。最后，一种防止开关工作过于饱和的改进钳位（开关会减慢下来，降低效率），与先前已知的设计相比，提高了抗饱和回路的稳定性。

对比专利文献：CN201188701Y LED照明灯驱动电路200820018229.8

附图说明：

下面将更详尽的描述本发明的上述目的和优点，采取相应的附图说明，各元件的参考符号都在图中标明。

图1是结合本发明原则的一个电流模式的开关稳压器的原理示意图；

图2是结合本发明原则的一个集成电路开关稳压器的一个典型实施例的原理图；

图3是用于在开关断开时期降低开关驱动电流的现有技术的电路结构的简化原理图；

图4是开关驱动器的电流随图2电路的时间函数曲线图；

图5是用于为图2电路产生定时信号的振荡器的一个典型实施例的原理图；

图6是一个使用图2的电路产生控制信号的典型逻辑电路原理图；

图7所示为图5的振荡电路产生的输出曲线图；

图8是用于关闭图2电路的一个典型的关断电路原理图；

图9是图1电路的误差放大器和负反馈网络的一个典型原理图；

图10所示为图5和图8电路的同步功能和关闭功能之间关系的曲线图；

图11所示为图2晶体管254，256和114集电极电压随时间变化的曲线图；

图12所示为图2开关集电极电压随时间变化的曲线图，并示出本发明的开关钳位电路稳定性增强的曲线图。

具体实施方式：

图1所示为结合本发明原则的一个电流模式的开关稳压器的原理示意图。虽然本发明原理的描述考虑到电流模式稳压器，对于本领域技术人员将是显而易见的，下面描述的许多原理也同样适用于其他稳压电路。

开关稳压器100可包括低压降稳压器102，修整后的振荡器104，修整后的参考电压106，误差放大器108，电流放大器110，电流比较器112，以驱动一个开关114。正如下文所述，按照本发明原则，稳压器100还可能包括逻辑电路116和驱动开关114的驱动器电路118，以及驱动升压电路120。此外，稳压器100可能包括关闭和同步组合电路12，它利用一个单一输入引脚，一个负反馈调节网络124和振荡器频率移位网络126。正如在图9中更详细地描述，负反馈网络124可能包括一个反馈放大器128，电阻器130和132，以及在其输出变为低电平时，作为一个阻止放大器输出的装置，如图1所示的一个简单二极管134。电流放大器110通过使用低电阻值的电阻136（例如，0.1欧姆）测量通过开关114的电流。从下面详细的讨论中，节点SD/SYNC，负反馈放大电路，FB，VC，SWO和VIN的功能也将是显而易见的。

图2所示为结合本发明原则的一个集成电路的开关稳压器驱动部分的一个典型实施例的详细原理图。该电路的设计，用于耦合到与端子VIN和GND并联的施加直流输入的电压源。

在图2电路中，开关由功率NPN晶体管114组成。PNP型晶体管226E与晶体管250的组合提供开关的驱动电流。终端SWO是开关输出端，用于连接到外部负载（未示出），依次连接到源极电势。这种外部负载通常包括一个或多个电流控制二极管、电感元件，其他元件以传统方式（例如，降压，反激式或升压配置）排列来实现一个完整的开关稳压器。终端ISW是一个节点，可以测量（通过使用电阻136）通过开关114的电流。例如，当图2电路用于一个电流模式的开关稳压器时，电阻器136两端的电压被使用以确定何时断开开关114。测量的电压与一个参考电压进行比较，该电压被设定表示当前的断开点。当测量的电压超过参考电压时，电流触发点已经达到且开关114是关闭的（当电路已被关闭或存在高阻抗状态，电阻224防止无意中打开开关114过量的漏电流）。

开关114的闭合和断开是由通过NPN晶体管240，242，254和256的一个信号，SWON来完成。当SWON被拉低的时候，晶体管240和254处于关闭状态。这使得PNP型晶体管226C和226D集电极提供的电流驱动晶体管242和256的基极，打开这些晶体管。（如下面进一步讨论的，晶体管226A-E形式的可控电流源。虽然所示为五个单独的晶体管，在本技术领域的技术人员将认识到，晶体管226A-E可能被替代实现，因为在电路的实际实施例中，作为一个单一晶体管226具有并联集电极A-E。无论在哪一种情况下，晶体管226由电阻器202连接到其基极并在关闭期间或高阻抗情况下保持关闭状态。）当晶体管242打开时，晶体管250的基极拉低以关闭该晶体管（晶体管250通过电阻器220保持关闭状态）。这可以防止达到晶体管114的基极驱动，因此开关是断开的。正如下面进一步讨论，晶体管256可以转变和维持开关114断开（以及二极管264被用来提高晶体管256的关闭速度）。

当SWON引脚被拉高（逻辑1）的时候，情况正好相反。晶体管240和254打开，导致晶体管226C和226D集电极提供的电流分流到地面。晶体管240和254的基极被连接到限流电阻214和216，分别防止一个饱和晶体管驱动其它晶体管进入饱和状态。晶体管242和256，相应地，处于关闭状态。结果，晶体管226E的集电极电流通过电阻218，驱动晶体管250的基极将该晶体管打开。因此，晶体管250和PNP型晶体管226E驱动开关114的基极以闭合开关。

晶体管226E所需的电流量依赖于开关114传导的一个大电流还是小电流。当开关114上的负载是高压时，晶体管226E应该优选提供一个比较大的电流充分促使开关闭合且被驱动到一个期望的工作点。需要来完成这个驱动电流的精确度，将取决于开关114上的负载。太多的驱动电流是浪费电力，降低了工作效率。太少的驱动电流，防止开关完全闭合且使开关处于不理想的高功耗状态。当开关114处于断开状态时，另一方面，晶体管226E优选应该只提供一个额定或零电流。

鉴于上述情况，并根据本发明的一个方面，图2电路包括在开关114处于关闭期间用于减少开关驱动电流的电路。该电路包括晶体管236，238和228以及电阻208，210，212和204，结合信号SWDR工作。该电路的操作如下。

当开关114处于断开状态时（即，当信号SWON低时），信号SWDR（“开关驱动器”）高。因此，没有电流流过晶体管236，电阻器210或晶体管238。要保持晶体管226A-E电路中PNP型电流源偏置，电阻204为流过设置电流的晶体管226A的额定电流提供了路径。NPN型晶体管228，由参考电压V_B（其中，图2典型电路，优选为2.2伏）驱动，驱动晶体管226A的基极，直到晶体管226A的集电极电流足够维持晶体管226A集电极上的负载（电阻204）。电路可能产生的参考电压V_BG，未示出，在本领域那些技术人员而言，任一常规方法将是显而易见的。例如，一个带隙参考电路可能连接到一个放大器，将带隙参考电压V_BG（通常为1.24伏）调整到所需的参考电压（例如，2.2伏）。因此，晶体管226A的集电极处的电压是等于V_B（2.2伏）的大小减去晶体管228的基极-发射极电压（约0.7伏）。用以设置晶体管226A额定电流的电阻204，也同时设置了晶体管226B-E提供的额定电流。这是因为晶体管226B-E的集电极电流以晶体管区域的比率与晶体管226A集电极电流相关。正如图2所示的典型电路。晶体管226A-E的电流A：B：C：D：E的比例分别为1×：0.2×：0.4×：1.6×：5×。

如图3所示，一种已知的开关驱动电流可以减小开关断开期间的时间。在此配置中，图1电路已被修改，使驱动晶体管226'现在是SWON信号路径的一部分，该信号通过NPN晶体管QX。在该电路中，信号SWON低时，开关驱动器226'是关闭的。因此，没有驱动电流提供给开关114。该电路不如图2实施的电路，然而，因为双极集成电路PNP型晶体管是缓慢的。特别是在高速的开关稳压器电路，其中的开关元件工作在兆赫范围内，打开晶体管226'的时间长度，将导致开关打开速度过慢。这将导致该开关具有微弱的交流电导通特性，在开关上会浪费电能。

可能发生的一个问题是：当开关的驱动电流在开关断开期间减少时，如上所述，是重新接通开关所需时间的增加量。这是因为需要时间提高驱动电流，从而导致开关本身闭合的速度比其它情况更慢（因为在一个晶体管开关速度关系到其驱动器的大小）。为了解决这个问题，本发明的另一个方面提供了电路，其在开关本身闭合之前使基极驱动电流提供给开关。在施加到开关前，预先使开关的基极驱动允许驱动电流提高到适当的大小。由于开关114闭合时的速度与其驱动电流大小相关联，预先使驱动电流能够导致开关闭合比其它方面更快。

有驱动电流的开关114是在定时信号SWDR和SWON的开关前闭合。图4是描绘信号SWDR和SWON，晶体管114（如图由跟踪终端SWO示出）的开关，和晶体管226E提供的驱动电流相关联的时序关系的一个曲线图。在图4信号SWDR，时间T₀变低。这使得（打开）晶体管226E能够提供开关驱动电流，如跟踪集成电路（226E）所示上升。在时间T₀和T₁之间，允许开关驱动电流上升。在时间T₁，晶体管226所提供的驱动电流已达到所需要的大小时，信号SWON变为高电平，闭合开关114。在时间T₂，闭合开关114，正如该开关集电极电压的下降轨迹所描述。

图5和6所示为用于产生信号SWON和SWDR的典型电路，和另一个电路有适当定时关系。这些电路的工作方式可以参考图7的时序图来理解。

图5描绘了稳压器的振荡电路500的简化原理图，它的输出是一个锯齿波（如图7中所示），其具有的上升时间是比其下降时间慢得多。图7中标出的迹线示出了在标记了“CAP”的输出节点（图5）处的振荡器的锯齿波形，同时图7中的“CAP”是在图5标记“SET”的输出节点处的振荡器的锯齿波形。当振荡器的输出开始下降时，图7中一个振荡器周期在时间T₀开始。这将更容易理解振荡器如何工作，但是，当振荡器的输出开始上升时，在时间T₁开始分析。NPN晶体管510和514组成的电流比较器，其将晶体管510（电流从第一电流源502（I₁）通过电阻524）的集电极电流与第二参考电流源504（I₂）比较。在时间T₁，晶体管510的集电极电流低于I₂，促使晶体管510拉低SET节点。这将关闭晶体管516和522。随着晶体管522截止，电容器526由电流源508（I₄）充电。这会导致电容器的电压线性增加，如图7所示在时间T₁和T₃之间标出的CAP迹线。此电压由晶体管518（其由电流源506（I₃）保持偏压）在CAP节点传送到晶体管520的发射极。总之，晶体管518和520组成了一个单位增益缓冲器。由于晶体管520的发射极上的电压上升，通过电阻524和晶体管510的电流上升。CAP电压继续上升到T₃时刻，当晶体管510的集电极电流超过参考电流I₂且晶体管510的集电极上的电压足以接通晶体管516。当发生这种情况时，SET端子处的电压变高。这接通晶体管516和522，且开始标记振荡器的下降时间。

当晶体管516在时间T₃打开时，禁止由晶体管510和514组成的电流比较器分流到地面参考电流I₂。在同一时间，晶体管522放电到电容器526，促使通过电容器526和晶体管520的发射极的电压迅速下降（参见图7中在时间T₃和T₄之间的CAP迹线）。这个过程一直持续到时间T₄，在晶体管520的发射极上的电压不再是足以保持晶体管516和522打开。当这种情况发生时，晶体管516和522关闭。因此，晶体管516释放电流比较器，SET终端变低，再开始另一个周期。

由振荡器500所产生的SET信号是图6逻辑电路用来产生信号SWON和SWDR。开关驱动电流能在振荡器下降的起始时间启动（即，在图7中标记的时间T₀；也可参见图4）。在图7中时间T₀和T₁之间的“死区”，当振荡器的锯齿波下降且开关接通（参照图4）时，提供了一个固定的时间点（T₁）延迟。在图6，晶体管602和604（其从电流源610和612分别得到偏置电流（I₁）和（I₂））可以组成一个置位/复位触发器。在时间T₀之前，该触发器是由一个有效的RESET信号复位。（当开关电流超过如上所述的电流型稳压器电流时，产生RESET信号。）当RESET信号瞬间置低电平时，晶体管606关闭引起信号SWDR变高，晶体管602关闭且SWON信号拉低（通过二极管616）。这会导致触发器切换到它的复位状态（晶体管602关闭且晶体管604打开）。在时间T₀，来自振荡器500的SET信号被置为高电平（参见图7）。这将打开晶体管608，迫使其集电极变低，通过二极管620关闭晶体管604。晶体管604的集电极最终变高，因此，该触发器处于“设置”状态（晶体管602打开且晶体管604关闭）。这将导致晶体管606打开（因为电流源612驱动晶体管606的基极），且晶体管606的集电极因此变为低电平—其置SWDR为低电平有效信号（如前面所述）。晶体管608还通过二极管618保持SWON为低电平信号，所以信号在该时刻未有效。然而，在时间T₁，SET信号变为低电平（参照图7）。这将关闭晶体管608，使其集电极变高使信号SWON有效（从电流源614得到偏置电流（I₃））。因此，图5和图6的电路在开关本身闭合前接通开关的驱动电流。

上述开关驱动电流的预启动，提高开关由断开转换为闭合的速度，因为如上所述，晶体管开关的速度与其驱动电流有关。随着驱动电流的增大，开关的速度提高。但是，如果驱动电流的功率太大，其电流将减小。提高晶体管114的开关速度而不会对电路上的功率有多余的影响，并按照本发明的另一个方面，图2中的电路包括引起开关的驱动电流随着开关所需驱动量函数变化的电路。此外，在闭合开关时，该电路瞬间提高提供给开关的驱动电流，从而提高开关速度。在开关闭合之后，且开关保持时，其驱动电流减小到一个随开关负载的函数变化的阶段。该电路的工作如下。

再次参照图2，如前面讨论的，开关114断开的同时，信号SWDR为无效（即，它是高电平）。在此条件下，晶体管226E产生的额定（或零）第一电流由电阻204的值设置。当信号SWDR变低而开启开关驱动电流时，但是，放置在晶体管226A集电极上的负载增加到通过电阻204和210的电流加上晶体管236和238集电极电流的总和。这将促使晶体管226E产生第二电流（提高）计算出闭合开关非常迅速。

当信号SWDR变低电平时，晶体管236导通，因为其基极由电压V_C2驱动。这个电压是电压V_C内部缓冲的一种类型，其代表所需开关电流触发点。如前所述，这个电压随开关114上的负载而变化。由于电压（V_C）的电流触发点与通过开关114的电流密切相关，因此，晶体管236的集电极电流将跟随开关电流。因此，从晶体管226E得到的驱动开关114的量将取决于开关的负载电流。这将导致提供尽可能多的仅开关需要的驱动电流，并保存电量。

此外SWDR置有效电平时，晶体管238接通。然而，不同于晶体管236（只要保持开关114闭合），晶体管238大体上只保持在开关114从断开转换到闭合的时间周期内。因此，在一段瞬时的持续时间中，晶体管238使晶体管226E给开关114提供升压驱动电流，只有当它是需要时，即当开关闭合从而增加它的开关速度时。晶体管238以这种方式瞬间导通，当晶体管238的基极被晶体管232和来自晶体管226B的一个小的偏置电流驱动导致信号SWDR变低电平时，其将晶体管238的基极钳位在参考电压V_B。（一个由晶体管230和232组成的单位增益缓冲器从晶体管238的基极分离V_B。晶体管230的偏置由电阻器206设置。）因此，当SWDR变为低电平时，晶体管238接通。虽然晶体管114是关闭的，晶体管244也关闭（因为终端SWO，当耦合到负载时，是高电平）。然而，当开关114闭合时，其集电极电压下降。这使晶体管244导通，其下拉晶体管238的基极并截止。随着晶体管238关闭，晶体管226A上的负载减少且开关的驱动电流停止升压。由晶体管226E提供的电流从而减少到通过电阻器204，晶体管236和电阻器210的一个确定的电平。

图2的驱动电路，如上所述，相应地提供了三种不同且独立的电流：提供一个第一（额定值）电流的同时，开关是断开从而节省电源；提供第二（驱动器）电流的同时，开关打开从而驱动开关达到所希望的工作点，作为开关的负载电流的函数，且基本上仅当该开关处于闭合的过程中从而增加转换的速度，提供一个第三（升压驱动器）电流。借助于此三态驱动电路，开关速度是随着消耗的功率的实际减少量而增加。

图5和图8所示的附加电路，是针对本发明另一个方面，其中单一输入节点执行一个同步和关闭合并的功能。图5所示为同步电路528耦合到振荡器500。SYNC/SD节点可以是一个外部引脚，当施加同步信号时，强制稳压器工作在与稳压器的固有频率不同的频率。例如，外部同步可以用来使多个稳压器在一个单一电路上同步工作。

当SYNC/SD被拉高（有效，逻辑1）或悬空（高阻，逻辑Z）的时候，稳压电路工作在其固有频率，因为电流源540（I₆）驱动晶体管532的基极并保持开启。当晶体管532开启时，其使电流源538（I₅）分流，所以晶体管530仍然关闭。保持晶体管530关闭，有效地将同步电路528从振荡器电路隔离。当上述内部振荡器频率的同步信号施加到SYNC/SD节点，其使振荡器在较高的频率工作。出现这种情况的原因是电容器536的充电和放电。同步信号电平的下降沿改变电容器536，使得晶体管532的基极电压下降。这将导致晶体管532关闭，其反过来又促使电流源538打开晶体管530。当晶体管532导通时，电流源504（I₂）的参考信号被旁路（通过晶体管530），使振荡器重新启动（例如，当晶体管510的集电极电流超过电流I₂，SET端变为高电平时，打开晶体管516和522，因此，标记振荡器下降时间的起始点）。当晶体管532关闭时，电流源540向电容器536充电，直到晶体管532的基极处的电压足够高以至于重新打开，形成一个重新触发的发射极（且周期重新开始）。此外，为了改善电路528的同步特性，包括一个二极管连接的晶体管534，用于钳位电容器536的工作范围。以这种方式，电容器536通常限制在+V_BE和-V_BE之间工作。

SYNC/SD节点变低会引起许多事情发生。在图5的电路，（如前面所述），振荡器被同步。此外，这会引发一个施加到关闭电路800的关闭信号，如图8所示。电流源818（I₃），提供了一个防止瞬时关闭的内部关闭延迟时间（参见图10），同时也允许同步电路使用SYNC/SD节点。如果晶体管808是打开的，它分流电流源818并防止电容器812充电。晶体管804和806组成一个电流镜，使得他们的集电极尝试绘制电流比例为5:1（注意，发射极面积比例分别是5:1）。设置电流源816提供0.3微安电流（I₂）通过晶体管806，所以通过晶体管804发射极（由于所描述的面积比例）的电流应该为1.5微安。电流源814（I₁）提供1.2微安给晶体管802和804，只要SYNC/SD节点还没有连接到地面。因此，晶体管802，804和806都是在约1.8微安穿过节点的，该节点由晶体管804和806的发射极组成（晶体管802位移了晶体管808中取决于SYNC/SD节点状态的开关阈值的电平）。此电流超过由电流源820（I₄）（例如，0.6微安）提供的电流，从而晶体管808被接通。

施加到SYNC/SD节点的同步信号（图10所示的最上面的迹线）促使节点周期性的连接到地面，其分流电流源814。这将关闭晶体管802和804从而只有0.3微安从发射极节点流动（即，从电流源816流出0.3微安通过晶体管806）。由于这个电流不足以克服电流源820，晶体管808关闭且电容器812开始充电（如图10所示下面的波形，从时刻T₀到时刻T₁）。一旦同步信号上升时，电容器812放电并且该周期再次开始。当SYNC/SD节点连接到地面，晶体管808保持关闭并允许电容器812充电（见图10下面的从T₃到T₄时间的波形），直到晶体管810的开启和关闭完成。

图8所示的附加电路产生的带隙参考电压（V_BG），其运用在本文中所描述的许多电路中。因此，所有关闭带隙发生器的电路需要用来关闭稳压电路（将其放置在一个高阻抗状态从而有效地降低功耗）。带隙发生器基本上是由晶体管822，824，826和828（晶体管822和824组成电流镜）构成。晶体管826和828中所提供的发射极面积之比为10:1从而造成发射极之间有一个60毫伏的差值。此电压放置在电阻838中，建立一个流入电阻器844以获得所需带隙参考电压（例如，1.24伏特）的电流。晶体管830C驱动该带隙电路。通过晶体管830B集电极的电流（电压约等于V_BG-晶体管832的V_BE，其通过电阻840产生，从而建立通过晶体管830B的电流）镜像通过晶体管830C的集电极，只要带隙电路打开（过量的驱动电流从晶体管830C被晶体管842分流）。当允许电容器812一直斜坡上升（即，SYNC/SD保持低电平）的时候，晶体管810导通且电流从缓冲的晶体管834中输出从而使带隙变低。当带隙变低时，晶体管832的发射极变低且电流不再流过晶体管830B。因此，当施加同步信号时，可以从相同的节点处关闭该稳压器电路。

本发明还包括的电路使稳压器能够调节正电压或负电压。在需要双极性调节的实际应用中，现有技术的电路需要一些附加引脚和外部元件来完成所有要求的功能。本发明的电路只利用一个附加引脚，不需要外部元件。图9示出了误差放大器108的详细原理图，包括过冲恢复电路900和负反馈网络124。误差放大器108由晶体管902（负输入端）和904（正输入端，其连接到V_BG）差分构成。误差放大器接收来自电流源的电流，该电流源由电阻器920和晶体管914，916，918C和918D（如图9所示，电阻器920和晶体管918D设置该电路的电流）组成。将晶体管902和904的集电极耦合到晶体管906A和908A（二极管连接的晶体管），将晶体管906A和908A的基极耦合到晶体管906C和908C。晶体管906C的集电极耦合到晶体管910和912，形成一个电流镜，其中放大器的输出（V_C）取自908C和912的晶体管集电极之间的节点。在这种方式中，FB和V_BG之间的任何不平衡从晶体管906A和908A通过晶体管902和904反映到电流镜，从而晶体管908C和912的集电极中的电流不会相等。所不同的是通过V_C反馈到比较器112来调整电流的关闭点。

负反馈网络包括差分放大器晶体管922和924，电流镜晶体管926和928，电流源晶体管930，电平转换晶体管932和934，输入晶体管936（正输入端，连接到地）和938（负输入端，连接到电阻130和132之间的节点），以及输出晶体管940。正如在上面所讨论的误差放大器108中，如果放大器的输入是平衡的，晶体管922和926的集电极电流将相互抵消以至于输出晶体管940的基极上几乎没有净电流（仅够驱动节点FB到V_BG）。

本发明的负反馈网络的优点之一是稳压器使用相同的误差放大器调节正、负输入电压。当正电压被调节时，配置网络电路使负反馈放大器从电路本身中移除而不影响调节。当调节正电压时，FB节点被连接到正稳压器网络，它将FB调节到一个参考电压（V_REF）同时，负反馈放大电路的节点悬空。V_B（此时等于V_REF）还提供给负反馈放大器的负输入端，通过电阻器132，导致负放大器输出端关闭且将负放大器从误差放大器隔离。（负输入端有一个正电压且正输入端接地，因此，输出尝试下拉节点FB，但可以不这样做，因为晶体管940是一个PNP型（作用类似于图1的二极管134）。在负电压调节期间，FB节点悬空且节点连接到一个负稳压网络，该网络将负反馈放大电路控制在-2V_REF。在这种情况下，负反馈放大器驱动FB节点约V_REF（因为此时晶体管940导通）。因此，正、负的电压的调节是通过使用一个共用的误差放大器来完成，其保留了它的多种功能包括振荡器频移，过冲改善和回路频率补偿。

如图9所示，本发明的另一个方面是过冲恢复电路900，限制了在稳压器中常见的过冲现象，要么在启动期间或过载条件释放后。过冲恢复电路900包括晶体管906B和908B（其与晶体管906A/906C以及908A/908C有一个共用的基极，分别地，电流镜晶体管942和944，控制晶体管946，射极负反馈电阻器948和950以及分流电阻器952。电路的工作如下。

在正常情况下，误差放大器108（晶体管902和904）的差分对中的电流被镜像到晶体管942和944（作为误差放大器中通过晶体管906和908反射到晶体管910和912的电流）。在一个平衡的误差放大器的条件下，晶体管942和944驱动的电流相等，但是，因为它们的不相等的发射极面积（晶体管942和944之间的比率可能约2:3）晶体管944推入饱和状态。这会导致晶体管944的集电极变低，因此，晶体管946被关闭。当晶体管946关闭时，过冲恢复电路900基本上是从误差放大器断开。当过冲情况发生时，无论是在启动时或其他任何时候，出现在差分对904/902上的电流差分促使晶体管944跳出饱和状态。晶体管944的集电极变高电位且导通晶体管946，这会拉高V_C节点的额外电流（电阻器952控制晶体管946输出V_C的电流量）。过冲恢复电路变活跃的触发点由电阻器948和950以及晶体管942和944的发射极面积比设置。这种技术超过常规技术的一个优点是，允许V_C节点上的高负回转电流的点远离调节点。例如，触发点可以设置为V_REF加50毫伏。

本发明的另一个方面是一个降低开关关闭时间的电路，用于有效地提高开关114的操作速度。在图2，该电路包括一个网络，其由电容器258，电阻222，连接二极管的晶体管252和二极管260。该电路的工作原理如下。

晶体管114关闭的速度与其基极的放电电流相关联。一般来说，晶体管的基极放电电流增大时，晶体管关闭速度随之提高。该电路包括的电容器258，电阻器222和二极管260的电路利用这一原理，通过瞬间升高开关114基极的放电电流，同时开关从闭合转换到断开，从而增加晶体管的速度。一旦晶体管关闭，升压停止。这在图11中示出，画出了晶体管254，256和114的集电极上与时间成反比的电压，其与晶体管256基极（I_B）和集电极（I_C）的电流和通过电容器258的电流相关联。

在图11信号SWON由高转变低时，开始开关114断开的步骤。当发生这种情况时，如该图所示，晶体管254和晶体管256将接通，为开关114提供一个基极放电电流。能把晶体管256集电极可以从晶体管114的基极移除的电流是受限制的，但是，其取决于晶体管226D提供给晶体管256基极的电流量。当开关114的集电极电压开始上升时（这种情况在开关从闭合开始转换到断开时发生，如图11所示的开关114标记V_CQ的迹线），电容器258，电阻器222和二极管258工作从而增大该基极电流。通过电容器258的附加电流（参见图11，迹线I₂₅₈）增大了晶体管256的集电极电流（图11，迹线I_CQ(256)/25）。从而增加开关114的基极放电电流。由于晶体管114的集电极电位继续上升，电容器258，电阻222和260二极管继续提高晶体管256的集电极电流。其结果是减少了开关114断开的时间。

通过电容器258供给的升高的放电电流，仅在一个交流基极上需要。也只有当开关114被关闭时需要（例如，当开关114的集电极电压上升）。当开关114闭合时，二极管260相应地被用来阻止电流。电阻器222限制电流升高量。二极管连接型晶体管252，显示耦合在地面和二极管260的阳极之间，其在开关114的每个ON周期上给电容258放电，从而防止电容器从峰值检测开关的集电极电压。

仅在需要时，通过升高晶体管114的基极放电电流（即，当开关114的从闭合转换到断开时），本发明的电路进一步提高开关速度，而不会多余地浪费电力。本领域技术人员将认识到增加晶体管114的放电本可以通过增加晶体管226D的集电极电流来实现。然而，永久增加该电流会浪费电能，因为只需要短时间的升压电流。

本发明的另一个方面仍是规定处于“on”状态的开关电压的一种改进的钳位，其提升晶体管114切换到断开的速度且提高了工作效率。众所周知，晶体管工作在接近饱和或在饱和时的关闭速度与晶体管工作在多深的饱和相关联。一个晶体管工作在非饱和或在准饱和，将比关闭一个更饱和的晶体管迅速的多。因此，使用贝克钳位防止一个开关变成过饱和是公认的。然而，传统的贝克钳位—因为它们的工作依赖于反馈—可能会导致电路中的不稳定的振铃性或振荡性。此振铃引起电磁干扰并可能会降低稳压电路的效率。

本发明的一个方面在现有技术中解决了这个问题，贝克钳位开关的电路在图2中示出。图2中的贝克钳位由PNP型晶体管248，二极管连接型晶体管246组成。这些元件的基极-发射极电路，当如图所示耦合时，与晶体管250的基极-发射极电路和晶体管114的基极-集电极电路形成一个回路。处于打开的状态时，晶体管246和248的基极-发射极电压选择性的（面积-比例）限制开关114的集电极-发射极电压。晶体管246和248变成正向偏置—引起远离晶体管250的基极电流被分流。因此，晶体管246和248工作在打开状态时限制了开关114的电压。当开关114的集电极-发射极电压下降到低于所希望的水平，晶体管246和248的反馈作用将导致晶体管114的集电极电压下降足够低从而开启两个晶体管246和248。因此，晶体管114的集电极电压被钳位，并且开关的工作点被限制。此限制函数可以用于，例如，控制开关的饱和深度。

图2电路中，目前为止所描述的是一个程度问题，如所提到的贝克钳位容易不稳定。这些不稳定是由反馈回路中的延迟引起，一个主要原因是与二极管连接型晶体管246相关联的有效延迟。如图2所示，本发明通过增加一个电容器C_F以及并联二极管连接型晶体管246，解决了这个振铃的问题。电容C_F降低振铃的程度取决于所选择的电容值。图12所示的结果可能是图1电路上电容器C_F不同的预期值，但其他电路中电容器的作用将基于开关所选工作范围而变化。例如，用5pf的电容值而不使用任何电容器的结果会有稍微的改善（在图12中所示标记为“5pf”的迹线）。值为10pf的电容器在稳定性上提供了进一步的改进，如图所示标记为“10pf”的迹线。另一方面，值为20pf的电容器C_F过度补偿该电路，如图12所示标记为“20pf”的迹线。这种过度补偿是不可取的，因为它使开关在一个较高的功率状态上花费更多时间。最终的结果是，在一定的条件下，该开关切换速度更慢，造成交流开关损耗。在图2电路的一个实际的实施例中，发现值约15pf的电容器C_F可以得到满意的结果。

图1，2，3，5，6，8和9的电路可以使用市售的组件来实现。例如，可以使用下面的表1列出的组件和值来构造并操作电路（对于晶体管，只给出晶体管类型和面积比）：

虽然本发明的优选实施例中已阐明了公开的目的，但本领域中的技术人员可能修改这些实施例。例如，虽然在上下文中已经公开本发明的一个开关稳压器的控制电路，当然，本领域技术人员可以理解并将它采用在使用了开关稳压器的任何类型电路中。本领域的技术人员将认识到本发明可以实施在不同于所描述的实施例中，为了说明起见，本发明不受限制，仅受权利要求限制。

Claims

1.一种高速开关稳压器驱动电路，其特征是：用于限制电压稳压器过冲情况的方法，该电压稳压器具有一个误差放大器和一个过冲恢复电路，该过冲恢复电路包括一个控制电路，该方法包括：在过冲恢复电路变得活跃的地方上设置一个点；在所述误差放大器的一个平衡状态期间，关闭所述控制电路，使得所述过冲恢复电路关闭；发生在所述点上的误差放大器的一个平衡状态，接通所述控制电路以便操作过冲恢复电路来限制电压稳压器中过冲情况。

2.根据权利要求1所述的一种高速开关稳压器驱动电路，其特征是：一个电压稳压器电路包括一个过冲恢复电路装置和一个误差放大器装置，所述过冲恢复电路包括一个控制电路装置，该电路包括：用于活跃的过冲恢复电路的触发点设置装置；在所述误差放大器的一个平衡状态的装置，用于关闭所述控制电路，使得所述过冲恢复电路关闭的装置；以及发生在所述点上的误差放大器过冲情况的装置，接通所述控制电路以便操作所述过冲恢复电路装置来限制过冲情况的装置。

3.根据权利要求1所述的一种高速开关稳压器驱动电路，其特征是：一个用于电压稳压器电路的过冲恢复电路，该电压稳压器具有一个误差放大器，过冲恢复电路包括：一个触发点设置电路，用于活跃的过冲恢复电路的触发点设置电路；以及一个控制电路，其在所述误差放大器的一个平衡状态期间关闭过冲恢复电路，并且在所述点上的误差放大器过冲情况期间，打开过冲恢复电路。