JPH0951289A - スペクトル拡散通信システム - Google Patents
スペクトル拡散通信システムInfo
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- JPH0951289A JPH0951289A JP20264195A JP20264195A JPH0951289A JP H0951289 A JPH0951289 A JP H0951289A JP 20264195 A JP20264195 A JP 20264195A JP 20264195 A JP20264195 A JP 20264195A JP H0951289 A JPH0951289 A JP H0951289A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04J13/00—Code division multiplex systems
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- H04J13/0074—Code shifting or hopping
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スペクトル拡散信号の帯域を増やすことなく
データ転送の高速化を図る。 【解決手段】 並列３ビットの送信データに対して、Ｐ
Ｎ符号発生器２からのＰＮ符号ＰＮ０と、これを遅延す
るシフトレジスタ３の７個の遅延出力ＰＮ１〜ＰＮ７と
の合計８個を割り当てて送信する。この時、送信データ
の３ビットの組合わせパターンに応じてセレクタ４にて
８個のＰＮ０〜ＰＮ７を択一的に送出してＳＳ信号とし
て送信する。受信側では、受信したＳＳ信号と８個のＰ
Ｎ符号との相関積分の最大値を検出し、この最大値のＰ
Ｎ符号に対応した３ビットの組合わせパターンを決定し
て復調データとする。
データ転送の高速化を図る。 【解決手段】 並列３ビットの送信データに対して、Ｐ
Ｎ符号発生器２からのＰＮ符号ＰＮ０と、これを遅延す
るシフトレジスタ３の７個の遅延出力ＰＮ１〜ＰＮ７と
の合計８個を割り当てて送信する。この時、送信データ
の３ビットの組合わせパターンに応じてセレクタ４にて
８個のＰＮ０〜ＰＮ７を択一的に送出してＳＳ信号とし
て送信する。受信側では、受信したＳＳ信号と８個のＰ
Ｎ符号との相関積分の最大値を検出し、この最大値のＰ
Ｎ符号に対応した３ビットの組合わせパターンを決定し
て復調データとする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスペクトル拡散通信
システムに関し、特に電灯線のような伝送環境が悪い伝
送路を使用して高速のデータ伝送を行うスペクトル拡散
通信システムに関するものである。
システムに関し、特に電灯線のような伝送環境が悪い伝
送路を使用して高速のデータ伝送を行うスペクトル拡散
通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、家庭内の情報化に伴い、ホームバ
スシステム（ＨＢＳ）、ドメスティックディジタルバス
（Ｄ２Ｂ）等のバス型ネットワークが提案されている。
しかし、これらのネットワークは同軸ケーブルやツイス
トペアケーブル等の専用の伝送路を必要とするため、ケ
ーブルを敷設するのに問題がある。そこで、この問題を
解決する手段として、既に家庭に敷設されている電灯線
を伝送路にした通信システムが考えられている。
スシステム（ＨＢＳ）、ドメスティックディジタルバス
（Ｄ２Ｂ）等のバス型ネットワークが提案されている。
しかし、これらのネットワークは同軸ケーブルやツイス
トペアケーブル等の専用の伝送路を必要とするため、ケ
ーブルを敷設するのに問題がある。そこで、この問題を
解決する手段として、既に家庭に敷設されている電灯線
を伝送路にした通信システムが考えられている。
【０００３】しかし、元々電灯線は電力を搬送するため
の線路であって、各種電気機器からのノイズや伝送特性
の急激な変動、ジッタ等の影響により、情報を伝送する
には適していない。その対策として、従来から、ノイ
ズ，伝送特性の変動に強いスペクトル拡散通信を利用し
た通信システムが提案されており、例えば、特開平４−
２５２５３１号公報に開示された「スペクトル拡散通信
方式および装置」がある。
の線路であって、各種電気機器からのノイズや伝送特性
の急激な変動、ジッタ等の影響により、情報を伝送する
には適していない。その対策として、従来から、ノイ
ズ，伝送特性の変動に強いスペクトル拡散通信を利用し
た通信システムが提案されており、例えば、特開平４−
２５２５３１号公報に開示された「スペクトル拡散通信
方式および装置」がある。
【０００４】図８はこの従来のスペクトル拡散通信シス
テムの送信部の構成図である。図８において、送信部
は、拡散符号であるＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）
符号のクロック（以後ＦＣＫと呼ぶ）を発生する符号ク
ロック発生器７０と、ＰＮ符号を発生するＰＮ符号発生
器７１と、１５段のシフトレジスタ７２と、セレクタ７
３とにより構成される。
テムの送信部の構成図である。図８において、送信部
は、拡散符号であるＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）
符号のクロック（以後ＦＣＫと呼ぶ）を発生する符号ク
ロック発生器７０と、ＰＮ符号を発生するＰＮ符号発生
器７１と、１５段のシフトレジスタ７２と、セレクタ７
３とにより構成される。
【０００５】ＰＮ符号発生器７１は、５段の線形帰還シ
フトレジスタより構成され、初期値として「０００００
ｂ」（ｂは２進数を示す）以外のデータが設定され、符
号長３１チップのＭ系列符号を生成する。このＭ系列符
号は送信データ「０」に対する拡散符号（以後ＰＮ０と
呼ぶ）とし、セレクタ７３の第１の入力に供給される。
また、このＰＮ０は、１５段のシフトレジスタ７２に
て、約半周期（１５チップ）遅れたＭ系列符号となる。
このＭ系列符号は送信データ「１」に対する拡散符号
（以後ＰＮ１と呼ぶ）とされ、セレクタ７３の第２の入
力に供給される。
フトレジスタより構成され、初期値として「０００００
ｂ」（ｂは２進数を示す）以外のデータが設定され、符
号長３１チップのＭ系列符号を生成する。このＭ系列符
号は送信データ「０」に対する拡散符号（以後ＰＮ０と
呼ぶ）とし、セレクタ７３の第１の入力に供給される。
また、このＰＮ０は、１５段のシフトレジスタ７２に
て、約半周期（１５チップ）遅れたＭ系列符号となる。
このＭ系列符号は送信データ「１」に対する拡散符号
（以後ＰＮ１と呼ぶ）とされ、セレクタ７３の第２の入
力に供給される。
【０００６】送信データは、拡散符号の１周期（３１チ
ップ）を１ビットとし、送信データに応じてセレクタ７
３にてＰＮ０，ＰＮ１のいずれかが選択され、スペクト
ル拡散信号（以後ＳＳ信号と呼ぶ）として伝送路である
電灯線に出力される。
ップ）を１ビットとし、送信データに応じてセレクタ７
３にてＰＮ０，ＰＮ１のいずれかが選択され、スペクト
ル拡散信号（以後ＳＳ信号と呼ぶ）として伝送路である
電灯線に出力される。
【０００７】次に、このＳＳ信号を受信する受信部の構
成を図９に示す。図９において、ＰＮ符号を発生する符
号クロック発生器８０と、送信部と同一のＰＮ０を発生
するＰＮ符号発生器８１と、１５段のシフトレジスタ８
２と、相関積分器８３−０，８３−１と、比較器８４
と、セレクタ８５と、ピーク検出器８６と、同期制御部
８７とにより構成される。
成を図９に示す。図９において、ＰＮ符号を発生する符
号クロック発生器８０と、送信部と同一のＰＮ０を発生
するＰＮ符号発生器８１と、１５段のシフトレジスタ８
２と、相関積分器８３−０，８３−１と、比較器８４
と、セレクタ８５と、ピーク検出器８６と、同期制御部
８７とにより構成される。
【０００８】送信部と同様に、ＰＮ符号発生器８１より
ＰＮ０が、シフトレジスタ８２よりＰＮ１が夫々生成さ
れる。ＳＳ信号は相関積分器８３−０及び８３−１に入
力され、夫々ＰＮ０とＰＮ１との相関積分が算出され
る。これらの相関積分値を夫々ＣＯＲＲ０，ＣＯＲＲ１
と呼ぶ。
ＰＮ０が、シフトレジスタ８２よりＰＮ１が夫々生成さ
れる。ＳＳ信号は相関積分器８３−０及び８３−１に入
力され、夫々ＰＮ０とＰＮ１との相関積分が算出され
る。これらの相関積分値を夫々ＣＯＲＲ０，ＣＯＲＲ１
と呼ぶ。
【０００９】そして、ＣＯＲＲ０とＣＯＲＲ１を比較器
８４にて比較し、大きい方のＰＮ符号に対応するデータ
値を復調データとして出力する。すなわち、ＣＯＲＲ０
の方が大きい場合にはデータ「０」を、ＣＯＲＲ１が大
きい場合にはデータ「１」を夫々復調データとする。
８４にて比較し、大きい方のＰＮ符号に対応するデータ
値を復調データとして出力する。すなわち、ＣＯＲＲ０
の方が大きい場合にはデータ「０」を、ＣＯＲＲ１が大
きい場合にはデータ「１」を夫々復調データとする。
【００１０】また、相関積分値の大きい方をセレクタ８
５を介してピーク検出器８６に入力し、このピーク値及
びピーク位置を検出し、それに基づき、同期制御部８７
にて符号クロック発生器８０を制御して、ＰＮ符号の同
期がはずれないように制御するようになっている。
５を介してピーク検出器８６に入力し、このピーク値及
びピーク位置を検出し、それに基づき、同期制御部８７
にて符号クロック発生器８０を制御して、ＰＮ符号の同
期がはずれないように制御するようになっている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
スペクトル拡散システムでは、データの速度を上げよう
とすると、それに比例して拡散符号の周波数が増大し、
拡散帯域幅が増大となってしまうという欠点がある。例
えば、データ速度９６００ｂｐｓにて拡散符号チップ３
１のＭ系列符号にて拡散した場合、符号クロックはその
３１倍の２９７．６ｋＨｚとなり、拡散帯域幅はその倍
の６００ｋＨｚ近くとなる。この条件にてデータの転送
速度を倍にすると、拡散帯域幅は１２００ｋＨｚとなっ
てしまい、電灯線搬送の場合の帯域制限である４５０ｋ
Ｈｚを大きく越えてしまう。
スペクトル拡散システムでは、データの速度を上げよう
とすると、それに比例して拡散符号の周波数が増大し、
拡散帯域幅が増大となってしまうという欠点がある。例
えば、データ速度９６００ｂｐｓにて拡散符号チップ３
１のＭ系列符号にて拡散した場合、符号クロックはその
３１倍の２９７．６ｋＨｚとなり、拡散帯域幅はその倍
の６００ｋＨｚ近くとなる。この条件にてデータの転送
速度を倍にすると、拡散帯域幅は１２００ｋＨｚとなっ
てしまい、電灯線搬送の場合の帯域制限である４５０ｋ
Ｈｚを大きく越えてしまう。
【００１２】本発明の目的は、拡散符号の符号長、拡散
帯域幅を変えることなくデータの転送量を増やすことに
より、データ転送を高速化するようにしたスペクトル拡
散通信システムを提供することである。
帯域幅を変えることなくデータの転送量を増やすことに
より、データ転送を高速化するようにしたスペクトル拡
散通信システムを提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明によるスペクトル
拡散通信システムは、並列Ｎビット（Ｎは２以上の整
数）の送信データの２N とおりの組合わせパターンに夫
々対応して２N 個の拡散符号を発生する第１の拡散符号
発生手段と、前記送信データの各組合わせパターンに対
応して対応拡散符号を夫々選択して送信出力とする選択
手段とを有する送信部を含むことを特徴とする。
拡散通信システムは、並列Ｎビット（Ｎは２以上の整
数）の送信データの２N とおりの組合わせパターンに夫
々対応して２N 個の拡散符号を発生する第１の拡散符号
発生手段と、前記送信データの各組合わせパターンに対
応して対応拡散符号を夫々選択して送信出力とする選択
手段とを有する送信部を含むことを特徴とする。
【００１４】また、本発明による他のスペクトル拡散通
信システムは、２N 個の拡散符号を発生する第２の拡散
符号発生手段と、並列Ｎビット（Ｎは２以上の整数）の
送信データの２N とおりの組合わせパターンに夫々対応
した２N 個の送信拡散符号を受信して前記第２の拡散符
号発生手段の２N 個の拡散符号との相関積分を算出する
２N 個の相関積分手段と、これ等相関積分手段の積分値
の最大のものを検出してこの最大のものに対応する並列
ｎビットの組合わせパターンを復調データとする復調手
段とを有する受信部を含むことを特徴とする。
信システムは、２N 個の拡散符号を発生する第２の拡散
符号発生手段と、並列Ｎビット（Ｎは２以上の整数）の
送信データの２N とおりの組合わせパターンに夫々対応
した２N 個の送信拡散符号を受信して前記第２の拡散符
号発生手段の２N 個の拡散符号との相関積分を算出する
２N 個の相関積分手段と、これ等相関積分手段の積分値
の最大のものを検出してこの最大のものに対応する並列
ｎビットの組合わせパターンを復調データとする復調手
段とを有する受信部を含むことを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】本発明の作用は次の如くである。
すなわち、送信側において、Ｎビットのデータの２N 個
の各組合わせパターンに夫々対応して２N 個のＰＮ符号
を用意しておき、送信すべきＮビットのデータパターン
に応じて対応するＰＮ符号を択一的に送出するようにす
る。
すなわち、送信側において、Ｎビットのデータの２N 個
の各組合わせパターンに夫々対応して２N 個のＰＮ符号
を用意しておき、送信すべきＮビットのデータパターン
に応じて対応するＰＮ符号を択一的に送出するようにす
る。
【００１６】受信側においては、この受信信号と２N 個
のＰＮ符号との相関積分を算出し、それ等の最大値のＰ
Ｎ符号に対応したＮビットパターンを復調データとする
ものである。
のＰＮ符号との相関積分を算出し、それ等の最大値のＰ
Ｎ符号に対応したＮビットパターンを復調データとする
ものである。
【００１７】次に本発明の実施例について、図面を用い
て説明する。
て説明する。
【００１８】図１は本発明のスペクトル拡散通信システ
ムの送信部の構成図である。図１において、送信部は、
拡散符号のクロック（以後ＦＣＫと呼ぶ）を発生する符
号クロック発生器１と、ＰＮ符号を発生するＰＮ符号発
生器２と、２８段のシフトレジスタ３と、セレクタ４と
を備えている。
ムの送信部の構成図である。図１において、送信部は、
拡散符号のクロック（以後ＦＣＫと呼ぶ）を発生する符
号クロック発生器１と、ＰＮ符号を発生するＰＮ符号発
生器２と、２８段のシフトレジスタ３と、セレクタ４と
を備えている。
【００１９】符号クロック発生器１の出力は、ＰＮ符号
発生器２の入力とシフトレジスタ３のクロック入力に接
続され、ＰＮ符号発生器２の出力ＰＮ０はシフトレジス
タ３のデータ入力と、セレクタ４のデータ入力に接続さ
れている。シフトレジスタ３の４段目から４段おきに２
８段目までの７つの出力ＰＮ１〜ＰＮ７はセレクタ４の
データ入力に接続され、セレクタ４の制御入力に３ビッ
トの送信データが接続された構成になっている。
発生器２の入力とシフトレジスタ３のクロック入力に接
続され、ＰＮ符号発生器２の出力ＰＮ０はシフトレジス
タ３のデータ入力と、セレクタ４のデータ入力に接続さ
れている。シフトレジスタ３の４段目から４段おきに２
８段目までの７つの出力ＰＮ１〜ＰＮ７はセレクタ４の
データ入力に接続され、セレクタ４の制御入力に３ビッ
トの送信データが接続された構成になっている。
【００２０】また、ＰＮ符号発生器２は、５段のシフト
レジスタ５と、ＥＸＯＲ６とを備え、シフトレジスタ５
の５段目と２段目との出力がＥＸＯＲ６を通してシフト
レジスタ５の１段目に入力されており、線形帰還シフト
レジスタを構成する。この線形帰還シフトレジスタから
は、符号長が３１チップのＭ系列符号が出力される。
レジスタ５と、ＥＸＯＲ６とを備え、シフトレジスタ５
の５段目と２段目との出力がＥＸＯＲ６を通してシフト
レジスタ５の１段目に入力されており、線形帰還シフト
レジスタを構成する。この線形帰還シフトレジスタから
は、符号長が３１チップのＭ系列符号が出力される。
【００２１】次に本発明の送信部の動作について説明す
る。先ず、ＦＣＫを基にしてＰＮ符号発生器２よりＭ系
列符号が発生され、これを３ビットの送信データ「００
０ｂ」に対応した拡散符号（以後ＰＮ０と呼ぶ）として
セレクタ４に出力する。また、シフトレジスタ３を介
し、ＰＮ０よりＦＣＫの４クロックから２８クロックま
で、４クロックおきの７つの信号は、夫々３ビットの送
信データ「００１ｂ」から「１１１ｂ」までに対応した
拡散符号（以後、ＰＮ１からＰＮ７と呼ぶ）として、セ
レクタ４に出力される。
る。先ず、ＦＣＫを基にしてＰＮ符号発生器２よりＭ系
列符号が発生され、これを３ビットの送信データ「００
０ｂ」に対応した拡散符号（以後ＰＮ０と呼ぶ）として
セレクタ４に出力する。また、シフトレジスタ３を介
し、ＰＮ０よりＦＣＫの４クロックから２８クロックま
で、４クロックおきの７つの信号は、夫々３ビットの送
信データ「００１ｂ」から「１１１ｂ」までに対応した
拡散符号（以後、ＰＮ１からＰＮ７と呼ぶ）として、セ
レクタ４に出力される。
【００２２】ＰＮ０からＰＮ７の８つのＰＮ符号は同一
のＭ系列符号で、夫々ＦＣＫにて遅延された関係にあ
る。Ｍ系列符号の自己相関特性から、これ等の各符号は
相互相関特性が小さいので、後で説明する受信部にて夫
々のＰＮ符号に対応したデータ値を検出することができ
る。
のＭ系列符号で、夫々ＦＣＫにて遅延された関係にあ
る。Ｍ系列符号の自己相関特性から、これ等の各符号は
相互相関特性が小さいので、後で説明する受信部にて夫
々のＰＮ符号に対応したデータ値を検出することができ
る。
【００２３】セレクタ４では、３ビットの送信データに
基づきＰＮ０からＰＮ７が択一的に導出されてスペクト
ル拡散信号（ＳＳ信号）として伝送路に送出される。こ
の様にして、送信データを一度に複数ビット（本実施例
では３ビット）を拡散して送出することができる。
基づきＰＮ０からＰＮ７が択一的に導出されてスペクト
ル拡散信号（ＳＳ信号）として伝送路に送出される。こ
の様にして、送信データを一度に複数ビット（本実施例
では３ビット）を拡散して送出することができる。
【００２４】次に、図１の送信部からのＳＳ信号を受信
する受信部の構成を図２に示す。図２において、受信部
は、符号クロック発生器１０と、ＰＮ０を発生するＰＮ
符号生成部１１と、２８段のシフトレジスタ１２と、８
個の相関積分器１３−０〜１３−７と、比較器１４と、
セレクタ１５と、ピーク検出器１６と、同期制御部１７
とを備えている。
する受信部の構成を図２に示す。図２において、受信部
は、符号クロック発生器１０と、ＰＮ０を発生するＰＮ
符号生成部１１と、２８段のシフトレジスタ１２と、８
個の相関積分器１３−０〜１３−７と、比較器１４と、
セレクタ１５と、ピーク検出器１６と、同期制御部１７
とを備えている。
【００２５】符号クロック発生器１の出力であるＦＣＫ
はＰＮ符号生成部１１の入力とシフトレジスタ１２のク
ロック入力に接続され、ＰＮ符号発生器１１の出力（Ｐ
Ｎ０）は相関積分器１３−０の第２の入力とシフトレジ
スタ１２のデータ入力に接続されている。
はＰＮ符号生成部１１の入力とシフトレジスタ１２のク
ロック入力に接続され、ＰＮ符号発生器１１の出力（Ｐ
Ｎ０）は相関積分器１３−０の第２の入力とシフトレジ
スタ１２のデータ入力に接続されている。
【００２６】シフトレジスタ１２の４段目から２８段目
まで４段おきの７つの出力（ＰＮ１〜ＰＮ７）は相関積
分器１３−１〜１３−７の第２の入力に接続されてい
る。ＳＳ信号は相関積分器１３−０〜１３−７の第１の
入力に接続されている。相関積分器１３−０〜１３−７
の出力（以後ＣＯＲＲ０〜ＣＯＲＲ７と呼ぶ）は比較器
１４の入力とセレクタ１５のデータ入力に接続されてい
る。
まで４段おきの７つの出力（ＰＮ１〜ＰＮ７）は相関積
分器１３−１〜１３−７の第２の入力に接続されてい
る。ＳＳ信号は相関積分器１３−０〜１３−７の第１の
入力に接続されている。相関積分器１３−０〜１３−７
の出力（以後ＣＯＲＲ０〜ＣＯＲＲ７と呼ぶ）は比較器
１４の入力とセレクタ１５のデータ入力に接続されてい
る。
【００２７】セレクタ１５に出力はピーク検出器１６の
入力に接続され、ピーク検出器１６の出力は同期制御部
１７の入力に接続されている。同期制御部１７の第１の
出力は符号クロック発生器１０の入力に接続され、第２
の出力はセレクタ１５の第１制御入力に接続されてい
る。そして比較器１４の出力はセレクタ１５の第２の制
御入力に接続された構成となっている。
入力に接続され、ピーク検出器１６の出力は同期制御部
１７の入力に接続されている。同期制御部１７の第１の
出力は符号クロック発生器１０の入力に接続され、第２
の出力はセレクタ１５の第１制御入力に接続されてい
る。そして比較器１４の出力はセレクタ１５の第２の制
御入力に接続された構成となっている。
【００２８】次に、受信部の動作について説明する。は
じめに、先の送信部と同様に、符号クロック発生器１０
にてＦＣＫが生成され、それに基づき、ＰＮ符号発生部
１１及びシフトレジスタ１２を介して、送信部と同一の
８つの拡散符号ＰＮ０からＰＮ７が生成される。
じめに、先の送信部と同様に、符号クロック発生器１０
にてＦＣＫが生成され、それに基づき、ＰＮ符号発生部
１１及びシフトレジスタ１２を介して、送信部と同一の
８つの拡散符号ＰＮ０からＰＮ７が生成される。
【００２９】これらの拡散符号は、ＳＳ信号と相関積分
器１３−０〜１３−７にて相関積分される。相関積分と
は、式１に示すように、ＳＳ信号と拡散符号の１周期分
積分した値のことである。
器１３−０〜１３−７にて相関積分される。相関積分と
は、式１に示すように、ＳＳ信号と拡散符号の１周期分
積分した値のことである。
【００３０】 相関積分値＝（１／Ｔ）∫（ＳＳ信号）＊（拡散信号）ｄｔ・・・（式１） 尚、Ｔは拡散符号の周期であり、∫は０〜Ｔの積分を示
すものとする。
すものとする。
【００３１】図３には、送信データに対する相関積分器
１３−０，１３−１，…，１３−７の相関積分出力（Ｃ
ＯＲＲ０，ＣＯＲＲ１，…，ＣＯＲＲ７）の関係につい
て示す。図３において、送信データに該当する相関積分
値が最大となり、他の積分値は最小値となる。従って、
ＣＯＲＲ０からＣＯＲＲ７を比較器１４にて最大のもの
を検出して、この最大のＰＮ符号に対応する３ビットの
データパターンを受信データとして復調することができ
る。こうしてデータ「０００ｂ」から「１１１ｂ」まで
の３ビットのデータを復調することができる。
１３−０，１３−１，…，１３−７の相関積分出力（Ｃ
ＯＲＲ０，ＣＯＲＲ１，…，ＣＯＲＲ７）の関係につい
て示す。図３において、送信データに該当する相関積分
値が最大となり、他の積分値は最小値となる。従って、
ＣＯＲＲ０からＣＯＲＲ７を比較器１４にて最大のもの
を検出して、この最大のＰＮ符号に対応する３ビットの
データパターンを受信データとして復調することができ
る。こうしてデータ「０００ｂ」から「１１１ｂ」まで
の３ビットのデータを復調することができる。
【００３２】尚、この様に正しく復調が行われるために
は、送信部と受信部の拡散符号の同期がとれていること
が前提となる。同期をとるためには、ラフに同期を合わ
せ込む同期補捉と、同期補捉後同期がはずれないように
する同期追跡の２つの工程に分かれる。同期補捉につい
ては、例えば従来より構成の簡単なスライディング・サ
ーチの手法を用いる。
は、送信部と受信部の拡散符号の同期がとれていること
が前提となる。同期をとるためには、ラフに同期を合わ
せ込む同期補捉と、同期補捉後同期がはずれないように
する同期追跡の２つの工程に分かれる。同期補捉につい
ては、例えば従来より構成の簡単なスライディング・サ
ーチの手法を用いる。
【００３３】送信部から送信データを送出する前には、
同期補捉用に特定のデータ、例えば、「０００ｂ」を送
出する。この時、受信部は、同期制御１７を介し符号ク
ロック発生部１０を制御しＦＣＫを徐々に遅らせる。そ
して、セレクタ１５を制御し、相関積分器１３−０のＣ
ＯＲＲ０のピーク位置をピーク検出器１６にて検出する
ことにより、同期を補捉する。
同期補捉用に特定のデータ、例えば、「０００ｂ」を送
出する。この時、受信部は、同期制御１７を介し符号ク
ロック発生部１０を制御しＦＣＫを徐々に遅らせる。そ
して、セレクタ１５を制御し、相関積分器１３−０のＣ
ＯＲＲ０のピーク位置をピーク検出器１６にて検出する
ことにより、同期を補捉する。
【００３４】また、同期補捉後の同期追跡については、
比較器１４にて最大を示した相関積分値のピーク位置を
ピーク検出器１６にて検出し、このピーク検出タイミン
グが同期制御部１７にて符号クロック発生部１０のＦＣ
Ｋに対して、遅れているか進んでいるかを判定し、この
判定結果に従って符号クロック発生器１０の符号クロッ
クを制御することにより同期を追跡することができる。
比較器１４にて最大を示した相関積分値のピーク位置を
ピーク検出器１６にて検出し、このピーク検出タイミン
グが同期制御部１７にて符号クロック発生部１０のＦＣ
Ｋに対して、遅れているか進んでいるかを判定し、この
判定結果に従って符号クロック発生器１０の符号クロッ
クを制御することにより同期を追跡することができる。
【００３５】この様にして、本発明によるスペクトル拡
散通信システムでは、従来とＳＳ信号の帯域は変わらな
いにも関わらず、情報量を増やし、データを高速に送る
ことができることになるのである。
散通信システムでは、従来とＳＳ信号の帯域は変わらな
いにも関わらず、情報量を増やし、データを高速に送る
ことができることになるのである。
【００３６】データを高速化するためには、各データ値
に対応した拡散符号を多数用意することが必要となる。
そこで、同一の拡散符号長であれば、拡散符号の遅延量
をできるだけ小さくすれば良い。図３に示したように、
Ｍ系列符号の場合、相関積分のピークの幅が±１チップ
となり、原理的には遅延させたＭ系列符号と識別するた
めには、遅延量を１チップにすれば良い。
に対応した拡散符号を多数用意することが必要となる。
そこで、同一の拡散符号長であれば、拡散符号の遅延量
をできるだけ小さくすれば良い。図３に示したように、
Ｍ系列符号の場合、相関積分のピークの幅が±１チップ
となり、原理的には遅延させたＭ系列符号と識別するた
めには、遅延量を１チップにすれば良い。
【００３７】しかし、実際には、伝送路の特性変動ジッ
タ等により相関積分値のピークがずれるため、遅延量の
近接する拡散符号の相関積分値のほうが大きくなってし
まう可能性もあり、相関積分値の大小判断だけでは、デ
ータを誤って復調してしまう可能性がある。そこで、こ
の様な誤りを考慮したスペクトル拡散通信システムにつ
いて説明する。
タ等により相関積分値のピークがずれるため、遅延量の
近接する拡散符号の相関積分値のほうが大きくなってし
まう可能性もあり、相関積分値の大小判断だけでは、デ
ータを誤って復調してしまう可能性がある。そこで、こ
の様な誤りを考慮したスペクトル拡散通信システムにつ
いて説明する。
【００３８】図４に、このスペクトル拡散通信システム
の送信部の構成を示す。図１の送信部に比べ、同期をと
るための拡散符号（ＰＮＳと呼ぶ）を発生するＰＮ符号
発生器２１と、セレクタ２４にて送信データ値により選
択されたＳＳ信号とＰＮＳを加算する加算器２５が追加
されている。
の送信部の構成を示す。図１の送信部に比べ、同期をと
るための拡散符号（ＰＮＳと呼ぶ）を発生するＰＮ符号
発生器２１と、セレクタ２４にて送信データ値により選
択されたＳＳ信号とＰＮＳを加算する加算器２５が追加
されている。
【００３９】更に、送信データが３ビットから４ビット
に拡張され、それに伴い、ＰＮ０を遅延するシフトレジ
スタ２３が３０段となり、２段毎に夫々ＰＮ１からＰＮ
１５までの１５個の拡散符号とＰＮ０を含め、送信デー
タ「００００ｂ」から「１１１１ｂ」に１対１に対応し
た１６個の拡散符号を生成している。
に拡張され、それに伴い、ＰＮ０を遅延するシフトレジ
スタ２３が３０段となり、２段毎に夫々ＰＮ１からＰＮ
１５までの１５個の拡散符号とＰＮ０を含め、送信デー
タ「００００ｂ」から「１１１１ｂ」に１対１に対応し
た１６個の拡散符号を生成している。
【００４０】ＰＮ０に対して遅延量を小さくして多くの
ＰＮ符号を生成すると、先に説明した状態になると復調
データを誤る可能性があるため、送信データに対応した
拡散符号にて同期をとろうとすると同期が正しくとれな
くなってしまう場合がある。そのため、新たに同期をと
るための拡散符号ＰＮＳを追加する。ＰＮＳはＰＮ０〜
ＰＮ１５と相互相関が小さいことが望まれるため、本実
施例では、５段目と３段目との出力のＥＸＯＲ結果を入
力する線形帰還シフトレジスタより構成されるＭ系列符
号とする。
ＰＮ符号を生成すると、先に説明した状態になると復調
データを誤る可能性があるため、送信データに対応した
拡散符号にて同期をとろうとすると同期が正しくとれな
くなってしまう場合がある。そのため、新たに同期をと
るための拡散符号ＰＮＳを追加する。ＰＮＳはＰＮ０〜
ＰＮ１５と相互相関が小さいことが望まれるため、本実
施例では、５段目と３段目との出力のＥＸＯＲ結果を入
力する線形帰還シフトレジスタより構成されるＭ系列符
号とする。
【００４１】図５に図４の送信部に対応する受信部の構
成を示す。図２の受信部に比べ、ＰＮＳを発生するＰＮ
符号発生器３１と、その相関積分器３５と、データ判定
部４０と、データ判定の条件となる閾値設定部３９とが
追加されている。
成を示す。図２の受信部に比べ、ＰＮＳを発生するＰＮ
符号発生器３１と、その相関積分器３５と、データ判定
部４０と、データ判定の条件となる閾値設定部３９とが
追加されている。
【００４２】符号クロックの同期は、ＰＮＳの相関積分
値（ＣＯＲＲＳ）に基づき、ピーク検出器３６、同期制
御部３７を介して符号クロック発生器３０を制御するこ
とにて行われる。
値（ＣＯＲＲＳ）に基づき、ピーク検出器３６、同期制
御部３７を介して符号クロック発生器３０を制御するこ
とにて行われる。
【００４３】また、データの復調は、相関積分器３４−
０〜３４−１５の相関積分値ＣＯＲＲ０〜ＣＯＲＲ１５
を比較器３８にて比較して最大値を検出し、この最大値
のＰＮ符号に対応する４ビットパターンを生成し、この
４ビットパターンと相関積分値ＣＯＲＲ０〜ＣＯＲＲ１
５とに応じてデータ判定部４０にて行われる。
０〜３４−１５の相関積分値ＣＯＲＲ０〜ＣＯＲＲ１５
を比較器３８にて比較して最大値を検出し、この最大値
のＰＮ符号に対応する４ビットパターンを生成し、この
４ビットパターンと相関積分値ＣＯＲＲ０〜ＣＯＲＲ１
５とに応じてデータ判定部４０にて行われる。
【００４４】図６に比較器３８にてデータｍ（０≦ｍ≦
１５，ｍは整数）に対する相関積分値ＣＯＲＲｍが最大
となったときのデータ判定部４０の処理フローを示す。
データ判定部４０では、同期制御部３７より、ＰＮＳの
ＳＳ信号に対しての位相情報を調べる（ルーチン５
１）。この時、位相が一致していれば、データｍを復調
データとして出力する（ルーチン５４）。
１５，ｍは整数）に対する相関積分値ＣＯＲＲｍが最大
となったときのデータ判定部４０の処理フローを示す。
データ判定部４０では、同期制御部３７より、ＰＮＳの
ＳＳ信号に対しての位相情報を調べる（ルーチン５
１）。この時、位相が一致していれば、データｍを復調
データとして出力する（ルーチン５４）。
【００４５】また、遅れている場合には、ＣＯＲＲｍ
と、ＰＮｍより２チップ遅れたＰＮ（ｍ＋１）の相関積
分ＣＯＲＲ（ｍ＋１）の差を閾値設定部３９の閾値と比
較する（ルーチン５２）。小さい場合には、復調データ
をｍ＋１とする（ルーチン５５）。小さくない場合には
復調データをｍとする（ルーチン５４）。
と、ＰＮｍより２チップ遅れたＰＮ（ｍ＋１）の相関積
分ＣＯＲＲ（ｍ＋１）の差を閾値設定部３９の閾値と比
較する（ルーチン５２）。小さい場合には、復調データ
をｍ＋１とする（ルーチン５５）。小さくない場合には
復調データをｍとする（ルーチン５４）。
【００４６】また、同様に、ルーチン５１にて進んでい
る場合には、ＣＯＲＲｍとＣＯＲＲ（ｍ−１）の差が閾
値と比較する（ルーチン５３）。小さい場合には、復調
データをｍ−１とし（ルーチン５６）、小さくない場合
には、ｍとする（ルーチン５４）。
る場合には、ＣＯＲＲｍとＣＯＲＲ（ｍ−１）の差が閾
値と比較する（ルーチン５３）。小さい場合には、復調
データをｍ−１とし（ルーチン５６）、小さくない場合
には、ｍとする（ルーチン５４）。
【００４７】図７はＰＮＳに対するＳＳ信号の位相の状
態を示す図であり、（ａ）は両位相が一致している状態
を、（ｂ）はＳＳ信号の位相が進んでいる状態を、
（ｃ）はＳＳ信号の位相が遅れている状態を夫々示して
いる。
態を示す図であり、（ａ）は両位相が一致している状態
を、（ｂ）はＳＳ信号の位相が進んでいる状態を、
（ｃ）はＳＳ信号の位相が遅れている状態を夫々示して
いる。
【００４８】この様に、データ判定部４０にて、比較器
３８にて最大を示した相関積分値と、閾値と、更には同
期制御部３７の位相情報とに基づき、復調データを判定
することにより、拡散符号であるＭ系列符号の遅延量を
小さくしても、正しく復調することができ、更にデータ
転送の高速化を図ることができる。
３８にて最大を示した相関積分値と、閾値と、更には同
期制御部３７の位相情報とに基づき、復調データを判定
することにより、拡散符号であるＭ系列符号の遅延量を
小さくしても、正しく復調することができ、更にデータ
転送の高速化を図ることができる。
【００４９】
【発明の効果】以上説明した通り、本発明のスペクトル
拡散通信システムによれば、Ｎビットのデータに対し
て、２N 個の相互相関の小さい拡散符号を割り当て拡散
し、拡散した信号と２N 個の拡散符号との相関積分値の
中で最も大きいものの拡散符号に対応するデータを復調
データとすることにより、同一の拡散符号長、拡散帯域
にてデータ転送量を増やすことができ、データを高速に
転送することができるという効果がある。
拡散通信システムによれば、Ｎビットのデータに対し
て、２N 個の相互相関の小さい拡散符号を割り当て拡散
し、拡散した信号と２N 個の拡散符号との相関積分値の
中で最も大きいものの拡散符号に対応するデータを復調
データとすることにより、同一の拡散符号長、拡散帯域
にてデータ転送量を増やすことができ、データを高速に
転送することができるという効果がある。
【００５０】そのため、例えば、従来電力線搬送にて、
３１チップのＭ系列符号にて拡散を行った場合には、伝
送帯域の制限から、データ転送速度は９６００ｂｐｓが
限度であったのに対し、本発明のスペクトル拡散通信シ
ステムを用いると、その３倍若しくは４倍にまでデータ
転送速度を上げることができるものである。
３１チップのＭ系列符号にて拡散を行った場合には、伝
送帯域の制限から、データ転送速度は９６００ｂｐｓが
限度であったのに対し、本発明のスペクトル拡散通信シ
ステムを用いると、その３倍若しくは４倍にまでデータ
転送速度を上げることができるものである。
【図１】本発明の一実施例の送信部のブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の一実施例の受信部のブロック図であ
る。
る。
【図３】本発明の一実施例の受信部における相関積分値
の例を示す図である。
の例を示す図である。
【図４】本発明の他の実施例の送信部のブロック図であ
る。
る。
【図５】本発明の他の実施例の受信部のブロック図であ
る。
る。
【図６】図５のデータ判定部４０の動作フロー図であ
る。
る。
【図７】ＰＮＳにおけるＳＳ信号の位相状態を示す図で
ある。
ある。
【図８】従来のスペクトル拡散通信システムの送信部の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図９】従来のスペクトル拡散通信システムの受信部の
ブロック図である。
ブロック図である。
１，１０，３０ 符号クロック発生器 ２，１１，３２ ＰＮ符号発生器 ３，１２，２３，３３ シフトレジスタ ４，１５，２４ セレクタ １３−０〜１３−７，３４−０〜３４−１５，３５ 相
関積分器 １４，３８ 比較器 １６，３６ ピーク検出器 １７，３７ 同期制御部 ２１，３１ 同期用ＰＮ符号発生器 ３９ 閾値設定部 ４０ データ判定部
関積分器 １４，３８ 比較器 １６，３６ ピーク検出器 １７，３７ 同期制御部 ２１，３１ 同期用ＰＮ符号発生器 ３９ 閾値設定部 ４０ データ判定部
Claims (5)
- 【請求項１】 並列Ｎビット（Ｎは２以上の整数）の送
信データの２N とおりの組合わせパターンに夫々対応し
て２N 個の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生手段
と、前記送信データの各組合わせパターンに対応して対
応拡散符号を夫々選択して送信出力とする選択手段とを
有する送信部を含むことを特徴とするスペクトル拡散通
信システム。 - 【請求項２】 前記送信部は、同期用の拡散符号発生手
段と、前記選択手段の選択出力に前記同期用の拡散符号
発生手段の出力を加算して送信する加算手段を更に含む
ことを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散通信シ
ステム。 - 【請求項３】 ２N 個の拡散符号を発生する第２の拡散
符号発生手段と、並列Ｎビット（Ｎは２以上の整数）の
送信データの２N とおりの組合わせパターンに夫々対応
した２N 個の送信拡散符号を受信して前記第２の拡散符
号発生手段の２N 個の拡散符号との相関積分を算出する
２N 個の相関積分手段と、これ等相関積分手段の積分値
の最大のものを検出してこの最大のものに対応する並列
ｎビットの組合わせパターンを復調データとする復調手
段とを有する受信部を含むことを特徴とするスペクトル
拡散通信システム。 - 【請求項４】 前記送信拡散符号には同期用の拡散符号
が加算されており、前記受信部は、受信拡散符号の前記
同期用の拡散符号に対する位相状態を検出する手段と、
この位相状態を示す位相情報と前記復調手段の復調デー
タと応じて実際の復調出力を決定する判定手段とを更に
有することを特徴する請求項３記載のスペクトル拡散通
信システム。 - 【請求項５】 前記第１の及び第２の拡散符号発生手段
の各々は、線形帰還シフトレジスタ回路と、この線形帰
還シフトレジスタ回路の出力を順次遅延して２N −１個
の遅延出力を導出する遅延シフトレジスタ回路とを有
し、前記線形帰還シフトレジスタ回路の出力と前記遅延
シフトレジスタ回路の２N −１個の出力とを前記２N 個
の拡散符号とすることを特徴とする請求項１〜４いずれ
か記載のスペクトル拡散通信システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20264195A JP2914232B2 (ja) | 1995-08-09 | 1995-08-09 | スペクトル拡散通信システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20264195A JP2914232B2 (ja) | 1995-08-09 | 1995-08-09 | スペクトル拡散通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0951289A true JPH0951289A (ja) | 1997-02-18 |
| JP2914232B2 JP2914232B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=16460710
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20264195A Expired - Fee Related JP2914232B2 (ja) | 1995-08-09 | 1995-08-09 | スペクトル拡散通信システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2914232B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100421852B1 (ko) * | 1999-09-29 | 2004-03-10 | 엘지전자 주식회사 | 다중 피엔 칩 발생 장치 |
| US6791960B1 (en) | 1999-03-15 | 2004-09-14 | Lg Information And Communications, Ltd. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| JP2006339924A (ja) * | 2005-06-01 | 2006-12-14 | Nec Corp | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
| JP2007258849A (ja) * | 2006-03-22 | 2007-10-04 | Nec Corp | スペクトラム拡散通信システム及びその方法並びにそれに用いる送信機及び受信機 |
| US7496132B2 (en) | 1999-03-15 | 2009-02-24 | Kg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7616681B2 (en) | 1999-03-15 | 2009-11-10 | Lg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7643540B2 (en) | 1999-03-15 | 2010-01-05 | Lg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04273632A (ja) * | 1991-02-28 | 1992-09-29 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | スペクトラム拡散通信方式 |
-
1995
- 1995-08-09 JP JP20264195A patent/JP2914232B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04273632A (ja) * | 1991-02-28 | 1992-09-29 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | スペクトラム拡散通信方式 |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US7496132B2 (en) | 1999-03-15 | 2009-02-24 | Kg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7602841B2 (en) | 1999-03-15 | 2009-10-13 | Lg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
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| US7643540B2 (en) | 1999-03-15 | 2010-01-05 | Lg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7848393B2 (en) | 1999-03-15 | 2010-12-07 | Lg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| KR100421852B1 (ko) * | 1999-09-29 | 2004-03-10 | 엘지전자 주식회사 | 다중 피엔 칩 발생 장치 |
| JP2006339924A (ja) * | 2005-06-01 | 2006-12-14 | Nec Corp | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
| JP4701840B2 (ja) * | 2005-06-01 | 2011-06-15 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散通信システム及びそれに用いる復調回路 |
| JP2007258849A (ja) * | 2006-03-22 | 2007-10-04 | Nec Corp | スペクトラム拡散通信システム及びその方法並びにそれに用いる送信機及び受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2914232B2 (ja) | 1999-06-28 |
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|---|---|---|---|
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