JPH09507020A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 スイッチングレギュレータは、二次電圧に結合される調節電圧に対する入力端（１）と、スイッチングレギュレータ変圧器（ＴＲ）の一次巻線（Ｌ２）と直列に接続されているトランジスタ（Ｔ１）を制御するための出力端（５）とを有する制御装置（ＩＣ）を有する。制御装置はさらに、制御装置（ＩＣ）内で形成される調節偏差（ＵＶ１）が参照値（１．１Ｖ）を下回るときには、スイッチングトランジスタ（Ｔ１）の再投入を阻止するための手段（Ｋ１）を含んでいる。制御装置（ＩＣ）の調節信号入力端（１）および出力端（５）は低域通過特性を有する結合要素（Ｋ）を介して結合されている。スイッチングトランジスタ（Ｔ１）に対する投入パルスがそれにより調節電圧（Ｕ２）に時間的遅れをもって重畳される。供給すべき負荷が小さい際（スタンバイ作動の際）にはスイッチングトランジスタ（Ｔ１）のスイッチングは、調節電圧（Ｕ２）に結合された投入パルスが減衰し終わるまで阻止される。スタンバイ作動に対しては安定なスイッチング周波数が可聴限界のすぐ上に設定される。損失電力はそれに応じてわずかである。

Description

【発明の詳細な説明】 スイッチングレギュレータ 本発明は、一次巻線と負荷を接続するための二次巻線とを有する変圧器と、整 流された電圧を断続して変圧器の一次巻線に与え得るように変圧器の一次巻線と 直列に接続されているスイッチングトランジスタと、 （ａ）スイッチングトランジスタを制御するための出力端と、 （ｂ）変圧器内に誘起される電圧により制御される零通過信号に対する入力端と 、 （ｃ）二次電圧に結合されている電圧により制御される調節信号に対する入力端 と、 （ｄ）調節信号から導き出された調節偏差の大きさがしきい値を下回るときに、 スイッチングトランジスタの投入を阻止するための手段と を有する制御装置とを含んでいるスイッチングレギュレータに関する。 スイッチングレギュレータでは公知のように、スイッチングレギュレータ変圧 器の一次巻線を通って流れる電流がスイッチングトランジスタにより断続される 。変圧器の二次巻線に誘起された電圧パルスは負荷に直流電圧を供給するため整 流および平滑化される。スイッチングトランジスタの投入および遮断相は制御装 置により負荷に関係して、できるだけ負荷に無関係な一定に調節された二次電圧 が得られるように制御される。 自由振動する調節装置を有するスイッチングレギュレータでは公知のように制 御装置において、変圧器内に誘起された電圧の零通過が評価され、それに基づい てスイッチングトランジスタが投入される。それにより、スイッチングトランジ スタの投入時点で変圧器が減磁されることが保証される。スイッチングトランジ スタの遮断時点は二次側の出力電圧に結合されている調節電圧に関係して定めら れる。特にシーメンス社の集積回路「ＴＤＡ４６０５」を有するスイッチングレ ギュレータでは、そのためにさらに、一次電流をシミュレートする電圧信号が発 生される。スイッチングトランジスタは、一次電流信号が調節電圧から形成され た調節偏差を越えるときに遮断される。 給電すべき電子装置のスタンバイ作動中に一般にそうであるように給電すべき 負荷が小さい場合には、このような自由振動するスイッチングレギュレータでは 特別なスイッチング措置なしでは出力電圧およびスイッチング周波数が比較的高 くなる。このことを避けるため、集積回路「ＴＤＡ４６０５」は、調節偏差がし きい値を下回るときに、スイッチングトランジスタの反復する投入を阻止するた めの回路手段を有する。 ヨーロッパ特許出願公開第 0124734号明細書に記載されているスイッチングレ ギュレータでは、零通過信号に対する入力端と調節回路の調節電圧に対する入力 端との間に結合コンデンサが設けられている。それによって零通過信号が調節電 圧に結合される。その結果として、調節電圧が投入時点で下げられる。それによ り調節偏差が大きくなり、一次電流が比較的高くなり、また二次電圧が短時間高 められる。その結果として、すぐ次の零通過の際に、調節電圧が比較的高くなり 、調節偏差が小さくなる。相応の訂正の際に調節偏差はスイッチングトランジス タの再投入に対するここにも設けられている阻止しきいの下側に位置し、従って 、しきいがもはや有効でなくなるように調節電正が低下するまで、いくつかの零 通過に対してスイッチングトランジスタの投入が阻止される。従って、零通過信 号入力端と調節信号入力端との間の結合は、スイッチング周波数が二次側のスイ ッチングレギュレータの低い負荷の際には減ぜられるようにする働きをする。 公知の解決策によりスイッチング周波数が低い負荷の際にはほぼスタンバイ作 動中と同様に比較的粗くしか調整されないことが判明している。スイッチング周 波数は常に約２０ｋＨｚの可聴範囲以上であるべきことから、比較的大きい安全 間隔が守られなければならない。さらに上記の解決策では周波数が安定でない。 寄生的な要素の影響によりスイッチング周波数の変動が生ずるので、スイッチン グ周波数が短時間可聴範囲に低下することがあり得る。 本発明の課題は、冒頭に記載した種類のスイッチングレギュレータを、スイッ チング周波数が低い二次側負荷（スタンバイ作動）の際にできるだけ正確にかつ できるだけ周波数安定に好ましくは可聴範囲の少し上側に減ぜられた値に調整で きるように改良することにある。 この課題は、本発明によれば、制御装置の出力端およびその調節信号に対する 入力端が結合要素を介して結合されており、また結合要素が低域通過特性を有す ることにより解決される。 本発明によるスイッチングレギェレータでは、スタンバイ作動中に可聴範囲か らのスイッチング周波数の安全間隔が比較的小さく選ばれる。スタンバイ‐スイ ッチング周波数は好ましくは可聴範囲の少し上に、たとえば２０ｋＨｚと２５ｋ Ｈｚとの間に調整される。この低いスイッチング周波数のゆえに、主にスイッチ ングトランジスタ内に生ずるスイッチング損失は比較的わずかである。従って、 スタンバイ損失電力もわずかとなる。 結合要素は正の整流されたスイッチングパルスが制御装置の出力端において低 域通過フィルタを施されて調節電圧に結合されるようにする働きをする。それに より調節電圧が高められので、制御装置内で形成される調節偏差が制御装置内で 形成される阻止しきいよりも低下する。それによりスイッチングトランジスタの 投入が、誘起された変圧器電圧の後続の零通過の間は阻止される。低域通過フィ ルタを施され遅延させられた投入パルスが減衰し制御装置に供給された調節電圧 が相応に低下したときに初めて、スイッチングトランジスタの投入が再び行われ る。低域通過フィルタの時定数の適当な設定により、スキップされる零通過の数 、従ってまたスイッチングレギュレータのスイッチング周波数を比較的正確に調 整することができる。 以下、図面に示されている実施例により本発明を一層詳細に説明する。 図１は本発明によるスイッチングレギュレータの主要な部分を示す回路図、 図２は図１のスイッチングレギュレータに生ずる信号の信号ダイアグラムであ る。 図１によるスイッチングレギュレータは２つの一次巻線Ｌ１、Ｌ２および２つ の二次巻線Ｌ３、Ｌ４を有する変圧器ＴＲを有する。スイッチングトランジスタ Ｔ１が一次巻線Ｌ２と直列に接続されている。スイッチングトランジスタＴ１お よび一次巻線Ｌ２から形成される電流経路にはブリッジ整流回路ＢＧの出力側か ら整流された電源交流電圧ＵＮが供給される。整流された電源交流電圧は充電コ ンデンサＣＬで平滑化される。二次巻線Ｌ４には整流ダイオードＤ４および平滑 化コンデンサＣ４を介して負荷Ｒが接続されている。制御装置ＩＣは、負荷Ｒに 与えられているスイッチングレギュレータの二次側の出力電圧ができるだけ一定 に調節されるように作用する。制御装置ＩＣとしてはたとえばシーメンス社の集 積回路「ＴＤＡ４６０５」が使用され得る。 制御装置ＩＣには定常状態では端子６に一次巻線Ｌ１から整流ダイオードＤ２ および平滑化コンデンサＣ５を介して電圧が供給される。制御装置ＩＣの端子４ は接地点に接続されている。制御装置ＩＣの端子８には、一次巻線Ｌ１において 取り出される電圧が高周波の過振動成分のフィルタリング除去の後に供給される 。制御装置ＩＣの端子１には、二次側の出力電圧に結合された調節信号が供給さ れる。そのために、二次巻線Ｌ３から取り出される電圧がたとえばツェナーダイ オードＺによる整流、平滑化および評価後にオプトカプラＯＣを介して一次側に 伝達される。分圧器Ｒ３、Ｒ４により調節電圧が所望の調節範囲に変換される。 制御装置ＩＣの出力端子５はスイッチングトランジスタＴ１の制御入力端と接続 されている。制御装置ＩＣの端子２には、一次巻線Ｌ２を流れる電流に結合され る一次電流信号が供給される。そのために端子２はブリッジ整流回路ＢＧと接地 点との間に接続されているＲＣ要素（図示せず）と接続されている。スイッチン グトランジスタの投入の際に制御装置ＩＣにおいてＲＣ要素が放電し、それに続 く充電過程が流れる一次電流を指示する。 制御装置ＩＣの出力端５における（正の極性の）投入パルスは、端子８に供給 される信号が零通過を有するときに発生される。スイッチングトランジスタを遮 断するため、端子１における調節電圧および端子２における一次電流信号が使用 される。そのために調節増幅器Ｖ１において調節偏差ＵＶ１が形成される。調節 増幅器Ｖ１のプラス入力端に０．４Ｖの参照電圧が供給され、マイナス入力端は 端子１と接続されている。論理装置Ｌにおいて調節偏差ＵＶ１が端子２に供給さ れた一次電流信号と比較される。一次電流信号が調節偏差ＵＶ１を越えると、出 力端５における投入パルスが終了し、またスイッチングトランジスタＴ１が遮断 される。この調節は、調節偏差が所望の値に達し、またその結果として二次電圧 が目標値に達するまで、最大一次電流が調節されるように作用する。さらに、制 御装置ＩＣには、調節偏差ＵＶ１を１．１Ｖのしきい値と比較するコンパレータ Ｋ１が設けられている。コンパレータＫ１は、調節偏差ＵＶ１が１．１Ｖのしき い値を下回るときに、能動的な出力信号を発生する。このことは論理装置Ｌにお いてスイッチングトランジスタＴ１のその後の投入が阻止されるように作用する 。このことはわずかな調節偏差の際に、すなわちたとえばスタンバイ作動中の低 い負荷の際のように高い出力電圧の際に、制御装置ＩＣの端子８にある信号の零 通過が無視され、またスイッチングトランジスタＴ１を投入するために使用され ないように作用する。供給すべき負荷の電流消費のゆえに二次電圧が低下すると 、調節偏差ＵＶ１が増大し、従ってコンパレータＫ１の出力信号が不能動化され 、またスイッチングトランジスタＴ１の投入が再び可能にされる。 結合装置Ｋは、制御装置ＩＣの出力端５における投入パルスが、端子１に供給 される調節電圧に低域通過フィルタを施されて結合されるように作用する。結合 要素Ｋは詳細には下記のように構成されている。ダイオードＤ１を介して制御装 置ＩＣの出力端５における投入パルスがエネルギー蓄積回路に入結合される。エ ネルギー蓄積回路は接地点に接続されているコンデンサＣ１とそれに並列に接続 されている放電抵抗Ｒ１とを含んでいる。コンデンサＣ１はトランジスタＴ１の 投入相の間に出力端５における正の制御信号によりダイオードＤ１を介して連続 的に充電され、また遮断相の間は抵抗Ｒ１を介して放電する。コンデンサＣ１に 与えられている電圧Ｕ１は、直流電圧を絶縁する結合コンデンサＣ２を介して、 ＲＣ要素Ｒ２、Ｃ４に導かれる。コンデンサＣ４は分圧器Ｒ３、Ｒ４を介して制 御装置ＩＣの調節電圧入力端１と接続されている。コンデンサＣ４に与えられて いる電圧Ｕ２はオプトカプラＯＣから供給される電圧に重畳される。ＲＣ要素Ｒ ２、Ｃ４は調節電圧Ｕ２を時間遅れをもって高める役割をする。それにより、調 節電圧がスイッチングトランジスタＴ１の投入相の間に既に結合要素Ｋにより著 しく影響されることが防止される。 本発明の別の実施例ではコンデンサＣ１と結合コンデンサＣ２との間に、電圧 Ｕ１を増幅するためエミッタホロワトランジスタを設けることができる。エミッ タホロワトランジスタのベース‐エミッタ間電流経路はコンデンサＣ１とコンデ ンサＣ２との間に接続されている。エミッタは動作抵抗を介して接地点に接続さ れており、またコレクタは正の供給電位、たとえば制御装置ＩＣの供給端子６に 接続されている。オプトカプラＯＣの使用は、二次巻線Ｌ３から取り出される二 次電圧がオプトカプラＯＣの利得により増幅されるという利点を有する。それに より、整流された電源交流電圧ＵＮにより惹起されるリプルの影響が良好に除去 される。 図２と関連していま電圧Ｕ１、Ｕ２およびスイッチングトランジスタＴ１のド レイン電圧ＵＤの信号経過を説明する。時点ｔ₀とｔ₁との間はスイッチングトラ ンジスタＴ１が投入されている。充電コンデンサＣ１の電圧Ｕ１は、コンデンサ Ｃ１がダイオードＤ１を介して常に再充電されるので、一定にとどまる。投入待 点ｔ₀で、端子１に与えられている調節電圧は低く、従ってコンパレータＫ１の 出力信号は能動化されていない。時点ｔ₁でスイッチングトランジスタＴ１が論 理装置Ｌにより調節偏差ＵＶ１と端子２における一次電流信号との間の比較によ り遮断される。ＲＣ要素Ｒ２、Ｃ４の相応の設定によりいまコンデンサＣ１に与 えられている電圧Ｕ１がコンデンサＣ４に受け渡される。電圧Ｕ２が上昇し、従 って調節偏差ＵＶ１はコンパレータＫ１により形成されるスイッチングしきいの 下側に位置している。電圧Ｕ２に対する相応のスイッチングしきいは図２中にＵ Ｓにより示されている。コンデンサＣ４は分圧器Ｒ３、Ｒ４および端子１の電流 受け入れにより徐々に放電し、また時点ｔ₃でしきいＵＳを下回るか、または調 節偏差ＵＶ１が再びコンパレータＫ１により形成されるスイッチングしきいを越 える。時点ｔ₂とｔ₃との間では、能動化されたコンパレータＫ１によりスイッチ ングトランジスタＴ１の再投入が阻止されている。トランジスタＴ１のドレイン 電圧ＵＤはその後に自由な振動を行う。時点ｔ₃で調節電圧Ｕ２は、コンパレー タＫ１が不能動化され、またスイッチングトランジスタＴ１の再投入が変圧器電 圧のすぐ次の零通過により可能にされるまで下げられている。 零通過入力端８を結合コンデンサＣ３を介して調節電圧入力端１と接続すると 特に有利である。それによりスイッチングトランジスタＴ１の投入（零通過）の 際に調節電圧Ｕ２がさらに一層下げられる。その結果としてスイッチングトラン ジスタＴ１の投入継続時間がより長くなる。調節は、ｔ₂とｔ₃との間の待ち時間 がオプトカプラＯＣを介して調節電圧Ｕ２に入結合されるより高い二次電圧のゆ えに長くされるように作用する。スイッチング周波数がそれによりさらに安定化 される。さらに、スイッチングトランジスタＴ１の再投入がドレイン電圧の最 小の間に助成され、従ってスイッチングトランジスタＴ１のスイッチング損失電 力が節減される。 減ぜられるスタンバイ‐スイッチング周波数はコンデンサＣ３の大きさにより 粗く調整される。微調整は電圧Ｕ１に対する放電特性曲線を定める抵抗Ｒ１また は抵抗Ｒ２を介して行われる。このような設定によりｔ₁とｔ₃との間の遅れ時間 が比較的正確に調整できる。従って、スタンバイ作動中のスイッチング周波数は 可聴限界のすぐ上にあることになる。この周波数はその際に安定にとどまる。 正常作動の間、比較的高い二次側負荷の際に、調節電圧Ｕ２はオプトカプラＯ Ｃを介しての相応の入結合により低くなる。調節電圧Ｕ２が最初の零通過の時点 ｔ₂でもはやしきいＵＳに達しないと、すなわちコンパレータＫ１が能動化され ないと直ちに、スイッチングトランジスタＴ１の再投入がもはや阻止されない。 スイッチングレギュレータは正常な自由振動する範囲内で動作する。負荷に関係 する周波数跳躍を避けるため、ＲＣ要素Ｒ２、Ｃ４は、調節電圧Ｕ２の最大が時 点ｔ₂よりも後に存在しないように設定される必要があろう。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．一次巻線（Ｌ２）と負荷（Ｒ）を接続するための二次巻線（Ｌ４）とを有す る変圧器（ＴＲ）と、 整流された電圧（ＵＮ）を断続して変圧器（ＴＲ）の一次巻線（Ｌ２）に与え 得るように変圧器（ＴＲ）の一次巻線（Ｌ２）と直列に接続されているスイッチ ングトランジスタ（Ｔ１）と、 （ａ）スイッチングトランジスタ（Ｔ１）を制御するための出力端（５）と、 （ｂ）変圧器（ＴＲ）内に誘起される電圧により制御される零通過信号に対する 入力端（８）と、 （ｃ）二次電圧に結合されている電圧により制御される調節信号（Ｕ２）に対す る入力端（１）と、 （ｄ）調節信号（Ｕ２）から導き出された調節偏差（ＵＶ１）の大きさがしきい 値（１、１Ｖ）を下回るときに、スイッチングトランジスタ（Ｔ１）の投入を阻 止するための手段（Ｋ１）と を有する制御装置（ＩＣ）とを含んでいるスイッチングレギュレータにおいて、 制御装置（ＩＣ）の出力端（５）およびその調節信号（Ｕ２）に対する入力端 （１）が結合要素（Ｋ）を介して結合されており、また 結合要素（Ｋ）が低域通過特性を有する ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 ２．結合要素（Ｋ）が制御装置（ＩＣ）の出力端（５）と接続されている入力端 と調節信号（Ｕ２）に対する入力端（１）と接続されている出力端とを有し、ま た結合要素（Ｋ）が入力側にパルス蓄積手段（Ｄ１、Ｃ１、Ｒ１）を、また出力 側にＲＣ特性を有する要素（Ｒ２、Ｃ４）を有することを特徴とする請求項１記 載のスイッチングレギュレータ。 ３．パルス蓄積手段（Ｄ１、Ｃ１、Ｒ１）が、並列に接続されている抵抗（Ｒ１ ）を有するコンデンサ（Ｃ１）と、コンデンサおよび抵抗から成る並列回路を制 御 装置（ＩＣ）の出力端（５）と接続するダイオード（Ｄ１）とを含んでいること を特徴とする請求項２記載のスイッチングレギュレータ。 ４．パルス蓄積手段（Ｄ１、Ｃ１、Ｒ１）が直流電圧出結合のための結合コンデ ンサ（Ｃ２）を介して出力側のＲＣ要素（Ｒ２、Ｃ４）と接続されていることを 特徴とする請求項３記載のスイッチングレギュレータ。 ５．パルス蓄積手段（Ｄ１、Ｃ１、Ｒ１）とＲＣ特性を有する要素（Ｒ２、Ｃ４ ）との間に増幅器が接続されていることを特徴とする請求項２ないし４の１つに 記載のスイッチングレギュレータ。 ６．零通過信号に対する入力端（８）および制御装置の調節信号（Ｕ２）に対す る入力端（１）の容量性結合（Ｃ３）が行われることを特徴とする請求項１ない し５の１つに記載のスイッチングレギュレータ。 ７．制御装置の調節信号（Ｕ２）に対する入力端（１）がオプトカプラ（ＯＣ） を介して別の二次巻線（Ｌ３）と接続されていることを特徴とする請求項１ない し６の１つに記載のスイッチングレギュレータ。