JPH09506759A

JPH09506759A - ステップモータの電気位相角と機械的駆動角との間の補正方法

Info

Publication number: JPH09506759A
Application number: JP7518253A
Authority: JP
Inventors: ラウフハンス; ホーフェシュタットウーヴェ; ヘルツォークベルンハント; エールマンマルティン
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1994-01-11
Filing date: 1994-05-28
Publication date: 1997-06-30
Also published as: WO1995018994A1; US5847475A; EP0739501B1; AU6793194A; EP0739501A1; ES2124407T3; CZ9602002A3

Abstract

(57)【要約】本発明は、電気位相角と、ステップモータの機械的駆動角との間の非線形関係を低分解能のエンコーダを使用して補正しようとするものである。本発明の方法は、角度検出の高い分解能を前提とする、ステップモータの従来の制御と、特性曲線の純粋に静的な補正との妥協を図るものである。例えば従来のクローポールステップモータを指示駆動部として自動車の指示機器に使用する際に経過均一性が格段に改善される。マイクロステップ制御は補正された正弦波形状で行われ、補正のために実質的に、簡単なフーリエ合成により評価された係数が使用される。

Description

【発明の詳細な説明】ステップモータの電気位相角と機械的駆動角との間の補正方法従来の技術特に自動車の指示計器装置を駆動するためにはこれまで、機械的タコメータ、バイメタル計器装置および回転コイル計器装置の他に専ら回転磁石−商−測定機構（ＤＱＭ）が使用されてきた。しかし最近では、特に欧州で、ステップモータ（２相）が指示駆動部としてますます使用されるようになっている。このようなステップモータは直接駆動部（ＮＭＢ）としても、有利には駆動モータ（製作者、switecとVDO）としても使用される。直接駆動部に対しては、回転トルクとコストの理由からこれまで専らクローポール（Tin-Can-）ステップモータが使用されている。このモータは典型的には７．５°から１５°のステップ角において約０．１°の所要の分解能に対してマイクロステップ動作の制御部を必要とする。現在大量に製作される標準型は、とりわけ電気的位相角と機械的駆動角との間に強い非線形性を有する。そのため従来のサイン制御部では全く価値のない、ずれた指示経過が生じる。その原因はとりわけ、モータの機械的な停止トルクである。特別に最適化された形式も存在する。この形式はサイン制御によっても許容できる同期特性を有する。しかしこのモータはとりわけ、構造的コストが高い場合には、相応する標準型よりも比較的に悪い機械的特性データを有する。にもかかわらず温度領域および電圧領域についての特性は完全には満足できるものではない。さらにこのモータはゼロ調整ないし位置制御のために付加的なセンサ、例えばホールＩＣを必要とする。発明の利点請求項１の構成を有する本発明のステップモータの制御方法は、制御パルスの補正によって特に簡単な低コストのエンコーダ（デジタル角度センサ）使用することができるという利点があり、したがってステップモータのゼロ位置を検出するゼロセンサよりも多くのコストがかかるということはない。したがってゼロ位置の他に、ステップモータの運動も検出され、とりわけマイクロステップ特性の補正に使用することができる。ここで所要の分解能は従来の制御方法で必要であるものより低い。これにより、使用する角度センサが０．１°の高い分解能を測定することができなくても、ステップモータを０．１°の分解能で制御することができる。従属請求項に記載された手段により、請求項１の改善および有利な実施例が可能である。図面本発明の実施例が図面に示されており、以下詳細に説明する。図１は、従来技術の第１のブロック回路図、図２は、第１の第１の線図、図３は、第２の線図、図４は、第２のブロック回路図、図５は、第３のブロック回路図、図６ａとｂは、それぞれ第２の線図、図７は、第４のブロック回路図、図８は、第５のブロック回路図、図９は、第３の線図、図１０は、第４の線図、図１１は、第６の線図を示す。実施例の説明図１の第１のブロック回路図は公知のステップモータ３を示す。このステップモータのシャフトにはエンコーダまたは角度センサ４が固定配置されている。角度センサ４は固定の光シャッター６を有し、この光シャッターをコードディスク７のマークが通過する。コードディスクはステップモータ３の電機子のシャフトに固定結合されている。このシャフトにはさらに、指示計器装置に対する針８が固定されており、この針は固定の目盛板５に配属されている。指示計器装置は自動車のコンソールパネルに設けることができる。ステップモータ３には出力段２から電流パルスが供給される。この電流パルスは前置接続された制御部１により形成される。公知の制御部１は点１０で目標値１１を角度センサ４により測定された値と比較し、これにより出力段２に対する電流を制御する。このブロック回路図は、マイクロステップ動作するステップモータの制御に対する公知の制御方法に相応する。図２は第１の線図を示す。ここでは、実際の角度と理想角Ｔとの差ΔＴｍが、電気角Ｔｅｌ上に相対的ステップの形態でプロットされている。補正されていない曲線２０では、個々の位相角Ｔｅｌの差が相対的に大きいことがわかる。補正された曲線２１では、補正が４から５のフーリエ係数を用いて実行されており、非常に小さな差しかプロットされていない。図３は第２の線図を示す。この線図では角度誤差ΔＴｍに対して測定された特性曲線３０が制限された特性曲線３１と比較して示されている。この特性曲線３１は４つのフーリエ係数ａ２，ｂ２，ａ４，ｂ４に基づいて求められたものである。図４は本発明の第１の実施例として、ステップモータ３に対する第２のブロック回路図を示す。この実施例では制御部が補正段４０を有している。補正段４０では、求められたフーリエ係数が簡単なフーリエ統合により形成される。これについては後でさらに説明する。図５は第３のブロック回路図を示す。この回路図では、第４のブロック回路図に適応型係数適合部４１が補充されている。集合点１０では、角度センサ４の信号が目標値１１と比較される。結果に相応して、係数メモリから連続して瞬時値が読み出され、この瞬時値が補正のために補正段４０に供給される。図６ａは第２の線図を示す。この線図には補正値の形成が示されている。上側曲線は角度センサ４のコードディスク７上の角度分布に対応する。ここで角度センサ４は理想信号ないし実際信号を送出する。この信号は下に示した２つの曲線に相応する。次の曲線では角度センサ４の測定信号から補正値が形成される。この補正値については後でさらに説明する。この信号は実際信号を介して最後に、下側曲線に示すような補正値となる。以下、補正方法の作用を詳細に説明する。本発明のほうほうでは、簡単な（場合によりシングルチャネルの）エンコーダ（デジタル角度センサ）は通常のゼロセンサよりも格段にコストのかかるものではないことが前提となる。しかしエンコーダはゼロ調整の他に、運動制御にも使用され（自己診断）、とりわけマイクロステップ特性の補正にも使用される。ここで所要の分解能は、従来の制御方法（図１の基本構成に相応する）で必要とされるものよりもかなり低い。 “ローコスト”エンコーダの角度分解能が低いことから必然的に、調整過程が緩慢な場合にはエンコーダパルスは従来の制御に対して角度信号を用いるためには格段に大きな持続期間を有する。補助手段として以下の方法が考えられる。Ａ．高値グラス尺度の場合、従来技術に相応してエンコーダ信号のアナログ評価によって分解能を向上する。このことは信号のＡ／Ｄ変換を必要とし、付加的に比較的正確なセンサまたは面倒な（デジタル）信号補正を必要とする。ここでパラメータの適応型追従制御にのみ用いる。これらパラメータは補正の形式を制御し、したがって時間分解能および角度分解能に対して非常に頑強である。このような方法に対しても（ＡおよびＢとは異なり）場合により、シングルチャネルのエンコーダでも十分である。しかし欠点として、制御区間の障害を補正パラメータによって検出される範囲内でしか補正することができない。このことは比較的良好に以下に対して当てはまる。・冒頭に述べた電磁的な非線形性・不所望の角度偏差しかし次のことには当てはまらない。・確率論的障害（例えばスティック・スリップ特性）・ローカル障害（“ハンガー”) 本発明の方法は、方法Ｃに相応する。ステップモータ直接駆動によるこれまでの方法では、周期的な非線形性が他のすべての障害的影響よりも格段に大きく、そのため他の障害の制御は省略することができた。実施例に基づき、個々の駆動のエラーは４から５だけのフーリエ係数によって十分に正確に表すことができる。したがって係数に対して非常にわずかな記憶容量（ＲＡＭ）しか必要ない。１．まず、２相クローポール・ステップモータから実際に発生する角度偏差の測定が引き続くフーリエ分析により実行される。結果として、当該偏差の際には、制御周波数の４次高調波が非常に優勢であることが判明した（電気的サイクルに関連して。４次高調波はしたがってステップ周波数に相応する）。この偏差は休止トルクの経過に相応する。別の測定可能な偏差はサイクル周波数の２次高調波（ステップ周波数の半分）に相応する。これは２つの磁気回路間の非対称性に起因する。このように検出された周期的偏差を補正するためにも４つのフーリエ係数（ａ２，ｂ２，ａ４，ｂ４）が必要なだけである。図３は、測定された特性曲線（絶対角Ｔｅｌについての角度誤差ΔＴｍ）と検出された４つのフーリエ係数に基づいて再現された特性曲線の例を示す。２．従来の制御としての高調波補正この係数は例えば、電気機械的装置の組立ないし制御の際に一度測定することができ、制御部にプログラム入力することができる（図４）。この手段の利点は、角度検出部を必ずしも製造した各装置に組み込む必要がなく、コスト的に有利には検査装置で一回実行すればよいことである。しかしこれに対して欠点としては、実際の係数（温度、供給電圧、老化）のドリフトが検出できないことである。３．各個々のシステムに対して適応形に構成する場合は、少なくとも１つの簡単なエンコーダ（図５）が必要である。このシステムは、適切なソフトウェアにより、係数自体を適合することができる。この場合、周期的障害のドリフト全体が常時検出され、補正係数が相応に適合される。これにより寿命全体にわたって最適の補正を行うことができる。常時検出された偏差の評価により、有利には装置の所定の固有診断を行うことができる。エンコーダはゼロ点の検出に対しても、例えばストッパと関連して使用することができる。４．ヒステリシスの補正前記のステップモータは原理上、所定のヒステリシス、典型的には１°を有する。このヒステリシスは、両方の補正方式で考慮することができる。ここで、従来の制御では、場合により生じる過補償が極端に不安定な指示経過を引き起こす。適応形制御では、ヒステリシスも常時後から測定され、相応に補正することができる。いずれの場合でも、磁気ヒステリシスに基づくヒステリシスと逆転角との真の依存性は数学的モデルによってシミュレートすることができる。５．実際的な実現可能性前記の補正方法は、１つのマイクロコントラーに対してプログラミングされており、パルス幅変調（ＰＷＭ制御）と関連してステップモータの制御に使用される。計算能力の制限された安価なプロセッサを使用する方法にするためには、ソフトウェアで以下の手段が推奨される。・適切なスケーリングにより、最大８ビットワード幅の積分量で偏差および補正係数をシミュレートする。・角度関数を相応のテーブルを介して算出する。・フーリエ係数を計算し、そこから電気サイクル全体に対する補正値を比較的大きな時間間隔、ないし角度間隔（例えば１００ｍｓまたは１５°）でのみ計算し、補正値をテーブルにファイルする。・所定の角度領域内で場合により線形補間を行う。・角速度が大きい場合には、適応要素を用いないことができる。これにより計算時間が節約される。計算時間は角速度が上昇すると、ますますクリティカルになる。また、静的補正特性曲線の有効性が、角速度の高い場合には十分に保証されない。補充的考察前記の簡単なエンコーダでは、基本的にまだ次の問題がある。すなわち、エンコーダの信号にもシステマティックな誤差が付随しており、とりわけ温度と老化により大きくドリフトすることである。この誤差を補償するために、以下の方法が適用可能である。Ａ．エンコードチャネルＡの、２つの隣接する接続点ＳＰの平均値を、接続点自体の代わりに使用する。これにより、（対称性！）ドリフトの比較的に大きな部分が簡単に除去される（図６ａ）。この方法は、従来の制御では適用することができなかった。なぜなら、補正された測定値（過去の測定値と将来の測定値との平均値）は時間的にずれて初めて求めることができるからである。平均に対する角度ベースとして例えば、電気角度Ｔｅｌを使用することができる。この電気角度の分解能は実質的にエンコーダの分解能よりも高い。この方法の適用は、エンコーダの分布が偏差の周期やその整数倍に相応しないことが前提である。Ｂ．この方法は次のように変形することができる。すなわち、エンコーダ信号のハイ周期ないしロー周期に平均長からエッジに対する補正値を検出し、それぞれ評価の際に考慮するのである。Ｃ．この２つの簡単な方法の一般化として、エンコーダ分布がモータのステップ角に適切に同調している場合には次の相関法を使用することができる。すなわち、経過した角度領域からステップモータの誤差とエンコーダの誤差を算出する相関法を使用することができる。実施例の理論的考察以下、制御区間の周期的偏差の補償の理論的考察を一般的に示す。伝送関数Ｆｓを有する制御区間がここでは、シャフト、指示針８およびコード板６（図１参照）からなる機械系と制御部２を有するステップモータ３からなる。ここで補償すべき非線形性は実質的に専らモータ３の伝送関数から生じる。区間伝送Ｆｓが十分に既知であれば、理論的には反転区間伝送Ｆｓ^-1の前置により、求めようとする全体伝送Ｔｍ／Ｔ’ｅｌ≡１が形成される。（以下特に述べない限り、角度Ｔｅｌ’、Ｔ’ｅｌは機械角度Ｔｍの単位で表現される。）上記の前提の下では、限界例での制御は必要ない。なぜなら、以下の理由による。・区間伝送を任意に正確に検出することができない。・これに依存せずに反転区間伝送Ｆｓ^-1を分析検出することができず、正確に実現することもできない。特性ＦｓとＦｓ^-1は時間的に変化することがあり、実際の適用ではフィードバックが必要である。このフィードバックは広義には制御と称することもできる（図８）。上記のことから以下の手順スキーマが導出される。１）区間特性の記録２）反転区間特性Ｆｓ^-1を（近似的に）算出する。３）Ｆｓ^-1のパラメータを制御偏差Ｔ’ｅｌ−Ｔｍに基づいて適切なアルゴリズムの作動でシミュレートする。注目のダイナミックレンジに対しては、静的な角度偏差の正確な検出で十分である。この特性曲線はしたがって、そこから変形された制御が算出され、この変形変化のためのアルゴリズムを動作特性から表すことを含む。重要な周辺条件は、変形された制御Ｆｓ^-1が十分に平坦な関数であることである。従って、偶発的なエラーは平均で除去される。というのはそのようにしないと、指示針経過が安定しないからである（図８）。この条件を満たすために、図１２で角度偏差のフーリエ変換が算出される。基本振動の周期持続時間と高調波は既知であるから、偏差ΔＴｍの展開は１つのフーリエ列までで十分である。Ｋ次の高調波までの展開（２Ｋ＋１）に対しては、サンプリング値が必要である。フーリエ列が５次の高調波までしか展開されない場合でも、計算プログラムで電気的周期当たりＮ＝６４のサンプリング値が記録される。これにより、特性曲線の近似が最小二乗法（平均）で得られる。Ｎ＝６４に対する別の理由は、プログラム経過中に必要な乗算/除算を低減することである。その際のエラーは単位“esteps”で表される。電気的周期のサンプリングから例えば以下のサンプリングセットが求められた。（モータの両方の回転方向に対してそれぞれ１つのサンプリングセットが検出される。）フーリエ係数ａ_k、ｂ_kの計算（＝フーリエ分析）：Ｔｅｌ（ｎ）＝ｎ・３２（Ｔｅｌはsstepで、sin分解能：２０４８sstep）Ｎ：サンプリング値の数Ｋ：最大高調波指数サンプリングセットの例から：図９には振幅ｃｋ−√（ａ_k ²＋ｂｋ²）がプロットされている。周期関数ΔＴｍ（Ｔｅｌ）の復元により式（４．２．１）が可能である（＝フーリエ合成）：十分に正確な復元のためには、ｋ値０、２、４に対する係数で十分である。これは、復元された偏差（図３）との元の比較で示されている。偏差情報全体はしたがって５つの係数を含む。この５つの係数はプログラムとして実現する際に相応にわずかなＲＡＭメモリ容量を必要とする（サインチャーとして記憶の際に５バイト）。偏差から出発して変形制御（Ｆ_s ^-1）を表すことができる：前提として電気角度をestepで表すと、次式が得られる（４．２．２）：Ｔｍ＝Ｔｅｌ＋ΔＴｍ（Ｔｅｌ） (4.2.2) モータの全体特性が所望であるれば、これは次のように表すことができる：Ｔｍ＝Ｔ’ｅｌ (4.2.3) したがって、（先行する）角度Ｔ’ｅｌと生じる角度Ｔｍ間の比例関係は次式により表される。Ｔ’ｅｌ＝Ｔｅｌ＋ΔＴｍ（Ｔｅｌ） (4.2.4) したがって先行する角度Ｔ’ｅｌ、すなわち(4.2.4)から実際の制御Ｆｅｌが求められることとなり、式(4.2.3)が満たされることとなる。これは変転関数の計算をさらに必要とする。 T'ｅl=f(Tel) → Tel=f^-1(T’el) ＵＦは存在するが、（一義性）しかし分析的には検出されない。近似解は、例えば相互法により算出することができる。実現の観点からは、この計算ひいては時間のかかる方法は適さない。したがって近似解の方が適するように思える。ここでは次式がセットされる： ΔＴｍ（Ｔｅｌ）≒ΔＴｍ（Ｔ’ｅｌ） (4.2.5) したがって式(4.2.4)からＴ’ｅｌ＝Ｔｅｌ＋Δ（Ｔ’ｅｌ） (4.2.6) したがって、Ｔ’ｅｌが与えられている場合には、制御値Ｔｅｌを簡単に算出することができる。しかしこの制御に対してはＵＦは算出されないから、この方法は基本的に残留誤差を生じる：式 (4.2.2)：Ｔｍ＝Ｔｅｌ＋ΔＴｍ（Ｔｅｌ）式(4.2.6)を代入し、Ｔｍ＝Ｔ’ｅｌ−ΔＴｍ（Ｔ’ｅｌ）＋ΔＴｍ（Ｔ’ｅｌ−ΔＴｍ（Ｔ’ｅｌ）） (4.2.7a) したがって：Ｔｍ＝Ｔ’ｅｌ＋ｒｆ（Ｔ’ｅｌ） (4.2.7b) 所望の比例項Ｔ’ｅｌの他に、式(4.2.7)の右側に残留誤差ｒｆ（Ｔ’ｅｌ）が発生する：ｒｆ（Ｔ’ｅｌ）＝−ΔＴｍ（Ｔ’ｅｌ）＋ΔＴｍ（Ｔ’ｅｌ−ΔＴｍ（Ｔ’ｅｌ））ｒｆ（Ｔ’ｅｌ）はまた、次のようにしても得られる。すなわち、エラー関数Δ Ｔｍ（Ｔｅｌ）が一方では個所Ｔ’ｅｌで、他方では変形された個所Ｔ’ｅｌ− ΔＴｍ（Ｔ’ｅｌ）で評価され、２つの関数値の差が形成されるようにして得られる。これにより本発明の基本的な適性が示されている。本発明の品質に関する説明はシミュレーションにより得ることができる。図１０と図１１には、角度誤差と角速度（Ｗsoll＝０．５ｒａｄ／ｓ）に対するマトリクスシミュレーション結果が、補正制御の場合と非補正制御との場合で示されている。適応要素最後に述べた方法は次の前提から出発する。すなわち、角度誤差特性曲線は、比較的長い時間間隔にわたっても一定に留まるという前提から出発する。しかし実際のモータでは、特性曲線が種々の影響（例えば温度、老化）により変化する可能性がある。制御を常に最適に保つためには、この変化を考慮する必要がある。そのためには基本的に２つの手段がある。１）係数ａ_k，ｂ_kの追従制御関連するすべての影響と誤差曲線とこの影響との環形成が既知であれば、係数ａ_k，ｂ_kを場合により元から備わっているセンサ（例えば温度センサ）により追従制御することができる。２）残っている誤差曲線をリアルタイム検出し、処理する。この誤差曲線は補正された値による制御の際に生じ、これにより係数ａ_k，ｂ_kが常時変形される。手段２）は図５に示された本発明に相当する。ここには制御技術構成が示されている（図８）。実現の際には、つぎの種々の点を考慮しなければならない。１）動作中には、誤差特性曲線の再記録を周期的に実行することはできない。なぜなら、このことは補正されない値による制御を意味することとなるからである。２）動作中には常時、回転方向反転が可能である。すなわち、制御が補正される場合にも、電気的周期が完全に経過し、そこから全体補正を算出できる、ということを前提とすることができない。むしろ、個々の“制御偏差”の個別測定値を、制御係数の追従制御がなされるように処理するのである。そのためには以下の方法が提案される。誤差曲線の元の記録の際にサンプリング値が形成された動作中に電気角度を制御する場合は、まず制御偏差ｄｉｆｆ＝Ｔ’ｅｌ−Ｔｍ（estep）を形成する。サンプリング値のインデックスをｎとすれば、１番目の変化後の状態に対する運転変数には上記の考察に相応して以下が当てはまる。 ΔＴｍ(n)¹⁺¹≒ΔＴｍ(n)¹＋diff(n) ここから、ｋ番目の係数がｎ番目のサンプリング値から変形される。ａ_k ¹⁺¹＝ａ_k ¹＋2/N*(-ΔTm(n)¹*COS(k*Tel(n)) ＋ΔTm(n)¹⁺¹*COS(k*Tel(n)) ＝ａ_k ¹＋2/N*(diff(n)*COS(k*Tel(n)) （4.2.8ａ）ｂ_k ¹⁺¹に対しては相応してｂ_k ¹⁺¹＝ｂ_k ¹＋2/N diff(n)*sin(k*Tel(n)) （4.2.8ｂ）が当てはまる。したがって、最後の誤差値ΔＴｍ（ｎ）¹を知る必要はない。パラメータとスケーリングファクタを有利に選択することによって、プログラムＡＤＡＰでは、式(4.2.8a，b)に備わる３つの乗算の２つ並びに除算が節約される。本発明の方法の適性を証明するために、プログラムには係数ａ_k，ｂ_kすべてと、０を有するサンプリング値すべてがファイルされている。これにより、始めは補正されない曲線により制御が行われる。複数電気周期の通過経過で、係数ａ_k，ｂ_kおよびひいては変形された制御Ｆs^-1がプログラムにより自動的に求められる。指示器経過は元の方法の実施の際と同じであり、この元の方法では、まず誤差曲線が全体でサンプリングされ、フーリエ変換され、そして適応方法をすでに補正した値による制御の際に初めて可能にすることができるものである。最後に、本発明の適応方法は、ダイナミックレンジの低い場合に対しても適用可能であることを述べておく。モータが比較的に高いダイナミックレンジで駆動されるならば、ダイナミックトルクがますますモータ特性に影響を及ぼし、したがって考慮しないわけにはいかない。従って当該領域に対しては、本発明の適応的部分を中止しなければならない。

【手続補正書】特許法第１８４条の８【提出日】１９９４年１１月１４日【補正内容】請求の範囲１．ステップモータ、有利にはクローポールステップモータのマイクロステップ制御方法であって、電流パスルないし電圧パルスを正弦波状経過を有するパルスシーケンスとして出力する制御部を有し、これによりステップモータ（３）の回転子がマイクロステップで回転され、ステップモータ（３）の機械的回転角が角度センサ（エンコーダ）により検出され、制御部（１）は、ステップモータ（３）の電気位相角（Ｔｅｌ）と機械的回転角（Ｔｍ）との差（ΔＴｍ）を形成し、制御部（１）は前記差（ΔＴｍ）から所定のアルゴリズムに従ってステップモータ（３）に対する補正信号を形成する形式の方法において、制御部（１）はまず補正係数を形成し、前記差（ΔＴｍ）の少なくとも１つの周期性が補正係数をシミュレートし、制御部（１）は当該補正係数を用いて、ステップモータ（３）に対する補正信号を形成し、当該補正信号をステップモータ（３）のさらなる駆動に使用する、ことを特徴とする方法。２．ステップモータ（３）の複数の電気周期の差（ΔＴｍ）を、ステップモータ（３）の電気周期に対する補正係数の検出に用いる、請求項１記載の方法。３．補正係数は、差（ΔＴｍ）のフーリエ係数を含む、請求項１または２記載の方法。４．フーリエ係数は、差（ΔＴｍ）の第２および第４高調波に対して形成する、請求項３記載の方法。５．制御部（１）は補正係数をメモリ（４１）に書き込む、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。６．補正係数を一度検出し、制御部（１）のメモリ（４１）にファイルする、請求項５記載の方法。７．角度センサ（４）はステップモータ（３）のゼロ点を検出する、請求項１から６までのいずれか１項記載の方法。８．制御部は付加的に、ステップモータ（３）のヒステリシスを補償するための補正係数を形成する、請求項１から７までのいずれか１項記載の方法。９．ヒステリシスの補償のために補正係数を、角度センサ（４）の測定データを使用して動作中に変化させる請求項８記載の方法。１０．指示計器機器のためのステップモータに対する方法を有利には自動車で適用する、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ベルンハントヘルツォークドイツ連邦共和国 70619 シュツットガルトマンスペルガーシュトラーセ 127 (72)発明者マルティンエールマンドイツ連邦共和国 90459 ニュルンベルグフムボルトシュトラーセ 111

Claims

【特許請求の範囲】１．ステップモータ、有利にはクローポールステップモータのマイクロステップ制御方法であって、電流パルスないし電圧パルスを、正弦波状経過のパルスシーケンスとしてステップモータに出力する制御部を有し、これによりステップモータの回転子がマイクロステップで回転する形式のものにおいて、ステップモータ（３）の機械的回転角度（Ｔｍ）を角度センサ（エンコーダ）（４）を用いて検出し、制御部（１）は、電気位相角度（Ｔｅｌ）と機械的回転角（Ｔｍ）との差（Δ Ｔｍ）を形成し、制御部（１）は、前記差（ΔＴｍ）か所定のアルゴリズムに従って、補正された信号をステップモータ（３）に対して形成し、該信号をステップモータ（３）のさらなる駆動に使用する、ことを特徴とする方法。２．比較的に分解能の低い角度センサ（４）を使用することができる、請求項１記載の方法。３．制御部は、補正された信号を角度差（ΔＴ）のフーリエ係数から形成する、請求項１または２記載の方法。４．制御部はフーリエ係数に対するメモリ（４１）を有する、請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。５．係数を一度だけ検出し、制御部（１）のメモリにファイルする、請求項３または４記載の方法。６．角度センサ（４）は、ステップモータの動作中に機械的回転角度（Ｔｍ）を連続的に検出し、制御部は、検出された回転角度に相応して補正係数を形成し、係数メモリ（４１）に書き込む、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。７．角度センサ（４）はステップモータ（３）のゼロ点を検出する、請求項１から６までのいずれか１項記載の方法。８．制御部は、ステップモータ（３）のヒステリシスを補償のための補正係数を含む、請求項１から７までのいずれか１項記載の方法。９．ヒステリシスに対する補正係数を、角度センサ（４）の測定データを使用して動作中に変更する、請求項８記載の方法。１０．指示装置に対するステップモータ（３）は有利には自動車に使用可能である、請求項１から９までのいずれか１項記載の方法。