JPH09307595A - 多値ディジタル伝送システム - Google Patents
多値ディジタル伝送システムInfo
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- JPH09307595A JPH09307595A JP8123707A JP12370796A JPH09307595A JP H09307595 A JPH09307595 A JP H09307595A JP 8123707 A JP8123707 A JP 8123707A JP 12370796 A JP12370796 A JP 12370796A JP H09307595 A JPH09307595 A JP H09307595A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/02—Details
- H04J3/06—Synchronising arrangements
- H04J3/0602—Systems characterised by the synchronising information used
- H04J3/0605—Special codes used as synchronising signal
- H04J3/0608—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
-
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
Abstract
(57)【要約】
【課題】 安定したＡＧＣを行うことが出来る多値ディ
ジタル伝送システムを提供することを目的とする。 【解決手段】 伝送すべき情報データを多値のシンボル
系列に変換し、この多値シンボル系列中に、かかる情報
データには依存しない２値のシンボル系列からなる領域
を周期的に付加したものを多値ディジタル変調信号化し
て伝送し、この多値ディジタル変調信号をＩＦ信号に変
換して復調した復調信号から上記２値シンボル領域を検
出し、この検出期間中に得られた復調信号の信号レベル
に基づいて上記ＩＦ信号の利得調整を行う。
ジタル伝送システムを提供することを目的とする。 【解決手段】 伝送すべき情報データを多値のシンボル
系列に変換し、この多値シンボル系列中に、かかる情報
データには依存しない２値のシンボル系列からなる領域
を周期的に付加したものを多値ディジタル変調信号化し
て伝送し、この多値ディジタル変調信号をＩＦ信号に変
換して復調した復調信号から上記２値シンボル領域を検
出し、この検出期間中に得られた復調信号の信号レベル
に基づいて上記ＩＦ信号の利得調整を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多値ディジタル伝
送システムに関する。
送システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】映像信号、及び音声信号の如き情報デー
タをディジタル伝送する際の変調方式として、多値ＶＳ
Ｂ（vestigial sideband：残留側波帯）変調、及び多値
ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation：直交振幅
変調)等の如き多値ディジタル変調が知られている。か
かる多値ディジタル変調は、伝送すべきディジタル情報
データを２種類の波形、すなわち論理値１及び０の波形
信号にてそのまま伝送するのではなく、複数のレベルに
対応する波形信号に変調して伝送することにより、同一
の伝送帯域内でより多くの情報を伝送しようとするもの
である。
タをディジタル伝送する際の変調方式として、多値ＶＳ
Ｂ（vestigial sideband：残留側波帯）変調、及び多値
ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation：直交振幅
変調)等の如き多値ディジタル変調が知られている。か
かる多値ディジタル変調は、伝送すべきディジタル情報
データを２種類の波形、すなわち論理値１及び０の波形
信号にてそのまま伝送するのではなく、複数のレベルに
対応する波形信号に変調して伝送することにより、同一
の伝送帯域内でより多くの情報を伝送しようとするもの
である。
【０００３】図１は、かかる多値ディジタル変調とし
て、１６値ＶＳＢ変調を採用して情報データの伝送を行
う際の送受信システムを示す図である。図１において、
送信系としての１６値ＶＳＢ変調器２０は、先ず、伝送
すべき符号化情報データ（例えば、誤り訂正符号化され
た情報データ）を４ビット毎に、実数値の実数値シンボ
ル系列｛ａk｝に変換する。この際、かかる実数値シン
ボル系列の任意の１シンボルは１６種類の実数値のいず
れかを取るものであり、これら１６値の内、何れの値を
とるかは４ビットデータの組み合わせにより決定され
る。次に、１６値ＶＳＢ変調器２０は、かかる実数値シ
ンボル系列｛ａk｝を次式で表される過程によって１６
値ＶＳＢ変調信号ｒ(t)に変換する。
て、１６値ＶＳＢ変調を採用して情報データの伝送を行
う際の送受信システムを示す図である。図１において、
送信系としての１６値ＶＳＢ変調器２０は、先ず、伝送
すべき符号化情報データ（例えば、誤り訂正符号化され
た情報データ）を４ビット毎に、実数値の実数値シンボ
ル系列｛ａk｝に変換する。この際、かかる実数値シン
ボル系列の任意の１シンボルは１６種類の実数値のいず
れかを取るものであり、これら１６値の内、何れの値を
とるかは４ビットデータの組み合わせにより決定され
る。次に、１６値ＶＳＢ変調器２０は、かかる実数値シ
ンボル系列｛ａk｝を次式で表される過程によって１６
値ＶＳＢ変調信号ｒ(t)に変換する。
【０００４】
【数１】 上記式(1)及び(2)の如く、１６値ＶＳＢ変調信号ｒ(t)
の振幅レベルは、実数値シンボル系列｛ａk｝に応じた
レベルとなる。１６値ＶＳＢ変調器２０は、かかる１６
値ＶＳＢ変調信号ｒ(t)を伝送路１５上に送出する。チ
ューナ１は、かかる伝送路１５を介して伝送された１６
値ＶＳＢ変調信号を、後述する位相誤差検出回路３から
供給される位相誤差信号に応じてその局部発振周波数を
調整しつつＩＦ（intermediate frequency)信号に変換
する。この際、チューナ１は、後述するＡＧＣ（automa
tic gain control)回路２から供給されるＡＧＣ信号に
応じてかかるＩＦ信号の利得調整をも行う。ナイキスト
フィルタ４は、前述した送出ＶＳＢパルスｈ(t)との総
合特性がナイキスト特性となるように上記ＩＦ信号のパ
ルス整形を行い、これを直交検波器５に供給する。直交
検波器５は、かかるナイキストフィルタ４によって波形
整形されたＩＦ信号を複素周波数変換して複素基底域信
号を得る。図中のｉ及びｊは夫々、かかる複素基底域信
号の実部及び虚部である。位相誤差検出回路３は、この
複素基底域信号から、同期タイミングを示す重畳パイロ
ットの位相角を推定し、この推定位相角と所定位相角と
の誤差をチューナ１内のＶＣＯに負帰還することで位相
誤差のない検波動作を実施せしめる。ＬＰＦ（low pass
filter)６は、上記複素基底域信号の実部信号から、上
記検波過程で生じたイメージスペクトラム等の不要な周
波数成分を除去した信号を復調信号ＦiとしてＡＧＣ回
路２、Ａ／Ｄ変換器７、及びタイミングリカバリ回路８
の各々に供給する。タイミングリカバリ回路８は、かか
る復調信号Ｆiから、送出シンボル周波数（ｆS＝１／
Ｔ）に同期したタイミングクロック信号を抽出し、この
タイミングクロック信号に位相同期したサンプリングク
ロック信号を上記Ａ／Ｄ変換器７に供給する。
の振幅レベルは、実数値シンボル系列｛ａk｝に応じた
レベルとなる。１６値ＶＳＢ変調器２０は、かかる１６
値ＶＳＢ変調信号ｒ(t)を伝送路１５上に送出する。チ
ューナ１は、かかる伝送路１５を介して伝送された１６
値ＶＳＢ変調信号を、後述する位相誤差検出回路３から
供給される位相誤差信号に応じてその局部発振周波数を
調整しつつＩＦ（intermediate frequency)信号に変換
する。この際、チューナ１は、後述するＡＧＣ（automa
tic gain control)回路２から供給されるＡＧＣ信号に
応じてかかるＩＦ信号の利得調整をも行う。ナイキスト
フィルタ４は、前述した送出ＶＳＢパルスｈ(t)との総
合特性がナイキスト特性となるように上記ＩＦ信号のパ
ルス整形を行い、これを直交検波器５に供給する。直交
検波器５は、かかるナイキストフィルタ４によって波形
整形されたＩＦ信号を複素周波数変換して複素基底域信
号を得る。図中のｉ及びｊは夫々、かかる複素基底域信
号の実部及び虚部である。位相誤差検出回路３は、この
複素基底域信号から、同期タイミングを示す重畳パイロ
ットの位相角を推定し、この推定位相角と所定位相角と
の誤差をチューナ１内のＶＣＯに負帰還することで位相
誤差のない検波動作を実施せしめる。ＬＰＦ（low pass
filter)６は、上記複素基底域信号の実部信号から、上
記検波過程で生じたイメージスペクトラム等の不要な周
波数成分を除去した信号を復調信号ＦiとしてＡＧＣ回
路２、Ａ／Ｄ変換器７、及びタイミングリカバリ回路８
の各々に供給する。タイミングリカバリ回路８は、かか
る復調信号Ｆiから、送出シンボル周波数（ｆS＝１／
Ｔ）に同期したタイミングクロック信号を抽出し、この
タイミングクロック信号に位相同期したサンプリングク
ロック信号を上記Ａ／Ｄ変換器７に供給する。
【０００５】Ａ／Ｄ変換器７は、復調信号Ｆiを上記サ
ンプリングクロック信号毎にサンプリングして、ディジ
タルの受信離散信号列を得る。等化器９は、かかる受信
離散信号系列に対して等化処理を施すことにより、伝送
路に生じた妨害、及び装置内部で生じる歪み等を除去し
た受信離散信号系列を出力する。シンボル値判定回路１
０は、この等化処理が施された受信離散信号系列が、１
６値の内のいずれのシンボル値に該当するものであるか
を判定し、このシンボル値に対応した符号化情報データ
を出力する。かかる符号化情報データを図示せぬ誤り訂
正回路にて誤り訂正処理することにより、伝送されてき
た情報データを得るのである。
ンプリングクロック信号毎にサンプリングして、ディジ
タルの受信離散信号列を得る。等化器９は、かかる受信
離散信号系列に対して等化処理を施すことにより、伝送
路に生じた妨害、及び装置内部で生じる歪み等を除去し
た受信離散信号系列を出力する。シンボル値判定回路１
０は、この等化処理が施された受信離散信号系列が、１
６値の内のいずれのシンボル値に該当するものであるか
を判定し、このシンボル値に対応した符号化情報データ
を出力する。かかる符号化情報データを図示せぬ誤り訂
正回路にて誤り訂正処理することにより、伝送されてき
た情報データを得るのである。
【０００６】ＡＧＣ回路２は、上記復調信号Ｆiの平均
電力と、所定基準電力との電力差に応じたＡＧＣ信号を
発生してこれを上記チューナ１に帰還供給する。チュー
ナ１は、かかるＡＧＣ信号に応じた利得にてＩＦ信号の
利得調整を行う。よって、かかるＡＧＣ回路２によれ
ば、例え、伝送路１５の損失により、伝送されてきた１
６値ＶＳＢ変調信号の信号レベルが減少してしまって
も、このレベル減少を補うようにＩＦ信号の利得調整が
為されるのである。
電力と、所定基準電力との電力差に応じたＡＧＣ信号を
発生してこれを上記チューナ１に帰還供給する。チュー
ナ１は、かかるＡＧＣ信号に応じた利得にてＩＦ信号の
利得調整を行う。よって、かかるＡＧＣ回路２によれ
ば、例え、伝送路１５の損失により、伝送されてきた１
６値ＶＳＢ変調信号の信号レベルが減少してしまって
も、このレベル減少を補うようにＩＦ信号の利得調整が
為されるのである。
【０００７】しかしながら、長期間に亘り絶対値の小な
る実数値シンボル系列｛ａk｝が連続しているような１
６値ＶＳＢ変調信号が伝送されてきた場合には、伝送路
１５の損失量に拘わらず、上記復調信号Ｆiの平均電力
は小となる。従って、この際、ＡＧＣ回路２は、ＩＦ信
号の信号レベルを増大させるという誤った利得調整を行
ってしまうのである。
る実数値シンボル系列｛ａk｝が連続しているような１
６値ＶＳＢ変調信号が伝送されてきた場合には、伝送路
１５の損失量に拘わらず、上記復調信号Ｆiの平均電力
は小となる。従って、この際、ＡＧＣ回路２は、ＩＦ信
号の信号レベルを増大させるという誤った利得調整を行
ってしまうのである。
【０００８】以上の如く、伝送路の損失量のみならず、
符号化情報データの内容によっても、その信号レベルが
変化してしまうという多値ディジタル変調信号に対して
は、安定したＡＧＣを掛けることが出来ないという問題
があった。
符号化情報データの内容によっても、その信号レベルが
変化してしまうという多値ディジタル変調信号に対して
は、安定したＡＧＣを掛けることが出来ないという問題
があった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
を解決せんとして為されたものであり、安定したＡＧＣ
を行うことが出来る多値ディジタル伝送システムを提供
することを目的とする。
を解決せんとして為されたものであり、安定したＡＧＣ
を行うことが出来る多値ディジタル伝送システムを提供
することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明による多値ディジ
タル伝送システムは、伝送すべき情報データを多値のシ
ンボルからなる多値シンボル系列に変換し、前記多値シ
ンボル系列中に２値のシンボルからなる２値シンボル領
域を周期的に付加したものを多値ディジタル変調して多
値ディジタル変調信号を得る多値変調器と、前記多値デ
ィジタル変調信号をＡＧＣ信号に応じた利得にてＩＦ信
号に変換するチューナと、前記ＩＦ信号を前記多値ディ
ジタル変調に対応した復調処理により復調して復調信号
を得る復調手段と、前記復調信号から前記２値シンボル
領域を検出し、前記２値シンボル領域の検出期間中に得
られた前記復調信号の信号レベルに基づいて前記ＡＧＣ
信号の生成を行うＡＧＣ回路とを有する。
タル伝送システムは、伝送すべき情報データを多値のシ
ンボルからなる多値シンボル系列に変換し、前記多値シ
ンボル系列中に２値のシンボルからなる２値シンボル領
域を周期的に付加したものを多値ディジタル変調して多
値ディジタル変調信号を得る多値変調器と、前記多値デ
ィジタル変調信号をＡＧＣ信号に応じた利得にてＩＦ信
号に変換するチューナと、前記ＩＦ信号を前記多値ディ
ジタル変調に対応した復調処理により復調して復調信号
を得る復調手段と、前記復調信号から前記２値シンボル
領域を検出し、前記２値シンボル領域の検出期間中に得
られた前記復調信号の信号レベルに基づいて前記ＡＧＣ
信号の生成を行うＡＧＣ回路とを有する。
【００１１】
【発明の実施の形態】図２は、本発明の多値ディジタル
伝送システムを示す図である。図２において、送信系と
しての１６値ＶＳＢ変調器４０は、先ず、伝送すべき符
号化情報データ（例えば、誤り訂正符号化された情報デ
ータ）を４ビット毎に、実数値のシンボル系列に変換す
る。この際、かかるシンボル系列中の任意の１シンボル
は１６種類の実数値のいずれかを取るものであり、これ
ら１６値の内、何れの値をとるかは４ビットデータの組
み合わせにより決定される。次に、１６値ＶＳＢ変調器
４０は、図３に示されるが如きデータフレームフォーマ
ットからなるシンボル系列ａkを生成する。
伝送システムを示す図である。図２において、送信系と
しての１６値ＶＳＢ変調器４０は、先ず、伝送すべき符
号化情報データ（例えば、誤り訂正符号化された情報デ
ータ）を４ビット毎に、実数値のシンボル系列に変換す
る。この際、かかるシンボル系列中の任意の１シンボル
は１６種類の実数値のいずれかを取るものであり、これ
ら１６値の内、何れの値をとるかは４ビットデータの組
み合わせにより決定される。次に、１６値ＶＳＢ変調器
４０は、図３に示されるが如きデータフレームフォーマ
ットからなるシンボル系列ａkを生成する。
【００１２】図３において、１データフレームは、ヘッ
ダパケットＨＤＰ、及びデータパケットＤＰ１〜ＤＰ３
２０の３２１個のパケットからなる。各データパケット
は、上述の如く変換されたシンボル８３２個分から形成
されている。これらデータパケットＤＰ１〜ＤＰ３２０
の先頭部には、フレームシンク部、トレーニングシーケ
ンス部、及びユーザーズビット部からなるヘッダパケッ
トＨＤＰが設けられている。この際、かかるヘッダパケ
ットＨＤＰは、上記データパケットＤＰ１〜ＤＰ３２０
の各々が１６値のシンボルから形成されているのに対
し、２値のシンボルから形成されている。
ダパケットＨＤＰ、及びデータパケットＤＰ１〜ＤＰ３
２０の３２１個のパケットからなる。各データパケット
は、上述の如く変換されたシンボル８３２個分から形成
されている。これらデータパケットＤＰ１〜ＤＰ３２０
の先頭部には、フレームシンク部、トレーニングシーケ
ンス部、及びユーザーズビット部からなるヘッダパケッ
トＨＤＰが設けられている。この際、かかるヘッダパケ
ットＨＤＰは、上記データパケットＤＰ１〜ＤＰ３２０
の各々が１６値のシンボルから形成されているのに対
し、２値のシンボルから形成されている。
【００１３】例えば、上記データパケットＤＰ１〜ＤＰ
３２０の各々を、｛-15,-13,-11,-9,-7,-5,-3,-1,1,3,
5,7,9,11,13,15｝なる１６値のシンボルにて形成し、一
方、ヘッダパケットＨＤＰを、{-5,5｝なる２値のシン
ボルにて形成するのである。次に、１６値ＶＳＢ変調器
４０は、かかるシンボル系列ａkを次式で表される過程
によって１６値ＶＳＢ変調信号ｒ(t)に変換し、これを
伝送路１５上に送出する。
３２０の各々を、｛-15,-13,-11,-9,-7,-5,-3,-1,1,3,
5,7,9,11,13,15｝なる１６値のシンボルにて形成し、一
方、ヘッダパケットＨＤＰを、{-5,5｝なる２値のシン
ボルにて形成するのである。次に、１６値ＶＳＢ変調器
４０は、かかるシンボル系列ａkを次式で表される過程
によって１６値ＶＳＢ変調信号ｒ(t)に変換し、これを
伝送路１５上に送出する。
【００１４】
【数２】 チューナ２１は、伝送路１５を介して伝送されてきた上
記１６値ＶＳＢ変調信号を、後述する位相誤差検出回路
２３から供給される位相誤差信号に応じてその局部発振
周波数を調整しつつ所定周波数のＩＦ（intermediate f
requency)信号に変換する。この際、チューナ２１は、
後述するＡＧＣ（automatic gain control)回路２２か
ら供給されるＡＧＣ信号に応じてかかるＩＦ信号の利得
調整をも行う。ＢＰＦ（band pass filter)２４は、後
述するＡ／Ｄ変換器２５がそのサンプリング動作の際に
エイリアシングを起こさないように、上記ＩＦ信号に対
して帯域制限を施す。つまり、ＢＰＦ２４は、上記ＩＦ
信号中から、このＡ／Ｄ変換器２５がエイリアシングを
起こさないような帯域成分のみを抽出し、この際得られ
た帯域制限ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器２５に供給するので
ある。Ａ／Ｄ変換器２５は、後述するタイミングリカバ
リ回路２６から供給されるサンプリングクロック毎に上
記帯域制限ＩＦ信号をサンプリングし、得られたディジ
タルのＩＦサンプル値系列をタイミングリカバリ回路２
６及び直交検波器２７の各々に供給する。タイミングリ
カバリ回路２６は、上記ＩＦサンプル値系列に基づいて
位相補正した所定周波数のサンプリングクロックを発生
し、これをＡ／Ｄ変換器２５に供給する。
記１６値ＶＳＢ変調信号を、後述する位相誤差検出回路
２３から供給される位相誤差信号に応じてその局部発振
周波数を調整しつつ所定周波数のＩＦ（intermediate f
requency)信号に変換する。この際、チューナ２１は、
後述するＡＧＣ（automatic gain control)回路２２か
ら供給されるＡＧＣ信号に応じてかかるＩＦ信号の利得
調整をも行う。ＢＰＦ（band pass filter)２４は、後
述するＡ／Ｄ変換器２５がそのサンプリング動作の際に
エイリアシングを起こさないように、上記ＩＦ信号に対
して帯域制限を施す。つまり、ＢＰＦ２４は、上記ＩＦ
信号中から、このＡ／Ｄ変換器２５がエイリアシングを
起こさないような帯域成分のみを抽出し、この際得られ
た帯域制限ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器２５に供給するので
ある。Ａ／Ｄ変換器２５は、後述するタイミングリカバ
リ回路２６から供給されるサンプリングクロック毎に上
記帯域制限ＩＦ信号をサンプリングし、得られたディジ
タルのＩＦサンプル値系列をタイミングリカバリ回路２
６及び直交検波器２７の各々に供給する。タイミングリ
カバリ回路２６は、上記ＩＦサンプル値系列に基づいて
位相補正した所定周波数のサンプリングクロックを発生
し、これをＡ／Ｄ変換器２５に供給する。
【００１５】直交検波器２７は、上述の如くサンプリン
グされたＩＦサンプル値系列に対して複素周波数変換を
施して、複素基底域信号系列を得る。すなわち、直交検
波器２７は、供給されてくるＩＦサンプル値系列にＩＦ
信号周波数ｆCに対応した複素指数関数系列を乗算する
ことにより、複素基底域信号系列を得るのである。位相
誤差検出回路２３は、この複素基底域信号から重畳パイ
ロットの位相角を推定し、この推定位相角と所定位相角
との誤差をチューナ２１内のＶＣＯに負帰還することで
位相誤差のない検波動作を実施せしめる。ナイキストフ
ィルタ２８は、例えば、複素係数ＦＩＲフィルタからな
り、上記送出ＶＳＢパルスｈ(t)との総合特性がナイキ
スト特性となるようにパルス整形を行う。ナイキストフ
ィルタ２８は、このパルス整形した信号の内、実部信号
をシンボルレートでリサンプリングした離散信号系列を
復調信号として減算器２９に供給する。
グされたＩＦサンプル値系列に対して複素周波数変換を
施して、複素基底域信号系列を得る。すなわち、直交検
波器２７は、供給されてくるＩＦサンプル値系列にＩＦ
信号周波数ｆCに対応した複素指数関数系列を乗算する
ことにより、複素基底域信号系列を得るのである。位相
誤差検出回路２３は、この複素基底域信号から重畳パイ
ロットの位相角を推定し、この推定位相角と所定位相角
との誤差をチューナ２１内のＶＣＯに負帰還することで
位相誤差のない検波動作を実施せしめる。ナイキストフ
ィルタ２８は、例えば、複素係数ＦＩＲフィルタからな
り、上記送出ＶＳＢパルスｈ(t)との総合特性がナイキ
スト特性となるようにパルス整形を行う。ナイキストフ
ィルタ２８は、このパルス整形した信号の内、実部信号
をシンボルレートでリサンプリングした離散信号系列を
復調信号として減算器２９に供給する。
【００１６】すなわち、これら直交検波器２７及びナイ
キストフィルタ２８なる構成により、伝送されてきた上
記１６値ＶＳＢ変調信号に対応したＩＦ信号を、１６値
ＶＳＢ復調して復調信号を得るという１６値ＶＳＢ復調
器を形成しているのである。この際、かかる復調信号
は、上記図３に示されるが如きデータフレームフォーマ
ットを有する。
キストフィルタ２８なる構成により、伝送されてきた上
記１６値ＶＳＢ変調信号に対応したＩＦ信号を、１６値
ＶＳＢ復調して復調信号を得るという１６値ＶＳＢ復調
器を形成しているのである。この際、かかる復調信号
は、上記図３に示されるが如きデータフレームフォーマ
ットを有する。
【００１７】減算器２９は、かかる復調信号から、後述
するパイロット検出回路３０から供給されたパイロット
成分信号を減算した信号を、パイロット検出回路３０、
等化器３１及びＡＧＣ回路２２の各々に供給する。等化
器３１は、このパイロット成分が除去された復調信号に
対して等化処理を施すことにより、伝送路で生じた妨
害、及び装置内部で生じる歪み等を除去した復調信号を
シンボル値判定回路３２に供給する。シンボル値判定回
路３２は、この等化処理が施された復調信号が、１６値
のシンボル値の内のいずれのシンボル値に該当するもの
であるかを判定し、このシンボル値に対応した符号化情
報データを出力する。
するパイロット検出回路３０から供給されたパイロット
成分信号を減算した信号を、パイロット検出回路３０、
等化器３１及びＡＧＣ回路２２の各々に供給する。等化
器３１は、このパイロット成分が除去された復調信号に
対して等化処理を施すことにより、伝送路で生じた妨
害、及び装置内部で生じる歪み等を除去した復調信号を
シンボル値判定回路３２に供給する。シンボル値判定回
路３２は、この等化処理が施された復調信号が、１６値
のシンボル値の内のいずれのシンボル値に該当するもの
であるかを判定し、このシンボル値に対応した符号化情
報データを出力する。
【００１８】パイロット成分抽出回路３０は、上記減算
器２９にてパイロット成分の除去された復調信号中から
重畳パイロット成分を抽出し、この重畳パイロット成分
に対応したパイロット成分信号を減算器２９に供給す
る。図４は、かかるパイロット成分抽出回路３０の内部
構成を示す図である。図４において、極性検出回路３０
１は、上記減算器２９にてパイロット成分の除去された
復調信号の極性を検出し、この検出された極性が負であ
る場合には「−１」、正である場合には「１」なる乗算
係数を乗算器３０２に供給する。
器２９にてパイロット成分の除去された復調信号中から
重畳パイロット成分を抽出し、この重畳パイロット成分
に対応したパイロット成分信号を減算器２９に供給す
る。図４は、かかるパイロット成分抽出回路３０の内部
構成を示す図である。図４において、極性検出回路３０
１は、上記減算器２９にてパイロット成分の除去された
復調信号の極性を検出し、この検出された極性が負であ
る場合には「−１」、正である場合には「１」なる乗算
係数を乗算器３０２に供給する。
【００１９】データフレーム検出回路３０３は、上記減
算器２９にてパイロット成分の除去された復調信号中か
ら、図３に示されるが如きフレームシンクが所定周期毎
に検出されたか否かを検出し、このフレームシンクが所
定周期毎に検出出来る場合には論理値「１」、検出出来
ない場合には論理値「０」のフレーム安定検出信号をセ
レクタ３０４及びヘッダパケット検出回路３０５の各々
に供給する。すなわち、かかるデータフレーム検出回路
３０３は、上記復調信号中から、２値のシンボル領域と
してのヘッダパケットＨＤＰが安定して得られるように
なったか否かを検出するという、２値シンボル領域安定
検出手段として動作するのである。
算器２９にてパイロット成分の除去された復調信号中か
ら、図３に示されるが如きフレームシンクが所定周期毎
に検出されたか否かを検出し、このフレームシンクが所
定周期毎に検出出来る場合には論理値「１」、検出出来
ない場合には論理値「０」のフレーム安定検出信号をセ
レクタ３０４及びヘッダパケット検出回路３０５の各々
に供給する。すなわち、かかるデータフレーム検出回路
３０３は、上記復調信号中から、２値のシンボル領域と
してのヘッダパケットＨＤＰが安定して得られるように
なったか否かを検出するという、２値シンボル領域安定
検出手段として動作するのである。
【００２０】セレクタ３０４は、かかるデータフレーム
検出回路３０３から論理値「０」のフレーム安定検出信
号が供給された場合には０レベル信号を乗算器３０２に
供給する一方、論理値「１」のフレーム安定検出信号が
供給された場合には、ヘッダパケットＨＤＰにおける２
値シンボルの絶対値ＨＬを乗算器３０２に供給する。す
なわち、セレクタ３０４は、復調初期段階により復調信
号中から、２値シンボル領域としてのヘッダパケットＨ
ＤＰが安定して得られない場合には０レベル信号を乗算
器３０２に供給する一方、かかるヘッダパケットＨＤＰ
が安定して得られるようになった場合には、２値シンボ
ルの絶対値ＨＬを乗算器３０２に供給するのである。
検出回路３０３から論理値「０」のフレーム安定検出信
号が供給された場合には０レベル信号を乗算器３０２に
供給する一方、論理値「１」のフレーム安定検出信号が
供給された場合には、ヘッダパケットＨＤＰにおける２
値シンボルの絶対値ＨＬを乗算器３０２に供給する。す
なわち、セレクタ３０４は、復調初期段階により復調信
号中から、２値シンボル領域としてのヘッダパケットＨ
ＤＰが安定して得られない場合には０レベル信号を乗算
器３０２に供給する一方、かかるヘッダパケットＨＤＰ
が安定して得られるようになった場合には、２値シンボ
ルの絶対値ＨＬを乗算器３０２に供給するのである。
【００２１】ここで、かかるヘッダパケットＨＤＰが、
例えば、｛-5,5｝なる２値シンボルから形成されている
場合には、「５」が上記ＨＬとなる。乗算器３０２は、
かかるセレクタ３０４から供給されてくる値に、上記極
性検出回路３０１から供給された乗算係数を乗算した値
を基準２値シンボル値Ｓとして減算器３０６に供給す
る。減算器３０６は、上記復調信号から、この基準２値
シンボル値Ｓを減算した信号を重畳パイロット成分信号
Ｐとしてセレクタ３０７に供給する。
例えば、｛-5,5｝なる２値シンボルから形成されている
場合には、「５」が上記ＨＬとなる。乗算器３０２は、
かかるセレクタ３０４から供給されてくる値に、上記極
性検出回路３０１から供給された乗算係数を乗算した値
を基準２値シンボル値Ｓとして減算器３０６に供給す
る。減算器３０６は、上記復調信号から、この基準２値
シンボル値Ｓを減算した信号を重畳パイロット成分信号
Ｐとしてセレクタ３０７に供給する。
【００２２】ヘッダパケット検出回路３０５は、データ
フレーム検出回路３０３から論理値「０」のフレーム安
定検出信号が供給されている期間中は、論理値「１」の
ポーズ信号をセレクタ３０７に供給する。一方、ヘッダ
パケット検出回路３０５は、データフレーム検出回路３
０３から論理値「１」のフレーム安定検出信号が供給さ
れている期間中には、図３に示されるヘッダパケットＨ
ＤＰが上記復調信号中から検出されたか否かの検出を行
い、このヘッダパケットＨＤＰが検出されていない期間
中には論理値「０」のポーズ信号をセレクタ３０７に供
給し、ヘッダパケットＨＤＰが検出されている期間中に
は論理値「１」のポーズ信号をセレクタ３０７に供給す
る。
フレーム検出回路３０３から論理値「０」のフレーム安
定検出信号が供給されている期間中は、論理値「１」の
ポーズ信号をセレクタ３０７に供給する。一方、ヘッダ
パケット検出回路３０５は、データフレーム検出回路３
０３から論理値「１」のフレーム安定検出信号が供給さ
れている期間中には、図３に示されるヘッダパケットＨ
ＤＰが上記復調信号中から検出されたか否かの検出を行
い、このヘッダパケットＨＤＰが検出されていない期間
中には論理値「０」のポーズ信号をセレクタ３０７に供
給し、ヘッダパケットＨＤＰが検出されている期間中に
は論理値「１」のポーズ信号をセレクタ３０７に供給す
る。
【００２３】すなわち、ヘッダパケット検出回路３０５
は、上記復調信号中から、２値シンボル領域としてのヘ
ッダパケットＨＤＰが安定して得られるようになった場
合に、復調信号中から、２値シンボル領域としてのヘッ
ダパケットＨＤＰの検出動作を開始するという、２値シ
ンボル領域検出手段なのである。セレクタ３０７は、論
理値「０」のポーズ信号が供給されている期間中は、０
レベル信号を累算加算器３０８に供給する一方、論理値
「１」のポーズ信号が供給されている期間中は、上記重
畳パイロット成分信号Ｐを累算加算器３０８に供給す
る。累算加算器３０８は、かかるセレクタ３０７から供
給された信号を累算加算して得られた信号をパイロット
成分信号として、図２に示される減算器２９に供給す
る。
は、上記復調信号中から、２値シンボル領域としてのヘ
ッダパケットＨＤＰが安定して得られるようになった場
合に、復調信号中から、２値シンボル領域としてのヘッ
ダパケットＨＤＰの検出動作を開始するという、２値シ
ンボル領域検出手段なのである。セレクタ３０７は、論
理値「０」のポーズ信号が供給されている期間中は、０
レベル信号を累算加算器３０８に供給する一方、論理値
「１」のポーズ信号が供給されている期間中は、上記重
畳パイロット成分信号Ｐを累算加算器３０８に供給す
る。累算加算器３０８は、かかるセレクタ３０７から供
給された信号を累算加算して得られた信号をパイロット
成分信号として、図２に示される減算器２９に供給す
る。
【００２４】かかる構成により、復調初期段階において
復調信号から図３に示されるが如き２値シンボル領域と
してのヘッダパケットＨＤＰが安定して得られない場合
には、セレクタ３０７の出力信号は復調信号系列から推
定パイロット成分を除去した信号となり、これを累算加
算器３０８で積分してパイロット信号減算器２９に帰還
供給することで、セレクタ３０７の出力信号のＤＣ成分
を誤差信号とする１次積分帰還ループが構成される。こ
の場合には、帰還ループの誤差信号は送出シンボル系列
の含有ＤＣ成分の影響を受けるため、正確なパイロット
除去は達成されない。
復調信号から図３に示されるが如き２値シンボル領域と
してのヘッダパケットＨＤＰが安定して得られない場合
には、セレクタ３０７の出力信号は復調信号系列から推
定パイロット成分を除去した信号となり、これを累算加
算器３０８で積分してパイロット信号減算器２９に帰還
供給することで、セレクタ３０７の出力信号のＤＣ成分
を誤差信号とする１次積分帰還ループが構成される。こ
の場合には、帰還ループの誤差信号は送出シンボル系列
の含有ＤＣ成分の影響を受けるため、正確なパイロット
除去は達成されない。
【００２５】一方、かかるヘッダパケットＨＤＰが安定
に検出出来るようになった場合には、セレクタ３０７の
出力信号は、ヘッダパケットＨＤＰの重畳期間のみ、累
算加算器３０８によって積分され、かつ同期間において
はセレクタ３０７の出力信号は「復調信号系列から推定
パイロット成分を除去した信号」から更に、推定される
送出２値シンボルの値を減算したものである。すなわ
ち、セレクタ３０７の出力信号は、ヘッダパケットの重
畳期間においては、送出シンボル系列の含有ＤＣ成分の
影響を受けない、純粋な残留パイロット成分となる。よ
って、これを誤差信号としてヘッダパケット重畳期間の
み累算加算器３０８で積分してパイロット信号減算器２
９に帰還し１次積分帰還ループを構成することで、送出
シンボル系列自信の持つＤＣ成分の影響を受けない正確
なパイロット成分除去が達成されるのである。
に検出出来るようになった場合には、セレクタ３０７の
出力信号は、ヘッダパケットＨＤＰの重畳期間のみ、累
算加算器３０８によって積分され、かつ同期間において
はセレクタ３０７の出力信号は「復調信号系列から推定
パイロット成分を除去した信号」から更に、推定される
送出２値シンボルの値を減算したものである。すなわ
ち、セレクタ３０７の出力信号は、ヘッダパケットの重
畳期間においては、送出シンボル系列の含有ＤＣ成分の
影響を受けない、純粋な残留パイロット成分となる。よ
って、これを誤差信号としてヘッダパケット重畳期間の
み累算加算器３０８で積分してパイロット信号減算器２
９に帰還し１次積分帰還ループを構成することで、送出
シンボル系列自信の持つＤＣ成分の影響を受けない正確
なパイロット成分除去が達成されるのである。
【００２６】かかるパイロット成分抽出回路３０及び減
算器２９なるパイロット成分除去手段によれば、伝送さ
れてきた符号化情報データの影響を受けることなく、復
調信号中からパイロット成分を除去した信号を得ること
が出来るので、後段のシンボル判定回路３２にて正確な
シンボル判定が為されるようになる。図２におけるＡＧ
Ｃ回路２２は、この減算器２９にてパイロット成分が除
去された復調信号に基づいて、かかる復調信号を所定レ
ベル内に収束すべきＡＧＣ信号を発生し、これを上記チ
ューナ２１に帰還供給する。
算器２９なるパイロット成分除去手段によれば、伝送さ
れてきた符号化情報データの影響を受けることなく、復
調信号中からパイロット成分を除去した信号を得ること
が出来るので、後段のシンボル判定回路３２にて正確な
シンボル判定が為されるようになる。図２におけるＡＧ
Ｃ回路２２は、この減算器２９にてパイロット成分が除
去された復調信号に基づいて、かかる復調信号を所定レ
ベル内に収束すべきＡＧＣ信号を発生し、これを上記チ
ューナ２１に帰還供給する。
【００２７】図５は、かかるＡＧＣ回路２２の内部構成
を示す図である。図５において、データフレーム検出回
路２２１は、上記減算器２９にてパイロット成分の除去
された復調信号中から、図３に示されるが如きフレーム
シンクが所定周期毎に検出されたか否かを検出し、この
フレームシンクが所定周期毎に検出出来る場合には論理
値「１」、検出出来ない場合には論理値「０」のフレー
ム安定検出信号をセレクタ２２２及びヘッダパケット検
出回路２２３の各々に供給する。すなわち、かかるデー
タフレーム検出回路２２１は、上記復調信号中から、２
値のシンボル領域としてのヘッダパケットＨＤＰが安定
して得られるようになったか否かを検出するという、２
値シンボル領域安定検出手段として動作するのである。
を示す図である。図５において、データフレーム検出回
路２２１は、上記減算器２９にてパイロット成分の除去
された復調信号中から、図３に示されるが如きフレーム
シンクが所定周期毎に検出されたか否かを検出し、この
フレームシンクが所定周期毎に検出出来る場合には論理
値「１」、検出出来ない場合には論理値「０」のフレー
ム安定検出信号をセレクタ２２２及びヘッダパケット検
出回路２２３の各々に供給する。すなわち、かかるデー
タフレーム検出回路２２１は、上記復調信号中から、２
値のシンボル領域としてのヘッダパケットＨＤＰが安定
して得られるようになったか否かを検出するという、２
値シンボル領域安定検出手段として動作するのである。
【００２８】セレクタ２２２は、かかるデータフレーム
検出回路２２１から論理値「０」のフレーム安定検出信
号が供給された場合には、データパケットＤＰにおける
多値シンボルの絶対値の平均値ＭＬを基準レベルＶとし
て減算器２２５に供給する一方、論理値「１」のフレー
ム安定検出信号が供給された場合には、ヘッダパケット
ＨＤＰにおける２値シンボルの絶対値ＨＬを上記基準レ
ベルＶとして減算器２２５に供給する。
検出回路２２１から論理値「０」のフレーム安定検出信
号が供給された場合には、データパケットＤＰにおける
多値シンボルの絶対値の平均値ＭＬを基準レベルＶとし
て減算器２２５に供給する一方、論理値「１」のフレー
ム安定検出信号が供給された場合には、ヘッダパケット
ＨＤＰにおける２値シンボルの絶対値ＨＬを上記基準レ
ベルＶとして減算器２２５に供給する。
【００２９】すなわち、セレクタ２２２は、復調初期段
階により復調信号中から、２値シンボル領域としてのヘ
ッダパケットＨＤＰが安定して得られない場合には多値
シンボルの絶対値の平均値ＭＬを減算器２２５に供給す
る一方、かかるヘッダパケットＨＤＰが安定して得られ
るようになった場合には、２値シンボルの絶対値ＨＬを
減算器２２５に供給するのである。
階により復調信号中から、２値シンボル領域としてのヘ
ッダパケットＨＤＰが安定して得られない場合には多値
シンボルの絶対値の平均値ＭＬを減算器２２５に供給す
る一方、かかるヘッダパケットＨＤＰが安定して得られ
るようになった場合には、２値シンボルの絶対値ＨＬを
減算器２２５に供給するのである。
【００３０】ここで、かかる２値シンボル領域としての
ヘッダパケットＨＤＰが、例えば、｛-5,5｝なる２値シ
ンボルから形成されている場合には、「５」が上記ＨＬ
となり、データパケットＤＰが例えば｛-15,-13,-11,-
9,-7,-5,-3,-1,1,3,5,7,9,11,13,15｝なる１６値のシン
ボルにて形成されている場合には、これら各シンボルの
絶対値の平均値は「８」となるので、この「８」が上記
ＭＬとなる。
ヘッダパケットＨＤＰが、例えば、｛-5,5｝なる２値シ
ンボルから形成されている場合には、「５」が上記ＨＬ
となり、データパケットＤＰが例えば｛-15,-13,-11,-
9,-7,-5,-3,-1,1,3,5,7,9,11,13,15｝なる１６値のシン
ボルにて形成されている場合には、これら各シンボルの
絶対値の平均値は「８」となるので、この「８」が上記
ＭＬとなる。
【００３１】絶対値演算回路２２４は、上記復調信号の
絶対値を求めて得られた絶対値復調信号を減算器２２５
に供給する。減算器２２５は、この絶対値復調信号か
ら、上記基準レベルＶを減算した信号をレベル誤差信号
Ｇとしてセレクタ２２６に供給する。ヘッダパケット検
出回路２２３は、データフレーム検出回路２２１から論
理値「０」のフレーム安定検出信号が供給されている期
間中は、論理値「１」のポーズ信号をセレクタ２２６に
供給する。一方、ヘッダパケット検出回路２２３は、デ
ータフレーム検出回路２２１から論理値「１」のフレー
ム安定検出信号が供給されている期間中には、図３に示
されるヘッダパケットＨＤＰが上記復調信号中から検出
されたか否かの検出を行い、このヘッダパケットＨＤＰ
が検出されていない期間中には論理値「０」のポーズ信
号をセレクタ２２６に供給し、ヘッダパケットＨＤＰが
検出されている期間中には論理値「１」のポーズ信号を
セレクタ２２６に供給する。
絶対値を求めて得られた絶対値復調信号を減算器２２５
に供給する。減算器２２５は、この絶対値復調信号か
ら、上記基準レベルＶを減算した信号をレベル誤差信号
Ｇとしてセレクタ２２６に供給する。ヘッダパケット検
出回路２２３は、データフレーム検出回路２２１から論
理値「０」のフレーム安定検出信号が供給されている期
間中は、論理値「１」のポーズ信号をセレクタ２２６に
供給する。一方、ヘッダパケット検出回路２２３は、デ
ータフレーム検出回路２２１から論理値「１」のフレー
ム安定検出信号が供給されている期間中には、図３に示
されるヘッダパケットＨＤＰが上記復調信号中から検出
されたか否かの検出を行い、このヘッダパケットＨＤＰ
が検出されていない期間中には論理値「０」のポーズ信
号をセレクタ２２６に供給し、ヘッダパケットＨＤＰが
検出されている期間中には論理値「１」のポーズ信号を
セレクタ２２６に供給する。
【００３２】すなわち、ヘッダパケット検出回路２２３
は、上記復調信号中から、２値シンボル領域としてのヘ
ッダパケットＨＤＰが安定して得られるようになった場
合に、復調信号中から２値シンボル領域としてのヘッダ
パケットＨＤＰの検出動作を開始するという、２値シン
ボル領域検出手段なのである。セレクタ２２６は、論理
値「０」のポーズ信号が供給されている期間中は、０レ
ベル信号を累算加算器２２７に供給する一方、論理値
「１」のポーズ信号が供給されている期間中は、上記レ
ベル誤差信号Ｇを累算加算器２２７に供給する。累算加
算器２２７は、かかるセレクタ２２６から供給された信
号を累算加算して得られた累算信号をＬＰＦ（low pass
filter)２２８に供給する。ＬＰＦ２２８は、かかる累
算信号をＤ／Ａ変換し、その平均信号レベルをＡＧＣ信
号として、図２に示されるチューナ２１に供給する。
は、上記復調信号中から、２値シンボル領域としてのヘ
ッダパケットＨＤＰが安定して得られるようになった場
合に、復調信号中から２値シンボル領域としてのヘッダ
パケットＨＤＰの検出動作を開始するという、２値シン
ボル領域検出手段なのである。セレクタ２２６は、論理
値「０」のポーズ信号が供給されている期間中は、０レ
ベル信号を累算加算器２２７に供給する一方、論理値
「１」のポーズ信号が供給されている期間中は、上記レ
ベル誤差信号Ｇを累算加算器２２７に供給する。累算加
算器２２７は、かかるセレクタ２２６から供給された信
号を累算加算して得られた累算信号をＬＰＦ（low pass
filter)２２８に供給する。ＬＰＦ２２８は、かかる累
算信号をＤ／Ａ変換し、その平均信号レベルをＡＧＣ信
号として、図２に示されるチューナ２１に供給する。
【００３３】かかる構成により、ＡＧＣ回路２２は、復
調初期段階により、復調信号中から図３に示されるが如
き２値シンボル領域としてのヘッダパケットＨＤＰが安
定して得られない期間中には、ヘッダパケットＨＤＰに
対応した復調信号の絶対値と、データパケットＤＰにお
ける多値シンボルの絶対値の平均値ＭＬとの差分に基づ
いたＡＧＣ信号を生成する。一方、かかる２値シンボル
領域としてのヘッダパケットＨＤＰが安定して得られる
場合には、かかる２値シンボル領域としてのヘッダパケ
ットＨＤＰに対応した復調信号の絶対値と、２値シンボ
ルの絶対値ＨＬとの差分に基づいたＡＧＣ信号を生成す
る。
調初期段階により、復調信号中から図３に示されるが如
き２値シンボル領域としてのヘッダパケットＨＤＰが安
定して得られない期間中には、ヘッダパケットＨＤＰに
対応した復調信号の絶対値と、データパケットＤＰにお
ける多値シンボルの絶対値の平均値ＭＬとの差分に基づ
いたＡＧＣ信号を生成する。一方、かかる２値シンボル
領域としてのヘッダパケットＨＤＰが安定して得られる
場合には、かかる２値シンボル領域としてのヘッダパケ
ットＨＤＰに対応した復調信号の絶対値と、２値シンボ
ルの絶対値ＨＬとの差分に基づいたＡＧＣ信号を生成す
る。
【００３４】つまり、かかる図３に示されるように、ヘ
ッダパケットＨＤＰに形成されているシンボルは２値で
あり、かつ符号化情報データとは無関係に設定されてい
る。よって、かかる２値シンボル領域としてのヘッダパ
ケットＨＤＰ期間中における復調信号の信号レベルの絶
対値は、上記２値のシンボルの絶対値ＨＬと等しくなる
ことが予測できる。しかしながら、伝送路１５の伝送損
失等の影響によりかかる復調信号の信号レベルが変動し
てしまうと、この復調信号は、かかる伝送損失の分だけ
上記ＨＬとは異なる値となる。
ッダパケットＨＤＰに形成されているシンボルは２値で
あり、かつ符号化情報データとは無関係に設定されてい
る。よって、かかる２値シンボル領域としてのヘッダパ
ケットＨＤＰ期間中における復調信号の信号レベルの絶
対値は、上記２値のシンボルの絶対値ＨＬと等しくなる
ことが予測できる。しかしながら、伝送路１５の伝送損
失等の影響によりかかる復調信号の信号レベルが変動し
てしまうと、この復調信号は、かかる伝送損失の分だけ
上記ＨＬとは異なる値となる。
【００３５】そこで、ＡＧＣ回路２２においては、２値
シンボル領域としてのヘッダパケットＨＤＰに対応した
復調信号から、上記ＨＬを減算（減算器２２５）して得
られたＡＧＣ信号にて、チューナ２１に対してＡＧＣを
かける構成としたのである。かかるＡＧＣ回路２２によ
れば、伝送されてきた符号化情報データの影響を受ける
ことのないＡＧＣ信号を生成することが出来るので、安
定したＡＧＣ動作を補償出来るのである。
シンボル領域としてのヘッダパケットＨＤＰに対応した
復調信号から、上記ＨＬを減算（減算器２２５）して得
られたＡＧＣ信号にて、チューナ２１に対してＡＧＣを
かける構成としたのである。かかるＡＧＣ回路２２によ
れば、伝送されてきた符号化情報データの影響を受ける
ことのないＡＧＣ信号を生成することが出来るので、安
定したＡＧＣ動作を補償出来るのである。
【００３６】尚、上記実施例においては、多値ディジタ
ル変調として１６値ＶＳＢ変調を例にとって説明した
が、適用される多値ディジタル変調としてはかかる１６
値ＶＳＢ変調に限定されるものではなく、例えば、ＱＡ
ＭあるいはＱＰＳＫ(quadrature phase shift keying：
直交位相変調)を適用しても、同様に構成することが出
来る。
ル変調として１６値ＶＳＢ変調を例にとって説明した
が、適用される多値ディジタル変調としてはかかる１６
値ＶＳＢ変調に限定されるものではなく、例えば、ＱＡ
ＭあるいはＱＰＳＫ(quadrature phase shift keying：
直交位相変調)を適用しても、同様に構成することが出
来る。
【００３７】又、上記図３に示されるデータフレームフ
ォーマットにおいては、ヘッダパケットＨＤＰ部を２値
シンボル領域とするようにしているが、この２値シンボ
ル領域としては、かかるヘッダパケットＨＤＰに限定さ
れるものではない。要するに、多値（３値以上の）シン
ボル系列中に、２値のシンボルのみで形成される２値シ
ンボル領域を周期的に設ける構成としておけば良いので
ある。
ォーマットにおいては、ヘッダパケットＨＤＰ部を２値
シンボル領域とするようにしているが、この２値シンボ
ル領域としては、かかるヘッダパケットＨＤＰに限定さ
れるものではない。要するに、多値（３値以上の）シン
ボル系列中に、２値のシンボルのみで形成される２値シ
ンボル領域を周期的に設ける構成としておけば良いので
ある。
【００３８】この際、図４及び図５に示されるヘッダパ
ケット検出回路３０５及び２２３は、上記復調信号から
２値シンボル領域の検出を行い、この２値シンボル領域
の検出時に論理値「１」のポーズ信号をセレクタ３０７
及び２２６に供給する構成とする。又、これら図４及び
図５に示されているデータフレーム検出回路３０３及び
２２１は互いに同一機能であるので、いずれか一方を共
通に使用するようにしても構わない。更に、図４及び図
５に示されているヘッダパケット検出回路３０５及び２
２３も互いに同一機能であるので、いずれか一方を共通
に使用するようにしても構わない。
ケット検出回路３０５及び２２３は、上記復調信号から
２値シンボル領域の検出を行い、この２値シンボル領域
の検出時に論理値「１」のポーズ信号をセレクタ３０７
及び２２６に供給する構成とする。又、これら図４及び
図５に示されているデータフレーム検出回路３０３及び
２２１は互いに同一機能であるので、いずれか一方を共
通に使用するようにしても構わない。更に、図４及び図
５に示されているヘッダパケット検出回路３０５及び２
２３も互いに同一機能であるので、いずれか一方を共通
に使用するようにしても構わない。
【００３９】要するに、伝送すべき情報データを多値の
シンボル系列に変換しこの多値シンボル系列中に２値の
シンボルからなる２値シンボル領域を周期的に付加した
ものを多値ディジタル変調して伝送し、この伝送された
多値ディジタル変調信号を周波数変換して得られたＩＦ
信号を上記多値ディジタル変調に対応した復調処理によ
り復調した復調信号から上記２値シンボル領域を検出
し、この２値シンボル領域の検出期間中に得られた復調
信号の信号レベルに基づいてＩＦ信号の利得調整を行う
構成であれば良いのである。
シンボル系列に変換しこの多値シンボル系列中に２値の
シンボルからなる２値シンボル領域を周期的に付加した
ものを多値ディジタル変調して伝送し、この伝送された
多値ディジタル変調信号を周波数変換して得られたＩＦ
信号を上記多値ディジタル変調に対応した復調処理によ
り復調した復調信号から上記２値シンボル領域を検出
し、この２値シンボル領域の検出期間中に得られた復調
信号の信号レベルに基づいてＩＦ信号の利得調整を行う
構成であれば良いのである。
【００４０】
【発明の効果】以上の如く、本発明による多値ディジタ
ル伝送システムにおいては、伝送すべき情報データを多
値のシンボル系列に変換し、この多値シンボル系列中
に、かかる情報データには依存しない２値のシンボル領
域を周期的に付加したものを多値ディジタル変調信号化
して伝送し、伝送された多値ディジタル変調信号をＩＦ
信号に変換して復調した復調信号から上記２値シンボル
領域が検出されている期間中に得られた復調信号の信号
レベルに基づいて上記ＩＦ信号の利得調整を行う構成と
している。
ル伝送システムにおいては、伝送すべき情報データを多
値のシンボル系列に変換し、この多値シンボル系列中
に、かかる情報データには依存しない２値のシンボル領
域を周期的に付加したものを多値ディジタル変調信号化
して伝送し、伝送された多値ディジタル変調信号をＩＦ
信号に変換して復調した復調信号から上記２値シンボル
領域が検出されている期間中に得られた復調信号の信号
レベルに基づいて上記ＩＦ信号の利得調整を行う構成と
している。
【００４１】よって、本発明によれば、伝送されてきた
情報データの影響を受けることのない安定したＡＧＣを
実現することが出来るのである。
情報データの影響を受けることのない安定したＡＧＣを
実現することが出来るのである。
【図１】１６値ＶＳＢ変調を採用して情報データの伝送
を行う際の送受信システムを示す図である。
を行う際の送受信システムを示す図である。
【図２】本発明による多値ディジタル伝送システムを示
す図である。
す図である。
【図３】データフレームフォーマトを示す図である。
【図４】パイロット成分抽出回路３０の内部構成の一例
を示す図である。
を示す図である。
【図５】ＡＧＣ回路２２の内部構成の一例を示す図であ
る。
る。
２１ チューナ ２２ ＡＧＣ回路 ２９ 減算器 ３０ パイロット成分抽出回路
Claims (4)
- 【請求項１】 伝送すべき情報データを多値のシンボル
からなる多値シンボル系列に変換し、前記多値シンボル
系列中に２値のシンボルからなる２値シンボル領域を周
期的に付加したものを多値ディジタル変調して多値ディ
ジタル変調信号を得る多値変調器と、 前記多値ディジタル変調信号をＡＧＣ信号に応じた利得
にてＩＦ信号に変換するチューナと、 前記ＩＦ信号を前記多値ディジタル変調に対応した復調
処理により復調して復調信号を得る復調手段と、 前記復調信号から前記２値シンボル領域を検出し、前記
２値シンボル領域の検出期間中に得られた前記復調信号
の信号レベルに基づいて前記ＡＧＣ信号の生成を行うＡ
ＧＣ回路とを有することを特徴とする多値ディジタル伝
送システム。 - 【請求項２】 前記ＡＧＣ回路は、 前記復調信号の絶対値を求めて絶対値復調信号を得る絶
対値演算回路と、 前記復調信号中から前記２値シンボル領域が安定して得
られるようになったか否かを検出する２値シンボル領域
安定検出手段と、 前記２値シンボル領域が安定して得られない場合には前
記絶対値復調信号から前記多値シンボルの絶対値の平均
値を減算した信号をレベル誤差信号とする一方、前記２
値シンボル領域が安定して得られる場合には前記絶対値
復調信号から前記２値シンボルの絶対値を減算した信号
を前記レベル誤差信号とする減算手段と、 前記復調信号中から前記２値シンボル領域の検出を行う
２値シンボル領域検出手段と、 前記２値シンボル領域が検出されている期間中に得られ
た前記レベル誤差信号を累算加算した信号を前記ＡＧＣ
信号として生成する手段とからなることを特徴とする請
求項１記載の多値ディジタル伝送システム。 - 【請求項３】 前記復調信号の極性が正極性である場合
には乗算係数として１を得る一方、前記復調信号極性が
負極性である場合には前記乗算係数として−１を得る極
性検出手段と、 前記復調信号中から前記２値シンボル領域が安定して得
られるようになったか否かを検出する２値シンボル領域
安定検出手段と、 前記復調信号中から前記２値シンボル領域の検出を行う
２値シンボル領域検出手段と、 前記２値シンボル領域が安定して得られない場合には前
記２値シンボルの検出期間中に得られた前記復調信号を
重畳パイロット信号とする一方、前記２値シンボル領域
が安定して得られる場合には前記２値シンボルの検出期
間中に得られた前記復調信号から、前記２値シンボルの
絶対値に前記乗算係数を乗算した値を減算した信号を前
記重畳パイロット信号とする手段と、 前記重畳パイロット信号を累算加算した信号をパイロッ
ト成分信号とする累算加算手段と、 前記復調信号から前記重畳パイロット信号を減算する減
算器とからなるパイロット除去手段を備えたことを特徴
とする請求項１記載の多値ディジタル伝送システム。 - 【請求項４】 伝送すべき情報データを多値のシンボル
系列に変換しこの多値シンボル系列中に２値のシンボル
からなる２値シンボル領域を周期的に付加したものを多
値ディジタル変調した多値ディジタル変調信号を伝送
し、 伝送された前記多値ディジタル変調信号をＩＦ信号に変
換してこのＩＦ信号を前記多値ディジタル変調に対応し
た復調処理により復調した復調信号から前記２値シンボ
ル領域を検出し、前記２値シンボル領域の検出期間中に
得られた前記復調信号の信号レベルに基づいて前記ＩＦ
信号の利得調整を行うことを特徴とする多値ディジタル
伝送システム。
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|---|---|---|---|
| JP12370796A JP3503722B2 (ja) | 1996-05-17 | 1996-05-17 | 多値ディジタル伝送システム |
| US08/856,483 US5815536A (en) | 1996-05-17 | 1997-05-14 | Multivalue digital transmission system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12370796A JP3503722B2 (ja) | 1996-05-17 | 1996-05-17 | 多値ディジタル伝送システム |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09307595A true JPH09307595A (ja) | 1997-11-28 |
| JP3503722B2 JP3503722B2 (ja) | 2004-03-08 |
Family
ID=14867364
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12370796A Expired - Fee Related JP3503722B2 (ja) | 1996-05-17 | 1996-05-17 | 多値ディジタル伝送システム |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5815536A (ja) |
| JP (1) | JP3503722B2 (ja) |
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1996
- 1996-05-17 JP JP12370796A patent/JP3503722B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1997
- 1997-05-14 US US08/856,483 patent/US5815536A/en not_active Expired - Fee Related
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