JPH09266666A - 昇圧回路とその制御回路 - Google Patents
昇圧回路とその制御回路Info
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- JPH09266666A JPH09266666A JP8074852A JP7485296A JPH09266666A JP H09266666 A JPH09266666 A JP H09266666A JP 8074852 A JP8074852 A JP 8074852A JP 7485296 A JP7485296 A JP 7485296A JP H09266666 A JPH09266666 A JP H09266666A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Abstract
(57)【要約】
【課題】 昇圧回路の部品点数を減らし、電源効率を高
めたい。 【解決手段】 スイッチングの制御回路４００と電圧の
変換回路５００をもつ。制御回路は定電流オン型のトラ
ンジスタＴｒ１と微分パルスオン型のトランジスタＴｒ
２のプッシュプルで構成する。変換回路５００は、ＮＰ
Ｎ型のスイッチングトランジスタＴｒ３、コイルＬ１、
ダイオードＤ１、電解コンデンサＣ２で構成する。スイ
ッチングトランジスタＴｒ３のオン期間をＴｎ、オフ期
間をＴｆとすれば、出力電圧はＶｃｃ（Ｔｎ＋Ｔｆ）／
Ｔｆとなる。定電流オン型トランジスタＴｒ１を微分パ
ルスオン型トランジスタよりも電源においたため、スイ
ッチングトランジスタＴｒ３を直接駆動でき、ＰＮＰト
ランジスタがいらない。
めたい。 【解決手段】 スイッチングの制御回路４００と電圧の
変換回路５００をもつ。制御回路は定電流オン型のトラ
ンジスタＴｒ１と微分パルスオン型のトランジスタＴｒ
２のプッシュプルで構成する。変換回路５００は、ＮＰ
Ｎ型のスイッチングトランジスタＴｒ３、コイルＬ１、
ダイオードＤ１、電解コンデンサＣ２で構成する。スイ
ッチングトランジスタＴｒ３のオン期間をＴｎ、オフ期
間をＴｆとすれば、出力電圧はＶｃｃ（Ｔｎ＋Ｔｆ）／
Ｔｆとなる。定電流オン型トランジスタＴｒ１を微分パ
ルスオン型トランジスタよりも電源においたため、スイ
ッチングトランジスタＴｒ３を直接駆動でき、ＰＮＰト
ランジスタがいらない。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、昇圧回路とその
制御回路に関する。この発明はとくに、ＮＰＮ型のスイ
ッチングトランジスタがオンのときにインダクタンス素
子にエネルギーを蓄え、オフのときにこのエネルギーを
入力電圧に重畳して出力側に取り出す昇圧回路とその制
御回路に関する。
制御回路に関する。この発明はとくに、ＮＰＮ型のスイ
ッチングトランジスタがオンのときにインダクタンス素
子にエネルギーを蓄え、オフのときにこのエネルギーを
入力電圧に重畳して出力側に取り出す昇圧回路とその制
御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電子機器用のスイッチング電源の沿革か
らいえば、昇圧回路よりも降圧回路のほうが先に広く用
いられるようになった。例えば、ＬＣＤパネル用にいっ
たん生成された１２Ｖ等の電圧を降圧し、一般のＩＣ用
の５Ｖを生成するＤＣ／ＤＣコンバータはその例であ
る。
らいえば、昇圧回路よりも降圧回路のほうが先に広く用
いられるようになった。例えば、ＬＣＤパネル用にいっ
たん生成された１２Ｖ等の電圧を降圧し、一般のＩＣ用
の５Ｖを生成するＤＣ／ＤＣコンバータはその例であ
る。
【０００３】図４はこうした従来の降圧回路の構成例を
示す図である。この構成はおおまかに、スイッチング動
作を制御する制御回路１００と、実際に電圧変換を行う
変換回路２００に分類される。制御回路１００はトラン
ジスタＴｒ２１、トランジスタＴｒ２２、コンデンサＣ
１０を含む。一方、変換回路２００は、ＰＮＰ型のスイ
ッチングトランジスタＴｒ２４、ダイオードＤ１０、コ
イルＬ１０、電解コンデンサＣ２０からなる。
示す図である。この構成はおおまかに、スイッチング動
作を制御する制御回路１００と、実際に電圧変換を行う
変換回路２００に分類される。制御回路１００はトラン
ジスタＴｒ２１、トランジスタＴｒ２２、コンデンサＣ
１０を含む。一方、変換回路２００は、ＰＮＰ型のスイ
ッチングトランジスタＴｒ２４、ダイオードＤ１０、コ
イルＬ１０、電解コンデンサＣ２０からなる。
【０００４】制御回路１００のトランジスタＴｒ２１
は、コンデンサＣ１０の右端に現れる微分パルスによっ
て瞬間的にオンする（以下このトランジスタを「微分パ
ルスオン型トランジスタ」ともいう）。一方、トランジ
スタＴｒ２２は、図示しない定電流回路の一部を構成
し、オンしたときには定電流を流す（以下、「定電流オ
ン型トランジスタ」ともいう）。トランジスタＴｒ２１
は、スイッチングトランジスタＴｒ２４をオンさせるべ
きときにオンし、逆にトランジスタＴｒ２２は、オフさ
せるべきときにオンする。従って、トランジスタＴｒ２
１とＴｒ２２はプッシュプル回路を構成する。スイッチ
ングトランジスタＴｒ２４のオンオフ指示は、制御回路
１００に入力される図示しないスイッチング指示信号
（以下単に「指示信号」という）によってなされる。
は、コンデンサＣ１０の右端に現れる微分パルスによっ
て瞬間的にオンする（以下このトランジスタを「微分パ
ルスオン型トランジスタ」ともいう）。一方、トランジ
スタＴｒ２２は、図示しない定電流回路の一部を構成
し、オンしたときには定電流を流す（以下、「定電流オ
ン型トランジスタ」ともいう）。トランジスタＴｒ２１
は、スイッチングトランジスタＴｒ２４をオンさせるべ
きときにオンし、逆にトランジスタＴｒ２２は、オフさ
せるべきときにオンする。従って、トランジスタＴｒ２
１とＴｒ２２はプッシュプル回路を構成する。スイッチ
ングトランジスタＴｒ２４のオンオフ指示は、制御回路
１００に入力される図示しないスイッチング指示信号
（以下単に「指示信号」という）によってなされる。
【０００５】変換回路２００は、電源電圧Ｖｃｃをスイ
ッチングトランジスタＴｒ２４のオンオフ期間の割合に
従って降圧し、降圧後の電圧ＶｏｕｔがダイオードＤ１
０の負極に現れる。ここで、スイッチングトランジスタ
Ｔｒ２４のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとす
れば、ＶｃｃとＶｏｕｔは以下の関係にある。
ッチングトランジスタＴｒ２４のオンオフ期間の割合に
従って降圧し、降圧後の電圧ＶｏｕｔがダイオードＤ１
０の負極に現れる。ここで、スイッチングトランジスタ
Ｔｒ２４のオン期間をＴｏｎ、オフ期間をＴｏｆｆとす
れば、ＶｃｃとＶｏｕｔは以下の関係にある。
【０００６】 Ｖｏｕｔ＝Ｖｃｃ・Ｔｏｎ／（Ｔｏｆｆ＋Ｔｏｎ） （式１） なお、スイッチングトランジスタにＰＮＰ型トランジス
タを使用するのは、Ｖｃｃに対するＶｏｕｔの電圧降下
がトランジスタの飽和電圧以内におさまるためである。
仮にＮＰＮ型を使えば、電圧降下はＶBEと大きくなり、
電源効率が落ちる。また、スイッチングトランジスタＴ
ｒ２４をオンさせるために定電流オン型トランジスタＴ
ｒ２２を用いるのは、スイッチングトランジスタＴｒ２
４に流れる電流を一定にすることにより、安定的な降圧
動作を保証するためである。一方、微分パルスオン型ト
ランジスタＴｒ２１を用いるのは、スイッチングトラン
ジスタＴｒ２４がオフするまでの所要時間を短縮するた
めである。これは、トランジスタが非飽和領域を通過す
る時間を短縮し、電源の効率を高めるためである。ま
た、微分パルスオン型トランジスタは自身のオン期間が
短いため、電力消費が最小限に留まる点も有利である。
以上が降圧回路の一例である。
タを使用するのは、Ｖｃｃに対するＶｏｕｔの電圧降下
がトランジスタの飽和電圧以内におさまるためである。
仮にＮＰＮ型を使えば、電圧降下はＶBEと大きくなり、
電源効率が落ちる。また、スイッチングトランジスタＴ
ｒ２４をオンさせるために定電流オン型トランジスタＴ
ｒ２２を用いるのは、スイッチングトランジスタＴｒ２
４に流れる電流を一定にすることにより、安定的な降圧
動作を保証するためである。一方、微分パルスオン型ト
ランジスタＴｒ２１を用いるのは、スイッチングトラン
ジスタＴｒ２４がオフするまでの所要時間を短縮するた
めである。これは、トランジスタが非飽和領域を通過す
る時間を短縮し、電源の効率を高めるためである。ま
た、微分パルスオン型トランジスタは自身のオン期間が
短いため、電力消費が最小限に留まる点も有利である。
以上が降圧回路の一例である。
【０００７】しかしながら、ここ数年、パーソナル機器
の小型化、携帯化に伴い、一次電源として電池を使用す
る機器が増えている。こうした機器では、例えば一次側
の電源が３Ｖしかないにも拘らず、負荷回路に５Ｖ駆動
のＩＣが存在するような場合がある。このため、昇圧回
路に対する要望が広がっている。
の小型化、携帯化に伴い、一次電源として電池を使用す
る機器が増えている。こうした機器では、例えば一次側
の電源が３Ｖしかないにも拘らず、負荷回路に５Ｖ駆動
のＩＣが存在するような場合がある。このため、昇圧回
路に対する要望が広がっている。
【０００８】図５は従来の昇圧回路の構成例を示す図で
ある。この構成は既存の図４の降圧回路にならうもので
あり、制御回路１００は同じである。変換回路３００
も、構成部材とその配置は図４の変換回路２００に近
く、以下の点で異なる。
ある。この構成は既存の図４の降圧回路にならうもので
あり、制御回路１００は同じである。変換回路３００
も、構成部材とその配置は図４の変換回路２００に近
く、以下の点で異なる。
【０００９】１．変換回路３００では、スイッチングト
ランジスタがＮＰＮ型のトランジスタＴｒ２３であり、
これがオンの間、コイルＬ１１にエネルギーが蓄積され
る。これがオフすると、蓄積されたエネルギーが電源電
圧Ｖｃｃに重畳し、Ｖｃｃよりも高い電圧がダイオード
Ｄ１１の負極に現れる。式１で用いたＴｏｎ、Ｔｏｆｆ
により、ＶｃｃとＶｏｕｔは以下の関係となる。
ランジスタがＮＰＮ型のトランジスタＴｒ２３であり、
これがオンの間、コイルＬ１１にエネルギーが蓄積され
る。これがオフすると、蓄積されたエネルギーが電源電
圧Ｖｃｃに重畳し、Ｖｃｃよりも高い電圧がダイオード
Ｄ１１の負極に現れる。式１で用いたＴｏｎ、Ｔｏｆｆ
により、ＶｃｃとＶｏｕｔは以下の関係となる。
【００１０】 Ｖｏｕｔ＝Ｖｃｃ・（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）／Ｔｏｆｆ （式２） ２．図４のトランジスタＴｒ２４は図５にも存在する
が、このトランジスタはスイッチングトランジスタＴｒ
２３を動作させるためのインバータの役割をしている。
また、トランジスタＴｒ２３のベース電圧を確定するた
めに、抵抗Ｒ１０が設けられている。
が、このトランジスタはスイッチングトランジスタＴｒ
２３を動作させるためのインバータの役割をしている。
また、トランジスタＴｒ２３のベース電圧を確定するた
めに、抵抗Ｒ１０が設けられている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】以上、図５の構成によ
って昇圧動作が可能となる。その一方で、電子機器の電
池動作時間をさらに延ばしたいという要望は相変わらず
強い。本発明はこの要望に答えるためになされたもので
あり、その目的は、降圧回路をもとに昇圧回路を設計す
るという従来の開発とは異なる観点から、新たな昇圧回
路とその制御回路を提供することにある。
って昇圧動作が可能となる。その一方で、電子機器の電
池動作時間をさらに延ばしたいという要望は相変わらず
強い。本発明はこの要望に答えるためになされたもので
あり、その目的は、降圧回路をもとに昇圧回路を設計す
るという従来の開発とは異なる観点から、新たな昇圧回
路とその制御回路を提供することにある。
【００１２】
（１）この目的のために本発明の昇圧回路の制御回路
は、ＮＰＮ型のスイッチングトランジスタがオンのとき
にインダクタンス素子にエネルギーを蓄え、オフのとき
にこのエネルギーを入力電圧に重畳して出力側に取り出
す昇圧回路を制御する回路であって、スイッチングトラ
ンジスタのオン、オフを指示する指示信号がオンを指示
するときにのみオンして定電流を流すＮＰＮ型の第一ト
ランジスタと、前記指示信号がオフを指示するときにの
み過渡的にオンするＮＰＮ型の第二トランジスタとを含
み、第一トランジスタのエミッタを第二トランジスタの
コレクタに接続してこれらのトランジスタをこの順に電
源と接地の間に配置し、第一トランジスタのエミッタを
直接スイッチングトランジスタのベースに接続してなる
ものである。
は、ＮＰＮ型のスイッチングトランジスタがオンのとき
にインダクタンス素子にエネルギーを蓄え、オフのとき
にこのエネルギーを入力電圧に重畳して出力側に取り出
す昇圧回路を制御する回路であって、スイッチングトラ
ンジスタのオン、オフを指示する指示信号がオンを指示
するときにのみオンして定電流を流すＮＰＮ型の第一ト
ランジスタと、前記指示信号がオフを指示するときにの
み過渡的にオンするＮＰＮ型の第二トランジスタとを含
み、第一トランジスタのエミッタを第二トランジスタの
コレクタに接続してこれらのトランジスタをこの順に電
源と接地の間に配置し、第一トランジスタのエミッタを
直接スイッチングトランジスタのベースに接続してなる
ものである。
【００１３】この構成によれば、定電流オン型トランジ
スタ（第一トランジスタ）と微分パルスオン型トランジ
スタ（第二トランジスタ）が従来一般的な制御回路とは
逆になっている。従って、変換回路でインバータとして
利用されたＰＮＰ型トランジスタが不要となる。
スタ（第一トランジスタ）と微分パルスオン型トランジ
スタ（第二トランジスタ）が従来一般的な制御回路とは
逆になっている。従って、変換回路でインバータとして
利用されたＰＮＰ型トランジスタが不要となる。
【００１４】この構成では、指示信号がスイッチングト
ランジスタのオンを指示するとき、第一トランジスタが
オンする。第一トランジスタのエミッタはスイッチング
トランジスタのベースに接続されているため、第一トラ
ンジスタがオンすれば、スイッチングトランジスタもオ
ンする。一方、指示信号がオフを指示するときは、第一
トランジスタがオフするとともに、第二トランジスタが
過渡的にオンする。第二トランジスタがオンすると、ス
イッチングトランジスタのベースの電荷が引き抜かれる
ため、スイッチングトランジスタが急速にオフする。こ
の結果、スイッチング動作が実現する。
ランジスタのオンを指示するとき、第一トランジスタが
オンする。第一トランジスタのエミッタはスイッチング
トランジスタのベースに接続されているため、第一トラ
ンジスタがオンすれば、スイッチングトランジスタもオ
ンする。一方、指示信号がオフを指示するときは、第一
トランジスタがオフするとともに、第二トランジスタが
過渡的にオンする。第二トランジスタがオンすると、ス
イッチングトランジスタのベースの電荷が引き抜かれる
ため、スイッチングトランジスタが急速にオフする。こ
の結果、スイッチング動作が実現する。
【００１５】（２）一方、本発明の昇圧回路は、コレク
タが接地されたＮＰＮ型のスイッチングトランジスタ
と、スイッチングトランジスタのオン、オフを指示する
指示信号がオンを指示するときにのみオンして定電流を
流すＮＰＮ型の第一トランジスタと、コレクタが第一ト
ランジスタのエミッタおよびスイッチングトランジスタ
のベースに接続され、前記指示信号がオフを指示すると
きにのみ過渡的にオンするＮＰＮ型の第二トランジスタ
と、一端がスイッチングトランジスタのコレクタに接続
され、他端が電源に接続されるインダクタンス素子と、
正極がスイッチングトランジスタのコレクタに接続され
るダイオードと、一端が前記ダイオードの負極に接続さ
れ、他端が接地されるコンデンサとを含み、電源電圧を
昇圧し、これを前記ダイオードの負極にて取り出すもの
である。
タが接地されたＮＰＮ型のスイッチングトランジスタ
と、スイッチングトランジスタのオン、オフを指示する
指示信号がオンを指示するときにのみオンして定電流を
流すＮＰＮ型の第一トランジスタと、コレクタが第一ト
ランジスタのエミッタおよびスイッチングトランジスタ
のベースに接続され、前記指示信号がオフを指示すると
きにのみ過渡的にオンするＮＰＮ型の第二トランジスタ
と、一端がスイッチングトランジスタのコレクタに接続
され、他端が電源に接続されるインダクタンス素子と、
正極がスイッチングトランジスタのコレクタに接続され
るダイオードと、一端が前記ダイオードの負極に接続さ
れ、他端が接地されるコンデンサとを含み、電源電圧を
昇圧し、これを前記ダイオードの負極にて取り出すもの
である。
【００１６】この構成において、指示信号がオンを指示
したときにスイッチングトランジスタがオンし、オフを
指示したときにオフする点については、（１）同様の作
用で実現する。スイッチングトランジスタがオンしてい
るとき、インダクタンス素子にエネルギーが蓄えられ
る。スイッチングトランジスタがオフしたときは、電源
→インダクタンス素子→ダイオードの正極から負極→出
力の経路がスイッチングトランジスタと切り離されるた
め、出力側には電源電圧と蓄積されたエネルギーに起因
する電圧の和が現れる。この結果、昇圧が実現する。
したときにスイッチングトランジスタがオンし、オフを
指示したときにオフする点については、（１）同様の作
用で実現する。スイッチングトランジスタがオンしてい
るとき、インダクタンス素子にエネルギーが蓄えられ
る。スイッチングトランジスタがオフしたときは、電源
→インダクタンス素子→ダイオードの正極から負極→出
力の経路がスイッチングトランジスタと切り離されるた
め、出力側には電源電圧と蓄積されたエネルギーに起因
する電圧の和が現れる。この結果、昇圧が実現する。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明の好適な実施形態を説明す
る。図５に示す従来の昇圧回路は、図４に示す降圧回路
をもとに設計されていた。図４に示す降圧回路では、電
圧降下の問題から、スイッチングトランジスタとしてＰ
ＮＰトランジスタを採用した。これがそのまま図５の昇
圧回路に残ったものである。しかしながら本実施形態で
は、このＰＮＰトランジスタが図５においてもはや電圧
降下の問題になる個所にない点に注目し、別の回路構成
をとることにより、このＰＮＰトランジスタを削除す
る。以下、本実施形態を適宜図面を参照しながら説明す
る。
る。図５に示す従来の昇圧回路は、図４に示す降圧回路
をもとに設計されていた。図４に示す降圧回路では、電
圧降下の問題から、スイッチングトランジスタとしてＰ
ＮＰトランジスタを採用した。これがそのまま図５の昇
圧回路に残ったものである。しかしながら本実施形態で
は、このＰＮＰトランジスタが図５においてもはや電圧
降下の問題になる個所にない点に注目し、別の回路構成
をとることにより、このＰＮＰトランジスタを削除す
る。以下、本実施形態を適宜図面を参照しながら説明す
る。
【００１８】図１は本実施形態に係る昇圧回路の構成図
である。この回路も大別して制御回路４００と変換回路
５００からなる。制御回路４００は図５同様、定電流オ
ン型トランジスタと微分パルスオン型トランジスタから
構成されるが、これらの位置関係が逆になっている。す
なわち、電源に近い側に定電流オン型トランジスタであ
る第一のトランジスタＴｒ１と、接地に近い側に微分パ
ルスオン型トランジスタである第二のトランジスタＴｒ
２が設けられ、トランジスタＴｒ２のベースに微分波形
を作るためのコンデンサＣ１が置かれている。これらの
トランジスタとしては、設計仕様を満たす程度に動作速
度が速く、かつ飽和電圧の低いものを選ぶ。また、コン
デンサＣ１の容量オーダは、例えば１０００ｐＦなどで
ある。
である。この回路も大別して制御回路４００と変換回路
５００からなる。制御回路４００は図５同様、定電流オ
ン型トランジスタと微分パルスオン型トランジスタから
構成されるが、これらの位置関係が逆になっている。す
なわち、電源に近い側に定電流オン型トランジスタであ
る第一のトランジスタＴｒ１と、接地に近い側に微分パ
ルスオン型トランジスタである第二のトランジスタＴｒ
２が設けられ、トランジスタＴｒ２のベースに微分波形
を作るためのコンデンサＣ１が置かれている。これらの
トランジスタとしては、設計仕様を満たす程度に動作速
度が速く、かつ飽和電圧の低いものを選ぶ。また、コン
デンサＣ１の容量オーダは、例えば１０００ｐＦなどで
ある。
【００１９】一方、変換回路５００は、図５の変換回路
３００からＰＮＰトランジスタと抵抗Ｒ１０を外した形
であり、スイッチングトランジスタが制御回路１００か
ら直接駆動される。すなわち変換回路５００は、コレク
タが接地されたＮＰＮ型のスイッチングトランジスタＴ
ｒ３と、一端がこのトランジスタのコレクタに接続さ
れ、他端が電源に接続されるインダクタンス素子である
コイルＬ１と、正極がスイッチングトランジスタＴｒ３
のコレクタに接続されるダイオードＤ１と、一端がダイ
オードＤ１の負極に接続され、他端が接地される電解コ
ンデンサＣ２を含み、電源電圧Ｖｃｃを昇圧し、これが
ダイオードＤ１の負極から取り出される。これらのトラ
ンジスタの動作速度、飽和電圧にも上述同様の配慮をな
す。コイルＬ１のインダクタンスは、流すべき電流の大
きさと、許容できる電圧リップルを考慮して決めるもの
とし、例えば１００μＨなどとする。電源電圧Ｖｃｃは
例えば３Ｖであり、Ｖｏｕｔは３Ｖ〜数十Ｖ程度であ
る。負荷回路に流れる電流が設計上１Ａであれば、ダイ
オードＤ１の電流能力は２Ａなどとする。電解コンデン
サＣ２は、例えば１００μＦ程度でよい。もちろん、こ
のコンデンサは電解コンデンサに限る必要はなく、それ
と同等の容量および耐圧をもつものであればよい。
３００からＰＮＰトランジスタと抵抗Ｒ１０を外した形
であり、スイッチングトランジスタが制御回路１００か
ら直接駆動される。すなわち変換回路５００は、コレク
タが接地されたＮＰＮ型のスイッチングトランジスタＴ
ｒ３と、一端がこのトランジスタのコレクタに接続さ
れ、他端が電源に接続されるインダクタンス素子である
コイルＬ１と、正極がスイッチングトランジスタＴｒ３
のコレクタに接続されるダイオードＤ１と、一端がダイ
オードＤ１の負極に接続され、他端が接地される電解コ
ンデンサＣ２を含み、電源電圧Ｖｃｃを昇圧し、これが
ダイオードＤ１の負極から取り出される。これらのトラ
ンジスタの動作速度、飽和電圧にも上述同様の配慮をな
す。コイルＬ１のインダクタンスは、流すべき電流の大
きさと、許容できる電圧リップルを考慮して決めるもの
とし、例えば１００μＨなどとする。電源電圧Ｖｃｃは
例えば３Ｖであり、Ｖｏｕｔは３Ｖ〜数十Ｖ程度であ
る。負荷回路に流れる電流が設計上１Ａであれば、ダイ
オードＤ１の電流能力は２Ａなどとする。電解コンデン
サＣ２は、例えば１００μＦ程度でよい。もちろん、こ
のコンデンサは電解コンデンサに限る必要はなく、それ
と同等の容量および耐圧をもつものであればよい。
【００２０】この構成では、定電流オン型トランジスタ
と微分パルスオン型トランジスタの位置を逆にしたた
め、図５のＰＮＰ型トランジスタが削除されている。ま
た、この構成に含まれるトランジスタはすべてＮＰＮ型
であるため、一般に部品サイズや動作速度の面でＰＮＰ
型に比べて有利である。
と微分パルスオン型トランジスタの位置を逆にしたた
め、図５のＰＮＰ型トランジスタが削除されている。ま
た、この構成に含まれるトランジスタはすべてＮＰＮ型
であるため、一般に部品サイズや動作速度の面でＰＮＰ
型に比べて有利である。
【００２１】以上の構成における動作を説明する。
【００２２】まず、図示しないスイッチング指示信号が
スイッチングトランジスタＴｒ３のオンを指示すると
き、トランジスタＴｒ１がオンする。これに伴い、スイ
ッチングトランジスタＴｒ３がオンする。このとき、コ
イルＬ１の両端に生じる電位によってコイルＬ１に電流
が流れ、この電流の２乗とコイルＬ１のインダクタンス
に比例するエネルギーが蓄積される。
スイッチングトランジスタＴｒ３のオンを指示すると
き、トランジスタＴｒ１がオンする。これに伴い、スイ
ッチングトランジスタＴｒ３がオンする。このとき、コ
イルＬ１の両端に生じる電位によってコイルＬ１に電流
が流れ、この電流の２乗とコイルＬ１のインダクタンス
に比例するエネルギーが蓄積される。
【００２３】一方、指示信号がオフを指示すると、トラ
ンジスタＴｒ１がオフする。このとき逆にトランジスタ
Ｔｒ２が微分パルスに基づいて過渡的にオンする。この
結果、スイッチングトランジスタＴｒ３のベースに貯ま
った電荷が急速に引き抜かれ、スイッチングトランジス
タＴｒ３がオフする。こうして、スイッチング動作が実
現する。ＶｏｕｔとＶｃｃの関係は式２に示したとおり
である。
ンジスタＴｒ１がオフする。このとき逆にトランジスタ
Ｔｒ２が微分パルスに基づいて過渡的にオンする。この
結果、スイッチングトランジスタＴｒ３のベースに貯ま
った電荷が急速に引き抜かれ、スイッチングトランジス
タＴｒ３がオフする。こうして、スイッチング動作が実
現する。ＶｏｕｔとＶｃｃの関係は式２に示したとおり
である。
【００２４】図２は、図１の昇圧回路の詳細な構成を示
す図で、定電流回路と微分パルス発生回路の構成例が描
かれている。スイッチング指示信号は同図中「ＣＮＴ信
号」で示され、この信号がハイでスイッチングトランジ
スタのオン、ローでオフが指示される。定電流回路は、
カレントミラー回路を形成するトランジスタＴｒ５〜８
とトランジスタＴｒ１、および抵抗Ｒ１で構成され、Ｃ
ＮＴ信号がハイのときに、抵抗Ｒ１を流れる電流で決ま
る定電流がトランジスタＴｒ１に流れる。
す図で、定電流回路と微分パルス発生回路の構成例が描
かれている。スイッチング指示信号は同図中「ＣＮＴ信
号」で示され、この信号がハイでスイッチングトランジ
スタのオン、ローでオフが指示される。定電流回路は、
カレントミラー回路を形成するトランジスタＴｒ５〜８
とトランジスタＴｒ１、および抵抗Ｒ１で構成され、Ｃ
ＮＴ信号がハイのときに、抵抗Ｒ１を流れる電流で決ま
る定電流がトランジスタＴｒ１に流れる。
【００２５】一方、微分パルス発生回路は、ＣＮＴ信号
で制御されるトランジスタＴｒ４、このトランジスタの
コレクタをプルアップする抵抗Ｒ２、同コレクタに一端
が接続されるコンデンサＣ１、その他端に負極が接続さ
れ、正極が接地されるダイオードＤ２で構成される。ト
ランジスタＴｒ２のベースはダイオードＤ２の負極に接
続される。おおまかな動作を考える場合、ＣＮＴ信号が
ローであればトランジスタＴｒ４がオフし、図中のＶ１
とＶ２がハイとなり、トランジスタＴｒ２がオンしてス
イッチングトランジスタＴｒ３のオフが加速される。
で制御されるトランジスタＴｒ４、このトランジスタの
コレクタをプルアップする抵抗Ｒ２、同コレクタに一端
が接続されるコンデンサＣ１、その他端に負極が接続さ
れ、正極が接地されるダイオードＤ２で構成される。ト
ランジスタＴｒ２のベースはダイオードＤ２の負極に接
続される。おおまかな動作を考える場合、ＣＮＴ信号が
ローであればトランジスタＴｒ４がオフし、図中のＶ１
とＶ２がハイとなり、トランジスタＴｒ２がオンしてス
イッチングトランジスタＴｒ３のオフが加速される。
【００２６】図３はＣＮＴ信号の変化に伴う昇圧回路主
要部の電圧または電流波形図である。同図のＶ１は図２
のトランジスタＴｒ４のコレクタ電圧、Ｖ２はトランジ
スタＴｒ２のベース電圧、Ｖ３はスイッチングトランジ
スタＴｒ３のベース電圧であり、ｉ２、ｉ３はそれぞれ
はトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３のベースに流れ込む電流
を示す。同図では、ＣＮＴ信号のハイ期間とロー期間を
等しく設定しており、この場合、式２よりＶｏｕｔは２
Ｖｃｃとなる。まず、電圧Ｖ１〜３を中心に説明する。
要部の電圧または電流波形図である。同図のＶ１は図２
のトランジスタＴｒ４のコレクタ電圧、Ｖ２はトランジ
スタＴｒ２のベース電圧、Ｖ３はスイッチングトランジ
スタＴｒ３のベース電圧であり、ｉ２、ｉ３はそれぞれ
はトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３のベースに流れ込む電流
を示す。同図では、ＣＮＴ信号のハイ期間とロー期間を
等しく設定しており、この場合、式２よりＶｏｕｔは２
Ｖｃｃとなる。まず、電圧Ｖ１〜３を中心に説明する。
【００２７】同図の時刻ｔ１において、ＣＮＴ信号がハ
イロー変化を起こすと、トランジスタＴｒ５がオフし、
トランジスタＴｒ１もオフする。またｔ１では、トラン
ジスタＴｒ４がオフし、Ｖ１は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ
１で決まる時定数に従って徐々に上昇する。Ｖ２はＶ１
の変化に対して微分的に反応するため、ｔ１で急激に上
昇する。この回路構成では、Ｖ２は０Ｖで止まる理由が
ないため、０Ｖよりも上がるものの、トランジスタＴｒ
２のＶBEにより、０．７Ｖで止まる。Ｖ２の上昇によっ
てトランジスタＴｒ２がオンし、Ｖ３が降下するため、
スイッチングトランジスタＴｒ３がオフする。
イロー変化を起こすと、トランジスタＴｒ５がオフし、
トランジスタＴｒ１もオフする。またｔ１では、トラン
ジスタＴｒ４がオフし、Ｖ１は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ
１で決まる時定数に従って徐々に上昇する。Ｖ２はＶ１
の変化に対して微分的に反応するため、ｔ１で急激に上
昇する。この回路構成では、Ｖ２は０Ｖで止まる理由が
ないため、０Ｖよりも上がるものの、トランジスタＴｒ
２のＶBEにより、０．７Ｖで止まる。Ｖ２の上昇によっ
てトランジスタＴｒ２がオンし、Ｖ３が降下するため、
スイッチングトランジスタＴｒ３がオフする。
【００２８】つづいて時刻ｔ２においてＣＮＴ信号がハ
イになると、トランジスタＴｒ４がオンし、Ｖ１が急激
にローに落ちる。この変化に呼応してＶ２も降下する。
Ｖ２は接地電圧０Ｖで止まる理由がないため０Ｖよりも
下がるが、ダイオードＤ２の存在により、−０．７Ｖで
止まる。Ｖ２の降下によってトランジスタＴｒ２がオフ
し、Ｖ３がハイになる。これでスイッチングトランジス
タＴｒ３がオンする。以降、ｔ３から先も同じ動作の繰
り返しである。
イになると、トランジスタＴｒ４がオンし、Ｖ１が急激
にローに落ちる。この変化に呼応してＶ２も降下する。
Ｖ２は接地電圧０Ｖで止まる理由がないため０Ｖよりも
下がるが、ダイオードＤ２の存在により、−０．７Ｖで
止まる。Ｖ２の降下によってトランジスタＴｒ２がオフ
し、Ｖ３がハイになる。これでスイッチングトランジス
タＴｒ３がオンする。以降、ｔ３から先も同じ動作の繰
り返しである。
【００２９】電流ｉ２、ｉ３を考える。まずｔ１におい
てＶ２が上昇するため、ｉ２が急激にトランジスタＴｒ
２のベースに流れ込む。このためトランジスタＴｒ２が
瞬間的にオンし、スイッチングトランジスタＴｒ３のベ
ースから急激に電荷を引き抜く。これは、同図のｉ３が
瞬間的に大きな負の値をとることで示される。こうして
スイッチングトランジスタＴｒ３のオフが高速化され、
非飽和領域に留まる時間が短縮される。
てＶ２が上昇するため、ｉ２が急激にトランジスタＴｒ
２のベースに流れ込む。このためトランジスタＴｒ２が
瞬間的にオンし、スイッチングトランジスタＴｒ３のベ
ースから急激に電荷を引き抜く。これは、同図のｉ３が
瞬間的に大きな負の値をとることで示される。こうして
スイッチングトランジスタＴｒ３のオフが高速化され、
非飽和領域に留まる時間が短縮される。
【００３０】つづいてｔ２に至ったとき、トランジスタ
Ｔｒ１はオンに切り替わる。しかしｉ２がｔ１のときと
は逆方向に微分パルスとして流れるため、トランジスタ
Ｔｒ２が高速にオフし、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２が
ともにオン状態の間電源から接地に貫通する電流が最小
限に抑えられる。
Ｔｒ１はオンに切り替わる。しかしｉ２がｔ１のときと
は逆方向に微分パルスとして流れるため、トランジスタ
Ｔｒ２が高速にオフし、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２が
ともにオン状態の間電源から接地に貫通する電流が最小
限に抑えられる。
【００３１】なお、ＣＮＴ信号がハイの間はトランジス
タＴｒ１がオンして定電流が流れ、一方トランジスタＴ
ｒ２はオフしているため、ｉ３が定電流となる。このた
め、変換回路５００側に供給される電流が既知となり、
変換動作の安定化および回路の設計に好都合となる。
タＴｒ１がオンして定電流が流れ、一方トランジスタＴ
ｒ２はオフしているため、ｉ３が定電流となる。このた
め、変換回路５００側に供給される電流が既知となり、
変換動作の安定化および回路の設計に好都合となる。
【００３２】以上が本実施形態の構成および動作であ
る。なお、本実施形態については、定電流回路や微分パ
ルス発生回路の構成に相当の自由度がある点には注意す
べきである。また、本実施形態の昇圧回路は、その全部
または一部をＩＣの全部または一部として集積すること
も可能である。ＩＣ化の例として、図２の制御回路４０
０のうち、抵抗とコンデンサを除く部分を集積し、抵抗
とコンデンサは外付けとする方法がある。この方法をと
れば、設計に応じて抵抗とコンデンサを選択することが
でき、好都合である。
る。なお、本実施形態については、定電流回路や微分パ
ルス発生回路の構成に相当の自由度がある点には注意す
べきである。また、本実施形態の昇圧回路は、その全部
または一部をＩＣの全部または一部として集積すること
も可能である。ＩＣ化の例として、図２の制御回路４０
０のうち、抵抗とコンデンサを除く部分を集積し、抵抗
とコンデンサは外付けとする方法がある。この方法をと
れば、設計に応じて抵抗とコンデンサを選択することが
でき、好都合である。
【００３３】
【発明の効果】本発明の昇圧回路の制御回路では、定電
流オン型トランジスタと微分パルスオン型トランジスタ
を従来一般的なものと逆に配置したため、変換回路側に
ＰＮＰトランジスタを用いる必要がなくなる。このた
め、このトランジスタで消費される電力が節約でき、電
源効率が向上する。また、一般に部品サイズの大きなＰ
ＮＰトランジスタが削除できることにより、通常はＰＮ
Ｐトランジスタの製造を得意としない半導体製造技術上
も利益がある。
流オン型トランジスタと微分パルスオン型トランジスタ
を従来一般的なものと逆に配置したため、変換回路側に
ＰＮＰトランジスタを用いる必要がなくなる。このた
め、このトランジスタで消費される電力が節約でき、電
源効率が向上する。また、一般に部品サイズの大きなＰ
ＮＰトランジスタが削除できることにより、通常はＰＮ
Ｐトランジスタの製造を得意としない半導体製造技術上
も利益がある。
【００３４】一方、本発明の昇圧回路は上記制御回路を
利用するものであり、電源効率、部品点数、集積性の諸
点で有利な回路を提供することができる。このため、各
種電子機器、特に携帯型のビデオカメラ、パーソナルコ
ンピュータ、オーディオ機器、表示機器等のＤＣ／ＤＣ
コンバータやＡＣ／ＤＣコンバータ等、各種昇圧回路に
利用することができる。
利用するものであり、電源効率、部品点数、集積性の諸
点で有利な回路を提供することができる。このため、各
種電子機器、特に携帯型のビデオカメラ、パーソナルコ
ンピュータ、オーディオ機器、表示機器等のＤＣ／ＤＣ
コンバータやＡＣ／ＤＣコンバータ等、各種昇圧回路に
利用することができる。
【図１】 実施形態に係る昇圧回路の構成図である。
【図２】 図１の昇圧回路の詳細な構成を示す図であ
る。
る。
【図３】 ＣＮＴ信号の変化に伴う昇圧回路主要部の電
圧または電流波形図である。
圧または電流波形図である。
【図４】 従来の降圧回路の構成例を示す図である。
【図５】 従来の昇圧回路の構成例を示す図である。
Ｔｒ１，２，４〜８ トランジスタ、Ｔｒ３ スイッチ
ングトランジスタ、Ｃ１ コンデンサ、Ｃ２ 電解コン
デンサ、Ｌ１ コイル、Ｄ１，２ ダイオード、Ｒ１，
２ 抵抗、４００ 制御回路、５００ 変換回路。
ングトランジスタ、Ｃ１ コンデンサ、Ｃ２ 電解コン
デンサ、Ｌ１ コイル、Ｄ１，２ ダイオード、Ｒ１，
２ 抵抗、４００ 制御回路、５００ 変換回路。
Claims (2)
- 【請求項１】 ＮＰＮ型のスイッチングトランジスタが
オンのときにインダクタンス素子にエネルギーを蓄え、
オフのときにこのエネルギーを入力電圧に重畳して出力
側に取り出す昇圧回路を制御する回路であって、 スイッチングトランジスタのオン、オフを指示する指示
信号がオンを指示するときにのみオンして定電流を流す
ＮＰＮ型の第一トランジスタと、 前記指示信号がオフを指示するときにのみ過渡的にオン
するＮＰＮ型の第二トランジスタと、 を含み、第一トランジスタのエミッタを第二トランジス
タのコレクタに接続してこれらのトランジスタをこの順
に電源と接地の間に配置し、第一トランジスタのエミッ
タを直接スイッチングトランジスタのベースに接続して
なる制御回路。 - 【請求項２】 コレクタが接地されたＮＰＮ型のスイッ
チングトランジスタと、 スイッチングトランジスタのオン、オフを指示する指示
信号がオンを指示するときにのみオンして定電流を流す
ＮＰＮ型の第一トランジスタと、 コレクタが第一トランジスタのエミッタおよびスイッチ
ングトランジスタのベースに接続され、前記指示信号が
オフを指示するときにのみ過渡的にオンするＮＰＮ型の
第二トランジスタと、 一端がスイッチングトランジスタのコレクタに接続さ
れ、他端が電源に接続されるインダクタンス素子と、 正極がスイッチングトランジスタのコレクタに接続され
るダイオードと、 一端が前記ダイオードの負極に接続され、他端が接地さ
れるコンデンサと、 を含み、電源電圧を昇圧し、これを前記ダイオードの負
極にて取り出すことを特徴とする昇圧回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8074852A JPH09266666A (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 昇圧回路とその制御回路 |
| US08/824,440 US5789905A (en) | 1996-03-28 | 1997-03-26 | Voltage step-up circuit and its control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8074852A JPH09266666A (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 昇圧回路とその制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09266666A true JPH09266666A (ja) | 1997-10-07 |
Family
ID=13559273
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8074852A Pending JPH09266666A (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 昇圧回路とその制御回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5789905A (ja) |
| JP (1) | JPH09266666A (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6356741B1 (en) * | 1998-09-18 | 2002-03-12 | Allegro Microsystems, Inc. | Magnetic pole insensitive switch circuit |
| US20080296397A1 (en) * | 2007-05-30 | 2008-12-04 | Ta-Yang Cheng | Automatic heating unit for personal computer |
| US9209644B2 (en) | 2010-07-30 | 2015-12-08 | Byd Company Limited | Circuits and methods for heating batteries in series using resonance components in series |
| CN102074753B (zh) * | 2010-07-30 | 2012-07-04 | 比亚迪股份有限公司 | 一种电池的加热电路 |
| EP2413454A1 (en) | 2010-07-30 | 2012-02-01 | Byd Company Limited | Battery heating circuit |
| US9083196B2 (en) | 2010-07-30 | 2015-07-14 | Byd Company Limited | Circuits and methods for heating batteries in parallel using resonance components in series |
| US9120394B2 (en) | 2010-07-30 | 2015-09-01 | Byd Company Limited | Battery heating circuits and methods based on battery discharging and charging using resonance components in series and multiple charge storage components |
| US8947049B2 (en) * | 2010-07-30 | 2015-02-03 | Byd Company Limited | Battery heating circuits and methods using voltage inversion and freewheeling circuit components |
| US9160041B2 (en) | 2010-07-30 | 2015-10-13 | Byd Company Limited | Battery heating circuits and methods using resonance components in series and bridging charge storage components |
| US8941358B2 (en) * | 2010-07-30 | 2015-01-27 | Byd Company Limited | Heating circuits and methods based on battery discharging and charging using resonance components in series and freewheeling circuit components |
| US8994332B2 (en) * | 2010-07-30 | 2015-03-31 | Byd Company Limited | Battery heating circuits and methods using voltage inversion based on predetermined conditions |
| US9214706B2 (en) | 2010-07-30 | 2015-12-15 | Byd Company Limited | Battery heating circuits and methods using resonance components in series based on charge balancing |
| CN102074752B (zh) | 2010-12-23 | 2012-07-04 | 比亚迪股份有限公司 | 一种电池的加热电路 |
| US9065293B2 (en) | 2010-12-23 | 2015-06-23 | Byd Company Limited | Battery heating circuits and methods using transformers |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4355277A (en) * | 1980-10-01 | 1982-10-19 | Motorola, Inc. | Dual mode DC/DC converter |
| US4961006A (en) * | 1989-06-22 | 1990-10-02 | Motorola, Inc. | Inductively loaded switching transistor circuit |
| EP0460554A1 (en) * | 1990-05-30 | 1991-12-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Hybrid integrated circuit device |
| DE69501931T2 (de) * | 1994-09-16 | 1998-09-10 | Toshiba Kawasaki Kk | Micro-Leistungsversorgung mit einem Schalelement |
-
1996
- 1996-03-28 JP JP8074852A patent/JPH09266666A/ja active Pending
-
1997
- 1997-03-26 US US08/824,440 patent/US5789905A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5789905A (en) | 1998-08-04 |
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